JP4619954B2 - モータ駆動装置及び電源変換装置 - Google Patents
モータ駆動装置及び電源変換装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4619954B2 JP4619954B2 JP2005517706A JP2005517706A JP4619954B2 JP 4619954 B2 JP4619954 B2 JP 4619954B2 JP 2005517706 A JP2005517706 A JP 2005517706A JP 2005517706 A JP2005517706 A JP 2005517706A JP 4619954 B2 JP4619954 B2 JP 4619954B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- converter
- carrier signal
- inverter
- phase difference
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
- H02M1/007—Plural converter units in cascade
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2201/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the converter used
- H02P2201/07—DC-DC step-up or step-down converter inserted between the power supply and the inverter supplying the motor, e.g. to control voltage source fluctuations, to vary the motor speed
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【技術分野】
【０００１】
この発明は、モータ駆動装置及び電源変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電気自動車やＨＥＶ（Ｈｙｂｒｉｄ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）に用いられる従来のモータ駆動装置の例として、特許文献１に開示されたモータ駆動装置がある。このモータ駆動装置は、モータ、直流電力を交流電力に変換するインバータ、高電圧バッテリ、ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＤＣリンクコンデンサを備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータは、力行時には高電圧バッテリにより供給される電圧を昇圧してインバータに直流電力を供給し、回生時にはインバータから出力される直流電力を降圧して高電圧バッテリに供給する。ＤＣリンクコンデンサは複数個のコンデンサで構成され、ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータの間に配置されて、直流電圧を平滑化している。
【０００３】
【特許文献１】
特開平８−２１４５９２号公報
【０００４】
従来のモータ駆動装置は、装置を小型化するためにインバータ、ＤＣ／ＤＣコンバータ、およびＤＣリンクコンデンサをモジュール化して１つの電力変換装置にすると、ＤＣ／ＤＣコンバータからＤＣリンクコンデンサへ出力する電流パルスと、ＤＣリンクコンデンサからインバータへ供給する交流パルス電流が影響し合ってＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流が増大する。ＤＣリンクコンデンサの寿命を確保するため、１個当たりのコンデンサに流れるリップル電流を許容値以下にするように構成すると、ＤＣリンクコンデンサが大型化し、装置全体が大型化するという問題があった。
【０００５】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、ＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流を最小にし、小型化されたモータ駆動装置及び電源変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係る電源変換装置は、電力供給源と、ＤＣ／ＤＣコンバータと、インバータと、ＤＣリンクコンデンサを備え、ＤＣリンクコンデンサは、インバータとＤＣ／ＤＣコンバータの間に接続され、電圧を平滑化するモータ駆動装置において、インバータを駆動するためのインバータキャリア信号の周波数とＤＣ／ＤＣコンバータを駆動するためのＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号の周波数との比を所定の値に設定し、両キャリア信号の位相差を、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧とインバータの入力電圧との比に基づいて制御したものである。
【０００７】
この発明に係る電源変換装置は、インバータを駆動するためのインバータキャリア信号の周波数とＤＣ／ＤＣコンバータを駆動するためのＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号の周波数との比を所定の値に設定し、インバータキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号を連動させ、両キャリア信号の位相差を、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧とインバータの入力電圧との比に基づいて制御するようにしたので、ＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流を最小化することが可能となり、装置を小型化することができる。
【０００８】
以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための最良の形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置１００の構成を示す図である。モータ駆動装置１００は電気自動車やＨＥＶに用いられるものである。図に示すように、モータ駆動装置１００は、車両駆動用モータ１０、インバータ２０、ＤＣリンクコンデンサ３０、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０、１００Ｖ〜３００Ｖの高電圧バッテリ（電力供給源）５０、制御回路６０を備えている。
【０００９】
ＤＣ／ＤＣコンバータ４０は、半導体スイッチ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）ＳＨ、ＳＬ、ダイオードＤＨ、ＤＬ、チョークコイルＬ、入力電圧平滑コンデンサＣｉｎを備えている。
【００１０】
半導体スイッチＳＨ、ＳＬのコレクタ端子は、それぞれダイオードＤＨ、ＤＬのカソード端子に、半導体スイッチＳＨ、ＳＬのエミッタ端子はそれぞれダイオードＤＨ、ＤＬのアノード端子に接続されている。
【００１１】
スイッチＳＨのコレクタ端子は、ＤＣリンクコンデンサ３０の一方の端子およびインバータ２０のＰ端子に接続され、半導体スイッチＳＨのエミッタ端子は、スイッチＳＬのコレクタ端子およびチョークコイルＬの一方の端子に接続されている。
【００１２】
チョークコイルＬのもう一方の端子は、入力電圧平滑コンデンサＣｉｎの一方の端子および高電圧バッテリ５０のプラス端子に接続されている。高電圧バッテリ５０のマイナス端子は、入力電圧平滑コンデンサＣｉｎのもう一方の端子、スイッチＳＬのエミッタ端子、ＤＣリンクコンデンサ３０のもう一方の端子、およびインバータ２０のＮ端子に接続されている。
【００１３】
インバータ２０の出力端子であるＵ相端子、Ｖ相端子、Ｗ相端子は、それぞれ車両駆動用モータ１０の接続端子であるＵ相モータ端子、Ｖ相モータ端子、Ｗ相モータ端子に接続されている。
【００１４】
図２は、インバータ２０の構成を示す図である。図に示すように、インバータ２０は、半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）ＳｕＨ、ＳｖＨ、ＳｗＨ、ＳｕＬ、ＳｖＬ、ＳｗＬ、ダイオードＤｕＨ、ＤｖＨ、ＤｗＨ、ＤｕＬ、ＤｖＬ、ＤｗＬを備えている。
【００１５】
半導体スイッチＳｕＨ、ＳｖＨ、ＳｗＨ、ＳｕＬ、ＳｖＬ、ＳｗＬのコレクタ端子は、それぞれダイオードＤｕＨ、ＤｖＨ、ＤｗＨ、ＤｕＬ、ＤｖＬ、ＤｗＬのカソード端子に接続され、半導体スイッチＳｕＨ、ＳｖＨ、ＳｗＨ、ＳｕＬ、ＳｖＬ、ＳｗＬのエミッタ端子は、それぞれダイオードＤｕＨ、ＤｖＨ、ＤｗＨ、ＤｕＬ、ＤｖＬ、ＤｗＬのアノード端子に接続されている。
【００１６】
また、スイッチＳｕＨのコレクタ端子はＰ端子に、スイッチＳｕＨのエミッタ端子はスイッチＳｕＬのコレクタ端子とＵ相端子に、スイッチＳｕＬのエミッタ端子はＮ端子に接続され、Ｕ相アームを構成している。
同様に、スイッチＳｖＨのコレクタ端子はＰ端子に、スイッチＳｖＨのエミッタ端子はスイッチＳｖＬのコレクタ端子とＶ相端子に、スイッチＳｖＬのエミッタ端子はＮ端子に接続され、Ｖ相アームを構成している。
また、スイッチＳｗＨのコレクタ端子はＰ端子に、スイッチＳｗＨのエミッタ端子はスイッチＳｗＬのコレクタ端子とＷ相端子に、スイッチＳｗＬのエミッタ端子はＮ端子に接続され、Ｗ相アームを構成している。
【００１７】
次に動作について説明する。
制御回路６０から出力される信号Ｇｕｈ、Ｇｕｌ、Ｇｖｈ、Ｇｖｌ、Ｇｗｈ、Ｇｗｌは、それぞれの入力電圧レベルに合った電圧の信号に変換された状態で出力され、各信号は、それぞれインバータ２０の半導体スイッチＳｕＨ、ＳｕＬ、ＳｖＨ、ＳｖＬ、ＳｗＨ、ＳｗＬのゲートに入力される。
【００１８】
信号Ｇｈ、Ｇｌも同様に変換された状態で制御回路６０から出力され、それぞれＤＣ／ＤＣコンバータ４０のスイッチＳＨ、ＳＬのゲートに入力される。
【００１９】
信号Ｇｕｈ、Ｇｕｌ、Ｇｖｈ、Ｇｖｌ、Ｇｗｈ、Ｇｗｌは、半導体スイッチＳｕＨ、ＳｕＬ、ＳｖＨ、ＳｖＬ、ＳｗＨ、ＳｗＬを制御し、これによりインバータ２０は高電圧バッテリ５０からＤＣ／ＤＣコンバータ４０を介して供給される直流電圧を交流電圧に変換し、車両駆動用モータ１０に供給する。
【００２０】
また、車両駆動用モータ１０の発電する電圧が高電圧バッテリ５０の供給する電圧よりも高くなると、制御回路６０の制御により、インバータ２０は車両駆動用モータ１０からの交流電圧を直流電圧に変換して高電圧バッテリ５０に供給する。
【００２１】
また、ＤＣリンクコンデンサ３０の電圧および入力電圧平滑コンデンサＣｉｎの電圧（＝高電圧バッテリ５０の電圧）、インバータ２０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値が制御回路６０に入力され、インバータ２０およびＤＣ／ＤＣコンバータ４０の制御に用いられる。
【００２２】
次に、インバータ２０の動作について説明する。
図３は、インバータ２０の動作を説明するための図である。図中には、インバータ２０のキャリア信号波形、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの基本波信号波形（電圧指示値）、キャリア信号と基本波信号の比較演算に基づいて生成される信号Ｇｕｈ、Ｇｖｈ、Ｇｗｈ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のモータ相電流、およびインバータ２０への入力電流Ｉｐが示されている。
なお、信号Ｇｕｌは信号Ｇｕｈの反転信号、信号Ｇｖｌは信号Ｇｖｈの反転信号、信号Ｇｗｌは信号Ｇｗｈの反転信号になる。
【００２３】
信号Ｇｕｈ、Ｇｖｈ、Ｇｗｈ、Ｇｕｌ、Ｇｖｌ、Ｇｗｌが、それぞれ半導体スイッチＳｕＨ、ＳｖＨ、ＳｗＨ、ＳｕＬ、ＳｖＬ、ＳｗＬのゲートに入力されることにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の基本波信号と同様な振幅の、インバータ２０の入力電圧（Ｐ−Ｎ端子間電圧）に依存した交流電圧が各相の端子に発生する。
【００２４】
各相の基本波信号の振幅を変化させることにより、各相の端子に発生する電圧の振幅を変化させることができる。また、各相電流と基本波信号の位相を変化させることにより、各相の端子電圧と各相電流の位相を変化させることができる。
【００２５】
なお、インバータ２０のキャリア信号のゼロ−ピーク値と基本波信号の振幅値の比（基本波振幅値／インバータキャリアゼロ−ピーク値）を変調率と呼ぶ。また、相電流と基本波信号の位相をφとした場合のｃｏｓφを力率と呼ぶ。
【００２６】
次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の動作について説明する。
図４はＤＣ／ＤＣコンバータ４０の昇圧動作を説明するための図である。昇圧動作とは、電力の流れが高電圧バッテリ５０からインバータ２０へ向かっているときの動作である。図中には、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号、昇圧比指令値、ＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号と昇圧比指令値との比較演算によって生成されるスイッチＳＬのゲート信号Ｇｌ、チョークコイルＬに流れる電流ＩＬ、およびＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏが示されている。
