JP4468933B2

JP4468933B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP4468933B2
Application number: JP2006264950A
Authority: JP
Inventors: 達也奥田; 勝小林; 隆浩浦壁; 又彦池田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2006-09-28
Filing date: 2006-09-28
Publication date: 2010-05-26
Anticipated expiration: 2026-09-28
Also published as: JP2008086157A

Description

この発明は、直流電圧を昇圧あるいは降圧した直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータと、このＤＣ／ＤＣコンバータからの直流電圧を交流電圧に変換するインバータとで構成された電力変換装置に関するものである。

直流電圧を異なる直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータは広く普及しており、多数の回路方式が提案・実用化されている。ＤＣ／ＤＣコンバータの一方式として、トランスやチョークコイル等の磁気部品を使用せず、コンデンサの充放電電荷を利用した方式が提案されている。

例えば、正の電位に接続する半導体スイッチと負の電位に接続する半導体スイッチとを備えた少なくとも２個以上の半導体スイッチを具備するインバータ回路と、直列に接続される複数の整流器と直列に接続される複数のコンデンサとを備えた多倍圧整流回路とで構成したＤＣ／ＤＣコンバータが提案されている。このような構成にすることで、高耐圧部品でなく中耐圧部品の組み合わせで高圧直流電圧を供給できるとともに、トランスやチョークコイルなどの巻線部品等の大型部品がないため、ＤＣ／ＤＣコンバータの小型薄型軽量化が可能となる。（特許文献１参照）
特開平９−１９１６３８号公報（第５頁、第１図）

従来のＤＣ／ＤＣコンバータは、基本機能である直流電圧変換機能に関する内容であった。ＤＣ／ＤＣコンバータの高圧側負荷として三相インバータを接続した場合、ＤＣ／ＤＣコンバータから平滑コンデンサに流れる電流と、平滑コンデンサから三相インバータへ供給する電流が影響し合って、平滑コンデンサに流れる電流値が増大することになる。平滑コンデンサの寿命を確保するため、１個当たりのコンデンサに流れるリップル電流を許容値以下にするように構成すると、平滑コンデンサが大型化し、装置全体が大型化するという問題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、ＤＣ／ＤＣコンバータと三相インバータが一体化された電力変換装置において、平滑コンデンサに流れるリップル電流を最小にし、電力変換装置の小型化を実現することを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、制御電極によりオンオフ動作が制御される２つの半導体スイッチング素子を直列接続して平滑コンデンサの両端子間に接続した回路を複数直列接続して構成され、各回路内の上記２つの半導体スイッチング素子の接続点を中間端子として、隣接する各回路の中間端子間に、それぞれコンデンサとインダクタの直列体を配して接続し、上記コンデンサの充放電により直流／直流電力変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータと、このＤＣ／ＤＣコンバータからの直流電圧を複数の半導体スイッチング素子のオンオフ制御により交流電圧に変換するインバータとを備えた電力変換装置において、上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、上記インバータへの入力電流がゼロとなる期間に、上記平滑コンデンサに充電された電荷を放電する期間を設けたものである。

また、この発明に係る電力変換装置は、制御電極によりオンオフ動作が制御される２つの半導体スイッチング素子を直列接続して平滑コンデンサの両端子間に接続した回路を複数直列接続して構成され、各回路内の上記２つの半導体スイッチング素子の接続点を中間端子として、隣接する各回路の中間端子間に、それぞれコンデンサとインダクタの直列体を配して接続し、上記コンデンサの充放電により直流／直流電力変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータと、このＤＣ／ＤＣコンバータからの直流電圧を複数の半導体スイッチング素子のオンオフ制御により交流電圧に変換するインバータとを備えた電力変換装置において、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流と、上記インバータへの入力電流のタイミングを一致させるようにしたものである。

この発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータ間に設けられた直流電圧平滑用の平滑コンデンサに流れる電流を低減できるので、平滑コンデンサの小型化が可能であり、電力変換装置の小型化を実現することができる。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による半導体電力変換装置の構成図である。図１に示すように、半導体電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０と三相インバータ２０により構成される。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、電圧端子ＶＬ−Ｖcom間に入力された直流電圧Ｖ１を、約３倍に昇圧された直流電圧Ｖ２にして電圧端子ＶＨ−Ｖcom間に出力する機能を有する。三相インバータ２０は、ＶＨ−Ｖcom間に入力された直流電圧Ｖ２を、Ｕ端子、Ｖ端子、Ｗ端子にそれぞれ独立した交流電圧を出力する機能を有する。

