DE102005028945A1

DE102005028945A1 - Motorantriebsvorrichtung

Info

Publication number: DE102005028945A1
Application number: DE102005028945A
Authority: DE
Inventors: Tatsuya Okuda; Takahiro Urakabe; Yuuji Kuramoto
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2004-09-30
Filing date: 2005-06-22
Publication date: 2006-04-27
Also published as: CN1756071A; JP2006101675A; CN101039099B; US20060067655A1; CN101039098B; US7310475B2; CN100372228C; CN101039099A; CN101039098A

Abstract

Es wird eine Motorantriebsvorrichtung bereitgestellt, die den durch einen DC-Brückenkondensator fließenden Mischstrom minimieren und die Motorantriebsvorrichtung verkleinern kann. Sie synchronisiert die Frequenz eines Wechselrichterträgersignals, um einen Wechselrichter (20) mit der Frequenz des DC/DC-Wandlerträgersignals anzusteuern, um einen DC/DC-Wandler (40) anzusteuern, und führt eine Regelung/Steuerung auf eine solche Weise durch, dass die Mitte einer Periode, in der der Eingangsstrom (Ip) des Wechselrichters (20) Null beträgt, und die Mitte einer Periode, in der der Ausgangsstrom (Io) des DC/DC-Wandlers (40) Null beträgt, abgestimmt sind.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Regel-/Steuerverfahren für eine Motorantriebsvorrichtung, die einen DC/DC-Wandler und einen Wechselrichter verwendet.
Beschreibung des verwandten Stands der Technik
Als Beispiel einer herkömmlichen Motorantriebsvorrichtung, die für ein Elektrofahrzeug oder ein Hybridelektrofahrzeug HEV (Hybrid Electric Vehicle) verwendet wird, ist eine in der einschlägigen Bezugsschrift 1 offenbarte Motorantriebsvorrichtung bekannt. Die Motorantriebsvorrichtung umfasst einen Motor, einen Wechselrichter, um DC-Leistung in AC-Leistung umzuwandeln, eine Hochspannungsbatterie, einen DC/DC-Wandler und einen DC-Brückenkondensator. Der DC/DC-Wandler verstärkt die aus einer Hochspannungsbatterie eingespeiste Spannung und liefert die DC-Leistung während des Leistungsbetriebs an den Wechselrichter, und senkt die aus dem Wechselrichter abgegebene Spannung der DC-Leistung und liefert sie während des Regenerationsbetriebs an die Hochspannungsbatterie. Der DC-Brückenkondensator, der mehrere Kondensatoren enthält, ist zwischen dem DC-/DC-Wandler und dem Wechselrichter zwischengeschaltet, um die DC-Spannung zu glätten.

Einschlägige Bezugsschrift 1: japanische Patentanmeldung mit der Offenlegungsnummer 8-214592/1996.

Die herkömmliche Motorantriebsvorrichtung weist folgende Probleme auf. Erstens weist eine Leistungswandlereinheit, die dadurch aufgebaut wird, dass, um die Einheit kleiner auszulegen, der Wechselrichter, der DC/DC-Wandler und der DC-Brückenkondensator in einen Baustein integriert werden, das Problem auf, dass der durch den DC-Brückenkondensator fließende Mischstrom aufgrund einer Wechselwirkung zwischen den Stromimpulsen zunimmt, die aus dem DC/DC-Wandler in den DC-Brückenkondensator eingespeist werden, und den Stromimpulsen, die aus dem DC-Brückenkondensator in den Wandler eingespeist werden. Zweitens weist eine Gestaltung, die den Mischstrom pro Kondensator innerhalb einer Toleranz begrenzt, um die Lebensdauer des DC-Brückenkondensators zu erhalten, das Problem auf, den DC-Brückenkondensator zu vergrößern, was wiederum die Einheit in ihrer Gänze größer macht.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung wurde in die Praxis umgesetzt, um die vorstehenden Probleme zu lösen. Es ist deshalb eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die Größe der Motorantriebsvorrichtung zu reduzieren, indem der durch den DC-Brückenkondensator fließende Strom minimiert wird.

Nach einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Motorantriebsvorrichtung bereitgestellt, die umfasst: eine Stromversorgung; einen DC/DC-Wandler; einen Wechselrichter; einen DC-Brückenkondensator, der zwischen dem Wechselrichter und dem DC/DC-Wandler zwischengeschaltet ist, um eine Spannung zu glätten; und einen Regel-/Steuerkreis, um die Stromversorgung aus dem DC/DC-Wandler zum Wechselrichter auf eine Weise zu steuern, dass eine Periode, in der ein Ausgangsstrom des DC/DC-Wandlers auf Null geht, in einer Periode stattfindet, während der ein Eingangsstrom zum Wechselrichter Null beträgt.

Nach der vorliegenden Erfindung ist eine Periode, in der der Ausgangsstrom des DC/DC-Wandlers Null beträgt, in die Periode gesetzt, während der der Eingangsstrom zum Wechselrichter Null beträgt. Im Ergebnis werden der Zeitverlauf der Stromimpulse, die aus dem DC/DC-Wandler zum DC-Brückenkondensator geliefert werden, und der Zeitverlauf der Stromimpulse, die aus dem DC-Brückenkondensator zum Wechselrichter geliefert werden, einander angepasst, was es möglich macht, die Effektivwerte des durch den DC-Brückenkondensator fließenden Stroms zu reduzieren, und die Kapazität des DC-Brückenkondensators und die Größe der Vorrichtung zu reduzieren.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockschema, das eine Konfiguration einer Motorantriebsvorrichtung einer Ausführungsform 1 nach der vorliegenden Erfindung zeigt;
2 ist ein Blockschema, das eine Konfiguration eines Wechselrichters der Ausführungsform 1 nach der vorliegenden Erfindung zeigt;
3 ist ein Schema, das den Betrieb eines Dreieckwellen vergleichenden PBM-Wechselrichters darstellt (PBM – Pulsbreitenmodulation);
4 ist ein Schema, das den Verstärkungsbetrieb eines DC/DC-Wandlers zeigt;
5 ist ein Schema, das den Spannungssenkungsbetrieb des DC/DC-Wandlers zeigt;
6 ist ein Schema, das Betriebswellenverläufe darstellt, wenn die Trägersignale des Wechselrichters und DC/DC-Wandlers in der Ausführungsform 1 nach der vorliegenden Erfindung optimiert werden;
7 ist ein Schema, das die Betriebswellenverläufe darstellt, wenn die Phasen der Trägersignale des Wechselrichters und DC/DC-Wandlers nicht optimiert werden;
8 ist ein Schema, das die Betriebswellenverläufe darstellt, wenn die Trägersignalfrequenz des Wechselrichters nicht mit der Trägersignalfrequenz des DC/DC-Wandlers synchronisiert wird;
9 ist eine grafische Darstellung, die die Effektivwerte des Stroms darstellt, der durch den DC-Brückenkondensator fließt, wenn ein Motor bei einer Nennleistung betrieben wird;
10 ist eine Schema, das den Betrieb zeigt, wenn der Trägersignalwellenverlauf des Wechselrichters ein Sägezahnwellenverlauf ist;
11 ist ein Schema, das Betriebswellenverläufe zeigt, wenn das Trägersignal eines sägezahnwellenverlaufsähnlichen Dreieckwellen vergleichenden PBM-Wechselrichters und das Trägersignal des DC/DC-Wandlers in der Ausführungsform 1 nach der vorliegenden Erfindung optimiert werden;
12 ist ein Schema, das die Raumspannungsvektorsteuerung darstellt;
13 ist ein Schema, das ein Beispiel eines von der Raumspannungsvektorsteuerung hervorgerufenen Schaltmusters darstellt;
14 ist ein Schema, das ein anderes Beispiel des von der Raumspannungsvektorsteuerung hervorgerufenen Schaltmusters darstellt;
15 ist eine grafische Darstellung, die Verhältnisse zwischen Schaltzeitabweichungen und relativen Werten des durch den DC-Brückenkondensator fließenden Stroms darstellt;
16 ist ein Schema, das Verhältnisse zwischen der Schaltzeiteinstellung des Wechselrichters und der Schaltzeiteinstellung des DC/DC-Wandlers bei einem anderen Schaltregelungsverfahren von Ausführungsform 1 darstellt;
17 ist ein Schema, das Verhältnisse zwischen der Schaltzeiteinstellung des Wechselrichters und der Schaltzeiteinstellung des DC/DC-Wandlers bei einem anderen Schaltregelungsverfahren von Ausführungsform 1 darstellt;
18 ist ein Blockschema, das eine Konfiguration einer Motorantriebsvorrichtung einer Ausführungsform 2 nach der vorliegenden Erfindung zeigt;
19 ist ein Schema, das den Verstärkungsbetrieb eines 2-phasigen DC/DC-Wandlers darstellt;
20 ist ein Schema, das Betriebswellenverläufe darstellt, wenn die Trägersignale des Wechselrichters und DC/DC-Wandlers in der Ausführungsform 2 nach der vorliegenden Erfindung optimiert werden;
21 ist ein Schema, das die Betriebswellenverläufe darstellt, wenn die Phasen der Trägersignale des Wechselrichters und DC/DC-Wandlers nicht optimiert werden;
22 ist ein Schema, das den Betrieb eines DC/DC-Wandlers mit einem Leistungsfaktor D von 0,33 darstellt;
23 ist ein Schema, das Betriebswellenverläufe darstellt, wenn die Trägersignale des Wechselrichters und DC/DC-Wandlers in der Ausführungsform 2 nach der vorliegenden Erfindung optimiert werden;
24 ist ein Schema, das den Verstärkungsbetrieb des 2-phasigen DC/DC-Wandlers einer Ausführungsform 3 nach der folgenden Erfindung darstellt;
25 ist ein Schema, das Betriebswellenverläufe darstellt, wenn die Trägersignale des Wechselrichters und DC/DC-Wandlers in der Ausführungsform 3 nach der vorliegenden Erfindung optimiert werden;
2G ist eine grafische Darstellung, die die allgemeinen Verhältnisse zwischen der AC-Ausgangsspannung und dem Modulationsfaktor des Wechselrichters und der Verstärkungsverhältnissteuervariablen des DC/DC-Wandlers darstellt;
27 ist eine grafische Darstellung, die die Verhältnisse zwischen der AC-Ausgangsspannung und dem Modulationsfaktor des Wechselrichters und der Verstärkungsverhältnissteuervariablen des DC/DC-Wandlers zum Senken des Effektivwerts des Mischstroms des DC-Brückenkondensators darstellt;
28 ist eine grafische Darstellung, die den Effektivwert des Mischstroms des DC-Brückenkondensators darstellt, wenn keine Schaltregelung ausgeführt wird, und den Effektivwert des Mischstroms des DC-Brückenkondensators, wenn die Schaltregelung einer Ausführungsform 4 nach der vorliegenden Erfindung ausgeführt wird;
29 ist ein Blockschema, das eine Konfiguration einer Motorantriebsvorrichtung einer Ausführungsform 5 nach der vorliegenden Erfindung zeigt;
30 ist ein Schema, das den Betrieb des DC/DC-Wandlers zeigt, wenn der Leistungsfaktor 0,8 beträgt;
31 ist ein Schema, das den Betrieb des DC/DC-Wandlers zeigt, wenn der Leistungsfaktor 0,5 beträgt;
32 ist ein Schema, das den Betrieb des DC/DC-Wandlers zeigt, wenn der Leistungsfaktor 0,2 beträgt; und
33 ist ein Blockschema, das eine Konfiguration einer Motorantriebsvorrichtung einer Ausführungsform 6 nach der vorliegenden Erfindung zeigt.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die Erfindung wird nun mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben.
AUSFÜHRUNGSFORM 1
1 ist ein Blockschema, das eine Konfiguration einer Motorantriebsvorrichtung 100 einer Ausführungsform 1 nach der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Motorantriebsvorrichtung 100 wird für ein Elektrofahrzeug oder Hybridelektrofahrzeug verwendet. Wie in 1 gezeigt ist, umfasst die Motorantriebsvorrichtung 100 einen Fahrzeugantriebsmotor 10, einen Dreieckwellen vergleichenden PBM-Wechselrichter 20 (PBM-Wechselrichter – Pulsbreitenmodulationswechselrichter), einen DC-Brückenkondensator 30, einen DC/DC-Wandler 40, eine Hochspannungsbatterie (Stromversorgung) 50 mit 100 V bis 300 V, und einen Regel-/Steuerkreis 60.
Der DC/DC-Wandler 40 umfasst Halbleiterschalter (IGBTs – Isolierschichtbipolartransistoren) SH und SL, Dioden DH und DL, eine Drosselspule L, und einen Eingangsspannungsglättungskondensator Cin.
Die Halbeiterschalter SH und SL haben ihre Kollektoranschlüsse an die Kathodenanschlüsse der Dioden DH und DL angeschlossen, und ihre Emitteranschlüsse sind an die Anodenanschlüsse der Dioden DH und DL angeschlossen.
Der Schalter SH hat seinen Kollektoranschluss an einen ersten Anschluss des DC-Brückenkondensators 30 und an den P-Anschluss des Wechselrichters 20 angeschlossen, und sein Emitteranschluss ist an den Kollektoranschluss des Schalters SL und an einen ersten Anschluss der Drosselspule L angeschlossen.