【００２７】
ここで昇圧比指令値とは、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の入力電圧をＶIN、出力電圧（＝ＤＣリンクコンデンサ３０電圧＝インバータ２０入力電圧）をＶPNとすると、ＶIN／ＶPNで表される。
チョークコイル電流ＩＬは、リップルが重畳された直流的な電流である。チョークコイル電流ＩＬのリップルの振幅値は、チョークコイルＬのインダクタンス値に依存し、大きくすればするほどリップルは小さくなる。また、出力電流Ｉｏは、パルス状の電流になる。図に示すように、スイッチＳＬのゲート信号Ｇｌをコントロールすることにより、昇圧動作を制御することができる。
【００２８】
次に、図５を用いてＤＣ／ＤＣコンバータ４０の降圧動作について説明する。降圧動作とは、電力の流れがインバータ２０から高電圧バッテリ５０に向かっているときの動作である。
図中には、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号、昇圧比指令値、ＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号と昇圧比指令値との比較演算によって生成されるスイッチＳＨのゲート信号Ｇｈ、チョークコイルＬに流れる電流ＩＬ、およびＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏが示されている。
【００２９】
昇圧動作と同様に、チョークコイル電流ＩＬはリップルが重畳された直流的な電流となり、出力電流Ｉｏはパルス状の電流になる。図に示すように、スイッチＳＨのゲート信号Ｇｈをコントロールすることにより、降圧動作を制御することができる。
【００３０】
次に、この発明の実施の形態１による、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れるリップル電流の抑制動作（最小化動作）について説明する。
図６は、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れるリップル電流を説明するための図である。図中には、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号およびインバータ２０のキャリア信号、インバータ２０の入力電流Ｉｐ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏ、ＤＣリンクコンデンサ３０を流れる電流Ｉｃａｐが示されている。
【００３１】
ここでは、インバータ２０のキャリア信号の周期を１００Ｓｔｅｐ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周期を５０Ｓｔｅｐとしている。図には、Ｓｔｅｐ０〜Ｓｔｅｐ９９９までの１０００Ｓｔｅｐが示されている。なお、ここでは変調率０．７、力率０．８、昇圧比１．８である。ここで、昇圧比とは、Ｖ PN ／Ｖ IN のことである。
【００３２】
実施の形態１では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号とインバータ２０のキャリア信号の周期は同期が取られ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数は、インバータ２０のキャリア信号の周波数の２倍に設定されている。
なお、図に示すように、インバータ２０のキャリア信号がピーク値となる時刻と、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の２周期毎のピーク値の時刻が一致する場合に、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号とインバータ２０のキャリア信号の位相差が０であると定義する。
【００３３】
ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数をインバータ２０のキャリア信号の２倍としたのは、図から明らかなように、インバータ２０への入力電流Ｉｐのパルス電流の周期がインバータ２０のキャリア信号の周期の２分の１になるためである。ＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流Ｉｃａｐは式（１）で求まるため、インバータ２０への入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏのタイミングが合えば、電流Ｉｃａｐを低減することができると考えられる。
Ｉｃａｐ＝Ｉｐ−Ｉｏ （１）
【００３４】
図７は、図６に示す条件で、ＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号とインバータキャリア信号の位相差を１１Ｓｔｅｐとした場合を示している。図６と図７を比較して分かるように、位相差を１１Ｓｔｅｐとすることにより、図６と同じ条件下で、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流Ｉｃａｐの電流値を小さくすることができる。
【００３５】
以上のように、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周期とインバータ２０のキャリア信号の周期を同期させ、ＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号の周期をインバータキャリア信号の周期の２分の１とし、位相差を適切に設定すると、ＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流値が減少する。
なお、インバータ２０のキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の位相差を変化させる処理は、制御回路６０に搭載されているマイクロコンピュータ内で行う。或いは、制御回路６０内のマイクロコンピュータからインバータ２０のキャリア信号の同期信号と位相差指示値（アナログ値あるいは８ビット程度のデジタル値）を出力させ、それらの信号によって制御回路６０に搭載されたＤＣ／ＤＣコンバータ４０の制御回路を動作させることにより、目的の位相差に調整するようにしてもよい。
【００３６】
ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号とインバータ２０のキャリア信号を図７に示すように設定しなくても、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数をインバータ２０のキャリア信号の周波数の１０倍以上に設定すれば、ＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流を充分小さくすることができる。しかし、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア周波数を大きくすると、電流の損失が増大し、電流の損失により発生する熱を冷却するためには、装置全体を大きくする必要がある。
【００３７】
図８〜図１２に、昇圧比（Ｖ PN ／Ｖ IN ）、およびインバータ２０の変調率、力率の様々な条件下において、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号とインバータ２０のキャリア信号の位相差を変化させた場合のＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流Ｉｃａｐの電流実効値を計算により求めた結果を示す。
ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数は、インバータキャリア信号周波数の２倍とし、両信号は同期させている。
【００３８】
図８は、昇圧比１．２、図９は昇圧比１．４、図１０は昇圧比１．６、図１１は昇圧比１．８、図１２は昇圧比２．０の場合の結果を示している。各図には、変調率がそれぞれ１．０、０．８、０．６、０．４、０．２の場合の結果を表すグラフが示されており、各グラフには力率毎の計算結果が示されている。力率がプラスの場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０が昇圧動作を行う場合を示し、マイナスの場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０が降圧動作を行う場合を示している。
グラフの横軸は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号とインバータ２０のキャリア信号の位相差を、縦軸はＤＣリンクコンデンサ３０の電流実効値（相対値）を示している。
【００３９】
図８より、昇圧比１．２の条件下では、電流値が最小になる最適位相は、変調率、力率に関係なく４Ｓｔｅｐであることがわかる。
さらに、図８〜図１２から、最適位相は変調率、力率には依存せず、昇圧比のみに依存することがわかる。
具体的には、図９より昇圧比１．４の条件下での最適位相差は７Ｓｔｅｐ、図１０より昇圧比１．６の場合の最適位相差は９Ｓｔｅｐ、図１１より昇圧比１．８の場合の最適位相差は１１Ｓｔｅｐ、昇圧比２の場合の最適位相差は１２Ｓｔｅｐであることがわかる。
図１３に、昇圧比に応じた、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号とインバータ２０のキャリア信号の最適位相差を示す。
【００４０】
以上のように、実施の形態１によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号とインバータ２０のキャリア信号の周期を同期させ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数を、インバータ２０のキャリア信号の周波数の２倍に設定した場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号とインバータ２０のキャリア信号位相差を昇圧比によって決まる最適値に設定することで、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流Ｉｃａｐを最小にすることが可能となり、ＤＣリンクコンデンサ３０を小型化することができる。
【００４１】
実施の形態２．
実施の形態１では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号とインバータ２０のキャリア信号の周期を同期させ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数をインバータ２０のキャリア信号の周波数の２倍に設定したが、実施の形態２では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数がインバータ２０のキャリア信号の２倍以外の値である場合に、両信号の位相差を最適化する。
【００４２】
図１４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号とインバータ２０のキャリア信号の周期を同期させ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数をインバータ２０のキャリア信号の周波数の３倍に設定した場合の、様々な条件下での、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号とインバータ２０のキャリア信号の位相差と、ＤＣリンクコンデンサ３０の電流Ｉｃａｐの電流値の計算結果の関係を示している。
【００４３】
ここでは昇圧比を１．６とし、変調率がそれぞれ１．０、０．８、０．６の場合のグラフが示されている。図から明らかなように、実施の形態２では、同じ昇圧比でも、変調率、力率の条件によってＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流Ｉｃａｐを最小にするＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号とインバータ２０のキャリア信号の最適位相差が異なる。
なお、ここでは他の昇圧比条件における結果を示していないが、他の昇圧比条件においても同様の結果となる。
【００４４】
このように、この発明の実施の形態２によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数をインバータ２０のキャリア信号の周波数の２倍以外の値に設定する場合には、昇圧比、変調率、力率の組み合わせによって決まる最適値に設定することで、実施の形態１ほど大きな効果は得られないが、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流Ｉｃａｐを小さくすることができる。
【００４５】
実施の形態３．
図１５は、この発明の実施の形態３によるモータ駆動装置１０１の構成を示す図である。図１と同一の符号は同一の構成要素を表している。実施の形態１との相違点は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１がマルチフェーズ方式（ここでは２フェーズ）となっている点である。ＤＣ／ＤＣコンバータ４１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｂを備える。
マルチフェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータは、複数のＤＣ／ＤＣコンバータの並列接続によって構成され、各々のＤＣ／ＤＣコンバータの出力位相をずらして動作させるものである。マルチフェーズＤＣ／ＤＣコンバータ４１を用いるメリットは、入力電圧平滑コンデンサＣｉｎとＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流を低減できることである。一方、デメリットは、複数のＤＣ／ＤＣコンバータを制御する必要があるため、制御回路６０が複雑になることである。そのため、マルチフェーズＤＣ／ＤＣコンバータ４１は、比較的大容量のＤＣ／ＤＣコンバータを構成する時に用いられる。
【００４６】
次に動作について説明する。
まず、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の動作について説明する。２フェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ４１の制御方法は種々あるが、実施の形態３では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａとＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｂのキャリア信号の位相を１８０度ずらす方式を用いる。
図１６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の昇圧動作を説明するための図である。
図中には、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのキャリア信号、半導体スイッチＳＬ１、ＳＬ２をコントロールするＧｌ１信号、Ｇｌ２信号、チョークコイルＬ１、Ｌ２に流れる電流ＩＬ１、ＩＬ２、およびＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａの出力電流Ｉｏ１、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｂの出力電流Ｉｏ２、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流Ｉｏの波形が示されている。
【００４７】
図に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのキャリア信号は三角波信号であり、昇圧比指令値との比較によりＧｌ１、Ｇｌ２、Ｇｈ１、Ｇｈ２が形成される。ただし、図中にはＧｌ１、Ｇｌ２のみ示している。具体的には、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのキャリア信号が昇圧比指令値より小さい時は、Ｇｌ１、Ｇｌ２信号がＨｉｇｈとなってスイッチＳＬ１、ＳＬ２がオンになり、キャリア信号が昇圧比指令値より大きい時は、Ｇｌ１、Ｇｌ２信号がＬｏｗとなってスイッチＳＬ１、ＳＬ２はオフになる。
電流ＩＬ１、ＩＬ２は、ＧＬ１、ＧＬ２信号がＨｉｇｈとなって半導体スイッチＳＬ１、ＳＬ２がオンになることにより増加し、スイッチＳＬ１、ＳＬ２がオフになることにより減少する。このスイッチＳＬ１、ＳＬ２のオン−オフ動作が連続的に繰り返されることにより、昇圧動作が制御される。
【００４８】
ここで、キャリア信号の周期をＴ、Ｇｌ１、Ｇｌ２信号のオンデューティ（Ｇｌ１、Ｇｌ２信号がＨｉｇｈの時間／Ｔ）をＤとすると、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂの出力電流Ｉｏ１、Ｉｏ２の電流パルスの幅は、（１−Ｄ）×Ｔと表わすことができる。よって、１周期の間に、パルス幅（１−Ｄ）×Ｔの電流パルスＩｏ１、Ｉｏ２が合わせて２回、交互にインバータ２０に送られている。
すなわち、図４に示す実施の形態１における１フェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ４０と比較すると、出力電流パルスの振幅が約１／２になり、電流パルスの数が２倍になるため、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流を低減することが可能となる。
【００４９】
次に、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れるリップル電流を最小にするための動作について説明する。
図１７は、インバータ２０のキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのキャリア信号の関係を示す図である。図に示すように、インバータ２０のキャリア信号の周波数とＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのキャリア信号の周波数を一致させる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａのキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｂのキャリア信号の位相差は、上述したように１８０度であり、１周期をＴとするとＴ／２となる。
【００５０】
次に、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れるリップル電流が最小になる、インバータ２０のキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａのキャリア信号の位相差τの条件について説明する。
図１８は、インバータ２０の駆動条件を変調率１、力率１とした場合の、位相差τとリップル電流Ｉｃａｐの関係を示す図である。横軸は位相差τをＳｔｅｐ数で表した値、縦軸はリップル電流Ｉｃａｐの実効値の相対値を示している。ここでは、昇圧比条件が１．５と２．５の場合を示している。なお、昇圧比２の条件では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのオンデューティＤは０．５となり、電流ＩｏがＤＣ電流となるため最適位相は存在しない。すなわち、どのような位相差であってもリップル電流の増減はない。
【００５１】
図１８に示すように、実施の形態１と同様、位相差を最適な条件に設定することにより、ある駆動条件下におけるリップル電流Ｉｃａｐを最小にすることができる。最適な位相差条件は、実施の形態１と同様、昇圧比に応じて定めることができる。
図１９（ａ）は、変調率１における力率と最適位相差の関係を示し、図１９（ｂ）は、力率１における変調率と最適位相差の関係を示している。図から明らかなように、変調率、力率によって最適位相差条件は変化しない。なお、（ａ）では変調率１での結果、（ｂ）では力率１での結果しか示していないが、他の変調率、力率の条件でも同様な結果が得られている。
図２０は、昇圧比と最適位相差の関係を示す図である。
なお、インバータ２０のキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータ４１のキャリア信号の位相差を変化させる処理は、実施の形態１と同様に行うことができる。
【００５２】
以上のように、実施の形態３によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１のキャリア信号の周波数をインバータ２０のキャリア信号の周波数と等しくし、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａとＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｂのキャリア信号の位相差を１８０度（Ｔ／２）とし、インバータ２０のキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータ４１のキャリア信号の位相差を昇圧比によって決まる最適値に設定するようにしたので、実施の形態１と同様に、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れるリップル電流Ｉｃａｐを小さくすることができる。
【００５３】
実施の形態４．
実施の形態４によるモータ駆動装置の構成およびＤＣ／ＤＣコンバータ等の基本的な動作は実施の形態３と同様である。
実施の形態４では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１のキャリア信号の周波数をインバータ２０のキャリア信号の周波数の２倍とする。この場合、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れるリップル電流Ｉｃａｐを最小にする、インバータ２０とＤＣ／ＤＣコンバータ４１のキャリア信号の最適位相差の設定の仕方が実施の形態３とは異なる。
実施の形態４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の駆動周波数が実施の形態３の２倍になるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１のチョークコイルＬ１、Ｌ２のインダクタンス値を小さくすることができ、Ｌ１、Ｌ２が小形になるというメリットがある。
【００５４】
図２１は、実施の形態４による、インバータ２０のキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのキャリア信号の関係を示す図である。図に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのキャリア信号の周波数は、インバータ２０のキャリア信号の周波数の２倍になっている。また、図中、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのキャリア信号の平均とインバータ２０のキャリア信号の位相差をΔΘ１、上述の平均とＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのキャリア信号との位相差をΔΘ２で示している。実施の形態４では、位相差τの代わりに位相差ΔΘ１とΔΘ２をパラメータとして用いる。
【００５５】
次に、位相差ΔΘ１およびΔΘ２の最適値を求める方法について説明する。図２２は、ΔΘ１とＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流Ｉｃａｐの関係を示す図である。ここでは、ΔΘ２＝０、インバータ２０の駆動条件は、変調率１、力率１とし、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の昇圧比は２とする。横軸は位相差ΔΘ１を％表示した値、縦軸はリップル電流Ｉｃａｐの実効値の相対値を示している。図に示すように、リップル電流Ｉｃａｐを最小にする最適なΔΘ１が存在する。なお、ΔΘ２＝０では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂを同時に動作させているので、実施の形態１と同じ駆動条件になる。
【００５６】
図２３は、ΔΘ１の位相を図２２で示す最適な位相に固定した時の、ΔΘ２とＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流Ｉｃａｐの関係を示す図である。インバータ２０の駆動条件と昇圧比条件は、図２２と同じである。横軸は位相差ΔΘ２を％表示した値、縦軸はリップル電流Ｉｃａｐの実効値の相対値を示している。図に示すようにリップル電流Ｉｃａｐを最小にする最適なΔΘ２が存在する。
【００５７】
図２４は、ΔΘ２＝０に固定し、各力率における変調率とΔΘ１の最適値の関係を示す図である。昇圧比条件は２である。図に示すように、ΔΘ１の最適値は、変調率、力率に左右されない。また、図２５は、ΔΘ１を最適位相差に設定した場合の、力率条件毎の変調率とΔΘ２の最適値の関係を示す図である。昇圧比条件は図２４と同様に２である。図に示すように、ΔΘ２の最適値は、力率には依存しないが変調率に依存する。
【００５８】
実施の形態４による、ΔΘ１およびΔΘ２の最適値の決定方法について説明する。図２６は、昇圧比とΔΘ１の最適位相差の関係を示す図である。また、図２７は、ΔΘ１を最適位相差に設定した場合における、変調率とΔΘ２の最適位相差の関係を示す図である。実施の形態４では、まず図２６に基づいて、昇圧比に応じた最適位相差ΔΘ１を決定する。次に、図２７に基づいて、昇圧比毎に、変調率に応じた最適位相差ΔΘ２を決定する。
【００５９】
以上のように、実施の形態４によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１のキャリア信号の周波数をインバータ２０のキャリア信号の周波数の２倍とし、インバータ２０のキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータ４１のキャリア信号の位相差を昇圧比によって決まる最適値に設定するとともに、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのキャリア信号の位相差をインバータ２０の変調率によって決まる最適値とすることで、実施の形態１と同様にＤＣリンクコンデンサ３０に流れるリップル電流Ｉｃａｐを小さくすることができる。
なお、ΔΘ１及びΔΘ２を変化させる処理は、実施の形態１と同様に行うことができる。
【産業上の利用可能性】
【００６０】
以上のようにこの発明は、小型で、ＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流を小さくできるモータ駆動装置を得るのに適している。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】 この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置の構成を示す図である。