まず、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の主回路構成について説明する。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の主回路部は、電圧端子ＶＬ−Ｖcom間に入力される入力電圧Ｖ１および電圧端子ＶＨ−Ｖcom間に出力する出力電圧Ｖ２を平滑するための平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３と、複数の半導体スイッチング素子としてのＭＯＳ電界効果トランジスタ（以下、ＭＯＳＦＥＴと称す）とを備え、ＭＯＳＦＥＴは低圧側スイッチ、高圧側スイッチとしての２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｍｏｓ１Ｌ、Ｍｏｓ１Ｈ）（Ｍｏｓ２Ｌ、Ｍｏｓ２Ｈ）（Ｍｏｓ３Ｌ、Ｍｏｓ３Ｈ）を直列接続して各平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３の両端子間に接続した回路Ａ１、Ａ２、Ａ３を直列接続して構成される。そして、各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３内の２つのＭＯＳＦＥＴの接続点を中間端子として、隣接する該各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３の中間端子間に、コンデンサＣｒ１２とインダクタＬｒ１２およびコンデンサＣｒ２３とインダクタＬｒ２３の直列体で構成され、エネルギー移行素子として機能するＬＣ直列回路を接続する。

なお、各ＭＯＳＦＥＴは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーＭＯＳＦＥＴで、ゲート（制御電極）に信号が印加されることによりオンオフ動作が制御されるスイッチング素子である。また、平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３の容量値は、ＬＣ直列回路のコンデンサＣｒ１２、Ｃｒ２３の容量値と比較して十分大きな値に設定される。またＭＯＳＦＥＴ（Ｍｏｓ１Ｌ、Ｍｏｓ１Ｈ）のゲートに印加されるゲート信号Ｇ１Ｌ、Ｇ１Ｈは、後述するように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｏｓ１Ｌ、Ｍｏｓ１Ｈ）のスイッチング周波数を決めるためのキャリア信号と指令値を比較演算することで生成されるようになっている。

次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の動作について説明する。動作条件として、電圧端子ＶＬ−Ｖcomから供給された電力を、インバータ２０が定電力負荷（インバータへの入力電流Ｉｐ＝一定値）として消費しているものとする。
図２に、Ｍｏｓ１ＬとＭｏｓ１Ｈを駆動するためのゲート信号Ｇ１Ｌ、Ｇ１Ｈと、各ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｏｓ１Ｌ〜Ｍｏｓ３Ｌ、Ｍｏｓ１Ｈ〜Ｍｏｓ３Ｈ）を流れる電流、平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３を流れる電流Ｉｃｓ１〜Ｉｃｓ３を示す。ここで、各ＭＯＳＦＥＴはゲート信号Ｇ１Ｌ、Ｇ１ＨがＨｉｇｈの時にＯＮするものとし、また、電流の極性は、ＭＯＳＦＥＴはドレインからソースに流れる方向を正、平滑コンデンサＣｓ１〜Ｃｓ３は電荷が充電される方向（平滑コンデンサに電荷が充電されエネルギー移行される方向）を正とした。

ゲート信号Ｇ１Ｈ、Ｇ１Ｌは、コンデンサＣｒとインダクタＬｒによるＬＣ直列回路にて定まる共振周期よりもやや大きな周期Ｔでデューティー約５０％のオンオフ信号であり、ＭＯＳＦＥＴはゲート信号がＨｉｇｈの時にオンとなる。

まず、ゲート信号Ｇ１ＬがＨｉｇｈとなってＭｏｓ１Ｌがオン状態となると、平滑コンデンサＣｓ１に蓄えられた一部のエネルギーが、以下に示す経路でコンデンサＣｒ１２に移行する。
Ｃｓ１⇒Ｍｏｓ２Ｌ⇒Ｌｒ１２⇒Ｃｒ１２⇒Ｍｏｓ１Ｌ
次に、ゲート信号Ｇ１ＨがＨｉｇｈとなってＭｏｓ１Ｈがオン状態となり、ゲート信号Ｇ１ＬがＬｏｗとなってＭｏｓ１Ｌがオフ状態となると、コンデンサＣｒ１２に充電されたエネルギーが、以下に示す経路で平滑コンデンサＣｓ２に移行する。
Ｃｒ１２⇒Ｌｒ１２⇒Ｍｏｓ２Ｈ⇒Ｃｓ２⇒Ｍｏｓ１Ｈ⇒Ｃｒ１２
同時に平滑コンデンサＣｓ１にも電圧端子ＶＬ−Ｖcomから供給される直流電圧によりエネルギーが蓄えられる。