Die Drosselspule L hat ihren zweiten Anschluss an einen ersten Anschluss des Eingangsspannungsglättungskondensators Cin und an den Plus-Anschluss der Hochspannungsbatterie 50 angeschlossen. Die Hochspannungsbatterie 50 hat ihren Minus-Anschluss an einen zweiten Anschluss des Eingangsspannungsglättungskondensators Cin, an den Emitteranschluss des Schalters SL, an einen zweiten Anschluss des DC-Brückenkondensators 30 und an den N-Anschluss des Wechselrichters 20 angeschlossen.
Der Wechselrichter 20 hat seine Ausgangsanschlüsse, den U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasen-Anschluss an die Aufschaltanschlüsse des Fahrzeugantriebsmotors 10, den U-Phasen-, V-Phasen und W-Phasen-Motoranschluss angeschlossen.
2 ist ein Blockschema, das eine Konfiguration des Wechselrichters 20 zeigt. Wie in 2 gezeigt ist, umfasst der Wechselrichter 20 Halbleiterschalter (IGBTs) SuH, SvH, SwH, SuL, SvL und SwL, und Dioden DuH, DvH, DwH, DuL, DvL und DwL. Die Halbleiterschalter SuH, SvH, SwH, SuL, SvL und SwL haben ihre Kollektoranschlüsse an die Kathodenanschlüsse der Dioden DuH, DvH, DwH, DuL, DvL und DwL angeschlossen, und ihre Emitteranschlüsse sind an die Anodenanschlüsse der Dioden DuH, DvH, DwH, DuL, DvL und DwL angeschlossen.
Der Schalter SuH hat seinen Kollektoranschluss an den P-Anschluss angeschlossen, und sein Emitteranschluss ist an den Kollektoranschluss des Schalters SuL und den U-Phasen-Anschluss angeschlossen, und der Schalter SuL hat seinen Emitteranschluss an den N-Anschluss angeschlossen, wodurch der U-Phasenzweig gebildet wird.
Gleichermaßen hat der Schalter SvH seinen Kollektoranschluss an den P-Anschluss angeschlossen, und sein Emitteranschluss ist an den Kollektoranschluss des Schalters SvL und den V-Phasen-Anschluss angeschlossen, und der Schalter SvL hat seinen Emitteranschluss an den N-Anschluss angeschlossen, wodurch der V-Phasenzweig gebildet wird.
Zusätzlich hat der Schalter SwH seinen Kollektoranschluss an den P-Anschluss angeschlossen, und sein Emitteranschluss ist an den Kollektoranschluss des Schalters SwL und den W-Phasen-Anschluss angeschlossen, und der Schalter SwL hat seinen Emitteranschluss an den N-Anschluss angeschlossen, wodurch der W-Phasenzweig gebildet wird.
Als Nächstes wird der Betriebsablauf beschrieben.
Der Regel-/Steuerkreis 60 gibt Signale Guh, Gul, Gvh, Gvl, Gwh, und Gwl ab, die in Spannungssignale umgewandelt wurden, die den Eingangsspannungspegeln angepasst sind, und liefert diese Signale an die Gates der Halbleiterschalter SuH, SuL, SvH, SvL, SwH und SwL des Wechselrichters 20.
Der Regel-/Steuerkreis 60 gibt auch Signale Gh und Gl ab, die auf dieselbe Weise umgewandelt wurden, und liefert sie an die Gates der Schalter SH und SL des DC/DC-Wandlers 40.
Die Signale Guh, Gul, Gvh, Gvl, Gwh, und Gwl steuern die Halbeiterschalter SuH, SuL, SvH, SvL, SwH und SwL so, dass der Wechselrichter 20 die aus der Hochspannungsbatterie 50 über den DC/DC-Wandler 40 eingespeiste DC-Spannung in AC-Spannung umwandelt und sie an den Fahrzeugantriebsmotor 10 liefert.
Um zusätzlich den Fahrzeugantriebsmotor 10 in einem Stromerzeugungsmodus zu betreiben, steuert der Regel-/Steuerkreis 60 den Wechselrichter 20 derart, dass der Wechselrichter 20 die AC-Spannung aus dem Fahrzeugantriebsmotor 10 in DC-Spannung umwandelt, und die DC-Spannung an die Hochspannungsbatterie 50 liefert.
Darüber hinaus verwendet der Regel-/Steuerkreis 60, wenn er die Spannung des DC-Brückenkondensators 30, die Spannung des Eingangsspannungsglättungskondensators Cin (= die Spannung der Hochspannungsbatterie 50) und die Stromwerte der U-Phase, V-Phase und W-Phase des Wechselrichters 20 empfängt, diese, um den Wechselrichter 20 und den DC/DC-Wandler 40 zu steuern.
Als Nächstes wird der Betriebsablauf des Wechselrichters 20 beschrieben.
3 ist ein Schema, das den Betrieb des Wechselrichters 20 darstellt. 3 stellt Wellenverläufe des Wechselrichters 20 dar: einen Trägersignalwellenverlauf; zugrundeliegende Wellenverläufe (Spannungssteuervariable) für die U-, V- und W-Phase; die Signale Guh, Gvh und Gwh, die im Ansprechen auf den Vergleichsvorgang für das Trägersignal mit den zugrundeliegenden Signalen erzeugt werden; die Motorphasenströme der U-, V- und W-Phase; und einen Eingangsstrom Ip des Wechselrichters 20.
Hier ist das Signal Gul ein umgekehrtes Signal des Signals Guh, das Signal Gvl ist ein umgekehrtes Signal des Signals Gvh, und das Signal Gwl ist ein umgekehrtes Signal des Signals Gwh.
Beim Eingang der Signale Guh, Gvh, Gwh, Gul, Gvl und Gwl an ihren Gates erzeugen die Halbleiterschalter SuH, SvH, SwH, SuL, SvL und SwL an ihren jeweiligen Phasenanschlüssen AC-Spannungen, die dieselbe Amplitude haben wie die zugrundeliegenden Signale der U-, V- und W-Phase und von der Eingangsspannung (Spannung an den P-N-Anschlüssen) des Wechselrichters 20 abhängen.
Das Verändern der Amplituden der zugrundeliegenden Signale der jeweiligen Phasen macht es möglich, die Amplituden der Spannungen der jeweiligen Phasen zu verändern. Zusätzlich macht es das Verändern der Phasen der jeweiligen Phasenströme und der Phasen der zugrundeliegenden Signale möglich, die Phasen der Anschlussspannungen der jeweiligen Phasen und die Phasen der jeweiligen Phasenströme zu verändern.
Hier wird das Verhältnis des Wertes von Null auf Spitze des Trägersignals des Wechselrichters 20 und der Amplitude der zugrundeliegenden Signale (Grundwellenamplitude/Wechselrichterwert von Null auf Spitze) als Modulationsfaktor bezeichnet. Zusätzlich wird cosϕ als Leistungsfaktor bezeichnet, wobei ϕ die Phase zwischen dem Phasenstrom und dem zugrundeliegenden Signal ist.
Als Nächstes wird der Betriebsablauf des DC/DC-Wandlers 40 beschrieben.
4 ist ein Schema, das den Verstärkungsbetrieb des DC/DC-Wandlers 40 zeigt. Der Verstärkungsbetrieb findet statt, wenn die Energie von der Hochspannungsbatterie 50 zum Wechselrichter 20 fließt. 4 stellt das Trägersignal des DC/DC-Wandlers 40; die Verstärkungsverhältnissteuervariable; das Gate-Signal G1 des Schalters SL, das durch den durch den DC/DC-Wandler durchgeführten Vergleichsvorgang des Trägersignals mit der Verstärkungsverhältnissteuervariablen erzeugt wird; den durch die Drosselspule L fließenden Strom IL; und den Ausgangsstrom Io des DC/DC-Wandlers 40 dar.
Hier kann die Verstärkungsverhältnissteuervariable als V_PN/V_IN wiedergegeben werden, worin V_IN die Eingangsspannung zum DC/DC-Wandler 40 und V_PN seine Ausgangsspannung ist (= die Spannung am DC-Brückenkondensator 30 = die Eingangsspannung zum Wechselrichter 20).
In dem in 4 dargestellten Beispiel geht das Signal G1, wenn die Verstärkungsverhältnissteuervariable größer ist als das Trägersignal, auf Hochpegel, und der Schalter SL auf der Tiefpegelzweigseite wird eingeschaltet. Wenn hingegen die Verstärkungsverhältnissteuervariable kleiner ist als das Trägersignal, geht das Signal G1 auf Tiefpegel, und der Schalter SL auf der Tiefpegelzweigseite wird abgeschaltet.
Der Drosselspulenstrom IL ist ein DC-artiger Strom, der von Mischstrom überlagert wird. Die Amplitude des Mischstroms des Drosselspulenstroms IL hängt von der Induktivität der Drosselspule L ab: der Mischstrom wird bei einer Zunahme der Induktivität geringer. Der Ausgangsstrom Io wird zu einem impulsartigen Strom. Wie in 4 gezeigt ist, kann der Verstärkungsbetrieb dadurch gesteuert werden, dass das Gate-Signal des Schalters SL gesteuert wird.
Als Nächstes wird der Spannungssenkungsbetrieb des DC/DC-Wandlers 40 mit Bezug auf 5 beschrieben. Der Spannungssenkungsbetrieb findet statt, wenn die Energie vom Wechselrichter 20 zur Hochspannungsbatterie 50 fließt.
5 stellt das Trägersignal des DC/DC-Wandlers 40; die Verstärkungsverhältnissteuervariable; das Gate-Signal Gh des Schalters SH, das durch den durch Vergleichsvorgang des DC/DC-Wandler-Trägersignals mit der Verstärkungsverhältnissteuervariablen erzeugt wird; den durch die Drosselspule L fließenden Strom IL; und den Ausgangsstrom Io des DC/DC-Wandlers 40 dar.
In dem in 5 dargestellten Beispiel geht das Signal Gh, wenn die Verstärkungsverhältnissteuervariable kleiner ist als das Trägersignal, auf Hochpegel, und der Schalter SH auf der Hochpegelzweigseite wird eingeschaltet. Wenn hingegen die Verstärkungsverhältnissteuervariable größer ist als das Trägersignal, geht das Signal Gh auf Tiefpegel und der Schalter SH auf der Hochpegelzweigseite wird abgeschaltet.
Wie beim Verstärkungsbetrieb ist der Drosselspulenstrom IL ein DC-artiger Strom, der von Mischstrom überlagert wird, und der Ausgangsstrom Io wird zu einem impulsartigen Strom. Wie in 5 gezeigt ist, kann der Spannungssenkungsbetrieb dadurch gesteuert werden, dass das Gate-Signal Gh des Schalters SH gesteuert wird.
Als Nächstes wird der Unterdrückungsbetrieb (Minimierungsvorgang) für den Mischstrom, der durch den DC-Brückenkondensator 30 in der Ausführungsform 1 nach der vorliegenden Erfindung fließt, beschrieben.
Der Strom Icap, der durch den DC-Brückenkondensator 30 fließt, ist der Unterschied zwischen dem Eingangsstrom Ip des Wechselrichters 20 und dem Ausgangsstrom Io des DC/DC-Wandlers 40 und wird durch den folgenden Ausdruck (1) dargestellt: Icap = Ip – Io (1)
Wie in den 3, 4 und 5 dargestellt ist, haben der Eingangsstrom Ip des Wechselrichters 20 und der Ausgangsstrom Io des DC/DC-Wandlers 40 einen impulsförmigen Stromwellenverlauf. Dementsprechend wird davon ausgegangen, dass, wenn der Impulsstrom Ip mit dem Impulsstrom Io in Übereinstimmung gebracht wird, dies den Strom Icap des DC-Brückenkondensators 30 senken kann. Um den Impulszeitablauf des Eingangsstroms Ip des Wechselrichters 20 und den Impulszeitablauf des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 40 zu synchronisieren, müssen die Grundfrequenzen der jeweiligen Impulsströme und die Phasen der Grundfrequenzen abgestimmt werden.
Als Erstes wird ein Verfahren zum Abstimmen der Grundfrequenzen der Impulsströme Ip und Io beschrieben. Der Eingangsstrom IP des Wechselrichters 20 hat einen impulsartigen Stromwellenverlauf, und der Impulsstromwellenverlauf variiert je nach den Ansteuerbedingungen des Wechselrichters 20, wie etwa dem Leistungs- und Modulationsfaktor. Die Grundfrequenz des Impulsstroms Ip ist jedoch, ungeachtet der Ansteuerbedingungen des Wechselrichters 20, die doppelte Trägersignalfrequenz des Wechselrichters 20, wie in 3 dargestellt ist. Andererseits ist die Grundfrequenz des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 40 gleich der Trägersignalfrequenz des DC/DC-Wandlers 40, wie in den 4 und 5 dargestellt ist.
Um deshalb die Grundfrequenz des Eingangstroms Ip des Wechselrichters 20 und diejenige des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 40 aufeinander abzustimmen, muss die Trägersignalfrequenz des DC/DC-Wandlers 40 auf die doppelte Trägersignalfrequenz des Wechselrichters 20 eingestellt werden.
