JP6248847B2 - 永久磁石形同期電動機の制御装置 - Google Patents

永久磁石形同期電動機の制御装置 Download PDF

Info

Publication number
JP6248847B2
JP6248847B2 JP2014147627A JP2014147627A JP6248847B2 JP 6248847 B2 JP6248847 B2 JP 6248847B2 JP 2014147627 A JP2014147627 A JP 2014147627A JP 2014147627 A JP2014147627 A JP 2014147627A JP 6248847 B2 JP6248847 B2 JP 6248847B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
angle difference
calculating
axis
permanent magnet
synchronous motor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2014147627A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2016025714A (ja
Inventor
野村 尚史
尚史 野村
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fuji Electric Co Ltd
Original Assignee
Fuji Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fuji Electric Co Ltd filed Critical Fuji Electric Co Ltd
Priority to JP2014147627A priority Critical patent/JP6248847B2/ja
Publication of JP2016025714A publication Critical patent/JP2016025714A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP6248847B2 publication Critical patent/JP6248847B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Landscapes

  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Description

本発明は、永久磁石形同期電動機の制御装置に関し、詳しくは、永久磁石形同期電動機(以下、PMSMともいう)を磁極位置検出器なしで運転する、いわゆるセンサレス制御技術において、磁極位置を正確に演算可能とした制御装置に関するものである。
PMSMの回転子の突極性を利用して磁極位置を演算し、これに基づいて制御を行う、いわゆるセンサレス制御技術が開発されている。
例えば、特許文献1には、PMSMに高周波交番電圧を印加したときに流れる高周波電流を検出して磁極位置を演算する技術が開示されている。この従来技術では、PMSMに正弦波または方形波の高周波交番電圧を印加したときに流れる高周波電流を印加電圧と平行な成分と直交する成分とに分解し、両成分のうち少なくとも一方に基づいて印加電圧ベクトルと磁束軸との間の角度差を検出してこの相差角から直接または間接に磁極位置を検出している。
一方、PMSMの突極性を利用したセンサレス制御においては、重負荷時に電動機鉄芯の磁気飽和に起因して磁極位置の演算誤差が発生し、これによって制御系が不安定になる事例が報告されている。
このため、例えば非特許文献1には、磁気飽和に起因したd,q軸間の磁気結合によって位置演算誤差が発生するメカニズムを解析し、この位置演算誤差を補償する方法が開示されている。
特許第3312472号公報(請求項1、段落[0014]〜[0039]、図1等)
Yi Li等,"Improved Rotor-Position Estimation by Signal Injection in Brushless AC Motors, Accounting for Cross-Coupling Magnetic Saturation" IEEE Transaction on industry applications, Vol.45, No.5 (2009年9月/10月)
非特許文献1の場合、位置演算誤差を非特許文献1の(14)式,(18)式によって求める際に、d,q軸高周波電流に応じた結合要素λを決定する(18)式中の係数k,kを適切に調整する必要があり、その調整作業は非常に煩雑である。
そこで、本発明の解決課題は、PMSMの位置演算誤差を容易に補償可能とした制御装置を提供することにある。