次に再び、ゲート信号Ｇ１ＬがＨｉｇｈとなってＭｏｓ１Ｌがオン状態となると、平滑コンデンサＣｓ１に蓄えられた一部のエネルギーが、上記と同様な経路でコンデンサＣｒ１２に移行すると共に、平滑コンデンサＣｓ２に蓄えられた一部のエネルギーが、以下に示す経路でコンデンサＣｒ２３に移行する。
Ｃｓ２⇒Ｍｏｓ３Ｌ⇒Ｌｒ２３⇒Ｃｒ２３⇒Ｌｒ１２⇒Ｃｒ１２⇒Ｍｏｓ１Ｌ⇒Ｃｓ１
次いで再び、ゲート信号Ｇ１ＨがＨｉｇｈとなってＭｏｓ１Ｈがオン状態となると、コンデンサＣｒ１２に充電されたエネルギーの一部が、上記と同様な経路で平滑コンデンサＣｓ２に移行すると共に、コンデンサＣｒ２３に充電されたエネルギーが、以下に示す経路で平滑コンデンサＣｓ３に移行する。
Ｃｒ２３⇒Ｌｒ２３⇒Ｍｏｓ３Ｈ⇒Ｃｓ３⇒Ｃｓ２⇒Ｍｏｓ１Ｈ⇒Ｃｒ１２⇒Ｌｒ１２

このように、コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ２３の充放電により、平滑コンデンサＣｓ１から平滑コンデンサＣｓ２へ、更に平滑コンデンサＣｓ２から平滑コンデンサＣｓ３へ順次エネルギーを移行する。そして、電圧端子ＶＬとＶcom間に入力された電圧Ｖ１を、約３倍に昇圧された電圧Ｖ２にして電圧端子ＶＨとＶcom間に出力する。また、各コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ２３には、インダクタＬｒ１２、Ｌｒ２３が直列に接続されてＬＣ直列回路を構成するため、上記エネルギーの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギー量を効率よく移行できる。

図２に示したように、各平滑コンデンサＣｓ１〜Ｃｓ３に流れる電流波形Ｉｃｓ１〜Ｉｃｓ３は異なるが、各電流Ｉｃｓ１〜Ｉｃｓ３の周期はゲート信号Ｇ１Ｌ、Ｇ１Ｈの周期に一致し、ゲート信号Ｇ１ＨがＬｏｗの時に電荷を放電し、ゲート信号Ｇ１ＨがＨｉｇｈの時に電荷を充電する方向に電流が流れる。このように、各平滑コンデンサＣｓ１〜Ｃｓ３を流れる電流Ｉｃｓ１〜Ｉｃｓ３は異なるものの、電流Ｉｃｓ１〜Ｉｃｓ３とゲート信号Ｇ１Ｌ、Ｇ１Ｈの基本周波数、及び電流Ｉｃｓ１〜Ｉｃｓ３とゲート信号Ｇ１Ｌ、Ｇ１Ｈの基本周波数の位相は同じとなることがわかる。

なお、各ＭＯＳＦＥＴには寄生ダイオードが形成されているため、Ｍｏｓ２Ｌ、Ｍｏｓ２Ｈ、Ｍｏｓ３Ｌ、Ｍｏｓ３Ｈのゲート制御信号入力は、原則不要である。ＭＯＳＦＥＴの同期整流作用を利用し、寄生ダイオード導通時に各ＭＯＳＦＥＴをオンさせるようなゲート制御信号を入力すれば、ＭＯＳＦＥＴのオン電圧が低下するため、ＭＯＳＦＥＴの損失低減が可能となる。