Als Nächstes wird ein Verfahren zum Abstimmen der Phase des Eingangsstroms Ip und derjenigen des Ausgangsstroms Io beschrieben. Der Eingangsstrom Ip zum Wechselrichter 20 wird in der Periode zu Null (ab hier „Spannungsnullvektormodus" genannt), in der alle hochpegelzweigseitigen Schalter SuH, SvH und SwH der U-, V- und W-Phase im Einschaltzustand sind, oder in der Periode, in der alle tiefpegelzweigseitigen Schalter SuL, SvL und SwL der U-, V- und W-Phase im Einschaltzustand sind. Obwohl die Dauer des Spannungsnullvektormodus des Wechselrichters 20 sich je nach den Ansteuerbedingungen des Wechselrichters wie etwa dem Leistung- und Modulationsfaktor ändert, ist der Wechselrichter 20 ausnahmslos im Spannungsnullvektormodus, wenn sich das Trägersignal des Wechselrichters 20 an Spitzen oder Tälern befindet, wie in 3 dargestellt ist, und der Eingangsstrom Ip zum Wechselrichter 20 zu Null wird.
Da sie bei jedem Zyklus des Motorstroms gemittelt wird, hat die Grundfrequenzkomponente des Eingangsstroms Ip die kleinste Amplitude, wenn sich das Trägersignal des Wechselrichters 20 an Spitzen oder in Tälern befindet, und hat die größte Amplitude, wenn das Trägersignal des Wechselrichters 20 zu Null wird.
Andererseits sind während des Verstärkungsbetriebs des DC/DC-Wandlers 40 Einschaltzeiten des tiefpegelzweigseitigen Schalters SL Energiespeicherungsperioden der Drosselspule L, wie in 4 dargestellt ist, und Ausschaltzeiten des tiefpegelzweigseitigen Schalters SL sind Entladungsperioden der Energie (des Stroms), die (der) in der Drosselspule gespeichert ist. Obwohl die Dauer, während der der Ausgangsstrom Io des DC/DC-Wandlers 40 Null beträgt, je nach der Verstärkungsverhältnissteuervariablen variiert, wenn sich das Trägersignal des DC/DC-Wandlers 40 in Tälern befindet, wird der Ausgangsstrom Io ohne Ausnahme zu Null. Dementsprechend hat die Grundfrequenzkomponente des Ausgangsstroms Io die kleinste Amplitude, wenn das Trägersignal des DC/DC-Wandlers Täler erreicht, und hat die größte Amplitude, wenn das Trägersignal des DC/DC-Wandlers 40 die Spitzen erreicht.
Auf diese Weise können die Phase des Eingangsstroms Ip zum Wechselrichter 20 und die Phase des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers aufeinander abgestimmt werden, indem der Zeitpunkt, zu dem die Grundfrequenzkomponente des Eingangsstroms Ip des Wechselrichters 20 die kleinste Amplitude hat, und der Zeitpunkt, zu dem die Grundfrequenzkomponente des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 40 die kleinste Amplitude hat, abgestimmt werden. Anders ausgedrückt, um die Phasen der Ströme Ip und Io abzustimmen, sollten die Phasen der einzelnen Trägersignale so eingestellt werden, dass das Trägersignal des DC/DC-Wandlers 40 zu dem Zeitpunkt Täler erreicht, zu dem das Trägersignal des Wechselrichters 20 Spitzen oder Täler erreicht.
6 ist ein Schema, das Betriebswellenverläufe darstellt, wenn die Frequenzen und Phasen der Trägersignale des Wechselrichters 20 und DC/DC-Wandlers 40 durch Anwenden des vorstehenden Verfahrens optimiert werden. Andererseits ist 7 ein Schema, das Betriebswellenverläufe darstellt, wenn die Phasen und Trägersignale des Wechselrichters 20 und DC/DC-Wandlers 40 nicht optimiert werden. Zusätzlich ist 8 ein Schema, das Betriebswellenverläufe darstellt, wenn der Trägersignalwellenverlauf des Wechselrichters 20 und der Trägersignalwellenverlauf des DC/DC-Wandlers 40 nicht synchronisiert werden. Die 6 bis 8 stellen den Trägersignahvellenverlauf des Wechselrichters 20 und den Trägersignahvellenverlauf des DC/DC-Wandlers 40; den Eingangsstrom Ip des Wechselrichters 20; den Ausgangsstrom Io des DC/DC-Wandlers 40; und den Strom Icap dar, der durch den DC-Brückenkondensator 30 fließt. Hier sind die Ansteuerbedingungen des Wechselrichters 20 folgende: der Modulationsfaktor beträgt 1,0 und der Leistungsfaktor 0,9. Zusätzlich beträgt die Verstärkungsverhältnissteuervariable des DC/DC-Wandlers ca. 1,5.
Wie aus einem Vergleich von 6 mit 7 klar hervorgeht, kann Ausführungsform 1, welche die Phasen der Trägersignale des Wechselrichters 20 und DC/DC-Wandlers 40 optimiert, den Zeitverlauf des Eingangsstroms Ip des Wechselrichters 20 und den Zeitverlauf des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 40 aufeinander abstimmen, wodurch der Effektivwert des durch den DC-Brückenkondensator 30 fließenden Stroms Icap stark gesenkt werden kann. In 8 gibt es jedoch, da die Trägersignalfrequenz des Wechselrichters 20 und die Trägersignalfrequenz des DC/DC-Wandlers 40 nicht synchronisiert sind, Perioden, in denen die Zeitverläufe von Ip und Io übereinstimmen, und Perioden, in denen sie nicht übereinstimmen. Im Ergebnis nimmt im Vergleich mit den Bedingungen von 7, obwohl der Effektivwert des Stroms abnimmt, im Vergleich mit 6 der Effektivwert des Stroms Icap zu.
9 ist eine grafische Darstellung, die die Effektivwerte des durch den DC-Brückenkondensator 30 fließenden Stroms darstellt, wenn der Motor mit einer Nennleistung betrieben wird. Die wie in 9 dargestellten Effektivwerte sind relative Werte, und der Effektivwert des Stroms wird als Eins vorausgesetzt, wenn die Anzahl der Umdrehungen des Motors beim herkömmlichen System 1000 U/min beträgt, bei dem der Trägersignalwellenverlauf des Wechselrichters 20 und der Trägersignalwellenverlauf des DC/DC-Wandlers 40 nicht synchronisiert sind. Hier wird angenommen, dass die Verstärkungsverhältnissteuervariable des DC/DC-Wandlers 40 2,0 beträgt. Wie in 9 dargestellt ist, ermöglicht die Optimierung des Trägersignals durch die Ausführungsform 1 die Senkung der Effektivwerte des Stroms des DC-Brückenkondensators 30 über den gesamten Bereich der Motorumdrehungen. Insbesondere in dem Bereich, in dem die Anzahl der Umdrehungen des Motors 1000 – 3000 U/min beträgt, ist die Stromsenkungswirkung des DC-Brückenkondensators 30 groß, was eine Verkleinerung des DC-Brückenkondensators 30 ermöglicht.
Bisher wurde der Fall erläutert, bei dem der Trägersignalwellenverlauf des Wechselrichters 20 eine Dreieckwelle ist. In dem Fall, bei dem der Trägersignalwellenverlauf des Wechselrichters 20 eine Sägezahnwelle ist, variieren die Verhältnisse zwischen der Frequenz des Trägersignals des Wechselrichters 20 und der Frequenz des Trägersignals des DC/DC-Wandlers 40. 10 ist ein Schema, das den Betrieb darstellt, wenn der Trägersignalwellenverlauf des Wechselrichters 20 eine Sägezahnwelle ist. Wie aus 10 klar hervorgeht, ist die Grundfrequenz des Eingangsstroms Ip des Wechselrichters 20, wenn es sich bei dem Trägersignalwellenverlauf des Wechselrichters 20 um eine Sägezahnwelle handelt, gleich der Trägersignalfrequenz. Dementsprechend kann die Trägersignalfrequenz des DC/DC-Wandlers 40 gleich der Trägersignalfrequenz des Wechselrichters 20 ausgelegt werden.
Zusätzlich kann wie beim Verfahren des Anpassens der Phase des Eingangsstroms Ip zum Wechselrichter 20 und der Phase des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 40 das Verfahren verwendet werden, das den Zeitpunkt, zu dem der Trägersignalwellenverlauf des Wechselrichters 20 Spitzen oder Täler erreicht, und den Zeitpunkt anpasst, zu dem der Trägersignalwellenverlauf des DC/DC-Wandlers 40 Täler erreicht, wie im Fall, wenn der Trägersignalwellenverlauf des Wechselrichters 20 eine Dreieckwelle ist. Jedoch reicht es im Falle einer Sägezahnwelle aus, da der Zeitpunkt, zu dem der Trägersignalwellenverlauf des Wechselrichters 20 Spitzen erreicht, mit dem Zeitpunkt zusammenfällt, zu dem er Täler erreicht, diesen Zeitpunkt auf den Zeitpunkt abzustimmen, zu dem der Trägersignalwellenverlauf des DC/DC-Wandlers 40 Täler erreicht.
11 ist ein Schema, das Betriebswellenverläufe darstellt, wenn das vorstehend erwähnte Verfahren angewandt wird und die Frequenzen und Phasen des Trägersignals des die sägezahnwellenverlaufsähnliche Dreieckwelle vergleichenden PBM-Wechselrichters 20 und des Trägersignals des DC/DC-Wandlers 40 optimiert werden. 11 stellt den Trägersignalwellenverlauf des Wechselrichters 20 und den Trägersignalwellenverlauf des DC/DC-Wandlers 40; den Eingangsstrom Ip des Wechselrichters 20; den Ausgangsstrom Io des DC/DC-Wandlers 40; und den durch den DC-Brückenkondensator 30 fließenden Strom dar.
Wie in 11 gezeigt ist, kann die Ausführungsform 1, die die Trägersignale des die sägezahnwellenverlaufsähnliche Dreieckwelle vergleichenden PBM-Wechselrichters 20 und des DC/DC-Wandlers 40 optimiert, den Zeitverlauf des Eingangsstroms Ip des Wechselrichters 20 und den Zeitverlauf des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 40 abstimmen. Dies macht es möglich, den Effektivwert des durch den DC-Brückenkondensator 30 fließenden Stroms in dem die sägezahnwellenverlaufsähnliche Dreieckwelle vergleichenden PBM-Wechselrichter 20 zu senken, wodurch der DC-Brückenkondensator 30 kleiner ausgelegt werden kann.
Bisher ist vorgesehen, dass der tiefpegelseitige Schalter SL, einer der Leistungsregelschalter des DC/DC-Wandlers 40, einschaltet, wenn die Verstärkungsverhältnissteuervariable größer wird als die Trägersignalwellenform, und abschaltet, wenn die Verstärkungsverhältnissteuervariable kleiner wird als die Trägersignalwellenform. Irgendein anderer DC/DC-Wandler 40 kann den tiefpegelseitigen Schalter SL einschalten, wenn die Verstärkungsverhältnissteuervariable kleiner wird als die Trägersignalwellenform, und abschalten, wenn die Verstärkungsverhältnissteuervariable größer wird als die Trägersignalwellenform.
In diesem Fall wird der Ausgangsstrom Io des DC/DC-Wandlers 40 zu Null, wenn der Trägersignalwellenverlauf Spitzen erreicht, und die Amplitude der Grundfrequenzkomponente von Io wird am größten, wenn der Trägersignalwellenverlauf des DC/DC-Wandlers 40 Täler erreicht. Um den Zeitverlauf des Eingangsstroms Ip des Wechselrichters 20 und den Zeitverlauf des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 40 abzugleichen, sollten die Phasen des Trägersignals dementsprechend so eingestellt werden, dass das Trägersignal des DC/DC-Wandlers 40 zu dem Zeitpunkt Spitzen erreicht, zu dem der Trägersignalwellenverlauf des Wechselrichters 20 Spitzen oder Täler erreicht.
Somit kann, obwohl sich die Verhältnisse zwischen der Phase des Trägersignals des Wechselrichters 20 und der Phase des Trägersignals des DC/DC-Wandlers 40 je nach der Vergleichsmethode zwischen dem Trägersignal und der Verstärkungsverhältnissteuervariablen des DC/DC-Wandlers 40 unterscheiden, der durch den DC-Brückenkondensator 30 fließende Strom gesenkt werden, indem der mittlere Zeitpunkt der Periode, während der sich der Wechselrichter 20 im Spannungsnullvektormodus befindet, und der mittlere Zeitpunkt der Periode, während der der tiefpegelseitige Schalter SL des DC/DC-Wandlers 40 den Einschaltzustand aufrechterhält, abgeglichen wird.
Als Nächstes wird der Fall beschrieben, bei dem der Wechselrichter 20 aus einem Raumspannungsvektorsteuerungs-PBM-Wechselrichter besteht. Die Raumspannungsvektorsteuerung ist ein System, das in einem Spannungssteuervektorraum drei momentane Spannungsvektoren ausgibt, die während einer konstanten Periode die Scheitelpunkte einer gleichseitigen Dreiecksfläche bilden, und den Spannungssteuervektor als deren Zeitdurchschnitt ausgibt.
12 ist ein Schema, das die Raumspannungsvektorsteuerung darstellt. Im Spannungsvektorraum stellen Spannungsvektoren V0 – V7 momentane Ausgangsspannungszustände der U-, V- und W-Phasen des Wechselrichters 20 dar. Der Vektor V0(0, 0, 0) stellt einen Zustand dar, bei dem sich alle tiefpegelzweigseitigen Schalter SuL, SvL, und SwL der U-, V- und W-Phasen im Einschaltzustand befinden, und V7(1, 1, 1) stellt einen Zustand dar, bei dem sich alle hochpegelzweigseitigen Schalter SuH, SvH und SwH der U-, V- und W-Phasen im Einschaltzustand befinden. Die Vektoren V0 und V7 stellen jeweils den Spannungsnullvektormodus dar. Zusätzlich stellt der Vektor V6(1, 1, 0) beispielsweise einen Zustand dar, bei dem sich die hochpegelseitigen Schalter SuH und SvH der U- und V-Phasen im Einschaltzustand befinden, und sich der hochpegelseitige Schalter SwH der W-Phase im Ausschaltzustand befindet.