上記課題を解決するため、請求項1に係る発明は、永久磁石形同期電動機の固定子巻線に高周波交番電圧を印加したときの電流を検出して前記電動機の回転子の磁極位置を推定する機能を備えた制御装置であって、前記電動機の電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、前記電流及び端子電圧を、前記電動機の回転子磁極方向に平行な軸及びその直交軸であるd,q軸から推定した直交回転座標系のγ,δ軸上で制御するようにした制御装置において、
前記固定子巻線に前記高周波交番電圧を印加する方向軸及びその直交軸であるx,y軸を前記制御装置内に推定し、
前記x軸に高周波交番電圧を重畳する手段と、
前記電動機のγ軸電流、δ軸電流、及び、前記γ,δ軸と前記x,y軸との角度差からy軸高周波電流振幅を検出する手段と、
前記y軸高周波電流振幅から前記回転子速度及び前記磁極位置を演算する手段と、
前記電動機のトルク相当値から前記角度差を演算する角度差演算器と、
前記角度差演算器を調整する角度差演算器調整手段と、を備え、
前記角度差演算器調整手段は、
前記電動機の電流、端子電圧相当値、及び、前記回転子速度から位置推定誤差を演算する位置推定誤差演算手段と、
前記位置推定誤差の演算値から前記角度差を演算する角度差調節器と、
前記トルク相当値と前記角度差とから前記角度差演算器の調整値を演算する角度差演算器調整部と、を備え、
前記電動機の通常運転時には、前記角度差演算器により演算した角度差を用いて前記高周波交番電圧を生成し、前記角度差演算器の調整時には、前記角度差調節器により演算した角度差を用いて前記高周波交番電圧を生成することを特徴とする。
これにより、PMSMのセンサレス制御における位置推定誤差の補償軸を自動的かつ容易に調整することができる。
請求項2に係る発明は、請求項1に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記位置推定誤差演算手段は、前記電動機の電流、端子電圧相当値、及び、前記回転子速度から拡張誘起電圧を演算する手段と、前記拡張誘起電圧から前記位置推定誤差を演算する手段と、を備えたことを特徴とする。
請求項3に係る発明は、請求項1に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記位置推定誤差演算手段は、前記電動機の電流、端子電圧相当値、及び、前記回転子速度から拡張磁束を演算する手段と、前記拡張磁束から前記位置推定誤差を演算する手段と、を備えたことを特徴とする。
これにより、位置推定誤差の補償値を一層正確に求めることができる。
請求項4に係る発明は、請求項1〜3の何れか1項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記角度差演算器は、前記角度差を前記トルク相当値の多項式により演算する手段を備え、前記角度差演算器調整手段は、前記トルク相当値と前記角度差とから前記多項式のパラメータを演算するパラメータ演算手段を備えたことを特徴とする。
請求項5に係る発明は、請求項1〜3の何れか1項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記角度差演算器は、前記角度差を、前記トルク相当値を入力とする折れ線近似関数を用いて演算する手段を備え、前記角度差演算器調整手段は、前記角度差を前記トルク相当値の多項式によりモデル化し、前記トルク相当値と前記角度差とから前記多項式のパラメータを演算するパラメータ演算手段と、前記モデルに基づいて前記パラメータから折れ線近似関数を演算する手段と、を備えたことを特徴とする。
これにより、角度差演算器の演算量を低減することができる。
請求項6に係る発明は、請求項4または5に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記パラメータ演算手段は、逐次最小二乗法により、前記トルク相当値と前記角度差とから前記パラメータを演算する手段を備えたことを特徴とする。
これにより、パラメータを真値へ短時間で収束させることができ、調整時間を短縮化が可能になる。
本発明によれば、PMSMのセンサレス制御における位置推定誤差の補償値を従来技術よりも容易に調整することができ、センサレス制御時の位置推定誤差を低減して安定性及びトルク制御精度を向上させることができる。
本発明の各実施形態に共通する制御装置の通常運転時の機能を主回路と共に示したブロック図である。 座標軸の定義を示す図である。 図1における高周波電圧演算器のブロック図である。 γ軸高周波電圧及びγ軸電流の波形図である。 図1における位置推定誤差演算器のブロック図である。 本発明の第1実施形態及び第2実施形態における角度差演算器調整時のブロック図である。 図6における角度差調節器のブロック図である。 本発明の第1実施形態における角度差演算器調整部のブロック図である。 本発明の第2実施形態における角度差演算器の入力と出力との関係を示す図である。 本発明の第2実施形態における角度差演算器調整部のブロック図である。 本発明の第3実施形態における角度差演算器調整時のブロック図である。