次に、三相インバータ２０の構成について説明する。
三相インバータ２０の主回路部は図１に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力端子である電圧端子ＶＨ−Ｖcom間に２つの半導体スイッチング素子（ＳｕＬ、ＳｕＨ）（ＳｖＬ、ＳｖＨ）（ＳｗＬ、ＳｗＨ）を直列接続して構成され、その２つの半導体スイッチング素子の接続点からそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電力を出力するようにされている。また各半導体スイッチング素子のゲート端子には、後述するようにキャリア信号とＵ相・Ｖ相・Ｗ相の基本波信号の比較演算に基づいて生成されるゲート信号ＧｕＨ、ＧＶＨ、ＧｗＨ、ＧｕＬ、ＧＶＬ、ＧｗＬが印加される。

次に、三相インバータ２０の動作について説明する。
図３は、インバータ２０の動作を説明するための図である。図３には、インバータのキャリア信号波形、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの基本波信号波形（電圧指示値）、キャリア信号と基本波信号の比較演算に基づいて生成されるゲート信号ＧｕＨ、ＧｖＨ、ＧｗＨ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のモータ相電流、およびインバータ２０への入力電流Ｉｐが示されている。
ゲート信号ＧｕＨ、ＧｖＨ、ＧｗＨ、ＧｕＬ、ＧｖＬ、ＧｗＬが、それぞれ半導体スイッチング素子ＳｕＨ、ＳｖＨ、ＳｗＨ、ＳｕＬ、ＳｖＬ、ＳｗＬのゲート端子に入力されることにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の基本波信号と同様な振幅の、インバータ２０の入力電圧（ＶＨ−Ｖｃｏｍ端子間電圧）に依存した交流電圧が各相の端子に発生する。

各相の基本波信号の振幅を変化させることにより、各相の端子に発生する電圧の振幅を変化させることができる。また、各相電流と基本波信号の位相を変化させることにより、各相の端子電圧と各相電流の位相を変化させることができる。
なお、インバータ２のキャリア信号のゼロ−ピーク値と各相基本波信号の振幅値の比（基本波振幅値／インバータキャリアゼロ−ピーク値）を変調率と呼ぶ。また、相電流と基本波信号の位相をφとした場合のｃｏｓφを力率と呼ぶ。

次に、この発明の実施の形態１による、平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３に流れるリップル電流の抑制動作（最小化動作）について説明する。
平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３に流れる電流Ｉｃｓ１、Ｉｃｓ２、Ｉｃｓ３は、インバータ２０が動作することによるインバータ２０への入力電流Ｉｐと、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０が動作することにより流れるＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉｏ１、Ｉｏ２、Ｉｏ３の差分であり、式（１）で表すことができる。
Ｉｃｓ１＝Ｉｏ１−Ｉｐ
Ｉｃｓ２＝Ｉｏ２−Ｉｐ（１）
Ｉｃｓ３＝Ｉｏ３−Ｉｐ
なおここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉｏ１、Ｉｏ２、Ｉｏ３は、図１において、次の式（２）で表されるものとする。
Ｉｏ１＝Ｉｈ１＋Ｉｈ２＋Ｉｈ３
Ｉｏ２＝Ｉｈ２＋Ｉｈ３（２）
Ｉｏ３＝Ｉｈ３
但しＩｈ１、Ｉｈ２、Ｉｈ３はＭｏｓｘＨから平滑コンデンサＣｓｘ側に流れる電流

平滑コンデンサＣｓ１〜Ｃｓ３を流れる電流実効値を低減するには、インバータ２０への入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉｏ１〜Ｉｏ３のタイミングを一致させればよい。インバータ２０への入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉｏ１〜Ｉｏ３のタイミングを一致させるには、入力電流Ｉｐと出力電流Ｉｏ１〜Ｉｏ３の基本周波数を一致させることと、入力電流Ｉｐと出力電流Ｉｏ１〜Ｉｏ３の基本周波数の位相を一致させる必要がある。