13 ist ein Schema, das ein Beispiel des Schaltmusters zeigt, das auf der Raumspannungsvektorsteuerung beruht, wenn der Spannungssteuervektor V* im gleichseitigen Dreieck V0(V7)V4V6 liegt. In 13 bezeichnet D den Leistungsfaktor des DC/DC-Wandlers 40, der sich in einem Bereich von 0 ≤ D < 1 befindet. Der Leistungsfaktor D nimmt mit einer Zunahme des Verstärkungsverhältnisses beim Verstärkungsbetrieb zu und nimmt mit einer Abnahme des Spannungssenkungsverhältnisses beim Spannungssenkungsbetrieb ab. Das Symbol T verkörpert eine Schaltperiode.
Bei dem wie in 13 dargestellten Schaltmuster werden die Spannungsvektoren V0, V4, V6 und V6 jeweils einmal in einer einzelnen Schaltperiode T ausgewählt. Die Zeitverhältnisse der Spannungsvektoren werden im Ansprechen auf den Spannungssteuervektor V* bestimmt. Wie in 13 dargestellt ist, tritt der Wechselrichter 20 in den Spannungsnullvektormodus während der Periode T zweimal ein: er tritt zweimal auf, in der ersten Hälfte t₀ und in der zweiten Hälfte t₇ der Periode T; und in der ersten Hälfte t₇ und in der zweiten Hälfte t₀ der nächsten Periode T, die abwechselnd stattfinden. Obwohl sich die Zeitperioden t₀, t₄, t₆ und t₇ in Übereinstimmung mit den Veränderungen des Spannungssteuervektors V* jeden Moment ändern, bleiben die Verhältnisse t_0A ÷ t_0B und t_7A ÷ t_7B in den angrenzenden Schaltperioden bestehen, wie in 13 dargestellt ist. Im Ergebnis wird die Dauer 2 × t₀ bzw. 2 × t₇, bei der sich die Schaltperiode T verschiebt, zur Dauer des Spannungsnullvektormodus.
Somit ist in dem wie in 13 gezeigten Schaltmuster der Zeitpunkt, bei dem sich die Schaltperiode T verschiebt, der Zeitpunkt, bei dem die Amplitude der Grundfrequenzkomponente des Eingangsstroms Ip des Wechselrichters 20 am kleinsten wird. Dementsprechend sollte, wie bei der Schaltzeiteinstellung für die Steuerschalter des DC/DC-Wandlers 40, der Schalter SL im Verstärkungsbetrieb in den Einschaltzustand versetzt werden, und der Schalter SH sollte im Spannungssenkungsbetrieb in den Einschaltzustand versetzt werden, und zwar während der Zeitdauer D × T/2 ab dem Zeitpunkt der Verschiebung der Schaltperiode T des Wechselrichters 20, und anschließend sollten sie während der Zeitdauer (1 – D) × T in den Ausschaltzustand versetzt werden. Indem eine solche Schaltzeiteinstellung durchgeführt wird, wird es möglich, die Phasen der Grundfrequenzkomponenten der Impulsströme Ip und Io abzugleichen, wodurch der durch den DC-Brückenkondensator 30 fließende Strom Icap gesenkt werden kann.
14 ist ein Schema, das ein anderes Beispiel eines Schaltmusters der Raumspannungsvektorsteuerung darstellt. 14 stellt das Schaltmuster zur Ausgabe des Spannungssteuervektors V* in dem Zustand dar, bei dem das Schalten der W-Phase angehalten wird, um den Umschaltverlust zu senken, wenn sich der Spannungssteuervektor V* im gleichseitigen Dreieck V0(V7)V4V6 befindet.
Im Falle von 14 hat der momentane Spannungsausgang drei Muster V0, V4 und V6, und der Wechselrichter 20 tritt in den Spannungsnullvektormodus nur in dem Zustand ein, bei dem sich alle tiefpegelseitigen Schalter SuL, SvL und SwL im Einschaltzustand befinden. Somit tritt der Spannungsnullvektormodus einmal pro Periode T auf, und das Muster, bei dem der Spannungsnullvektormodus in der ersten Hälfte der Periode T auftritt, und das Muster, bei dem er in der zweiten Hälfte der Periode T auftritt, finden abwechseln statt. Im Ergebnis geht der Spannungsnullvektormodus für die Zeitdauer 2 × t₀ um den Zeitpunkt herum weiter, zu dem sich die Schaltperiode 2T verschiebt.
Somit ist bei dem in 14 gezeigten Schaltmuster der Zeitpunkt, zu dem sich die Schaltperiode T verschiebt, der Zeitpunkt, zu dem die Amplitude der Grundfrequenzkomponente des Eingangsstroms Ip des Wechselrichters 20 am kleinsten wird. Dementsprechend sollte, wie bei der Schaltzeiteinstellung für die Steuerschalter des DC/DC-Wandlers 40, der Schalter SL im Verstärkungsbetrieb im Einschaltzustand sein, und der Schalter SH sollte im Spannungssenkungsbetrieb im Einschaltzustand sein, und zwar während der Zeitdauer D × T ab dem Zeitpunkt der Verschiebung der Schaltperiode 2T des Wechselrichters 20, und anschließend sollten sie während der Zeitdauer (1 – D) × 2T im Ausschaltzustand gehalten werden. Indem eine solche Schaltzeiteinstellung durchgeführt wird, wird es möglich, die Phasen der Grundfrequenzkomponenten der Impulsströme Ip und Io abzugleichen, wodurch der durch den DC-Brückenkondensator 30 fließende Strom gesenkt werden kann.
Bisher wurden bei den einzelnen Regel-/Steuerverfahren des Dreieckwellen vergleichenden PBM-Wechselrichters, des Sägezahnwellen vergleichenden PBM-Wechselrichters und des Raumspannungsvektorsteuerungs-PBM-Wechselrichters die Schaltzeiteinstellungen der Halbleiterbauteile beschrieben, die den durch den DC-Brückenkondensator 30 fließenden Mischstrom am besten unterdrücken können. Es ist jedoch nicht notwendig, dass die Schaltzeiteinstellungen der Halbleiterbauteile genau übereinstimmen. Auch wenn die Schaltzeiteinstellungen etwas abweichen, kann der Unterdrückungseffekt für den Mischstrom des DC-Brückenkondensators 30 erzielt werden.
15 ist eine grafische Darstellung, die die Verhältnisse zwischen den Schaltzeitabweichungen des DC/DC-Wandlers 40 und der Relativwerte des durch den DC-Brückenkodensator 30 fließenden Stroms darstellt, wenn der Leistungsfaktor des Wechselrichters 20 0,9 und dessen Modulationsfaktor 0,2, 0,6 und 1,0 beträgt. Aus 15 ist ersichtlich, dass sogar wenn die Schaltzeiteinstellung etwas vom optimalen Phasenwert abweicht, der Unterdrückungseffekt für den durch den DC-Brückenkondensator 30 fließenden Mischstrom ungeachtet des Modulationsfaktors erzielt wird. Obwohl sie von den Ansteuerbedingungen des Wechselrichters 20 abhängt, ist zu sehen, dass wenn die Abweichung der Schaltzeiteinstellung innerhalb ± 10% der Schaltperiode des DC/DC-Wandlers 40 liegt, ein ausreichender Effekt erzielt wird.
Als einfacheres Regel-/Steuerverfahren kann der Mischstrom des DC-Brückenkondensators 30 dadurch gesenkt werden, dass der Zeitpunkt, zu dem der Wechselrichter 20 in den Spannungsnullvektormodus übergeht, in etwa dem Zeitpunkt angepasst wird, zu dem der tiefpegelseitige Schalter SL des DC/DC-Wandlers 40 einschaltet.
16 ist ein Schema, das Verhältnisse zwischen der Schaltzeiteinstellung des Wechselrichters 20 und der Schaltzeiteinstellung des DC/DC-Wandlers 40 nach diesem Regel-/Steuerverfahren darstellt. In 16 bezeichnet das Symbol G_ZERO ein Spannungsnullvektorsignal, das in der Zeit hoch ist, in der sich der Wechselrichter 20 im Spannungsnullvektormodus befindet, und in der übrigen Zeit tief ist. Wie in 16 gezeigt ist, befindet sich der tiefpegelseitige Schalter SL des DC/DC-Wandlers 40 im Einschaltzustand für die Zeit D × T ab dem Zeitpunkt, zu dem der Wechselrichter 20 in den Spannungsnullvektormodus übergeht. Während der übrigen Zeit ist der Schalter SL im Ausschaltzustand. Übrigens findet der Zeitpunkt, zu dem der Wechselrichter 20 in den Spannungsnullvektormodus übergeht, nicht in der konstanten Periode T statt, sondern in unregelmäßigen Perioden T ± ΔT, wobei ΔT ein Wert ist, der sich jeden Moment je nach dem Schaltzustand des Wechselrichters 20 ändert, der Durchschnittswert von ΔT aber nahezu Null beträgt.
Dementsprechend beträgt, wenn solch ein Regel-/Steuerverfahren verwendet wird, und wenn der Leistungsfaktor D des DC/DC-Wandlers 40 konstant ist, obwohl die Einschaltdauer des tiefpegelseitigen Schalters SL des DC/DC-Wandlers 40 konstant ist, die Ausschaltdauer des Schalters SL (1 – D) × (T ± ΔT), die nicht konstant ist.
Alternativ kann die Senkung des Mischstroms des DC-Brückenkondensators 30 dadurch bewerkstelligt werden, dass der Zeitpunkt, zu dem der Wechselrichter 20 vom Spannungsnullvektormodus zu einem anderen als dem Spannungsnullvektor übergeht, und der Zeitpunkt, zu dem der tiefpegelseitige Schalter SL des DC/DC-Wandlers 40 abschaltet, in etwa angepasst wird.
17 ist ein Schema, das die Verhältnisse zwischen der Schaltzeiteinstellung des Wechselrichters 20 und der Schaltzeiteinstellung des DC/DC-Wandlers 40 nach diesem Regel-/Steuerverfahren darstellt. Wie in 17 gezeigt ist, befindet sich der tiefpegelseitige Schalter SL des DC/DC-Wandlers 40 im Ausschaltzustand für die Zeitdauer (1 – D) × T ab dem Zeitpunkt, zu dem der Wechselrichter 20 vom Spannungsnullvektormodus zum anderen momentanen Spannungswert übergeht. Während der übrigen Zeit ist der Schalter SL im Einschaltzustand. Übrigens findet der Zeitpunkt, zu dem der Wechselrichter 20 vom Spannungsnullvektormodus zum anderen momentanen Spannungswert übergeht, nicht in der konstanten Periode T statt, sondern in unregelmäßigen Perioden T ± ΔT, wobei ΔT ein Wert ist, der sich jeden Moment je nach dem Schaltzustand des Wechselrichter 20 ändert, der Durchschnittswert von ΔT aber nahezu Null beträgt.
Dementsprechend beträgt, wenn solch ein Regel-/Steuerverfahren verwendet wird, und wenn der Leistungsfaktor D des DC/DC-Wandlers 40 konstant ist, obwohl die Ausschaltdauer des tiefpegelseitigen Schalters SL des DC/DC-Wandlers 40 konstant ist, die Einschaltdauer des Schalters SL D × (T ± ΔT), die nicht konstant ist.
Obwohl der Verstärkungsbetrieb des DC/DC-Wandlers 40 bisher beschrieben wurde, ist der zugrundeliegende Vorgang für den Spannungssenkungsbetrieb des DC/DC-Wandlers 40 derselbe. Sie unterscheiden sich insofern als, obwohl der tiefpegelseitige Schalter SL den DC/DC-Wandler 40 beim Verstärkungsbetrieb steuert, der hochpegelseitige Schalter SH den DC/DC-Wandler 40 beim Spannungssenkungsbetrieb steuert.
Bisher wurde das Vergleichsbetriebsverfahren des DC/DC-Wandlers 40 beispielhaft beschrieben, bei dem sich der tiefpegelseitige Schalter SL, wenn die Verstärkungsverhältnissteuervariable größer ist als das Trägersignal, im Einschaltzustand befindet, und sich der hochpegelseitige Schalter SH im Ausschaltzustand befindet, wohingegen, wenn die Verstärkungsverhältnissteuervariable kleiner ist als das Trägersignal, sich der tiefpegelseitige Schalter SL im Ausschaltzustand und der hochpegelseitige Schalter SH im Einschaltzustand befindet. Dennoch ist dies nicht wesentlich: wenn das Vergleichsbetriebsverfahren des DC/DC-Wandlers 40 umgekehrt ist, können die Trägersignalphasen so eingestellt werden, dass der Trägersignalwellenverlauf des DC/DC-Wandlers 40 zu dem Zeitpunkt Spitzen erreicht, wenn der Trägersignalwellenverlauf des Wechselrichters 20 Spitzen oder Täler erreicht.