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図1は、本発明の各実施形態に共通する制御装置の通常運転時の機能を主回路と共に示したブロック図である。
PMSMは、回転子に同期したd,q軸直交回転座標系で電流、電圧を制御することにより、高性能なトルク制御や速度制御を実現可能としている。ここで、d軸は回転子の磁極のN極方向と定義され、q軸はd軸から90°進み方向と定義されるが、磁極位置検出器を用いないで運転するセンサレス制御の場合、d,q軸の位置を直接検出することができない。そこで、制御装置では、d,q軸に対応する直交回転座標系のγ,δ軸を推定し、このγ,δ軸上で制御演算を行っている。
図2は、これらの座標軸の定義を示すベクトル図である。PMSMのu相巻線を基準としたγ軸の角度(位置推定値)θとu相巻線を基準としたd軸の角度(磁極位置)θとの角度差(位置推定誤差)θerrを、数式1により定義する。
[数式1]
θerr=θ
また、d,q軸の角速度をω(回転子速度)、γ,δ軸の角速度(速度推定値)をωと定義する。
詳細については後述するが、本実施形態では、PMSMの固定子巻線に高周波交番電圧を印加したときに流れる高周波電流を検出して磁極位置を演算する
ここで、高周波交番電圧を印加する方向をx軸、x軸から90°進み方向をy軸と定義し、x,y軸の角度θxyとγ,δ軸の角度θとの差(以下、高周波電圧の角度差)をδxyと定義すると、数式2の関係が成り立つ。
[数式2]
θxy=θ+δxy
更に、x,y軸とd,q軸との角度差θerrxyを、数式3により定義する。
[数式3]
θerrrex=θxy−θ
次に、図1のブロック図に基づいて、制御装置の構成及び作用を説明する。まず、PMSMの速度制御、電流制御、及び電圧制御について説明する。
図1において、減算器16は速度指令値ω と速度推定値ωとの偏差を演算し、速度調節器17は、前記偏差を零にするように動作してトルク指令値τを演算する。電流指令演算器18は、トルク指令値τ及び速度推定値ωに基づいて、PMSM80のトルクをトルク指令値τに制御するためのγ軸電流指令値iγ 及びδ軸電流指令値iδ を演算する。
γ軸電流調節器20aは、減算器19aにより演算したγ軸電流指令値iγ とγ軸基本波電流iγfとの偏差を零にするように動作し、γ軸基本波電圧指令値vγf を演算する。δ軸電流調節器20bは、減算器19bにより演算したδ軸電流指令値iδ とδ軸基本波電流iδfとの偏差を零にするように動作し、δ軸基本波電圧指令値vδf を演算する。
座標変換器14は、u相電流検出器11u,w相電流検出器11wによりそれぞれ検出した相電流検出値i,iを、位置推定値θを用いてγ,δ軸電流iγ,iδに変換する。バンドリジェクトフィルタ21は、γ,δ軸電流iγ,iδから高周波成分を除去して前記γ,δ軸基本波電流iγf,iδfを演算する。
加算器22aは、γ軸基本波電圧指令値vγf にγ軸高周波電圧指令値vγh を加算してγ軸電圧指令値vγ を演算する。また、加算器22bは、δ軸基本波電圧指令値vδf にδ軸高周波電圧指令値vδh を加算してδ軸電圧指令値vδ を演算する。
なお、γ軸高周波電圧指令値vγh 及びδ軸高周波電圧指令値vδh は、高周波電圧演算器32により、前述したx,y軸とγ,δ軸との角度差δxyに基づいて演算される。この角度差δxyは、通常運転時には角度差演算器31による演算値が用いられるが、角度差演算器31のパラメータを調整する角度差演算器調整時には、後述する図6の角度差調節器43の出力が用いられる。
座標変換器15は、γ軸電圧指令値vγ 及びδ軸電圧指令値vδ を位置推定値θに基づいて座標変換し、相電圧指令値v ,v ,v を演算する。これらの相電圧指令値v ,v ,v はPWM回路13に入力され、PWM回路13は、インバータ等の電力変換器70の出力電圧を前記相電圧指令値v ,v ,v に制御するためのゲート信号を生成する。
整流回路60は、三相交流電源50の三相交流電圧を整流して得た直流電圧を電力変換器70に供給する。
電力変換器70は、PWM回路13から送られるゲート信号に基づいて内部の半導体スイッチング素子を制御することで、PMSM80の端子電圧を相電圧指令値v ,v ,v に制御する。
以上に述べた制御により、PMSM80の回転子速度を速度指令値ω に制御することができる。同時に、回転子の磁極位置及び速度を演算するための高周波電圧指令値vγh ,vδh を、加算器22a,22bによりγ,δ軸電圧指令値vγ ,vδ にそれぞれ重畳することが可能である。
次に、この実施形態における磁極位置及び速度の演算原理について説明する。
y軸の高周波交番電圧振幅Vyhを零に制御する場合、x,y軸高周波電流振幅Ixh,Iyhは数式4により表される。
Figure 0006248847
数式4において,角度αは数式5の関係にある。
Figure 0006248847
ところで、一般に、LdqとLqdとは等しくなる。このため、数式4のy軸成分から数式6を導出することができる。
Figure 0006248847
数式6は、角度(θerr+δxy+α)を零に近似できる場合、数式7のように近似することができる。