まず、入力電流Ｉｐと出力電流Ｉｏ１〜Ｉｏ３の基本周波数を一致させる方法について説明する。インバータ２０への入力電流Ｉｐはパルス状の電流波形であり、このパルス電流波形は力率や変調率などのインバータ２０の駆動条件によって変化する。しかし、図３に示すように、パルス状の入力電流Ｉｐの基本周波数はインバータ２０の駆動条件に係わらず、インバータ２０のキャリア信号周波数の２倍になる。一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉｏ１〜Ｉｏ３の基本周波数は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のゲート信号Ｇ１Ｈの周波数と同じとなる。
以上のことから、インバータ２０への入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉｏ１〜Ｉｏ３の基本周波数を一致させるためには、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のゲート信号周波数、即ちスイッチング素子Ｇ１Ｌ、Ｇ１Ｈのスイッチング周波数をインバータ２０のキャリア信号周波数の２倍に設定すればよい。

次に、入力電流Ｉｐと出力電流Ｉｏ１〜Ｉｏ３の位相を一致させる方法について説明する。インバータ２０への入力電流Ｉｐがゼロになる（以下、電圧ゼロベクトル状態と記す。）のは、図３に示すようにＵ相、Ｖ相、Ｗ相のＨｉｇｈアーム側スイッチング素子ＳｕＨ、ＳＶＨ、ＳｗＨが全てオンになる期間と、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のＬｏｗアーム側スイッチング素子ＳｕＬ、ＳＶＬ、ＳｗＬが全てオンになる期間である。インバータ２０が電圧ゼロベクトル状態となる時間は、力率や変調率などのインバータの駆動条件によって変化するが、図３に示すように、インバータ２０のキャリア信号が山または谷となる時は、インバータ２０は必ず電圧ゼロベクトル状態になり、インバータ２０の入力電流Ｉｐはゼロとなる。
モータ電流が１サイクルする区間で平均化すると、入力電流Ｉｐの基本周波数成分は、インバータ２０のキャリア信号が山または谷の時に振幅が最小となり、インバータ２０のキャリア信号がゼロとなる時に振幅が最大となる。

一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉｏ１〜Ｉｏ３は、ゲート信号Ｇ１ＨがＨｉｇｈの時（平滑コンデンサに電荷が充電され、ＬＣ直列回路からエネルギー移行される期間）に出力され、ゲート信号Ｇ１ＬがＨｉｇｈの時（平滑コンデンサの電荷が放電され、ＬＣ直列回路にエネルギー移行される期間）は出力されない。ゲート信号Ｇ１Ｈはデューティー約５０％の固定信号であるから、いかなる動作条件においても、ゲート信号位相と出力電流Ｉｏ１〜Ｉｏ３との位相関係は一定となる。

以上のことから、インバータ２０の入力電流Ｉｐの基本周波数成分の振幅が最大になるタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉｏ１〜Ｉｏ３の基本周波数成分の振幅が最大になるタイミングを一致させれば、インバータ２０への入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流Ｉｏ１〜Ｉｏ３の位相を一致させることができる。すなわち、インバータ２０のキャリア信号がゼロとなるタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のゲート信号Ｇ１ＨがＨｉｇｈとなる期間（平滑コンデンサに電荷が充電され、ＬＣ直列回路からエネルギー移行される期間）の中心点が一致するように、各々の位相を設定すればよい。

或いは、インバータ２０の入力電流Ｉｐの基本周波数成分の振幅が最小（ゼロ）になるタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉｏ１〜Ｉｏ３の基本周波数成分の振幅が最小（ゼロ以下）になるタイミングを一致させることでも、インバータ２０への入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉｏ１〜Ｉｏ３の位相を一致させることができる。すなわち、インバータ２０のキャリア信号が山または谷となるタイミングと、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のゲート信号Ｇ１ＬがＨｉｇｈとなる期間（平滑コンデンサの電荷が放電され、ＬＣ直列回路にエネルギー移行される期間）の中心点が一致するように、各々の位相を設定すればよい。

図４は、上述の方法を適用し、インバータ２０のキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子のゲート信号Ｇ１Ｈの周波数と位相を最適化した時の動作波形を示す図である。図５は、インバータ２０のキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子のゲート信号の位相が最悪となった時の動作波形を示す図である。
図４および図５では、インバータ２０のキャリア信号波形とＤＣ／ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子のゲート信号波形Ｇ１Ｈ、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉｏ１〜Ｉｏ３、インバータ２０の入力電流Ｉｐ、平滑コンデンサＣｓ１〜Ｃｓ３に流れる電流Ｉｃｓ１〜Ｉｃｓ３を示している。