【図２】 この発明の実施の形態１によるインバータの構成を示す図である。
【図３】 インバータの動作を説明するための図である。
【図４】 ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作を説明するための図である。
【図５】 ＤＣ／ＤＣコンバータの降圧動作を説明するための図である。
【図６】 ＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流を説明するための図である。
【図７】 ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の位相差を変化させた場合の、ＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流を説明するための図である。
【図８】 この発明の実施の形態１による、様々な条件下における、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の位相差とＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流値の関係を示す図である。
【図９】 この発明の実施の形態１による、様々な条件下における、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の位相差とＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流値の関係を示す図である。
【図１０】 この発明の実施の形態１による、様々な条件下における、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の位相差とＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流値の関係を示す図である。
【図１１】 この発明の実施の形態１による、様々な条件下における、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の位相差とＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流値の関係を示す図である。
【図１２】 この発明の実施の形態１による、様々な条件下における、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の位相差とＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流値の関係を示す図である。
【図１３】 昇圧比に応じた、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の最適位相差を示す図である。
【図１４】 この発明の実施の形態２による、様々な条件下における、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の位相差とＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流値の関係を示す図である。
【図１５】 この発明の実施の形態３によるモータ駆動装置の構成を示す図である。
【図１６】 ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作を説明するための図である。
【図１７】 インバータのキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号の関係を示す図である。
【図１８】 インバータのキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号の位相差とＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流の関係を示す図である。
【図１９】 インバータの変調率、力率と最適位相差の関係を示す図である。
【図２０】 実施の形態３による、昇圧比に応じた、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の最適位相差を示す図である。
【図２１】 インバータのキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号の関係を示す図である。
【図２２】 ΔΘ１とＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流の関係を示す図である。
【図２３】 ΔΘ２とＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流の関係を示す図である。
【図２４】 各力率における変調率とΔΘ１の最適値の関係を示す図である。
【図２５】 各力率における変調率とΔΘ２の最適値の関係を示す図である。
【図２６】 実施の形態４による、昇圧比とΔΘ１の最適位相差の関係を示す図である。
【図２７】 実施の形態４による、ΔΘ１を最適位相差に設定した場合における、変調率とΔΘ２の最適位相差の関係を示す図である。
【０００１】
この発明は、モータ駆動装置及び電源変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電気自動車やＨＥＶ（Ｈｙｂｒｉｄ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）に用いられる従来のモータ駆動装置の例として、特許文献１に開示されたモータ駆動装置がある。このモータ駆動装置は、モータ、直流電力を交流電力に変換するインバータ、高電圧バッテリ、ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＤＣリンクコンデンサを備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータは、力行時には高電圧バッテリにより供給される電圧を昇圧してインバータに直流電力を供給し、回生時にはインバータから出力される直流電力を降圧して高電圧バッテリに供給する。ＤＣリンクコンデンサは複数個のコンデンサで構成され、ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータの間に配置されて、直流電圧を平滑化している。
【０００３】
【特許文献１】
特開平８−２１４５９２号公報
【０００４】
従来のモータ駆動装置は、装置を小型化するためにインバータ、ＤＣ／ＤＣコンバータ、およびＤＣリンクコンデンサをモジュール化して１つの電力変換装置にすると、ＤＣ／ＤＣコンバータからＤＣリンクコンデンサへ出力する電流パルスと、ＤＣリンクコンデンサからインバータへ供給する交流パルス電流が影響し合ってＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流が増大する。ＤＣリンクコンデンサの寿命を確保するため、１個当たりのコンデンサに流れるリップル電流を許容値以下にするように構成すると、ＤＣリンクコンデンサが大型化し、装置全体が大型化するという問題があった。
【０００５】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、ＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流を最小にし、小型化されたモータ駆動装置及び電源変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係る電源変換装置は、電力供給源と、ＤＣ／ＤＣコンバータと、インバータと、ＤＣリンクコンデンサを備え、ＤＣリンクコンデンサは、インバータとＤＣ／ＤＣコンバータの間に接続され、電圧を平滑化するモータ駆動装置において、インバータを駆動するためのインバータキャリア信号の周波数とＤＣ／ＤＣコンバータを駆動するためのＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号の周波数との比を所定の値に設定し、両キャリア信号の位相差を、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧とインバータの入力電圧との比に基づいて制御したものである。
【０００７】
この発明に係る電源変換装置は、インバータを駆動するためのインバータキャリア信号の周波数とＤＣ／ＤＣコンバータを駆動するためのＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号の周波数との比を所定の値に設定し、インバータキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号を連動させ、両キャリア信号の位相差を、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧とインバータの入力電圧との比に基づいて制御するようにしたので、ＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流を最小化することが可能となり、装置を小型化することができる。
【０００８】
以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための最良の形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置１００の構成を示す図である。モータ駆動装置１００は電気自動車やＨＥＶに用いられるものである。図に示すように、モータ駆動装置１００は、車両駆動用モータ１０、インバータ２０、ＤＣリンクコンデンサ３０、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０、１００Ｖ〜３００Ｖの高電圧バッテリ（電力供給源）５０、制御回路６０を備えている。
【０００９】
ＤＣ／ＤＣコンバータ４０は、半導体スイッチ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）ＳＨ、ＳＬ、ダイオードＤＨ、ＤＬ、チョークコイルＬ、入力電圧平滑コンデンサＣｉｎを備えている。
【００１０】
半導体スイッチＳＨ、ＳＬのコレクタ端子は、それぞれダイオードＤＨ、ＤＬのカソード端子に、半導体スイッチＳＨ、ＳＬのエミッタ端子はそれぞれダイオードＤＨ、ＤＬのアノード端子に接続されている。
【００１１】
スイッチＳＨのコレクタ端子は、ＤＣリンクコンデンサ３０の一方の端子およびインバータ２０のＰ端子に接続され、半導体スイッチＳＨのエミッタ端子は、スイッチＳＬのコレクタ端子およびチョークコイルＬの一方の端子に接続されている。
【００１２】
チョークコイルＬのもう一方の端子は、入力電圧平滑コンデンサＣｉｎの一方の端子および高電圧バッテリ５０のプラス端子に接続されている。高電圧バッテリ５０のマイナス端子は、入力電圧平滑コンデンサＣｉｎのもう一方の端子、スイッチＳＬのエミッタ端子、ＤＣリンクコンデンサ３０のもう一方の端子、およびインバータ２０のＮ端子に接続されている。
【００１３】
インバータ２０の出力端子であるＵ相端子、Ｖ相端子、Ｗ相端子は、それぞれ車両駆動用モータ１０の接続端子であるＵ相モータ端子、Ｖ相モータ端子、Ｗ相モータ端子に接続されている。
【００１４】
図２は、インバータ２０の構成を示す図である。図に示すように、インバータ２０は、半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）ＳｕＨ、ＳｖＨ、ＳｗＨ、ＳｕＬ、ＳｖＬ、ＳｗＬ、ダイオードＤｕＨ、ＤｖＨ、ＤｗＨ、ＤｕＬ、ＤｖＬ、ＤｗＬを備えている。
【００１５】
半導体スイッチＳｕＨ、ＳｖＨ、ＳｗＨ、ＳｕＬ、ＳｖＬ、ＳｗＬのコレクタ端子は、それぞれダイオードＤｕＨ、ＤｖＨ、ＤｗＨ、ＤｕＬ、ＤｖＬ、ＤｗＬのカソード端子に接続され、半導体スイッチＳｕＨ、ＳｖＨ、ＳｗＨ、ＳｕＬ、ＳｖＬ、ＳｗＬのエミッタ端子は、それぞれダイオードＤｕＨ、ＤｖＨ、ＤｗＨ、ＤｕＬ、ＤｖＬ、ＤｗＬのアノード端子に接続されている。
【００１６】
また、スイッチＳｕＨのコレクタ端子はＰ端子に、スイッチＳｕＨのエミッタ端子はスイッチＳｕＬのコレクタ端子とＵ相端子に、スイッチＳｕＬのエミッタ端子はＮ端子に接続され、Ｕ相アームを構成している。
同様に、スイッチＳｖＨのコレクタ端子はＰ端子に、スイッチＳｖＨのエミッタ端子はスイッチＳｖＬのコレクタ端子とＶ相端子に、スイッチＳｖＬのエミッタ端子はＮ端子に接続され、Ｖ相アームを構成している。
また、スイッチＳｗＨのコレクタ端子はＰ端子に、スイッチＳｗＨのエミッタ端子はスイッチＳｗＬのコレクタ端子とＷ相端子に、スイッチＳｗＬのエミッタ端子はＮ端子に接続され、Ｗ相アームを構成している。
【００１７】
次に動作について説明する。
制御回路６０から出力される信号Ｇｕｈ、Ｇｕｌ、Ｇｖｈ、Ｇｖｌ、Ｇｗｈ、Ｇｗｌは、それぞれの入力電圧レベルに合った電圧の信号に変換された状態で出力され、各信号は、それぞれインバータ２０の半導体スイッチＳｕＨ、ＳｕＬ、ＳｖＨ、ＳｖＬ、ＳｗＨ、ＳｗＬのゲートに入力される。
【００１８】
信号Ｇｈ、Ｇｌも同様に変換された状態で制御回路６０から出力され、それぞれＤＣ／ＤＣコンバータ４０のスイッチＳＨ、ＳＬのゲートに入力される。
【００１９】
信号Ｇｕｈ、Ｇｕｌ、Ｇｖｈ、Ｇｖｌ、Ｇｗｈ、Ｇｗｌは、半導体スイッチＳｕＨ、ＳｕＬ、ＳｖＨ、ＳｖＬ、ＳｗＨ、ＳｗＬを制御し、これによりインバータ２０は高電圧バッテリ５０からＤＣ／ＤＣコンバータ４０を介して供給される直流電圧を交流電圧に変換し、車両駆動用モータ１０に供給する。