Wie vorstehend beschrieben, kann die Ausführungsform 1 den durch den DC-Brückenkondensator 30 fließenden Strom Icap senken, und kann von daher den DC-Brückenkondensator 30 noch weiter verkleinern, indem er so ausgelegt wird, dass die Frequenz des Trägersignals des Wechselrichters 20 und die Frequenz des Trägersignals des DC/DC-Wandlers 40 synchronisiert werden, und die Frequenz des Trägersignals des DC/DC-Wandlers 40 gleich der oder als die doppelte Frequenz des Trägersignals des Wechselrichters 20 ausgelegt wird, so dass, wenn alle tiefpegelseitigen Schalter des Wechselrichters 20 im Einschaltzustand sind, oder wenn alle seine hochpegelseitigen Schalter im Einschaltzustand (Spannungsnullvektormodus) sind, eine bestimmte Zeitdauer vorhanden ist, bei der der Ausgangsstrom Io des DC/DC-Wandlers 40 Null beträgt.
Zusätzlich kann die Ausführungsform 1 den durch den DC-Brückenkondensator 30 fließenden Strom Icap minimieren, und kann den DC-Brückenkondensator 30 noch weiter verkleinern, indem der zeitliche Mittelpunkt der Periode, in der sich der Wechselrichter 20 im Spannungsnullvektormodus befindet, auf den zeitlichen Mittelpunkt der Periode, in der der Ausgangstrom des DC/DC-Wandlers 40 Null beträgt, in etwa abgestimmt wird.
Darüber hinaus kann die Ausführungsform 1 den durch den DC-Brückenkondensator 30 fließenden Strom Icap minimieren, und kann von daher den DC-Brückenkondensator 30 noch weiter verkleinern, indem er so ausgelegt wird, dass der Wechselrichter 20 und der DC/DC-Wandler 40 die Dreieckwelle vergleichende PBM-Steuerung ausführen, und dass der Zeitpunkt, zu dem der Trägersignalwellenverlauf des Wechselrichters 20 Spitzen und Täler erreicht, und der Zeitpunkt, zu dem der Trägersignalwellenverlauf des DC/DC-Wandlers 40 Täler oder Spitzen erreicht, in etwa angepasst werden.
Darüber hinaus kann die Ausführungsform 1 den durch den DC-Brückenkondensator 30 fließenden Strom Icap reduzieren, und kann von daher den DC-Brückenkondensator 30 noch weiter verkleinern, indem der Zeitpunkt, zu dem der Wechselrichter 20 zum Spannungsnullvektormodus übergeht, und der Zeitpunkt, zu dem der Ausgangsstrom des DC/DC-Wandlers 40 zu Null wird, in etwa angepasst werden.
Schließlich kann die Ausführungsform 1 den durch den DC-Brückenkondensator 30 fließenden Strom Icap reduzieren, und kann von daher den DC-Brückenkondensator 30 noch weiter verkleinern, indem der Zeitpunkt, zu dem der Wechselrichter 20 vom Spannungsnullvektormodus zu einem anderen als dem Spannungsnullvektor übergeht, und der Zeitpunkt, zu dem der Ausgangsstrom des DC/DC-Wandlers 40 zu fließen beginnt, in etwa angepasst werden.
AUSFÜHRUNGSFORM 2
18 ist ein Blockschema, das eine Auslegung einer Motorantriebsvorrichtung 101 einer Ausführungsform 2 nach der vorliegenden Erfindung zeigt. In 18 bezeichnen dieselben Bezugszeichen dieselben Bestandteile wie diejenigen von 1. Die vorliegende Ausführungsform 2 unterscheidet sich dadurch von der Ausführungsform 1, dass der DC/DC-Wandler 41 eine mehrphasige (2-phasige in diesem Fall) Anordnung aufweist. Der DC/DC-Wandler 41 umfasst einen DC/DC-Wandler 41a und einen DC/DC-Wandler 41b. Der mehrphasige DC/DC-Wandler umfasst mehrere parallelgeschaltete DC/DC-Wandler und betreibt die einzelnen DC/DC-Wandler, wobei deren Ausgangsphasen verschoben werden. Der Hauptvorteil des mehrphasigen DC/DC-Wandlers besteht darin, dass er den Mischstrom des Eingangsspannungsglättungskondensators Cin und denjenigen des DC-Brückenkondensators 30 senken kann. Sein Nachteil ist, dass das Steuergerät, da es mehrere DC/DC-Wandler steuern muss, kompliziert wird. Deshalb wird der mehrphasige DC/DC-Wandler dazu verwendet, einen DC/DC-Wandler mit vergleichsweise hoher Kapazität aufzubauen.
Als Nächstes wird der Betriebsablauf der vorliegenden Ausführungsform 2 beschrieben.
Zuerst wird der Betrieb des 2-phasigen DC/DC-Wandlers 41 beschrieben. Obwohl es verschiedenartige Regel-/Steuerverfahren für den 2-phasigen DC/DC-Wandler 41 gibt, verwendet die Ausführungsform 2 das Verfahren, das die Phase des Trägersignals des DC/DC-Wandlers 41a von derjenigen des DC/DC-Wandlers 41b um 180 Grad verschiebt.
Der Grund für das Verschieben der Trägersignalphasen der DC/DC-Wandler 41a und 41b um 180 Grad wird nun beschrieben. 19 ist ein Schema, das den Verstärkungsbetrieb des 2-phasigen DC/DC-Wandlers 41 darstellt. Hier beträgt der Leistungsfaktor D der DC/DC-Wandler 41a und 41b 0,6. Das Bezugszeichen G11 ist das Steuersignal, das in den tiefpegelseitigen Schalter SL1 des DC/DC-Wandlers 41a eingespeist wird, und G12 ist das Steuersignal, das in den tiefpegelseitigen Schalter SL2 des DC/DC-Wandlers 41b eingespeist wird. Die Phasen der Steuersignale Gl1 und Gl2 sind um 180 Grad verschoben. Die Bezugszeichen IL1 und IL2 bezeichnen Ströme, die durch Drosselspulen L1 und L2 der DC/DC-Wandler 41a und 41b fließen. Die Ströme IL1 und IL2 werden vom Regel-/Steuerkreis 60 so gesteuert, dass sie ungefähr denselben Wert haben. Die Bezugszeichen Io1 und Io2 bezeichnen Ausgangsströme der DC/DC-Wandler 41a und 41b. Der Ausgangsstrom Io des DC/DC-Wandlers 41 ist gleich der Gesamtsumme von Io1 und Io2.
Wie beim Ausgangsstromwellenverlauf des DC/DC-Wandlers 41 wird ein Impulsstrom mit einer Pulsbreite (1 – D) × T zweimal während der Trägersignalperiode T des DC/DC-Wandlers 41 ausgegeben. In der übrigen Zeit beträgt der Ausgangsstrom Null.
Auf diese Weise ermöglicht es die Verschiebung der Trägerphasen der beiden DC/DC-Wandler um 180 Grad den DC/DC-Wandlern 41a und 41b, ihre Ausgangsströme Io1 und Io2 abwechselnd zu erzeugen, wodurch die Grundfrequenz des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 41 auf die doppelte Trägersignalfrequenz des DC/DC-Wandlers 41 angehoben werden kann.
Als Nächstes wird der Unterdrückungsbetrieb (Minimierungsbetrieb) für den durch den DC-Brückenkondensator 30 fließenden Mischstrom beschrieben.
Genauso wie in der Ausführungsform 1 kann der Strom Icap des DC-Brückenkondensators 30 dadurch gesenkt werden, dass die Grundfrequenzen der Impulsströme des Eingangsstroms Ip des Wechselrichters 20 und des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 41 angepasst werden, und indem die Phasen der Grundfrequenzkomponenten angepasst werden.
Der Eingangsstrom Ip des Wechselrichters 20 hat einen impulsartigen Stromwellenverlauf, und die Grundfrequenz des Eingangsstrom Ip ist die doppelte Wechselrichterträgersignalfrequenz im Dreieckwellen vergleichenden PBM-Wechselrichter. Wie bei der Grundfrequenz des Ausgangsstroms Io des 2-phasigen DC/DC-Wandlers 41, wird auch sie zur doppelten Trägersignalfrequenz des DC/DC-Wandlers 41, indem die Trägerphasen der DC/DC-Wandler 41a und 41b um 180 Grad verschoben werden. Um die Grundfrequenz des Eingangsstroms Ip des Wechselrichters 20 und diejenige des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 41 anzupassen, sollten dementsprechend die Frequenz des Trägersignals des DC/DC-Wandlers 41 und die Frequenz des Trägersignals des Wechselrichters 20 aufeinander abgestimmt sein.
Als Nächstes wird ein Verfahren zum Abstimmen der Phase des Eingangsstroms Ip des Wechselrichters 20 und derjenigen des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 41 beschrieben.
Wie zuvor beschrieben, hat der Ausgangsstrom Io des DC/DC-Wandlers 41, wenn die DC/DC-Wandler 41a und 41b einen Leistungsfaktor von 0,6 haben, eine Periode, in der er Null beträgt. Die Periode stimmt mit einer Periode überein, in der die tiefpegelseitigen Schalter SL1 und SL2 der beiden DC/DC-Wandler 41a und 41b beide im Einschaltzustand sind. Dementsprechend können die Phase des Eingangsstroms Ip des Wechselrichters 20 und die Phase des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 41 dadurch angepasst werden, dass der Zeitpunkt, zu dem der Wechselrichter 20 in den Spannungsnullvektormodus eintritt, und der Zeitpunkt, zu dem die tiefpegelseitigen Schalter SL1 und SL2 der DC/DC-Wandler 41a und 41b beide eingeschaltet sind, abgestimmt werden.
20 ist ein Schema, das Betriebswellenverläufe zeigt, wenn die Phasen der Trägersignale des Dreieckwellen vergleichenden PBM-Wechselrichters 20 und des DC/DC-Wandlers 41 optimiert werden, indem das vorstehende Verfahren angewandt wird. Wie in 20 gezeigt ist, ist der Zeitpunkt, zu dem das Trägersignal des Wechselrichters 20 Spitzen und Täler erreicht, in etwa dem Zeitpunkt angepasst, zu dem die Trägersignale der DC/DC-Wandler 41a und 41b die Hälfte zwischen Spitzen und Tälern erreichen. 21 ist ein Schema, das Betriebswellenverläufe darstellt, wenn die Phase des Trägersignals des Wechselrichters 20 und die Phase des Trägersignals des DC/DC-Wandlers 41 nicht optimiert werden. Hier hat der Wechselrichter 20 die Ansteuerbedingungen, dass der Modulationsfaktor 1,0 und der Leistungsfaktor 0,9 beträgt, und der DC/DC-Wandler 41 eine Verstärkungsverhältnissteuervariable von 2,5 hat.
Wie durch einen Vergleich von 20 mit 21 klar wird, kann die Phasenoptimierung durch die Ausführungsform 2 den Zeitverlauf des Eingangsstroms Ip des Wechselrichters 20 und den Zeitverlauf des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 41 abstimmen, wodurch der Effektivwert des durch den DC-Brückenkondensator 30 fließenden Stroms Icap stark gesenkt werden kann.
Bisher wurde der Fall beschrieben, bei dem der DC/DC-Wandler 41 einen Leistungsfaktor D von über 0,5 (0,6) hat. Als Nächstes wird ein Verfahren zum Anpassen des Eingangsstroms Ip zum Wechselrichter 20 und der Phase des Ausgangsstroms Io des 2-phasigen DC/DC-Wandlers 41 für den Fall beschrieben, bei dem der Leistungsfaktor D unter 0,5 liegt.
22 ist ein Schema, das den Betrieb des DC/DC-Wandlers 41 darstellt, wenn der Leistungsfaktor D 0,33 beträgt. Wie in 22 gezeigt ist, gibt es, wenn der Leistungsfaktor D unter 0,5 liegt, eine gewisse zeitliche Überlappung zwischen dem Ausgangsstrom Io1 des DC/DC-Wandlers 41a und dem Ausgangsstrom Io2 des DC/DC-Wandlers 41b. Dementsprechend hat der Ausgangsstrom Io des DC/DC-Wandlers 41 einen solchen Wellenverlauf, weil sich ein Impulsstrom über eine Gleichstromkomponente legt. Der überlagerte Impulsstrom wird zweimal während der Trägersignalperiode T des DC/DC-Wandlers 41 ausgegeben, und seine Pulsbreite beträgt (1/2 – D) × T. Somit kann die Grundfrequenz des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 41, obwohl die Gleichstromkomponente überlagert ist, wenn der Leistungsfaktor D weniger als 0,5 beträgt, als die doppelte Trägersignalfrequenz des DC/DC-Wandlers ausgelegt werden.
Die Periode, in der der Ausgangsstrom Io des DC/DC-Wandlers 41 am kleinsten wird, ist die Zeit, in der einer der tiefpegelseitigen Schalter SL1 und Sl2 der DC/DC-Wandler 41a und 41b im Einschaltzustand ist. Dementsprechend können die Phase des Eingangsstroms Ip zum Wechselrichter 20 und die Phase des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 41 abgestimmt werden, indem der Zeitpunkt, zu dem der Wechselrichter 20 in den Spannungsnullvektormodus eintritt, und der Zeitpunkt, zu dem einer der tiefpegelseitigen Schalter SL1 und SL2 der DC/DC-Wandler 41 und 41b einschaltet, angepasst werden.