図４の最適位相条件では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉｏ１〜Ｉｏ３とインバータ２０の入力電流Ｉｐのタイミングが一致しているため、即ち、インバータ２０の入力電流Ｉｐがゼロとなる期間は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子のゲート信号Ｇ１ＨはＬｏｗとなり、平滑コンデンサＣｓ１〜Ｃｓ３に充電された電荷を放電する期間となるため、平滑コンデンサＣｓ１〜Ｃｓ３に流れる電流Ｉｃｓ１〜Ｉｃｓ３が低減可能となる。一方、図５の最悪位相条件では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉｏ１〜Ｉｏ３とインバータ２０の入力電流Ｉｐのタイミングが一致していないため、平滑コンデンサに流れる電流Ｉｃｓ１〜Ｉｃｓ３が増加する。

図６に、最適位相からのずれ量（degree）と、平滑コンデンサＣｓ１〜Ｃｓ３に流れる電流Ｉｃｓ１〜Ｉｃｓ３のリップル電流実効値との関係を示す。動作条件としては、変調率０．６、力率０．６とした。このように、インバータ２０のキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子のゲート信号の周波数と位相を最適化することで、即ち、最適位相からのずれ量を−９０（degree）〜９０（degree）にすることで（この期間が平滑コンデンサＣｓ１〜Ｃｓ３に充電された電荷を放電する期間に相当する。）、平滑コンデンサＣｓ１〜Ｃｓ３に流れる電流Ｉｃｓ１〜Ｉｃｓ３の実効値を低減することが可能となる。

このことは、インバータ２０の入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉｏ１〜Ｉｏ３のタイミングを必ずしも厳密に一致させる必要はなく、インバータ２０への入力電流Ｉｐがゼロとなる期間内に、平滑コンデンサＣｓ１〜Ｃｓ３の電荷が放電されＬＣ直列回路にエネルギー移行され、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉｏ１〜Ｉｏ３がゼロとなる期間を設けることで、平滑コンデンサＣｓ１〜Ｃｓ３に流れるリップル電流実効値を低減できることを意味している。

次に、インバータ２０のキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子のゲート信号の周波数と位相を最適化するための信号生成回路および信号生成手法について説明する。
図７にＤＣ／ＤＣコンバータ１０のＭＯＳＦＥＴのゲート信号およびインバータ２０のスイッチング素子のゲート信号の信号生成回路の構成図を、図８に信号生成回路の動作説明図を示し、この実施の形態１では、三角波比較方式のＰＷＭ（パルス幅変調）制御による信号生成手段を示している。

図７の信号生成回路において、インバータ２０のスイッチング素子のゲート信号は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各基本波とキャリア信号１を演算器２１、２２、２３で比較演算し、その出力をスイッチング素子ＳｕＨ、ＳｖＨ、ＳｗＨのゲート信号ＧｕＨ、ＧＶＨ、ＧｗＨとし、更に演算器２１〜２３の出力を反転器３１、３２、３３で反転することでスイッチング素子ＳｕＬ、ＳｖＬ、ＳｗＬのゲート信号ＧｕＬ、ＧｖＬ、ＧｗＬとして生成する。

またＤＣ／ＤＣコンバータ１０のＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）のゲート信号は、インバータ２０のキャリア信号１とは別のキャリア信号２と、指令値を演算器２４で比較演算することにより、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｏｓ１Ｈ）のゲート信号Ｇ１Ｈとし、更に演算器２４の出力を反転器３４で反転することでＭＯＳＦＥＴ（Ｍｏｓ１Ｌ）のゲート信号Ｇ１Ｌとして生成する。
なおこの実施の形態１では、図８に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のＨｉｇｈ側ゲート信号Ｇ１Ｈの比較演算器２４として、指令値がキャリア信号２よりも大きいときはＨｉｇｈ、小さいときはＬｏｗとしている。Ｌｏｗ側ゲート信号ＧｘＬは、ＧｘＨの反転信号となる。また図３に示すように、インバータ２０のＨｉｇｈ側ゲート信号ＧｕＨ〜ＧｗＨの比較演算器３１〜３３として、各基本波がキャリア信号１よりも大きいときはＨｉｇｈ、小さいときはＬｏｗとしている。