【００２０】
また、車両駆動用モータ１０の発電する電圧が高電圧バッテリ５０の供給する電圧よりも高くなると、制御回路６０の制御により、インバータ２０は車両駆動用モータ１０からの交流電圧を直流電圧に変換して高電圧バッテリ５０に供給する。
【００２１】
また、ＤＣリンクコンデンサ３０の電圧および入力電圧平滑コンデンサＣｉｎの電圧（＝高電圧バッテリ５０の電圧）、インバータ２０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値が制御回路６０に入力され、インバータ２０およびＤＣ／ＤＣコンバータ４０の制御に用いられる。
【００２２】
次に、インバータ２０の動作について説明する。
図３は、インバータ２０の動作を説明するための図である。図中には、インバータ２０のキャリア信号波形、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの基本波信号波形（電圧指示値）、キャリア信号と基本波信号の比較演算に基づいて生成される信号Ｇｕｈ、Ｇｖｈ、Ｇｗｈ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のモータ相電流、およびインバータ２０への入力電流Ｉｐが示されている。
なお、信号Ｇｕｌは信号Ｇｕｈの反転信号、信号Ｇｖｌは信号Ｇｖｈの反転信号、信号Ｇｗｌは信号Ｇｗｈの反転信号になる。
【００２３】
信号Ｇｕｈ、Ｇｖｈ、Ｇｗｈ、Ｇｕｌ、Ｇｖｌ、Ｇｗｌが、それぞれ半導体スイッチＳｕＨ、ＳｖＨ、ＳｗＨ、ＳｕＬ、ＳｖＬ、ＳｗＬのゲートに入力されることにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の基本波信号と同様な振幅の、インバータ２０の入力電圧（Ｐ−Ｎ端子間電圧）に依存した交流電圧が各相の端子に発生する。
【００２４】
各相の基本波信号の振幅を変化させることにより、各相の端子に発生する電圧の振幅を変化させることができる。また、各相電流と基本波信号の位相を変化させることにより、各相の端子電圧と各相電流の位相を変化させることができる。
【００２５】
なお、インバータ２０のキャリア信号のゼロ−ピーク値と基本波信号の振幅値の比（基本波振幅値／インバータキャリアゼロ−ピーク値）を変調率と呼ぶ。また、相電流と基本波信号の位相をφとした場合のｃｏｓφを力率と呼ぶ。
【００２６】
次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の動作について説明する。
図４はＤＣ／ＤＣコンバータ４０の昇圧動作を説明するための図である。昇圧動作とは、電力の流れが高電圧バッテリ５０からインバータ２０へ向かっているときの動作である。図中には、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号、昇圧比指令値、ＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号と昇圧比指令値との比較演算によって生成されるスイッチＳＬのゲート信号Ｇｌ、チョークコイルＬに流れる電流ＩＬ、およびＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏが示されている。
【００２７】
ここで昇圧比指令値とは、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の入力電圧をＶIN、出力電圧（＝ＤＣリンクコンデンサ３０電圧＝インバータ２０入力電圧）をＶPNとすると、ＶIN／ＶPNで表される。
チョークコイル電流ＩＬは、リップルが重畳された直流的な電流である。チョークコイル電流ＩＬのリップルの振幅値は、チョークコイルＬのインダクタンス値に依存し、大きくすればするほどリップルは小さくなる。また、出力電流Ｉｏは、パルス状の電流になる。図に示すように、スイッチＳＬのゲート信号Ｇｌをコントロールすることにより、昇圧動作を制御することができる。
【００２８】
次に、図５を用いてＤＣ／ＤＣコンバータ４０の降圧動作について説明する。降圧動作とは、電力の流れがインバータ２０から高電圧バッテリ５０に向かっているときの動作である。
図中には、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号、昇圧比指令値、ＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号と昇圧比指令値との比較演算によって生成されるスイッチＳＨのゲート信号Ｇｈ、チョークコイルＬに流れる電流ＩＬ、およびＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏが示されている。
【００２９】
昇圧動作と同様に、チョークコイル電流ＩＬはリップルが重畳された直流的な電流となり、出力電流Ｉｏはパルス状の電流になる。図に示すように、スイッチＳＨのゲート信号Ｇｈをコントロールすることにより、降圧動作を制御することができる。
【００３０】
次に、この発明の実施の形態１による、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れるリップル電流の抑制動作（最小化動作）について説明する。
図６は、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れるリップル電流を説明するための図である。図中には、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号およびインバータ２０のキャリア信号、インバータ２０の入力電流Ｉｐ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏ、ＤＣリンクコンデンサ３０を流れる電流Ｉｃａｐが示されている。
【００３１】
ここでは、インバータ２０のキャリア信号の周期を１００Ｓｔｅｐ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周期を５０Ｓｔｅｐとしている。図には、Ｓｔｅｐ０〜Ｓｔｅｐ９９９までの１０００Ｓｔｅｐが示されている。なお、ここでは変調率０．７、力率０．８、昇圧比１．８である。ここで、昇圧比とは、Ｖ PN ／Ｖ IN のことである。
【００３２】
実施の形態１では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号とインバータ２０のキャリア信号の周期は同期が取られ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数は、インバータ２０のキャリア信号の周波数の２倍に設定されている。
なお、図に示すように、インバータ２０のキャリア信号がピーク値となる時刻と、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の２周期毎のピーク値の時刻が一致する場合に、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号とインバータ２０のキャリア信号の位相差が０であると定義する。
【００３３】
ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数をインバータ２０のキャリア信号の２倍としたのは、図から明らかなように、インバータ２０への入力電流Ｉｐのパルス電流の周期がインバータ２０のキャリア信号の周期の２分の１になるためである。ＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流Ｉｃａｐは式（１）で求まるため、インバータ２０への入力電流ＩｐとＤＣ／ＤＣコンバータ４０の出力電流Ｉｏのタイミングが合えば、電流Ｉｃａｐを低減することができると考えられる。
Ｉｃａｐ＝Ｉｐ−Ｉｏ （１）
【００３４】
図７は、図６に示す条件で、ＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号とインバータキャリア信号の位相差を１１Ｓｔｅｐとした場合を示している。図６と図７を比較して分かるように、位相差を１１Ｓｔｅｐとすることにより、図６と同じ条件下で、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流Ｉｃａｐの電流値を小さくすることができる。
【００３５】
以上のように、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周期とインバータ２０のキャリア信号の周期を同期させ、ＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号の周期をインバータキャリア信号の周期の２分の１とし、位相差を適切に設定すると、ＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流値が減少する。
なお、インバータ２０のキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の位相差を変化させる処理は、制御回路６０に搭載されているマイクロコンピュータ内で行う。或いは、制御回路６０内のマイクロコンピュータからインバータ２０のキャリア信号の同期信号と位相差指示値（アナログ値あるいは８ビット程度のデジタル値）を出力させ、それらの信号によって制御回路６０に搭載されたＤＣ／ＤＣコンバータ４０の制御回路を動作させることにより、目的の位相差に調整するようにしてもよい。
【００３６】
ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号とインバータ２０のキャリア信号を図７に示すように設定しなくても、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数をインバータ２０のキャリア信号の周波数の１０倍以上に設定すれば、ＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流を充分小さくすることができる。しかし、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア周波数を大きくすると、電流の損失が増大し、電流の損失により発生する熱を冷却するためには、装置全体を大きくする必要がある。
【００３７】
図８〜図１２に、昇圧比（Ｖ PN ／Ｖ IN ）、およびインバータ２０の変調率、力率の様々な条件下において、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号とインバータ２０のキャリア信号の位相差を変化させた場合のＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流Ｉｃａｐの電流実効値を計算により求めた結果を示す。
ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数は、インバータキャリア信号周波数の２倍とし、両信号は同期させている。
【００３８】
図８は、昇圧比１．２、図９は昇圧比１．４、図１０は昇圧比１．６、図１１は昇圧比１．８、図１２は昇圧比２．０の場合の結果を示している。各図には、変調率がそれぞれ１．０、０．８、０．６、０．４、０．２の場合の結果を表すグラフが示されており、各グラフには力率毎の計算結果が示されている。力率がプラスの場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０が昇圧動作を行う場合を示し、マイナスの場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０が降圧動作を行う場合を示している。
グラフの横軸は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号とインバータ２０のキャリア信号の位相差を、縦軸はＤＣリンクコンデンサ３０の電流実効値（相対値）を示している。
【００３９】
図８より、昇圧比１．２の条件下では、電流値が最小になる最適位相は、変調率、力率に関係なく４Ｓｔｅｐであることがわかる。
さらに、図８〜図１２から、最適位相は変調率、力率には依存せず、昇圧比のみに依存することがわかる。
具体的には、図９より昇圧比１．４の条件下での最適位相差は７Ｓｔｅｐ、図１０より昇圧比１．６の場合の最適位相差は９Ｓｔｅｐ、図１１より昇圧比１．８の場合の最適位相差は１１Ｓｔｅｐ、昇圧比２の場合の最適位相差は１２Ｓｔｅｐであることがわかる。
図１３に、昇圧比に応じた、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号とインバータ２０のキャリア信号の最適位相差を示す。
【００４０】
以上のように、実施の形態１によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号とインバータ２０のキャリア信号の周期を同期させ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数を、インバータ２０のキャリア信号の周波数の２倍に設定した場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号とインバータ２０のキャリア信号位相差を昇圧比によって決まる最適値に設定することで、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流Ｉｃａｐを最小にすることが可能となり、ＤＣリンクコンデンサ３０を小型化することができる。
【００４１】
実施の形態２．