23 ist ein Schema, das Betriebswellenverläufe darstellt, wenn die Phase des Dreieckwellen vergleichenden PBM-Wechselrichters 20 und die Phase des DC/DC-Wandlers 41 mit dem Leistungsfaktor D von 0,33 durch Anwenden des vorstehenden Verfahrens optimiert werden. Wie in 23 gezeigt ist, sind der Zeitpunkt, zu dem das Trägersignal des Wechselrichters 20 Spitzen erreicht, und der Zeitpunkt, zu dem das Trägersignal des DC/DC-Wandlers 41a Täler erreicht, in etwa gleich, und der Zeitpunkt, zu dem das Trägersignal des Wechselrichters 20 Täler erreicht, und der Zeitpunkt, zu dem das Trägersignal des DC/DC-Wandlers 41b Spitzen erreicht, sind in etwa gleich. Hier hat der Wechselrichter 20 die Ansteuerbedingungen, dass der Modulationsfaktor 1,0 und der Leistungsfaktor 0,9 beträgt, und der DC/DC-Wandler 41 eine Verstärkungsverhältnissteuervariabel von 1,5 hat.
Somit können, auch wenn der Leistungsfaktor D des DC/DC-Wandlers 41 0,33 beträgt, der Zeitverlauf des Eingangsstroms Ip des Wechselrichters 20 und der Zeitverlauf des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 41 abgestimmt werden, wodurch der Effektivwert des durch den DC-Brückenkondensator 30 fließenden Stroms Icap deutlich gesenkt werden kann.
Als Nächstes werden die Verhältnisse zwischen der Einschaltzeit und der Verstärkungsverhältnissteuervariablen des DC/DC-Wandlers 41 beschrieben. Der Betrieb des DC/DC-Wandlers 41 weist zwei Betriebsarten auf: eine Betriebsart kontinuierlichen Stroms, bei der Ströme ununterbrochen durch die Drosselspulen L1 und L2 fließen, und eine Betriebsart nicht kontinuierlichen Stroms, bei der die durch L1 und L2 fließenden Ströme eine Periode aufweisen, in der der Stromwert zu Null wird. Für gewöhnlich arbeitet der DC/DC-Wandler 41 in der Betriebsart kontinuierlichen Stroms, mit Ausnahme der Zeit, in der die Last äußerst gering ist.
Wenn der DC/DC-Wandler 41 den Verstärkungsbetrieb in der Betriebsart kontinuierlichen Stroms durchführt, gilt der folgende Ausdruck (2) zwischen der Verstärkungsverhältnissteuervariablen n und dem Leistungsfaktor DL der tiefpegelseitigen Schalter SL1 und SL2: DL ÷ 1 – 1/n (2)
Der vorstehende Ausdruck (2) zeigt, dass beim Verstärkungsbetrieb der Leistungsfaktor D größer als 0,5 ist, wenn die Verstärkungsverhältnissteuervariable n größer als 2,0 ist, und der Leistungsfaktor D kleiner als 0,5 ist, wenn die Verstärkungsverhältnissteuervariable n kleiner als 2,0 ist.
Wenn andererseits der DC/DC-Wandler 41 den Spannungssenkungsbetrieb in der Betriebsart kontinuierlichen Stroms durchführt, gilt der folgende Ausdruck (3) zwischen der Verstärkungsverhältnissteuervariablen n und dem Leistungsfaktor DH der hochpegelseitigen Schalter SH1 und SH2: DH ÷ 1/n (3)
Der vorstehende Ausdruck (3) zeigt, dass beim Spannungssenkungsbetrieb der Leistungsfaktor D auch größer als 0,5 ist, wenn die Verstärkungsverhältnissteuervariable n größer als 2,0 ist, und der Leistungsfaktor D kleiner als 0,5 ist, wenn die Verstärkungsverhältnissteuervariable n kleiner als 2,0 ist.
Wie vorstehend beschrieben, passt die vorliegende Ausführungsform 2, wenn der DC/DC-Wandler 41 einen Leistungsfaktor D von über 0,5 hat, den Zeitpunkt an, zu dem der Wechselrichter 20 in den Spannungsnullvektormodus übergeht, und den Zeitpunkt, zu dem die beiden DC/DC-Wandler 41a und 41b einschalten. Zusätzlich passt die vorliegende Ausführungsform 2, wenn der DC/DC-Wandler 41 einen Leistungsfaktor D von unter 0,5 hat, den Zeitpunkt an, zu dem der Wechselrichter 20 in den Spannungsnullvektormodus übergeht, und den Zeitpunkt, zu dem einer beiden DC/DC-Wandler 41a und 41b einschaltet. Die auf diese Weise ausgeführte Phasensteuerung kann die Phase des Eingangsstroms Ip zum Wechselrichter 20 und die Phase des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 41 anpassen, wodurch der durch den DC-Brückenkondensator 30 fließende Strom gesenkt werden kann.
Obwohl bislang der Verstärkungsbetrieb des DC/DC-Wandlers 41 beschrieben wurde, ist der zugrundeliegende Betrieb des Spannungssenkungsbetriebs des DC/DC-Wandlers 41 derselbe. Sie unterscheiden sich dadurch, dass die tiefpegelseitigen Schalter SL den DC/DC-Wandler 41 im Verstärkungsbetrieb steuern, und die hochpegelseitigen Schalter SH den DC/DC-Wandler 41 im Spannungssenkungsbetrieb steuern.
Wie vorstehend beschrieben, ist die Ausführungsform 2 so ausgelegt, dass, wenn die Phasen des Trägersignals der den 2-phasigen DC/DC-Wandler 41 bildenden DC/DC-Wandler 41a und 41b um 180 Grad verschoben werden, und wenn die Verstärkungsverhältnissteuervariable n des DC/DC-Wandlers 41 größer als 2,0 ist, der Zeitpunkt, zu dem der Wechselrichter 20 in den Spannungsnullvektormodus eintritt, und der Zeitpunkt, zu dem die beiden, den DC/DC-Wandler 41 bildenden DC/DC-Wandler 41a und 41b einschalten, abgestimmt sind. Zusätzlich werden, wenn die Verstärkungsverhältnissteuervariable n des DC/DC-Wandlers 41 kleiner als 2,0 ist, der Zeitpunkt, zu dem der Wechselrichter 20 in den Spannungsnullvektormodus eintritt, und der Zeitpunkt, zu dem einer DC/DC-Wandler 41a und 41b einschaltet, abgestimmt. Dies macht es möglich, die Phase des Eingangsstroms Ip zum Wechselrichter 20 und die Phase des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 41 anzupassen, wodurch der durch den DC-Brückenkondensator 30 fließende Mischstrom gesenkt werden kann.
Obwohl die Ausführungsform 2 den Dreieckwellen vergleichenden PBM-Wechselrichter als Wechselrichter 20 verwendet, ermöglicht es das Anwenden des Optimierungsverfahrens der Ausführungsform 2 im Übrigen, dass ein Sägezahnwellen vergleichender PBM-Wechselrichter oder ein Raumspannungsvektor-PBM-Wechselrichter den durch den DC-Brückenkondensator 30 fließenden Strom senken kann.
AUSFÜHRUNGSFORM 3
Die Auslegung der Motorantriebsvorrichtung der Ausführungsform 3 ist dieselbe wie diejenige der in 18 gezeigten Ausführungsform 2. In der Ausführungsform 2 sind die Phasen der Trägersignale der DC/DC-Wandler 41a und 41b um 180 Grad verschoben, so dass die Grundfrequenz des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 41 zur doppelten Trägersignalfrequenz des DC/DC-Wandlers 41 wird. Hingegen steuert die Ausführungsform 3 den DC/DC-Wandler 41 auf eine solche Weise, dass die Grundfrequenz des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 41 gleich der Trägersignalfrequenz des DC/DC-Wandlers 41 ist.
24 ist ein Schema, das den Verstärkungsbetrieb des DC/DC-Wandlers 41 der Ausführungsform 3 darstellt. Das Bezugszeichen G_ZERO bezeichnet ein Spannungsnullvektorsignal, das sich auf einem hohen Pegel, wenn der Wechselrichter 20 im Spannungsnullvektormodus ist, und in den übrigen Zeitperioden auf einem niedrigen Pegel befindet. Das Bezugszeichen Gl1 bezeichnet ein Einschaltsignal des tiefpegelseitigen Schalters SL1 des DC/DC-Wandlers 41a, und Gl2 bezeichnet ein Einschaltsignal des tiefpegelseitigen Schalters SL2 des DC/DC-Wandlers 41b.
Wie in 24 gezeigt ist, verschiebt die Ausführungsform 3 Gl1 vom hohen zum tiefen Pegel, wenn das Spannungsnullvektorsignal G_ZERO vom hohen zum tiefen Pegel übergeht, und verschiebt Gl2 vom tiefen zum hohen Pegel, wenn das Spannungsnullvektorsignal G_ZERO vom tiefen zum hohen Pegel übergeht. Wenn der Leistungsfaktor der DC/DC-Wandler 41a und 41b D ist, wird die Dauer, in der Gl1 den hohen Pegel beibehält (die Dauer, in der sich der tiefpegelseitige Schalter SL1 im Einschaltzustand befindet), durch D × T wiedergegeben, und die Dauer, in der Gl2 den tiefen Pegel beibehält (die Dauer, in der der tiefpegelseitige Schalter SL2 im Ausschaltzustand ist), wird durch (1 – D) × T wiedergegeben.
25 ist ein Schema, das Betriebswellenverläufe darstellt, wenn die Zeiteinstellung des Wechselrichters 20 und die Zeiteinstellung des DC/DC-Wandlers 41 optimiert sind. Hier hat der Wechselrichter 20 die Ansteuerbedingungen, dass der Modulationsfaktor 1,0 und der Leistungsfaktor 0,9 beträgt, und der DC/DC-Wandler 41 eine Verstärkungsverhältnissteuervariable von 2,5 hat. Die Optimierung durch Ausführungsform 3 macht es möglich, den Zeitverlauf des Eingangsstroms Ip des Wechselrichters 20 und den Zeitverlauf des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 41 genauer abzustimmen, wodurch der Mischstrom des DC-Brückenkondensators 30 noch weiter gesenkt werden kann.
Im Spannungssenkungsbetrieb des DC/DC-Wandlers 41 kann der Strom des DC-Brückenkondensators 30 wie beim Verstärkungsbetrieb gesenkt werden.
Wie vorstehend beschrieben, kann die vorliegende Ausführungsform 3, wenn der DC/DC-Wandler 41 so gesteuert wird, dass die Grundfrequenz des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 41 mit der Trägersignalfrequenz des DC/DC-Wandlers 41 übereinstimmt, den durch den DC-Brückenkondensator 30 fließenden Strom minimieren, indem der Zeitpunkt, zu dem der Wechselrichter 20 in den Spannungsnullvektormodus eintritt, und der Einschaltzeitpunkt eines der den 2-phasigen DC/DC-Wandler 41 bildenden DC/DC-Wandler in etwa abgestimmt werden, und indem der Zeitpunkt, zu dem der Wechselrichter 20 den Spannungsnullvektormodus verlässt, und der Ausschaltzeitpunkt des anderen der den DC/DC-Wandler 41 bildenden DC/DC-Wandler 41 in etwa abgestimmt werden, wodurch der DC-Brückenkondensator noch weiter verkleinert werden kann.
AUSFÜHRUNGSFORM 4
Die Auslegung der Motorantriebsvorrichtung der Ausführungsform ist dieselbe wie diejenige der wie in 18 gezeigten Ausführungsform 2. Die Ausführungsform 4 senkt den Mischstrom des DC-Brückenkondensators 30 noch weiter, indem die Ausgangsspannung V_PN des DC/DC-Wandlers 41 und der Modulationsfaktor des Wechselrichters 20 optimiert werden.
Die AC-Ausgangsspannung V_INV des Wechselrichters 20 ist direkt proportional zum Produkt der Ausgangsspannung V_PN des DC/DC-Wandlers 41 und des Modulationsfaktors m des Wechselrichters 20. Daneben ist die Ausgangsspannung V_PN des DC/DC-Wandlers 41 das Produkt der Spannung V_IN der Hochspannungsbatterie 50 und der Verstärkungsverhältnisvariablen n des DC/DC-Wandlers 41. Somit wird die AC-Ausgangsspannung V_INV des Wechselrichters 20 durch folgenden Ausdruck (4) wiedergegeben: VINV = VIN × n × m × k (4)wobei k eine Konstante ist, die durch das Regel-/Steuerverfahren des Wechselrichters 20 bestimmt wird. Aus Ausdruck (4) ist ersichtlich, dass es unzählige Wahlmöglichkeiten für die Verstärkungsverhältnissteuervariable n und den Modulationsfaktor m gibt, um dieselbe AC-Ausgangsspannung V_INV des Wechselrichters 20 zu erzielen.
Um den Umschaltverlust des Wechselrichters 20 und DC/DC-Wandlers 41 zu unterdrücken, wird die Ausgangsspannung V_PN des DC/DC-Wandlers 41 für gewöhnlich auf die erforderliche Mindestspannung gesetzt. 26 ist ein Schema, das allgemeine Verhältnisse zwischen der AC-Ausgangsspannung V_INV und dem Modulationsfaktor m des Wechselrichters 20 und der Verstärkungsverhältnissteuervariablen n des DC/DC-Wandlers 41 darstellt. Wie in 26 gezeigt ist, ist der Modulationsfaktor m des Wechselrichters 20 immer Eins, wenn der DC/DC-Wandler 41 den Verstärkungsbetrieb durchführt, und die Verstärkungsverhältnissteuervariable n des DC/DC-Wandlers 41 ist immer Eins, wenn der Modulationsfaktor des Wechselrichters 20 kleiner als Eins ist, in welchem Fall der DC/DC-Wandler 41 in den Zustand eintritt, in dem er keinen Schaltbetrieb ausführt.