Figure 0006248847
数式7より、y軸高周波電流振幅Iyhは角度(θerr+δxy+α)に比例する。このため、y軸高周波電流振幅Iyhが零になるように位置及び速度を演算すると、位置推定誤差θerrは数式8となる。
[数式8]
θerr=−δxy−α
数式8より、高周波電圧の角度差δxyを数式9のように制御することで、位置推定誤差θerrを零にすることができる。
[数式9]
δxy=−α
次に、図1を参照しつつ、磁極位置及び速度を演算する方法について説明する。
図1の角度差演算器31は、トルク指令値τから、高周波電圧の角度差δxyを演算する。角度差演算器31の入力は、トルク指令値τの代わりに、電流から演算したトルク演算値としてもよい。
図3は、前記角度差δxyからγ,δ軸高周波電圧指令値vγh ,vδh を演算する高周波電圧演算器32のブロック図である。
まず、x軸高周波電圧振幅指令値をVxh に制御し、y軸高周波電圧振幅指令値Vyh を零に制御して座標変換器101に入力する。座標変換器101は、数式10に示すように、x,y軸高周波電圧振幅指令値Vxh ,Vyh を高周波電圧の角度差δxyだけ回転座標変換してγ,δ軸高周波電圧振幅指令値Vγh ,Vδh を演算する。
Figure 0006248847
矩形波発振器102は、周期がTvh、振幅が±1(0−p値)の単位矩形波信号を出力する。乗算器103a,103bは、γ,δ軸高周波電圧振幅指令値Vγh ,Vδh に単位矩形波信号を乗算してγ,δ軸高周波電圧指令値vγh ,vδh を求め、これらのγ,δ軸高周波電圧指令値vγh ,vδh が前記加算器22a,22bに入力される。
図1におけるバンドパスフィルタ33は、γ,δ軸電流iγ,iδから高周波電圧と同じ周波数成分のγ,δ軸高周波電流振幅Iγh,Iδhを演算する。
図4は、γ軸高周波電圧vγh及びγ軸電流iγの波形を示している。図4より、γ軸高周波電流振幅Iγhは、γ軸高周波電圧vγhの立上りと立下りのγ軸電流iγの偏差から演算することができる。δ軸高周波電流振幅Iδhについても同様に、δ軸高周波電圧vδhの立上りと立下りのδ軸電流iδの偏差から演算することができる。
図1における位置推定誤差演算器34は、γ,δ軸高周波電流振幅Iγh,Iδhから位置推定誤差(-θerrest)を演算する。
図5は、位置推定誤差演算器34の構成を示すブロック図である。
まず、座標変換器201により、数式11のように、γ,δ軸高周波電流振幅Iγh,Iδhを角度(−δxy)だけ回転座標変換してx,y軸高周波電流振幅Ixh,Iyhを演算する。
Figure 0006248847
ゲイン乗算器202は、y軸高周波電流振幅Iyhに比例ゲインKθerrを乗算して位置推定誤差(−θerrest)を演算する。
前記比例ゲインKθerrは、無負荷時のd,q軸インダクタンスL,Lから数式12により計算する。
Figure 0006248847
図1の速度推定器35は、位置推定誤差(−θerrest)を数式13のように比例・積分制御して速度推定値ωを求める。
Figure 0006248847
積分器36は、数式14のように、速度推定値ωを積分して位置推定値θを求める。
Figure 0006248847
これらの演算処理により、磁気飽和に起因する位置推定誤差を補償して位置推定値θを正確に求めることができる。
次に、本発明の第1実施形態について説明する。
図6に、本発明の第1実施形態における角度差演算器調整時のブロック図を示す。
図6のブロック図は、図1のブロック図に、位置推定誤差を零にする高周波電圧の角度差δxyをオンラインで演算して位置推定誤差演算器34及び高周波電圧演算器32に送出する機能と、トルク指令値τと高周波電圧の角度差δxyとの相関関係から角度差演算器31の調整値を演算する機能を追加したものである。
まず、高周波電圧の角度差δxyをオンラインで演算する機能について説明する。
図6において、拡張誘起電圧演算器41は、γ軸拡張誘起電圧推定値eexγest、δ軸拡張誘起電圧推定値eexδestを数式15により演算する。
Figure 0006248847
数式15において、γ軸電圧基本波vγf、δ軸電圧基本波vδfは、γ軸電流調節器20a、δ軸電流調節器20bの出力とする。または、図示されていないが、電圧検出器により検出したd軸電圧検出値とq軸電圧検出値とのバンドリジェクトフィルタ出力によってγ軸電圧基本波vγf、δ軸電圧基本波vδfを得てもよい。
位置推定誤差演算器42は、γ軸拡張誘起電圧推定値eexγest、δ軸拡張誘起電圧推定値eexδestから、位置推定誤差の演算値(−θerrex)を数式16により演算する。
Figure 0006248847
角度差調節器43は、位置推定誤差の演算値(−θerrex)が零になるように高周波電圧の角度差δxyを演算し、位置推定誤差演算器34及び高周波電圧演算器32に送出する。