実施の形態１では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号とインバータ２０のキャリア信号の周期を同期させ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数をインバータ２０のキャリア信号の周波数の２倍に設定したが、実施の形態２では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数がインバータ２０のキャリア信号の２倍以外の値である場合に、両信号の位相差を最適化する。
【００４２】
図１４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号とインバータ２０のキャリア信号の周期を同期させ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数をインバータ２０のキャリア信号の周波数の３倍に設定した場合の、様々な条件下での、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号とインバータ２０のキャリア信号の位相差と、ＤＣリンクコンデンサ３０の電流Ｉｃａｐの電流値の計算結果の関係を示している。
【００４３】
ここでは昇圧比を１．６とし、変調率がそれぞれ１．０、０．８、０．６の場合のグラフが示されている。図から明らかなように、実施の形態２では、同じ昇圧比でも、変調率、力率の条件によってＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流Ｉｃａｐを最小にするＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号とインバータ２０のキャリア信号の最適位相差が異なる。
なお、ここでは他の昇圧比条件における結果を示していないが、他の昇圧比条件においても同様の結果となる。
【００４４】
このように、この発明の実施の形態２によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０のキャリア信号の周波数をインバータ２０のキャリア信号の周波数の２倍以外の値に設定する場合には、昇圧比、変調率、力率の組み合わせによって決まる最適値に設定することで、実施の形態１ほど大きな効果は得られないが、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流Ｉｃａｐを小さくすることができる。
【００４５】
実施の形態３．
図１５は、この発明の実施の形態３によるモータ駆動装置１０１の構成を示す図である。図１と同一の符号は同一の構成要素を表している。実施の形態１との相違点は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１がマルチフェーズ方式（ここでは２フェーズ）となっている点である。ＤＣ／ＤＣコンバータ４１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｂを備える。
マルチフェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータは、複数のＤＣ／ＤＣコンバータの並列接続によって構成され、各々のＤＣ／ＤＣコンバータの出力位相をずらして動作させるものである。マルチフェーズＤＣ／ＤＣコンバータ４１を用いるメリットは、入力電圧平滑コンデンサＣｉｎとＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流を低減できることである。一方、デメリットは、複数のＤＣ／ＤＣコンバータを制御する必要があるため、制御回路６０が複雑になることである。そのため、マルチフェーズＤＣ／ＤＣコンバータ４１は、比較的大容量のＤＣ／ＤＣコンバータを構成する時に用いられる。
【００４６】
次に動作について説明する。
まず、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の動作について説明する。２フェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ４１の制御方法は種々あるが、実施の形態３では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａとＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｂのキャリア信号の位相を１８０度ずらす方式を用いる。
図１６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の昇圧動作を説明するための図である。
図中には、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのキャリア信号、半導体スイッチＳＬ１、ＳＬ２をコントロールするＧｌ１信号、Ｇｌ２信号、チョークコイルＬ１、Ｌ２に流れる電流ＩＬ１、ＩＬ２、およびＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａの出力電流Ｉｏ１、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｂの出力電流Ｉｏ２、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の出力電流Ｉｏの波形が示されている。
【００４７】
図に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのキャリア信号は三角波信号であり、昇圧比指令値との比較によりＧｌ１、Ｇｌ２、Ｇｈ１、Ｇｈ２が形成される。ただし、図中にはＧｌ１、Ｇｌ２のみ示している。具体的には、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのキャリア信号が昇圧比指令値より小さい時は、Ｇｌ１、Ｇｌ２信号がＨｉｇｈとなってスイッチＳＬ１、ＳＬ２がオンになり、キャリア信号が昇圧比指令値より大きい時は、Ｇｌ１、Ｇｌ２信号がＬｏｗとなってスイッチＳＬ１、ＳＬ２はオフになる。
電流ＩＬ１、ＩＬ２は、ＧＬ１、ＧＬ２信号がＨｉｇｈとなって半導体スイッチＳＬ１、ＳＬ２がオンになることにより増加し、スイッチＳＬ１、ＳＬ２がオフになることにより減少する。このスイッチＳＬ１、ＳＬ２のオン−オフ動作が連続的に繰り返されることにより、昇圧動作が制御される。
【００４８】
ここで、キャリア信号の周期をＴ、Ｇｌ１、Ｇｌ２信号のオンデューティ（Ｇｌ１、Ｇｌ２信号がＨｉｇｈの時間／Ｔ）をＤとすると、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂの出力電流Ｉｏ１、Ｉｏ２の電流パルスの幅は、（１−Ｄ）×Ｔと表わすことができる。よって、１周期の間に、パルス幅（１−Ｄ）×Ｔの電流パルスＩｏ１、Ｉｏ２が合わせて２回、交互にインバータ２０に送られている。
すなわち、図４に示す実施の形態１における１フェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ４０と比較すると、出力電流パルスの振幅が約１／２になり、電流パルスの数が２倍になるため、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れる電流を低減することが可能となる。
【００４９】
次に、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れるリップル電流を最小にするための動作について説明する。
図１７は、インバータ２０のキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのキャリア信号の関係を示す図である。図に示すように、インバータ２０のキャリア信号の周波数とＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのキャリア信号の周波数を一致させる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａのキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｂのキャリア信号の位相差は、上述したように１８０度であり、１周期をＴとするとＴ／２となる。
【００５０】
次に、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れるリップル電流が最小になる、インバータ２０のキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａのキャリア信号の位相差τの条件について説明する。
図１８は、インバータ２０の駆動条件を変調率１、力率１とした場合の、位相差τとリップル電流Ｉｃａｐの関係を示す図である。横軸は位相差τをＳｔｅｐ数で表した値、縦軸はリップル電流Ｉｃａｐの実効値の相対値を示している。ここでは、昇圧比条件が１．５と２．５の場合を示している。なお、昇圧比２の条件では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのオンデューティＤは０．５となり、電流ＩｏがＤＣ電流となるため最適位相は存在しない。すなわち、どのような位相差であってもリップル電流の増減はない。
【００５１】
図１８に示すように、実施の形態１と同様、位相差を最適な条件に設定することにより、ある駆動条件下におけるリップル電流Ｉｃａｐを最小にすることができる。最適な位相差条件は、実施の形態１と同様、昇圧比に応じて定めることができる。
図１９（ａ）は、変調率１における力率と最適位相差の関係を示し、図１９（ｂ）は、力率１における変調率と最適位相差の関係を示している。図から明らかなように、変調率、力率によって最適位相差条件は変化しない。なお、（ａ）では変調率１での結果、（ｂ）では力率１での結果しか示していないが、他の変調率、力率の条件でも同様な結果が得られている。
図２０は、昇圧比と最適位相差の関係を示す図である。
なお、インバータ２０のキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータ４１のキャリア信号の位相差を変化させる処理は、実施の形態１と同様に行うことができる。
【００５２】
以上のように、実施の形態３によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１のキャリア信号の周波数をインバータ２０のキャリア信号の周波数と等しくし、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａとＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｂのキャリア信号の位相差を１８０度（Ｔ／２）とし、インバータ２０のキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータ４１のキャリア信号の位相差を昇圧比によって決まる最適値に設定するようにしたので、実施の形態１と同様に、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れるリップル電流Ｉｃａｐを小さくすることができる。
【００５３】
実施の形態４．
実施の形態４によるモータ駆動装置の構成およびＤＣ／ＤＣコンバータ等の基本的な動作は実施の形態３と同様である。
実施の形態４では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１のキャリア信号の周波数をインバータ２０のキャリア信号の周波数の２倍とする。この場合、ＤＣリンクコンデンサ３０に流れるリップル電流Ｉｃａｐを最小にする、インバータ２０とＤＣ／ＤＣコンバータ４１のキャリア信号の最適位相差の設定の仕方が実施の形態３とは異なる。
実施の形態４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の駆動周波数が実施の形態３の２倍になるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１のチョークコイルＬ１、Ｌ２のインダクタンス値を小さくすることができ、Ｌ１、Ｌ２が小形になるというメリットがある。
【００５４】
図２１は、実施の形態４による、インバータ２０のキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのキャリア信号の関係を示す図である。図に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのキャリア信号の周波数は、インバータ２０のキャリア信号の周波数の２倍になっている。また、図中、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのキャリア信号の平均とインバータ２０のキャリア信号の位相差をΔΘ１、上述の平均とＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのキャリア信号との位相差をΔΘ２で示している。実施の形態４では、位相差τの代わりに位相差ΔΘ１とΔΘ２をパラメータとして用いる。
【００５５】