Die Ausführungsform 4 kann den Effektivwert des Mischstroms des DC-Brückenkondensators 30 senken, indem die Verstärkungsverhältnissteuervariable n des DC/DC-Wandlers 41 und der Modulationsfaktor m des Wechselrichters 20 optimiert wird, und indem der Zeitverlauf des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 41 und der Zeitverlauf des Eingangsstroms Ip des Wechselrichters 20 abgestimmt werden. 27 ist ein Schema, das Verhältnisse zwischen der AC-Ausgangsspannung V_INV und dem Modulationsfaktor m des Wechselrichters 20 und der Verstärkungsverhältnissteuervariablen n des DC/DC-Wandlers 41 zum Senken des Effektivwerts des Mischstroms des DC-Brückenkondensators 30 darstellt. 27 unterscheidet sich dadurch von 26, dass ein Bereich, in dem die Verstärkungsverhältnissteuervariable n größer als Eins ausgelegt und der Modulationsfaktor m herabgesetzt ist, in dem Bereich vorgesehen ist, in dem die AC-Ausgangsspannung V_INV des Wechselrichters 20 niedrig ist.
28 ist eine grafische Darstellung, die den Effektivwert des Mischstroms des DC-Brückenkondensators 30, wenn die Verstärkungsverhältnissteuervariablen n des DC/DC-Wandlers 41 Eins beträgt und kein Schaltbetrieb erfolgt, und den Effektivwert des Mischstroms des DC-Brückenkondensators 30 veranschaulicht, wenn Ausführungsform 4 angewendet wird (beides sind Relativwerte). Hier ist der Leistungsfaktor des Wechselrichters 20 auf 0,9 eingestellt. Wie aus 28 klar wird, ermöglicht die Ausführungsform 4 die Senkung des Effektivwerts des Mischstroms des DC-Brückenkondensators 30. Der Senkungseffekt für den Mischstrom des DC-Brückenkondensators 30 nach Ausführungsform 4 beträgt ca. 25%.
Wie vorstehend beschrieben, kann die Ausführungsform 4 den Effektivwert des Mischstroms des DC-Brückenkondensators 30 senken, indem die Verstärkungsverhältnissteuervariable n des DC/DC-Wandlers 41 und der Modulationsfaktor m des Wechselrichters 20 optimiert wird, und indem der Zeitverlauf des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 41 und der Zeitverlauf des Eingangsstroms Ip des Wechselrichters 20 abgestimmt werden, wodurch der DC-Brückenkondensator 30 verkleinert werden kann.
AUSFÜHRUNGSFORM 5
29 ist ein Blockschema, das eine Auslegung einer Motorantriebsvorrichtung 102 der Ausführungsform 5 nach der vorliegenden Erfindung zeigt. In 29 bezeichnen dieselben Bezugszeichen dieselben Bestandteile wie diejenigen der 1 und 18. Die Auslegung von 29 unterscheidet sich dadurch von derjenigen von 18, dass ein DC/DC-Wandler 42 ein 3-Phasensystem aufweist. Der DC/DC-Wandler 42 umfasst einen DC/DC-Wandler 42a, einen DC/DC-Wandler 42b und einen DC/DC-Wandler 42c. Der Aufbau der DC/DC-Wandler 42a, 42b und 42c ist derselbe wie derjenige der DC/DC-Wandler 41a und 41b.
Als Nächstes wird der Betriebsablauf des 3-phasigen DC/DC-Wandlers 42 beschrieben. Die Ausführungsform 5 verschiebt die Phasen der Trägersignale der DC/DC-Wandler 42a, 42b und 42c jeweils um 120 Grad. Und zwar, weil durch die Verschiebung der Trägerphasen der drei DC/DC-Wandler 42a, 42b und 42c um 120 Grad die Grundfrequenz des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 42 dreimal höher ausgelegt werden kann als die Trägersignalfrequenz des DC/DC-Wandlers 42.
Um den Eingangsstrom Ip des Wechselrichters 20 und die Grundfrequenz des Ausgangsstroms Io des 3-phasigen DC/DC-Wandlers 42 abzustimmen, wenn der Wechselrichter 20 auf der Dreieckwellen vergleichenden PBM-Steuerung basiert, sollte die Trägersignalfrequenz des DC/DC-Wandlers 42 auf 2/3 der Trägersignalfrequenz des Wechselrichters 20 gesetzt werden.
Als Nächstes wird ein Verfahren zum Abgleichen der Phase des Eingangsstroms Ip zum Wechselrichter 20 und der Phase des Ausgangsstroms Io des 3-phasigen DC/DC-Wandlers 42 beschrieben.
30 ist ein Schema, das den Betriebsablauf des DC/DC-Wandlers 42 darstellt, wenn der Leistungsfaktor 0,8 beträgt. Wenn der Leistungsfaktor D größer oder gleich 0,667 ist, gibt es Perioden, in denen der Ausgangsstrom Io des DC/DC-Wandlers 42 Null beträgt. Die Perioden finden statt, wenn die tiefpegelseitigen Schalter SL1, SL2 und SL3 der drei DC/DC-Wandler 42a, 42b und 42c alle im Einschaltzustand sind. Dementsprechend kann die Phase des Eingangsstroms Ip zum Wechselrichter 20 und die Phase des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 42 abgeglichen werden, indem der Zeitpunkt, zu dem sich der Wechselrichter 20 im Spannungsnullvektormodus befindet, und der Zeitpunkt, in dem sich die DC/DC-Wandler 42a, 42b und 42c alle im Einschaltzustand befinden, abgestimmt werden. Wenn der Wechselrichter 20 eine Dreieckwellen vergleichende PBM-Steuerung durchmacht, können die Phase des Eingangsstroms Ip des Wechselrichters 20 und die Phase des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 42 abgeglichen werden, indem der Zeitverpunkt, zu dem das Trägersignal des Wechselrichters 20 Spitzen oder Täler erreicht, und der Zeitpunkt, zu dem das Trägersignal eines der DC/DC-Wandler 42a, 42b und 42c Täler erreicht, abgestimmt werden.
31 ist ein Schema, das den Betriebsablauf des DC/DC-Wandlers 42 darstellt, wenn der Leistungsfaktor D 0,5 beträgt. Ist der Leistungsfaktor D größer oder gleich 0,333 und kleiner als 0,667, überlappen die Ausgangsströme zweier DC/DC-Wandler der drei DC/DC-Wandler 42a, 42b und 42c einander zeitlich, so dass der Ausgangsstrom Io des DC/DC-Wandlers 42 solch einen Wellenverlauf hat, weil sich ein Impulsstrom über eine Gleichstromkomponente legt. Der Ausgangsstrom Io des DC/DC-Wandlers 42 wird in Perioden am kleinsten, in denen zwei der drei DC/DC-Wandler im Einschaltzustand sind. Deshalb können die Phasen des Eingangsstroms Ip des Wechselrichters 20 und die Phase des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 42 abgeglichen werden, indem der Zeitpunkt, zu dem sich der Wechselrichter 20 im Spannungsnullvektormodus befindet, und der Zeitpunkt, zu dem die beiden DC/DC-Wandler der drei DC/DC-Wandler im Einschaltzustand sind, abgestimmt werden. Wenn der Wechselrichter 20 die Dreieckwellen vergleichende PBM-Steuerung durchmacht, können die Phase des Eingangsstroms Ip des Wechselrichters 20 und die Phase des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 42 abgeglichen werden, indem der Zeitpunkt, zu dem das Trägersignal des Wechselrichters 20 Spitzen oder Täler erreicht, und der Zeitpunkt, zu dem das Trägersignals eines der DC/DC-Wandler 42a, 42b und 42c Spitzen erreicht, abgestimmt werden.
23 ist ein Schema, das den Betriebsablauf des DC/DC-Wandlers 42 darstellt, wenn der Leistungsfaktor D 0,2 beträgt. Ist der Leistungsfaktor D kleiner als 0,333, überlappen die Ausgangsströme der drei DC/DC-Wandler 42a, 42b und 42c einander zeitlich, so dass der Ausgangsstrom Io des DC/DC-Wandlers 42 solch einen Wellenverlauf hat, weil sich ein Impulsstrom über eine Gleichstromkomponente legt. Der Ausgangsstrom Io des DC/DC-Wandlers 42 wird in Perioden am kleinsten, in denen einer der DC/DC-Wandler im Einschaltzustand ist. Deshalb können die Phasen des Eingangsstroms Ip des Wechselrichters 20 und die Phase des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 42 abgeglichen werden, indem der Zeitpunkt, zu dem sich der Wechselrichter 20 im Spannungsnullvektormodus befindet, und der Zeitpunkt, zu dem einer der DC/DC-Wandler im Einschaltzustand ist, abgestimmt werden. Wenn der Wechselrichter 20 die Dreieckwellen vergleichende PBM-Steuerung durchmacht, können die Phase des Eingangsstroms Ip des Wechselrichters 20 und die Phase des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 42 abgeglichen werden, indem der Zeitpunkt, zu dem das Trägersignal des Wechselrichters 20 Spitzen oder Täler erreicht, und der Zeitpunkt, zu dem das Trägersignal eines der DC/DC-Wandler 42a, 42b und 42c Täler erreicht, abgestimmt werden.
Hier ist aus dem Ausdruck (2) zu sehen, dass der Leistungsfaktor D zu 0,667 wird, wenn die Verstärkungsverhältnissteuervariable ca. 3,0 beträgt, und dass der Leistungsfaktor D zu 0,333 wird, wenn die Verstärkungsverhältnissteuervariable ca. 1,5 beträgt. Deshalb verändern sich die optimalen Phasen des Wechselrichters 20 und DC/DC-Wandlers 42 zum Minimieren des Mischstroms des DC-Brückenkondensators 30 bei Schwellenwerten, die den Verstärkungsverhältnissteuervariablen 3,0 und 1,5 entsprechen.
Wie vorstehend beschrieben, kann die Ausführungsform 5 die Phasen des Eingangsstroms Ip des Wechselrichters 20 und die Phase des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 42 abgleichen, indem, wenn die Verstärkungsverhältnissteuervariable n des 3-phasigen DC/DC-Wandlers 42 größer als 3,0 ist, der Zeitpunkt, zu dem der Wechselrichter 20 im Spannungsnullvektormodus ist, und der Zeitpunkt, zu dem alle drei DC/DC-Wandler 42a, 42b und 42c im Einschaltzustand sind, abgestimmt werden, und indem, wenn die Verstärkungsverhältnissteuervariable des DC/DC-Wandlers 42 kleiner als 3,0 ist, der Zeitpunkt, zu dem der Wechselrichter 20 im Spannungsnullvektormodus ist, und der Zeitpunkt, zu dem einer oder zwei der drei DC/DC-Wandler 42a, 42b und 42c im Einschaltzustand ist bzw. sind, abgestimmt werden. Somit kann die vorliegende Ausführungsform 5 den durch den DC-Brückenkondensator 30 fließenden Mischstrom senken.
Obwohl die Ausführungsform 5 beispielhaft als Dreieckwellen vergleichender PBM-Wechselrichter beschrieben wurde, lässt sich das vorliegende Verfahren auch auf einen Sägezahnwellen vergleichenden PBM-Wechselrichter und einen Raumspannungsvektor-PMB-Wechselrichter anwenden, wodurch der durch den DC-Brückenkondensator 30 fließende Mischstrom gesenkt werden kann.
Außerdem kann, was einen 4-phasigen DC/DC-Wandler anbelangt, dieser ähnliche Ergebnisse erzielen, wenn die Verstärkungsverhältnissteuervariable n größer oder gleich 4,0 ist, oder wenn sie kleiner als 4,0 ist.
AUSFÜHRUNGSFORM 6
33 ist ein Blockschema, das eine Auslegung einer Motorantriebsvorrichtung 103 der Ausführungsform 6 nach der vorliegenden Erfindung zeigt. In 33 bezeichnen dieselben Bezugszeichen dieselben Bauteile wie diejenigen von 1. Die wie in 33 gezeigte Auslegung unterscheidet sich dadurch von derjenigen von 1, dass sie mehrere (in diesem Fall zwei) Wechselrichter 21 und 22 mit einem DC-Brückenkondensator 30 als gemeinsamen DC-Eingang umfasst. Der Wechselrichter 21 steuert einen Fahrzeugantriebsmotor 11, und der Wechselrichter 22 steuert einen Fahrzeugantriebsmotor 12.
Was die Fahrzeugantriebsmotoren 11 und 12 anbelangt, ist es möglich, den Betrieb als Motoren zur Bereitstellung einer Antriebskraft während des Fahrens des Fahrzeugs und den Betrieb als Generatoren zum Umwandeln der Antriebskraft einer Maschine oder der kinetischen Energie während des Abbremsens des Fahrzeugs in elektrische Energie unabhängig zu steuern. Um dies zu erzielen, sind folgende Betriebsarten bei der Motorantriebsvorrichtung 103 mit solch einer Auslegung möglich: einen der Motoren als Generator zu betreiben und die erzeugte Leistung durch den anderen Motor zu verwenden; beide Motoren unter Verwendung der Leistung der Batterie zu betreiben; und die Batterie zu laden, indem die beiden Motoren als Generatoren betrieben werden.
Bei der Motorantriebsvorrichtung 103 mit einer solchen Auslegung ist der durch den DC-Brückenkondensator 30 fließende Mischstrom der Unterschied zwischen der Gesamtsumme des Eingangsstrom Ip1 des Wechselrichters 21 und des Eingangsstroms Ip2 des Wechselrichters 22, und des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 40. Dementsprechend kann der Mischstrom des DC-Brückenkondensators 30 gesenkt werden, indem der Gesamteingangsstrom zum Wechselrichter, der durch die Gesamtsumme von Ip1 und Ip2 gegeben ist, und der Ausgangsstrom Io des DC/DC-Wandlers 40 abgestimmt werden.
In der Ausführungsform 6 hat der Regel-/Steuerkreis 60 einen Referenzsignalauswahlabschnitt, um eines der Trägersignale der Wechselrichter 21 und 22 als Referenzsignal auszuwählen, um über den Schaltzeitpunkt des DC/DC-Wandlers 40 zu entscheiden. Dann entscheidet die Ausführungsform 6 nach dem ausgewählten Referenzsignal den Schaltzeitpunkt des DC/DC-Wandlers 40.
Indem die Steuerleistungsgröße oder AC-Stromgröße des Wechselrichters 21 (Fahrzeugantriebsmotor 11) und die des Wechselrichters 22 (Fahrzeugantriebsmotor 12) als Entscheidungsreferenz verwendet wird, wählt der Referenzsignalauswahlabschnitt das Trägersignal des Wechselrichters mit einer größeren Steuerleistungsgröße oder AC-Stromgröße als das Referenzsignal aus. Nach einem Verfahren ähnlich den Verfahren der Ausführungsformen 1 – 5 bestimmt der Optimalphasensteuerabschnitt den Schaltzeitpunkt des DC/DC-Wandlers 40, um den Strom Icap des DC-Brückenkondensators 30 auf der Basis des Trägersignals des Wechselrichters zu bestimmen, auf den die Entscheidung durch den Referenzsignalauswahlabschnitt 61 gefallen ist. Indem die Regelung/Steuerung auf diese Weise durchgeführt wird, kann die vorliegende Ausführungsform 6 den Zeitverlauf des Impulsstroms (von Ip1 oder Ip2), der den Gesamteingangsstrom der Wechselrichter beherrscht, und den Zeitverlauf des Ausgangsstroms Io des DC/DC-Wandlers 40, der einen Impulsstrom darstellt, abstimmen, wodurch der Mischstrom Icap des DC-Brückenkondensators 30 gesenkt werden kann.
Obwohl die Ausführungsform 6 als zwei Wechselrichter umfassend beschieben wurde, kann auch eine Auslegung mit drei oder mehr Wechselrichtern genauso gehandhabt werden.
Wie vorstehend beschrieben, ist die Ausführungsform 6 so aufgebaut, dass, wenn sie mehrere Wechselrichter umfasst, sie das Trägersignal des Wechselrichters mit einer größeren Steuerleistungsgröße oder AC-Stromgröße als Referenzsignal übernimmt und den Schaltzeitpunkt des DC/DC-Wandlers 40 in Übereinstimmung mit dem Referenzsignal bestimmt. Somit kann die vorliegende Ausführungsform 6 den Effektivwert des Mischstroms des DC-Brückenkondensators 30 auch dann senken, wenn sie mehrere Wechselrichter umfasst, die den DC-Brückenkondensator 30 als gemeinsamen DC-Eingang haben, wodurch der DC-Brückenkondensator 30 verkleinert werden kann.
BEZUGSZEICHENLISTE

Claims

Motorantriebsvorrichtung, die Folgendes umfasst: eine Stromversorgung (50); einen DC/DC-Wandler (40, 41, 42), der an die Stromversorgung angeschlossen ist; einen Wechselrichter (20), der an den DC/DC-Wandler angeschlossen ist; einen DC-Brückenkondensator (30), der zwischen dem Wechselrichter und dem DC/DC-Wandler angeschlossen ist, um eine Spannung zu glätten; und einen Regel-/Steuerkreis (60), um die Stromversorgung vom DC/DC-Wandler zum Wechselrichter auf eine Weise zu regeln/steuern, dass eine Periode, in der der Ausgangsstrom des DC/DC-Wandlers zu Null wird, in einer Periode stattfindet, in der ein Eingangsstrom zum Wechselrichter Null beträgt.
Motorantriebsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Regel-/Steuerkreis eine Frequenz eines Wechselrichterträgersignals zum Ansteuern des Wechselrichters und eine Frequenz eines DC/DC-Wandlerträgersignals zum Ansteuern des DC/DC-Wandlers synchronisiert.
Motorantriebsvorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Regel-/Steuerkreis auf eine Weise regelt/steuert, dass ein Produkt einer Frequenz eines Trägersignals des DC/DC-Wandlers und einer Anzahl von Phasen des DC/DC-Wandlers gleich der oder zur doppelten Frequenz eines Wechselrichterträgersignals wird.
Motorantriebsvorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Regel-/Steuerkreis auf eine Weise regelt/steuert, dass ein Produkt einer Frequenz eines Trägersignals des DC/DC-Wandlers und einer Anzahl von Phasen des DC/DC-Wandlers gleich einer Frequenz eines Wechselrichterträgersignals wird.
Motorantriebsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der Regel-/Steuerkreis eine Mitte einer Periode, in der ein Eingangsstrom zum Wechselrichter Null beträgt, und eine Mitte einer Periode, in der ein Ausgangsstrom des DC/DC-Wandlers Null beträgt, abstimmt.
Motorantriebsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der Wechselrichter und der DC/DC-Wandler auf einer Dreieckwellen vergleichenden PBM-Steuerung basieren, und der Regel-Steuerkreis den Zeitpunkt von Spitzen oder Tälern eines Trägersignals des Wechselrichters und den Zeitpunkt von Spitzen oder Tälern eines Trägersignals des DC/DC-Wandlers abstimmt.
Motorantriebsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der Regel-/Steuerkreis den Zeitpunkt, zu dem ein Eingangsstrom zum Wechselrichter zu Null wird, und den Zeitpunkt, zu dem ein Ausgangsstrom des DC/DC-Wandlers zu Null wird, abstimmt.
Motorantriebsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der Regel-/Steuerkreis den Zeitpunkt, zu dem ein Eingangsstrom zum Wechselrichter ungleich Null wird, und den Zeitpunkt, zu dem ein Ausgangsstrom des DC/DC-Wandlers ungleich Null wird, abstimmt.
Motorantriebsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der DC/DC-Wandler ein mehrphasiger DC/DC-Wandler ist, der mehrere DC/DC-Wandlereinheiten mit einer Verstärkungsverhältnissteuervariablen umfasst, die kleiner ist als eine Anzahl von Phasen; und der Regel-/Steuerkreis eine Mitte einer Periode, in der ein Eingangsstrom zum Wechselrichter Null beträgt, und eine Mitte einer Periode, in der ein Ausgangsstrom irgendeiner der DC/DC-Wandlereinheiten Null beträgt, abstimmt.
Motorantriebsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der DC/DC-Wandler ein mehrphasiger DC/DC-Wandler ist, der mehrere DC/DC-Wandlereinheiten mit einer Verstärkungsverhältnissteuervariablen umfasst, die größer oder gleich einer Anzahl von Phasen ist; und der Regel-/Steuerkreis eine Mitte einer Periode, in der ein Eingangsstrom zum Wechselrichter Null beträgt, und eine Mitte einer Periode, in der ein Ausgangsstrom irgendeiner der DC/DC-Wandlereinheiten Null beträgt, abstimmt.
Motorantriebsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Wechselrichter und der DC/DC-Wandler auf einer Dreieckwellen vergleichenden PBM-Steuerung basieren; der DC/DC-Wandler (41) ein zweiphasiger DC/DC-Wandler mit einem ersten DC/DC-Wandler (41a) und einem zweiten DC/DC-Wandler (41b) ist, ein Trägersignal des ersten DC/DC-Wandlers und ein Trägersignal des zweiten DC/DC-Wandlers einen Phasenunterschied von 180 Grad und eine Verstärkungsverhältnissteuervariable kleiner 2 aufweisen; und der Regel-/Steuerkreis den Zeitpunkt von Spitzen eines Trägersignals des Wechselrichters und den Zeitpunkt von Tälern des Trägersignals des ersten DC/DC-Wandlers und den Zeitpunkt von Tälern des Trägersignals des Wechselrichters und den Zeitpunkt von Tälern des Trägersignals des zweiten DC/DC-Wandlers abstimmt.
Motorantriebsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Wechselrichter und der DC/DC-Wandler auf einer Dreieckwellen vergleichenden PBM-Steuerung basieren; der DC/DC-Wandler (41) ein zweiphasiger DC/DC-Wandler mit einem ersten DC/DC-Wandler (41a) und einem zweiten DC/DC-Wandler (41b) ist, ein Trägersignal des ersten DC/DC-Wandlers und ein Trägersignal des zweiten DC/DC-Wandlers einen Phasenunterschied von 180 Grad und eine Verstärkungsverhältnissteuervariable größer oder gleich 2 aufweisen; und der Regel-/Steuerkreis den Zeitpunkt von Spitzen und Tälern eines Trägersignals des Wechselrichters und den Zeitpunkt von Mittelpunkten zwischen Spitzen und Tälern des Trägersignals des ersten DC/DC-Wandlers und des zweiten DC/DC-Wandlers abstimmt.
Motorantriebsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der DC/DC-Wandler ein zweiphasiger DC/DC-Wandler mit zwei DC/DC-Wandlereinheiten ist; und der Regel-/Steuerkreis den Zeitpunkt, zu dem der Eingangsstrom zum Wechselrichter zu Null wird, und den Zeitpunkt, zu dem der Ausgangsstrom einer der DC/DC-Wandlereinheiten zu Null wird, und den Zeitpunkt, zu dem der Eingangsstrom zum Wechselrichter ungleich Null wird, und den Zeitpunkt, zu dem der Ausgangsstrom der anderen der DC/DC-Wandlereinheiten ungleich Null wird, abstimmt.
Motorantriebsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, einen Bereich umfassend, in dem der DC/DC-Wandler einen Verstärkungsbetrieb und einen Spannungssenkungsbetrieb in einem Bereich ausführt, in dem ein Modulationsfaktor des Wechselrichters 0,2 bis 1,0 beträgt.
Motorantriebsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Wechselrichter und der DC/DC-Wandler auf einer Dreieckwellen vergleichenden PBM-Steuerung basieren; der DC/DC-Wandler (42) ein dreiphasiger DC/DC-Wandler mit einem ersten DC/DC-Wandler (42a), einem zweiten DC/DC-Wandler (42b) und einem dritten DC/DC-Wandler (42c) ist, ein Trägersignal des ersten DC/DC-Wandlers und ein Trägersignal des zweiten DC/DC-Wandlers einen Phasenunterschied von 120 Grad aufweisen, das Trägersignal des zweiten DC/DC-Wandlers und ein Trägersignal des dritten DC/DC-Wandlers einen Phasenunterschied von 120 Grad aufweisen, und eine Verstärkungsverhältnissteuervariable kleiner als 1,5 oder größer oder gleich 3 ist; und der Regel-/Steuerkreis den Zeitpunkt von Spitzen oder Tälern eines Trägersignals des Wechselrichters und einen Zeitpunkt von Tälern des Trägersignals eines der ersten bis dritten DC/DC-Wandler abstimmt.
Motorantriebsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Wechselrichter und der DC/DC-Wandler auf einer Dreieckwellen vergleichenden PBM-Steuerung basieren; der DC/DC-Wandler (42) ein dreiphasiger DC/DC-Wandler mit einem ersten DC/DC-Wandler (42a), einem zweiten DC/DC-Wandler (42b) und einem dritten DC/DC-Wandler (42c) ist, ein Trägersignal des ersten DC/DC-Wandlers und ein Trägersignal des zweiten DC/DC-Wandlers einen Phasenunterschied von 120 Grad aufweisen, das Trägersignal des zweiten DC/DC-Wandlers und ein Trägersignal des dritten DC/DC-Wandlers einen Phasenunterschied von 120 Grad aufweisen, und eine Verstärkungsverhältnissteuervariable größer oder gleich 1,5 und kleiner 3 ist; und der Regel-/Steuerkreis den Zeitpunkt von Spitzen oder Tälern eines Trägersignals des Wechselrichters und den Zeitpunkt von Spitzen des Trägersignals eines der ersten bis dritten DC/DC-Wandler abstimmt.
Motorantriebsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 16, mehrere Wechselrichter umfassend, wobei der DC-Brückenkondensator zwischen den mehreren Gleichrichtern und dem DC/DC-Wandler angeschlossen ist, um die Spannung zu glätten, und wobei der Regel-/Steuerkreis die Stromversorgung aus dem DC/DC-Wandler zu den Wechselrichtern auf eine Weise regelt/steuert, dass eine Periode, in der ein Ausgangsstrom des DC/DC-Wandlers zu Null wird, in einer Periode stattfindet, in der ein Eingangsstrom zu einem der mehreren Wechselrichter, der die größte Ausgangsleistung oder den größten Ausgangsstrom aufweist, Null beträgt.