図7に角度差調節器43のブロック図を示す。ゲイン乗算器303は、位置推定値補償値θcompにフィードバックゲインKFBδxyを乗算する。積分器302は、減算器301により演算した位置推定誤差の演算値(−θerrex)とゲイン乗算器303の出力との偏差を積分して、位置推定値補償値θcompを補償する。ここで、積分器302の積分時定数はTIδxyとする。ゲイン乗算器304は、位置推定値補償値θcompの極性を反転して高周波電圧の角度差δxyを演算する。
次に、角度差演算器31の調整値を演算する機能について説明する。
図1に示した角度差演算器31は、トルク指令値τの多項式によって高周波電圧の角度差δxyを演算する。この場合の演算式は、例えば数式17とする。
[数式17]
δxy=aτ+aτ*3+aτ*5+aτ*7
ただし、
,a,a,a:パラメータ
図6の角度差演算器調整部44は、トルク指令値τと高周波電圧の角度差δxyとの相関関係から、上述した角度差演算器31の調整値であるパラメータa,a,a,aを演算する。
図8に、角度差演算器調整部44のブロック図を示す。ローパスフィルタ401は、トルク指令値τからトルク指令値τのローパスフィルタ出力τ を演算する。ローパスフィルタ401のフィルタ時定数は、角度差調節器43による高周波電圧の角度差δxyの応答時定数相当の値を設定し、高周波電圧の角度差δxyの演算遅れを補償する。パラメータ推定器402は、逐次最小二乗法によりパラメータa,a,a,aを演算する。具体的には数式18の演算を実行する。
Figure 0006248847
次に、本発明の第2実施形態について説明する。
本発明の第2実施形態は、第1実施形態における角度差演算器31、角度差演算器調整部44の構成を別の形態にしたものである。
角度差演算器31は、トルク指令値τを入力とする折れ線近似関数を用いて高周波電圧の角度差δxyを演算する。図9に、角度差演算器31の入力と出力との関係を示す。
角度差演算器調整部44は、トルク指令値τと高周波電圧の角度差δxyとの相関関係から、角度差演算器31の調整値である折れ線近似関数の出力の折れ点δxy[0]〜δxy[4]を演算する。
図10に、角度差演算器調整部44のブロック図を示す。図10のブロック図は、第1実施形態における図8のブロック図に、角度差演算器31の折れ線近似関数の入力の折れ点τ[0]〜τ[4]とパラメータa,a,a,aとから折れ線近似関数の出力の折れ点δxy[0]〜δxy[4]を演算するテーブル演算器403を付加したものである。
テーブル演算器403は、数式19により、折れ線近似関数の出力の折れ点δxy[0]〜δxy[4]を演算する。
[数式19]
δxy[k]=aτ[k]+aτ[k]+aτ[k]+aτ[k]
ただし、
k=0,1,2,3,4
この第2実施形態によれば、第1実施形態よりも角度差演算器31の演算量を低減することができる。
次に、本発明の第3実施形態について説明する。
図11に本発明の第3実施形態における角度差演算器調整時のブロック図を示す。この第3実施形態は、第1実施形態または第2実施形態における位置推定誤差の演算値θerrexを、拡張磁束から演算するようにしたものである。
図11において、拡張磁束演算器45は、γ軸拡張誘起電圧推定値eexγest、δ軸拡張誘起電圧推定値eexδestを数式15により演算し、γ軸拡張磁束推定値Ψexγest、δ軸拡張磁束推定値Ψexδestを数式20により演算する。
Figure 0006248847
ここで、γ軸拡張磁束推定値Ψexγest,δ軸拡張磁束推定値Ψexδestは、例えば特許第5332305号に記載されているように磁束オブザーバを用いて演算してもよい。
位置推定誤差演算器42は、γ軸拡張磁束推定値Ψexγest、δ軸拡張磁束推定値Ψexδestから、位置推定誤差の演算値(−θerrex)を数式21により演算する。
Figure 0006248847
この第3実施形態によれば、第1実施形態、第2実施形態よりも位置推定誤差の演算値θerrexを正確に求めることができ、角度差演算器31の調整値をより正確に求めることができる。
本発明は、PMSMのセンサレス制御における位置推定誤差の補償値を短時間に自動的に調整できる特徴がある。これにより、センサレス制御時の位置推定誤差を低減し、安定性の向上及びトルク制御精度の向上が可能となる。
11u u相電流検出回路
11w w相電流検出回路
13 PWM回路
14,15 座標変換器
16,19a,19b, 減算器
17 速度調節器
18 電流指令演算器
20a γ軸電流調節器
20b δ軸電流調節器
21 バンドリジェクトフィルタ
22a,22b 加算器
31 角度差演算器
32 高周波電圧演算器
33 バンドパスフィルタ
34 位置推定誤差演算器
35 速度推定器
36 積分器
41 拡張誘起電圧演算器
42 位置推定誤差演算器
43 角度差調節器
44 角度差演算器調整部
45 拡張磁束演算器
50 三相交流電源
60 整流回路
70 電力変換器
80 PMSM
101 座標変換器
102 矩形波発振器
103a,103b 乗算器
201 座標変換器
202 ゲイン乗算器
301 減算器
302 積分器
303,304 ゲイン乗算器
401 ローパスフィルタ
402 パラメータ推定器
403 テーブル演算器

Claims (6)

  1. 永久磁石形同期電動機の固定子巻線に高周波交番電圧を印加したときの電流を検出して前記電動機の回転子の磁極位置を推定する機能を備えた制御装置であって、前記電動機の電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、前記電流及び端子電圧を、前記電動機の回転子磁極方向に平行な軸及びその直交軸であるd,q軸から推定した直交回転座標系のγ,δ軸上で制御するようにした制御装置において、
    前記固定子巻線に前記高周波交番電圧を印加する方向軸及びその直交軸であるx,y軸を前記制御装置内に推定し、
    前記x軸に高周波交番電圧を重畳する手段と、
    前記電動機のγ軸電流、δ軸電流、及び、前記γ,δ軸と前記x,y軸との角度差からy軸高周波電流振幅を検出する手段と、
    前記y軸高周波電流振幅から前記回転子速度及び前記磁極位置を演算する手段と、
    前記電動機のトルク相当値から前記角度差を演算する角度差演算器と、
    前記角度差演算器を調整する角度差演算器調整手段と、
    を備え、
    前記角度差演算器調整手段は、
    前記電動機の電流、端子電圧相当値、及び、前記回転子速度から位置推定誤差を演算する位置推定誤差演算手段と、
    前記位置推定誤差の演算値から前記角度差を演算する角度差調節器と、
    前記トルク相当値と前記角度差とから前記角度差演算器の調整値を演算する角度差演算器調整部と、
    を備え、
    前記電動機の通常運転時には、前記角度差演算器により演算した角度差を用いて前記高周波交番電圧を生成し、前記角度差演算器の調整時には、前記角度差調節器により演算した角度差を用いて前記高周波交番電圧を生成することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
  2. 請求項1に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
    前記位置推定誤差演算手段は、
    前記電動機の電流、端子電圧相当値、及び、前記回転子速度から拡張誘起電圧を演算する手段と、
    前記拡張誘起電圧から前記位置推定誤差を演算する手段と、
    を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
  3. 請求項1に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
    前記位置推定誤差演算手段は、
    前記電動機の電流、端子電圧相当値、及び、前記回転子速度から拡張磁束を演算する手段と、
    前記拡張磁束から前記位置推定誤差を演算する手段と、
    を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
  4. 請求項1〜3の何れか1項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
    前記角度差演算器は、
    前記角度差を前記トルク相当値の多項式により演算する手段を備え、
    前記角度差演算器調整手段は、
    前記トルク相当値と前記角度差とから前記多項式のパラメータを演算するパラメータ演算手段を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
  5. 請求項1〜3の何れか1項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
    前記角度差演算器は、
    前記角度差を、前記トルク相当値を入力とする折れ線近似関数を用いて演算する手段を備え、
    前記角度差演算器調整手段は、
    前記角度差を前記トルク相当値の多項式によりモデル化し、
    前記トルク相当値と前記角度差とから前記多項式のパラメータを演算するパラメータ演算手段と、
    前記モデルに基づいて前記パラメータから折れ線近似関数を演算する手段と、
    を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
  6. 請求項4または5に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
    前記パラメータ演算手段は、
    逐次最小二乗法により、前記トルク相当値と前記角度差とから前記パラメータを演算する手段を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
JP2014147627A 2014-07-18 2014-07-18 永久磁石形同期電動機の制御装置 Active JP6248847B2 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2014147627A JP6248847B2 (ja) 2014-07-18 2014-07-18 永久磁石形同期電動機の制御装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2014147627A JP6248847B2 (ja) 2014-07-18 2014-07-18 永久磁石形同期電動機の制御装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2016025714A JP2016025714A (ja) 2016-02-08
JP6248847B2 true JP6248847B2 (ja) 2017-12-20