次に、位相差ΔΘ１およびΔΘ２の最適値を求める方法について説明する。図２２は、ΔΘ１とＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流Ｉｃａｐの関係を示す図である。ここでは、ΔΘ２＝０、インバータ２０の駆動条件は、変調率１、力率１とし、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１の昇圧比は２とする。横軸は位相差ΔΘ１を％表示した値、縦軸はリップル電流Ｉｃａｐの実効値の相対値を示している。図に示すように、リップル電流Ｉｃａｐを最小にする最適なΔΘ１が存在する。なお、ΔΘ２＝０では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂを同時に動作させているので、実施の形態１と同じ駆動条件になる。
【００５６】
図２３は、ΔΘ１の位相を図２２で示す最適な位相に固定した時の、ΔΘ２とＤＣリンクコンデンサ３０のリップル電流Ｉｃａｐの関係を示す図である。インバータ２０の駆動条件と昇圧比条件は、図２２と同じである。横軸は位相差ΔΘ２を％表示した値、縦軸はリップル電流Ｉｃａｐの実効値の相対値を示している。図に示すようにリップル電流Ｉｃａｐを最小にする最適なΔΘ２が存在する。
【００５７】
図２４は、ΔΘ２＝０に固定し、各力率における変調率とΔΘ１の最適値の関係を示す図である。昇圧比条件は２である。図に示すように、ΔΘ１の最適値は、変調率、力率に左右されない。また、図２５は、ΔΘ１を最適位相差に設定した場合の、力率条件毎の変調率とΔΘ２の最適値の関係を示す図である。昇圧比条件は図２４と同様に２である。図に示すように、ΔΘ２の最適値は、力率には依存しないが変調率に依存する。
【００５８】
実施の形態４による、ΔΘ１およびΔΘ２の最適値の決定方法について説明する。図２６は、昇圧比とΔΘ１の最適位相差の関係を示す図である。また、図２７は、ΔΘ１を最適位相差に設定した場合における、変調率とΔΘ２の最適位相差の関係を示す図である。実施の形態４では、まず図２６に基づいて、昇圧比に応じた最適位相差ΔΘ１を決定する。次に、図２７に基づいて、昇圧比毎に、変調率に応じた最適位相差ΔΘ２を決定する。
【００５９】
以上のように、実施の形態４によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１のキャリア信号の周波数をインバータ２０のキャリア信号の周波数の２倍とし、インバータ２０のキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータ４１のキャリア信号の位相差を昇圧比によって決まる最適値に設定するとともに、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ａ、４１ｂのキャリア信号の位相差をインバータ２０の変調率によって決まる最適値とすることで、実施の形態１と同様にＤＣリンクコンデンサ３０に流れるリップル電流Ｉｃａｐを小さくすることができる。
なお、ΔΘ１及びΔΘ２を変化させる処理は、実施の形態１と同様に行うことができる。
【産業上の利用可能性】
【００６０】
以上のようにこの発明は、小型で、ＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流を小さくできるモータ駆動装置を得るのに適している。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】 この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置の構成を示す図である。
【図２】 この発明の実施の形態１によるインバータの構成を示す図である。
【図３】 インバータの動作を説明するための図である。
【図４】 ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作を説明するための図である。
【図５】 ＤＣ／ＤＣコンバータの降圧動作を説明するための図である。
【図６】 ＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流を説明するための図である。
【図７】 ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の位相差を変化させた場合の、ＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流を説明するための図である。
【図８】 この発明の実施の形態１による、様々な条件下における、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の位相差とＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流値の関係を示す図である。
【図９】 この発明の実施の形態１による、様々な条件下における、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の位相差とＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流値の関係を示す図である。
【図１０】 この発明の実施の形態１による、様々な条件下における、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の位相差とＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流値の関係を示す図である。
【図１１】 この発明の実施の形態１による、様々な条件下における、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の位相差とＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流値の関係を示す図である。
【図１２】 この発明の実施の形態１による、様々な条件下における、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の位相差とＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流値の関係を示す図である。
【図１３】 昇圧比に応じた、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の最適位相差を示す図である。
【図１４】 この発明の実施の形態２による、様々な条件下における、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の位相差とＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流値の関係を示す図である。
【図１５】 この発明の実施の形態３によるモータ駆動装置の構成を示す図である。
【図１６】 ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作を説明するための図である。
【図１７】 インバータのキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号の関係を示す図である。
【図１８】 インバータのキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号の位相差とＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流の関係を示す図である。
【図１９】 インバータの変調率、力率と最適位相差の関係を示す図である。
【図２０】 実施の形態３による、昇圧比に応じた、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の最適位相差を示す図である。
【図２１】 インバータのキャリア信号とＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号の関係を示す図である。
【図２２】 ΔΘ１とＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流の関係を示す図である。
【図２３】 ΔΘ２とＤＣリンクコンデンサに流れるリップル電流の関係を示す図である。
【図２４】 各力率における変調率とΔΘ１の最適値の関係を示す図である。
【図２５】 各力率における変調率とΔΘ２の最適値の関係を示す図である。
【図２６】 実施の形態４による、昇圧比とΔΘ１の最適位相差の関係を示す図である。
【図２７】 実施の形態４による、ΔΘ１を最適位相差に設定した場合における、変調率とΔΘ２の最適位相差の関係を示す図である。
Claims (6)
- 電力供給源と、ＤＣ／ＤＣコンバータと、インバータと、ＤＣリンクコンデンサを備え、
上記ＤＣリンクコンデンサは、上記インバータと上記ＤＣ／ＤＣコンバータの間に接続され、電圧を平滑化するモータ駆動装置において、
上記インバータを駆動するためのインバータキャリア信号の周波数と上記ＤＣ／ＤＣコンバータを駆動するためのＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号の周波数との比を所定の値に設定し、
上記両キャリア信号の位相差を、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧と上記インバータの入力電圧との比に基づいて制御したことを特徴とする電源変換装置。 - ＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号の周波数はインバータキャリア信号の周波数の２倍であることを特徴とする請求項１記載の電源変換装置。
- 両キャリア信号の位相差は、インバータの動作パラメータである変調率と力率にも基づいて決定された値であることを特徴とする請求項１記載の電源変換装置。
- ＤＣ／ＤＣコンバータは、２つのＤＣ／ＤＣコンバータを備えて２フェーズで駆動され、
ＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号の周波数はインバータキャリア信号の周波数と等しいことを特徴とする請求項１記載の電源変換装置。 - ＤＣ／ＤＣコンバータは、２つのＤＣ／ＤＣコンバータを備えて２フェーズで駆動され、
ＤＣ／ＤＣコンバータキャリア信号の周波数はインバータキャリア信号の周波数の２倍であり、
上記２つのＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア信号の位相差は、インバータの動作パラメータである変調率にも基づいて決定された値であることを特徴とする請求項１記載の電源変換装置。 - 請求項１に記載の電源変換装置を含むモータ駆動装置。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2004031029 | 2004-02-06 | ||
| JP2004031029 | 2004-02-06 | ||
| PCT/JP2005/001511 WO2005076460A1 (ja) | 2004-02-06 | 2005-02-02 | モータ駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPWO2005076460A1 JPWO2005076460A1 (ja) | 2007-10-18 |
| JP4619954B2 true JP4619954B2 (ja) | 2011-01-26 |
Family
ID=34836027
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2005517706A Active JP4619954B2 (ja) | 2004-02-06 | 2005-02-02 | モータ駆動装置及び電源変換装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7348739B2 (ja) |
| JP (1) | JP4619954B2 (ja) |
| CN (1) | CN100530937C (ja) |
| DE (1) | DE112005000294B4 (ja) |
| WO (1) | WO2005076460A1 (ja) |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20090167079A1 (en) * | 2005-11-29 | 2009-07-02 | Natsuki Nozawa | DC-DC Converter for Electric Automobile |
| JP5381361B2 (ja) * | 2009-06-11 | 2014-01-08 | 株式会社豊田自動織機 | インバータ装置 |
| WO2011007430A1 (ja) * | 2009-07-15 | 2011-01-20 | 三菱電機株式会社 | 電気車の推進制御装置 |
| US8373372B2 (en) * | 2009-09-25 | 2013-02-12 | Ut-Battelle, Llc | Electrical motor/generator drive apparatus and method |
| US7855906B2 (en) * | 2009-10-26 | 2010-12-21 | General Electric Company | DC bus voltage control for two stage solar converter |
| CN102763313B (zh) * | 2010-02-17 | 2014-06-25 | 丰田自动车株式会社 | 电源装置 |
| US8233294B2 (en) * | 2010-08-23 | 2012-07-31 | Ford Global Technologies, Llc | Method and system for controlling a power converter system connected to a DC-bus capacitor |