インバータ２０のキャリア信号１とＤＣ／ＤＣコンバータ１０のキャリア信号２は図８に示すように、共に三角波形であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のキャリア信号周波数は、インバータのキャリア信号周波数の２倍に設定されている。また、インバータ２０のキャリア信号１が山および谷となるときに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のキャリア信号２が山となるように設定されている。
また、インバータ２０のキャリア信号１が山および谷となるときに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のキャリア信号２が谷となるように設定してもよい。この場合は指令値がキャリア信号よりも大きいときはＬｏｗ、小さいときはＨｉｇｈとする必要がある。

このように構成にすることで、インバータ２０のキャリア信号がゼロとなるタイミングで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子のゲート信号Ｇ１ＨがＨｉｇｈ状態の中心点とすることができる。その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉｏ１〜Ｉｏ３と、インバータ２０の入力電流Ｉｐのタイミングを一致させることが可能となり、即ち、インバータ２０の直流側入力電流Ｉｐがゼロとなる期間に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の平滑コンデンサＣｓ１〜Ｃｓ３に充電された電荷を放電する期間を設けたことにより、平滑コンデンサＣｓ１〜Ｃｓ３を流れるリップル電流を低減することが可能となる。

実施の形態２．
次に、インバータ２０のキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子のゲート信号の周波数と位相を最適化するための他の実施形態の信号生成回路および生成手法について説明する。
図９に実施の形態２におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１０のＭＯＳＦＥＴのゲート信号およびインバータ２０のスイッチング素子のゲート信号の信号生成回路の構成図を、図１０に信号生成回路の動作説明図を示し、この実施の形態２でも、三角波比較方式のＰＷＭ（パルス幅変調）制御による信号生成手段を示している。

図９の信号生成回路においては、インバータ１０とＤＣ／ＤＣコンバータ２０のゲート信号は、共通のキャリア信号を元に生成される。インバータ２０のスイッチング素子のゲート信号は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各基本波とキャリア信号を演算器２１、２２、２３で比較演算し、その出力をスイッチング素子ＳｕＨ、ＳｖＨ、ＳｗＨのゲート信号ＧｕＨ、ＧＶＨ、ＧｗＨとし、更に演算器２１〜２３の出力を反転器３１、３２、３３で反転することでスイッチング素子ＳｕＬ、ＳｖＬ、ＳｗＬのゲート信号ＧｕＬ、ＧｖＬ、ＧｗＬとして生成する。

またＤＣ／ＤＣコンバータ１０のＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）のゲート信号は、キャリア信号と指令値１を演算器２５で比較演算して信号Ａとし、またキャリア信号と指令値２を演算器２６で比較演算し、その出力信号を反転器３５で反転して信号Ｂとし、信号Ａ及び信号ＢをＡＮＤ回路４１に入力して、その出力をＭＯＳＦＥＴ（Ｍｏｓ１Ｈ）のゲート信号Ｇ１Ｈとする。更にＡＮＤ回路４１の出力を反転器３６で反転することでＭＯＳＦＥＴ（Ｍｏｓ１Ｌ）のゲート信号Ｇ１Ｌとして生成する。

なおこの実施の形態２でも、図１０に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のＨｉｇｈ側ゲート信号Ｇ１Ｈの比較演算器２５、２６として、それぞれ指令値１、２がキャリア信号よりも大きいときはＨｉｇｈ、小さいときはＬｏｗとしている。またインバータ２０のＨｉｇｈ側ゲート信号ＧｕＨ〜ＧｗＨの比較演算器３１〜３３は、実施の形態１と同様に、各基本波がキャリア信号１よりも大きいときはＨｉｇｈ、小さいときはＬｏｗとしている。
ここで、キャリア信号の最大値が１、最小値が−１とすると、指令値１を０．５、指令値２を−０．５とすることで、デューティー５０％のゲート信号Ｇ１Ｈを生成することが可能となる。

このような構成にすることで、インバータ２０のスイッチング素子のキャリア信号がゼロとなるタイミングで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のゲート信号Ｇ１ＨがＨｉｇｈ状態の中心点とすることができ、その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉｏ１〜Ｉｏ３と、インバータ２０の入力電流Ｉｐのタイミングを一致させることが可能となる。即ち、インバータ２０の直流側入力電流Ｉｐがゼロとなる期間に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の平滑コンデンサＣｓ１〜Ｃｓ３に充電された電荷を放電する期間を設けたことになり、平滑コンデンサＣｓ１〜Ｃｓ３を流れるリップル電流を低減することが可能となる。
また、インバータ２０とＤＣ／ＤＣコンバータ１０のゲート信号生成手段として、共通のキャリア信号を使用しているため、インバータ２０とＤＣ／ＤＣコンバータ１０のゲート信号の同期を容易に実現することが可能となる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の全体構成図である。この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。この発明の実施の形態１によるインバータの動作説明図である。この発明の実施の形態１による最適動作時の動作説明図である。この発明の実施の形態１を使用しない場合の最悪動作時の動作説明図である。この発明の実施の形態１による平滑コンデンサのリップル電流低減効果を示す図である。この発明の実施の形態１による信号生成回路の構成図である。この発明の実施の形態１による信号生成回路の動作説明図である。この発明の実施の形態２による信号生成回路の構成図である。この発明の実施の形態２による信号生成回路の動作説明図である。

符号の説明

１０：ＤＣ／ＤＣコンバータ２０：インバータ
Ｍｏｓ１Ｌ〜Ｍｏｓ３Ｌ、Ｍｏｓ１Ｈ〜Ｍｏｓ３Ｈ：ＭＯＳＦＥＴ
ＳｕＨ、ＳＶＨ、ＳｗＨ、ＳｕＬ、ＳＶＬ、ＳｗＬ：半導体スイッチング素子
Ｃｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３：平滑コンデンサ
Ｃｒ１２、Ｃｒ２３：コンデンサＬｒ１２、Ｌｒ２３：インダクタ
２１〜２６：演算器３１〜３６：反転器
４１：ＡＮＤ回路

Claims

制御電極によりオンオフ動作が制御される２つの半導体スイッチング素子を直列接続して平滑コンデンサの両端子間に接続した回路を複数直列接続して構成され、各回路内の上記２つの半導体スイッチング素子の接続点を中間端子として、隣接する各回路の中間端子間に、それぞれコンデンサとインダクタの直列体を配して接続し、上記コンデンサの充放電により直流／直流電力変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータと、このＤＣ／ＤＣコンバータからの直流電圧を複数の半導体スイッチング素子のオンオフ制御により交流電圧に変換するインバータとを備えた電力変換装置において、上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、上記インバータへの入力電流がゼロとなる期間に、上記平滑コンデンサに充電された電荷を放電し、上記コンデンサと上記インダクタの直列体にエネルギー移行を行う期間を設けたことを特徴とする電力変換装置。
制御電極によりオンオフ動作が制御される２つの半導体スイッチング素子を直列接続して平滑コンデンサの両端子間に接続した回路を複数直列接続して構成され、各回路内の上記２つの半導体スイッチング素子の接続点を中間端子として、隣接する各回路の中間端子間に、それぞれコンデンサとインダクタの直列体を配して接続し、上記コンデンサの充放電により直流／直流電力変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータと、このＤＣ／ＤＣコンバータからの直流電圧を複数の半導体スイッチング素子のオンオフ制御により交流電圧に変換するインバータとを備えた電力変換装置において、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流と、上記インバータへの入力電流のタイミングを一致させるようにしたことを特徴とする電力変換装置。
ＤＣ／ＤＣコンバータの半導体スイッチング素子のスイッチング周波数と、インバータのキャリア周波数を同期させたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
ＤＣ／ＤＣコンバータの半導体スイッチング素子のスイッチング周波数は、インバータのキャリア周波数の２倍であることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
インバータとＤＣ／ＤＣコンバータの半導体スイッチング素子のオンオフ制御は、三角
波比較方式のＰＷＭ制御によるものであり、上記インバータのキャリア信号の山および谷のタイミングと、上記ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号の山或いは谷のタイミングを一致させたことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の電力変換装置。
インバータとＤＣ／ＤＣコンバータの半導体スイッチング素子のオンオフ制御は、同一のキャリア信号を元に比較演算を行う三角波比較方式のＰＷＭ制御によるものであり、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの半導体スイッチング素子の制御信号は、少なくとも２つ以上の指令値を元に比較演算を行うことで生成することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の電力変換装置。