Family

ID=55272061

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2014147627A Active JP6248847B2 (ja) 2014-07-18 2014-07-18 永久磁石形同期電動機の制御装置

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP6248847B2 (ja)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6665745B2 (ja) * 2016-09-23 2020-03-13 株式会社デンソー 回転機の制御装置
CN108206659B (zh) * 2018-02-07 2020-04-07 丽水博远科技有限公司 基于旋转高频注入算法的永磁同步电机转子位置估计方法
CN111082443B (zh) * 2018-10-19 2022-12-27 华北电力大学 一种并网调频型飞轮储能***放电过程中电机侧控制方法
CN112215403A (zh) * 2020-09-16 2021-01-12 深圳市兆威机电股份有限公司 确定角度的方法及装置
CN114374350B (zh) * 2021-12-20 2023-12-15 江苏大学 一种表贴式永磁同步电机参数辨识方法

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6763622B2 (en) * 2002-10-10 2004-07-20 General Motors Corporation Amplitude detection method and apparatus for high frequency impedance tracking sensorless algorithm
JP5104219B2 (ja) * 2007-11-02 2012-12-19 富士電機株式会社 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP5120621B2 (ja) * 2008-01-11 2013-01-16 富士電機株式会社 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP5428202B2 (ja) * 2008-05-29 2014-02-26 富士電機株式会社 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP5351859B2 (ja) * 2010-08-31 2013-11-27 株式会社日立産機システム ベクトル制御装置、及び電動機制御システム

Also Published As

Publication number Publication date
JP2016025714A (ja) 2016-02-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5861819B2 (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP5781235B2 (ja) 同期機制御装置
JP6248847B2 (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
WO2016121237A1 (ja) インバータ制御装置及びモータ駆動システム
JP5321792B2 (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP5428202B2 (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP3919003B2 (ja) Dcブラシレスモータのロータ角度検出装置
JP5757205B2 (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP5109790B2 (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP6128330B2 (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP2015180130A (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP5104219B2 (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
CN112204869B (zh) 电力转换装置
JP6519149B2 (ja) モータ制御装置
JP2009273283A (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP5499594B2 (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP2009278691A (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP2004120834A (ja) Dcブラシレスモータの制御装置
JP5104213B2 (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP6675579B2 (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP5332305B2 (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
WO2018016070A1 (ja) モータの制御装置
JP7154987B2 (ja) 永久磁石同期電動機の制御装置,マイクロコンピュータ,電動機システム及び永久磁石同期電動機の運転方法
JP5744151B2 (ja) 電動機の駆動装置および電動機の駆動方法
JP6573213B2 (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20170116

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20171018

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20171024

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20171106

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6248847

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

RD02 Notification of acceptance of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R3D02

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250