| JP5521914B2 (ja) * | 2010-09-02 | 2014-06-18 | 株式会社デンソー | 電力変換装置、及び、これを用いた電動パワーステアリング装置 |
| JP2012130980A (ja) * | 2010-12-21 | 2012-07-12 | Makita Corp | コードレス電動工具 |
| US8717788B2 (en) | 2011-03-10 | 2014-05-06 | Ford Global Technologies, Llc | Method and system for controlling a power converter system connected to a DC-bus capacitor |
| US9071141B2 (en) * | 2011-04-08 | 2015-06-30 | Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. | Two-stage single phase bi-directional PWM power converter with DC link capacitor reduction |
| DE102011075576A1 (de) * | 2011-05-10 | 2012-11-15 | Siemens Aktiengesellschaft | Umrichteranordnung |
| DE102011076039A1 (de) * | 2011-05-18 | 2012-11-22 | Siemens Aktiengesellschaft | Umrichteranordnung |
| NZ724127A (en) * | 2014-03-31 | 2018-05-25 | Panasonic Ip Man Co Ltd | Power conversion system |
| US10250053B2 (en) * | 2014-12-16 | 2019-04-02 | Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. | Optimal battery current waveform for bidirectional PHEV battery charger |
| US10425032B2 (en) | 2017-03-03 | 2019-09-24 | General Electric Company | Drive system and method of operation thereof for reducing DC link current ripple |
| CN110620741B (zh) * | 2018-06-19 | 2020-12-04 | 华为技术有限公司 | 载波调制方法、装置及存储介质 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04121065A (ja) * | 1990-09-07 | 1992-04-22 | Hitachi Ltd | 電力変換方法、電力変換装置およびその電力変換装置を用いた圧延システム |
| JPH05219750A (ja) * | 1992-02-04 | 1993-08-27 | Mitsubishi Electric Corp | 交流電動機の駆動制御装置 |
| WO1998043848A1 (en) * | 1997-03-31 | 1998-10-08 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Pwm converter control apparatus |
| JP2004080855A (ja) * | 2002-08-12 | 2004-03-11 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5972991A (ja) * | 1982-10-19 | 1984-04-25 | Fanuc Ltd | モ−タの制御装置 |
| JP2584287B2 (ja) * | 1988-08-29 | 1997-02-26 | ファナック株式会社 | トグル式型締装置 |
| JPH03128691A (ja) * | 1989-07-27 | 1991-05-31 | Seiko Epson Corp | 電圧形ｐｗｍコンバータ・インバータシステムとその制御方式 |
| JP3597591B2 (ja) | 1994-12-05 | 2004-12-08 | 関西電力株式会社 | モータの駆動装置 |
| DE19729479A1 (de) | 1997-07-10 | 1999-01-14 | Abb Daimler Benz Transp | Pulsweitenmodulationsverfahren für in Serie geschaltete Umrichter |
| JP2000092851A (ja) * | 1998-09-14 | 2000-03-31 | Toyota Motor Corp | Ｐｗｍ方式回転機制御装置 |
| JP2000092857A (ja) | 1998-09-16 | 2000-03-31 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP3692993B2 (ja) * | 2001-10-04 | 2005-09-07 | トヨタ自動車株式会社 | 駆動装置および動力出力装置 |
| JP2003324942A (ja) * | 2002-05-08 | 2003-11-14 | Toyota Motor Corp | 電圧変換装置、電圧変換装置の駆動方法、電圧変換装置の駆動をコンピュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体 |
| JP2006101675A (ja) * | 2004-09-30 | 2006-04-13 | Mitsubishi Electric Corp | モータ駆動装置 |
-
2005
- 2005-02-02 DE DE112005000294.2T patent/DE112005000294B4/de active Active
- 2005-02-02 JP JP2005517706A patent/JP4619954B2/ja active Active
- 2005-02-02 US US10/584,953 patent/US7348739B2/en active Active
- 2005-02-02 CN CNB2005800041956A patent/CN100530937C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2005-02-02 WO PCT/JP2005/001511 patent/WO2005076460A1/ja active Application Filing
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04121065A (ja) * | 1990-09-07 | 1992-04-22 | Hitachi Ltd | 電力変換方法、電力変換装置およびその電力変換装置を用いた圧延システム |
| JPH05219750A (ja) * | 1992-02-04 | 1993-08-27 | Mitsubishi Electric Corp | 交流電動機の駆動制御装置 |
| WO1998043848A1 (en) * | 1997-03-31 | 1998-10-08 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Pwm converter control apparatus |
| JP2004080855A (ja) * | 2002-08-12 | 2004-03-11 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US7348739B2 (en) | 2008-03-25 |
| CN100530937C (zh) | 2009-08-19 |
| WO2005076460A1 (ja) | 2005-08-18 |
| DE112005000294T5 (de) | 2007-02-22 |
| US20070080659A1 (en) | 2007-04-12 |
| JPWO2005076460A1 (ja) | 2007-10-18 |
| DE112005000294B4 (de) | 2023-02-09 |
| CN1918782A (zh) | 2007-02-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4619954B2 (ja) | モータ駆動装置及び電源変換装置 | |
| US7310475B2 (en) | Motor driving apparatus | |
| CN110382286B (zh) | 用于减少dc链路电流纹波的驱动***及其操作方法 | |
| JP5377634B2 (ja) | 負荷駆動システムの制御装置 | |
| JP4196867B2 (ja) | 双方向昇降圧型チョッパ回路及びそれを用いたインバータ回路並びにｄｃ−ｄｃコンバータ回路 | |
| US8730702B2 (en) | Very high efficiency three phase power converter | |
| JP2017158372A (ja) | 多相昇圧コンバータの制御方法及び多相昇圧コンバータ | |
| JP2008086107A (ja) | モータ駆動制御装置 | |
| JP4690151B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP4626259B2 (ja) | 電力変換装置の制御方法 | |
| CN110063009B (zh) | 电力变换装置以及使用该装置的电动机驱动装置 | |
| JP2013198365A (ja) | インバータおよびコンバータの制御装置 | |
| JP6912764B2 (ja) | 電力変換装置の制御装置 | |
| JP4468933B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| US20240162819A1 (en) | Voltage transformer | |
| JP7188355B2 (ja) | 電気自動車のモータ駆動装置 | |
| JP2000092857A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP7021846B2 (ja) | 制御装置 | |
| CN115520026A (zh) | 电源***及移动体 | |
| CN115528766A (zh) | 利用马达驱动***的车辆电池充电*** | |
| JP2023004452A (ja) | 電力変換装置および無停電電源装置 | |
| CN115520027A (zh) | 电源***及移动体 | |
| Andrade et al. | A soft switched current controlled converter for induction machine driving | |
| JP2006174653A (ja) | チョッパ型インバータ回路 | |
| JP2009254184A (ja) | モータ制御装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060803 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20061220 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20070919 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20080703 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100323 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100519 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20100622 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100917 |
|
| A911 | Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20100924 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20101019 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20101027 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131105 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 4619954 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |