JP2005312027A - 受信機 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】信号サンプルからパイロットキャリア信号を抽出し、抽出されたパイロットサンプルから、受信されたOFDMシンボル内の各パイロット信号のチャンネル周波数応答のサンプルの推定値を生成するパイロット抽出器を備える。パイロット抽出器は、抽出したパイロットキャリア信号をパイロットキャリアの所定のバージョンと比較する。更に、パイロットによる抽出器は、チャンネル周波数応答推定値のサンプルを内挿する周波数補間フィルタと、フィルタコントローラとを備える。周波数補間フィルタは、通過帯域を調整可能な周波数応答を有し、フィルタコントローラは、周波数補間フィルタのチャンネル周波数応答の推定値における雑音を低減するよう周波数補間フィルタの帯域幅を調整する。
【選択図】図9
Description
本発明の実施形態の説明に用いるシンボルと略語のリストを以下に示す。
Tg:ガードインターバル期間(Guard interval duration)(秒)
Tu:有効なシンボル期間(Useful symbol duration)(秒)
Nu:シンボルの有効な部分のサンプル数(Number of samples in useful part of symbol)
μ:チャンネルインパルス応答遅延スプレッド(Channel impulse response delay spread)
CIR:チャンネルインパルス応答(Channel impulse response)
CP:連続パイロット(Continuous pilot)
CTF:チャンネル伝達関数(Channel transfer function)
DVB−T:デジタルビデオ放送−地上波伝送(Digital video broadcasting - terrestrial transmission)
FFT:高速フーリエ変換(Fast Fourier Transform)
IFFT:逆FFT(Inverse FFT)
MF:整合フィルタ(MF:Matched filter)
OFDM:直交波周波数分割多重(Orthogonal frequency division multiplexing)
QAM:直交振幅変調(Quadrature amplitude modulation)
SP:散在パイロット(Scattered pilot)
TOA:到来時間(Time of arrival)
TPS:伝送パラメータシグナリング(Transmission parameters signalling)
本発明の実施形態は、直交周波数分割多重(OFDM)信号が伝送されたチャンネルの周波数応答を推定する改善された技術を提供する。後述するように、チャンネル周波数応答又はチャンネル伝達関数(CTF)は、各OFDMシンボルと共に伝送されてくるパイロットシンボルを用いて推定される(図1及び後述する説明参照)。パイロットによるチャンネル推定器(pilot assisted channel estimator)は、パイロット信号から得られたCTFのサンプルを内挿する。後述するように、内挿は、時間領域及び周波数領域の一方又は両方において実行することができる。本発明の実施形態では、周波数補間フィルタを適応化し、チャンネル伝達関数推定値を改良し、これにより、各OFDMシンボルから再生されるデータの完全性(integrity)を改善する。
OFDMシンボルからデータを検出して、再生する受信機の具体的な構成を、図2に示す。図2に示すアナログ/デジタル変換器100には、OFDMシンボルによって変調された無線信号の検出された信号を表す中間周波数(IF)信号が供給される。すなわち、受信機は、チューナと、ダウンコンバータとを備え、チューナ及びダウンコンバータは、無線周波信号に同調すると共に、中間周波数信号に変換し、中間周波数信号を入力端子102を介してアナログ/デジタル変換器100に供給する。したがって、図1には示していないが、受信機は、無線周波数受信機とダウンコンバータを備えている。受信信号は、アナログ/デジタル変換された後に、中間周波数/ベースバンド変換器104によってベースバンド信号に変換された後、リサンプリング及びキャリアオフセット補正プロセッサ106によって処理される。幾つかの実施形態では、無線周波信号を直接ベースバンド信号に変換してもよい。この場合、アナログ/デジタル変換器100に入力される中間周波数は、0Hzであり、したがって、中間周波数/ベースバンド変換器104は不要である。リサンプリング及びキャリアオフセット補正プロセッサ106は、周波数領域において、OFDM変調のKキャリアを追跡する。そして、ベースバンドの信号サンプルは、高速フーリエ変換プロセッサ108に供給され、高速フーリエ変換プロセッサ108は、時間領域の信号として供給される信号サンプルを周波数領域の信号に変換する。そして、ポストFFTプロセッサ110は、周波数領域の信号サンプルからデータを再生する。このデータは、前方誤り訂正プロセッサ112に供給され、前方誤り訂正プロセッサ112は、誤り訂正を行ってデータを復号し、再生データを出力端子114から出力する。
図4に示す各OFDMシンボル、すなわちマトリクスの各行は、伝送の前に、逆フーリエ変換を用いて時間領域に変換される。時間領域の各シンボルは、伝送チャンネルを通過するので、様々な歪みの影響を受ける。このような歪みの原因には、以下のようなものがある。
・信号マトリクス内の各セルの振幅と位相を乱す作用がある加法性雑音。
・マルチパス伝搬に起因し、各シンボル(マトリクスの行)内の幾つかのサブキャリアを選択的に減衰させ、他のサブキャリアを増幅する周波数選択性フェージング。更に、この周波数選択性フェージングは、各シンボル毎のサブキャリアの減衰率が一定ではないという意味で、時変であると言える。
・サブキャリアの相互干渉を引き起こし、この結果、これらのサブキャリアの直交性を失わせるドップラシフト。
・例えば、位相雑音、キャリア周波数オフセット、インパルス性干渉、FFTウィンドウ位置のシフト等、受信機のフロントエンドから生じる可能性がある他の影響。
パイロットによるチャンネル周波数応答推定器240の動作について、図4及び図5を用いて説明する。図4に示すように、OFDMシンボルは、複数のパイロットセルを含み、各パイロットセルの位置、期待される振幅及び位相は、受信機にとって既知である。ポストFFTプロセッサ110は、FFTプロセッサ108からの周波数領域のサンプル出力信号からこれらの受信パイロットセルを抽出することができる。
H3(k)の3倍のアップサンプリングにより、スペクトルの重複(spectral folds)が生じ、このような重複は、エイリアシングを回避するためにフィルタリングによって除去する必要がある。この点について、図6(a)及び図6(b)を用いて説明する。図6(a)は、サンプリング周波数F1を有する入力信号x(n)のスペクトルを示している。ここで、信号のスペクトルは、サンプリング周波数F1の全ての倍数において同様に出現している。図6(b)は、サンプリング周波数Fs=3F1を有するx(n)の3倍にアップサンプリングされたバージョンであるy(n)のスペクトルを示している。また、このスペクトルに重ねて示されているのは、補間フィルタリング処理の一部として入力信号の不要なエイリアシングを削除するために用いることができる典型的なフィルタの周波数応答である。
・通過帯域のリップルが低く及び線形位相を有するローパスフィルタ。
・Bを信号帯域幅として、カットオフ周波数FC:1/2B<Fc≦F1−1/2B。
・±F1を中心とする入力信号スペクトルの繰返しからの雑音を最小化するために阻止帯域減衰量は、可能な限り低い方がよい。
上述したように、補間フィルタによってフィルタリングされる信号は、周波数領域のサンプルで構成される。したがって、補間フィルタの伝達関数によってウィンドウイングされる信号は、時間領域信号、すなわちチャンネルインパルス応答である。したがって、フィルタの帯域幅は、フィルタの周波数応答から形成されたウィンドウの持続時間として表現することができる。H3(k)のサンプリングレートは、完全なCTF H(k)の最終的なサンプリングレートの3分の1であり、これは、推定されたH(k)が3F1の出力サンプリングレートの3/1にのみ分解できることを意味する。したがって、チャンネルインパルス応答(CIR)遅延スプレッドが周波数補間フィルタ伝達関数ウィンドウの最大の長さに等しいTu/3秒を超える場合CIRエネルギの一部がウィンドウに納まらず。この結果、周波数内挿処理により雑音が導入される。この他の解釈として、チャンネルのコヒーレントな帯域幅がTu/3Hzより狭い場合、3倍に間引きされたH3(k)は、スペクトルの重複(spectral folding)により劣化し(corrupted)、この結果、周波数内挿処理によって雑音が導入される(非特許文献3参照)。時間と周波数の二重性(duality)を考慮すると、この重複(folding)は、±Tu/6秒後に、長いCIRが隣接するレプリカに重なることを意味する。
周波数内挿における雑音による信号劣化は、CIR遅延スプレッドによるので、この劣化を防ぐために、CIR遅延スプレッドを知る必要がある。上述のように、特許文献2及び特許文献3には、ガードインターバルのサンプルからの各シンボル毎にタップが更新される適応型の整合フィルタに基づいてシンボル時間を取得及び追跡する追跡器が開示されている。追跡器は時間領域に基づくモードを有し、このモードでは、ガードインターバルに適応化された整合フィルタ(MF)を用いてCIRを推定し、次に、使用中のガードインターバルの持続時間をTgとして、メインパスのTg秒間に含まれる全てのパスのTOAを検出することによって、CIRを追跡する。同時に係属中の特許文献4では、メインパスの±7Tu/24秒以内の全ての伝搬パスが含まれるようにこの範囲を拡張している。この追跡器を用いた場合、CIRにおける最初及び最後の第1の最後の重要な伝搬路(first and last significant propagation paths)のTOAからCIR遅延スプレッドを算出できる。このCIR遅延スプレッドを用いて、チャンネル推定器における周波数内挿雑音を低減することができる。
上述したように、図7Bは、CIR遅延スプレッドがTu/6秒より長い場合におけるH3(k)の周波数内挿から生じる雑音の問題を示している。一方では、CIRにおける最後のインパルスは、フィルタ周波数応答ウィンドウの−3dBの点の真上に存在し、他方では、−2Tu/6秒から始まるCIRレプリカの最後のパスは、雑音に寄与するウィンドウに含まれる。CIR遅延スプレッドに関する知識を得ることにより、本発明に基づき、必要なCIRレプリカがウィンドウ内に納まるようにCIRレプリカの中心をシフトさせ、両方の劣化を回避することができる。この中心のシフトは、周波数補間フィルタリングを実行する前に、間引きされたCTF H3に(k)μ/2の位相回転を適用する(ここで、サンプルのμは、CIR遅延スプレッドを表す。)ことによって実現される。μ/2サンプルの所定の回転により、上述した時間−周波数の二重性基準を考慮するフィルタリング式は、以下のようになる。
図7及び図8に示す各グラフは、周波数内挿処理における他の雑音源を示しており、この雑音の影響は、特に、より短いCIR遅延スプレッドの場合に最小化することができる。上述のように、周波数軸チャンネル推定は、時間軸チャンネル推定に続いて実行される。時間軸処理は、それ自体、チャンネル推定にある種の雑音を導入する。この雑音は、パイロットを劣化させる通常のランダム雑音に加えられるが、多くの場合、このような雑音は、所定のシンボルのサブキャリア間で関連性を有していないので、内挿によって推定することができない。この雑音は、図7及び図8では、雑音フロアの付加雑音として示されている。この種類の雑音は、信号レベルから独立しているため、バックストップ雑音(backstop noise)と呼ばれることもある。一般的に、補間フィルタ周波数応答ウィンドウの持続時間(帯域幅)が広いほど、周波数内挿処理において、この雑音がより多く導入される。したがって、ウィンドウ持続時間(補間フィルタの帯域幅)を最大のTu/3秒より短くすれば、内挿処理におけるバックストック雑音の量を低減することができる。
パイロットによるチャンネル推定器240の具体的構成を図9に示す。図9に示すように、パイロットによるチャンネル推定器240には、FFT108から周波数領域のシンボルサンプルが供給される。パイロット抽出器310は、受信シンボルからパイロットキャリアを抽出し、このパイロットキャリアは、チャンネルの推定値を算出するために用いられる。例えば、DVB−Tでは、データを表す12個のキャリア毎に1つのパイロットキャリアの比率でキャリアが分散されているので、チャンネル伝達関数H12(k)の推定値は、FFTからのシンボルサンプルの1/12のサンプリングレートに基づいて、個別にサブサンプリングされたチャンネル伝達関数(CTF)を提供する。続いて、時間軸内挿器320が連続したシンボルからのCTF推定値を用いて、CTFの時間軸における内挿処理を実行する。時間軸内挿により、CTFのサンプリングレートは、1/3に高められる。すなわち、時間軸内挿器320は、CTFサンプルH3(k)を生成し、これを位相調整器340に供給する。
図12は、パイロット信号を含むチャンネルインパルス応答(CIR)推定値信号の周波数内挿を実行する手順を示すフローチャートである。図12に示すように、ステップS1において、パイロット信号を含むシンボルデータがFFTプロセッサから供給される。ステップS2において、シンボルデータからパイロット信号を抽出し、これをい用いてCTF推定信号を生成する。ステップS3において、チャンネルインパルス応答(CIR)遅延スプレッドを示す情報が周波数内挿装置に供給される。ステップS4において、周波数補間フィルタの通過帯域ウィンドウ内で必要な信号成分を維持しながら、受信されたCIR遅延スプレッドを用いて、CTF推定信号に存在する可能性があるエイリアシングからのエネルギを低減するために必要な位相オフセットを算出する。次に、ステップS5において、ステップS4において算出された位相オフセットに基づいて、CTF推定信号をシフトさせる。次に、ステップS6において、ステップS3で供給されたCIR遅延スプレッドを用いて、周波数補間フィルタのための適切な帯域幅を決定する。次に、ステップS7において、ステップS6において決定された帯域幅を有する周波数補間フィルタを、ステップS5において生成されたシフトされたCTF推定信号に適用する。これにより、周波数内挿されたCTF推定信号が生成され、この周波数内挿されたCTF推定信号は、ステップS8において出力される。
Claims (17)
- パイロットキャリア信号を含む、直交波周波数分割多重(OFDM)方式に基づいて生成された信号サンプルのOFDMシンボルからデータを再生する受信機であって、
当該受信機は、パイロットによるチャンネル推定器を備え、
上記チャンネル推定器は、
上記信号サンプルからパイロットキャリア信号を抽出し、該抽出したパイロットキャリア信号をパイロットキャリアの所定のバージョンと比較することによって、上記受信されたOFDMシンボル内の各パイロット信号のチャンネル周波数応答のサンプルの推定値を生成するパイロット抽出器と、
通過帯域を調整可能な周波数応答を有し、チャンネル周波数応答推定値のサンプルを内挿する周波数補間フィルタと、
上記周波数補間フィルタのチャンネル周波数応答の推定値における雑音を低減するよう周波数補間フィルタの帯域幅を調整するフィルタコントローラとを備える受信機。 - 上記フィルタコントローラは、チャンネルインパルス応答の遅延スプレッドに基づいて、上記チャンネルインパルス応答推定値の遅延スプレッドの長さに比例するように上記周波数補間フィルタの帯域幅を適応化することを特徴とする請求項1記載の受信機。
- 上記周波数補間フィルタは、それぞれが所定の帯域幅を有する複数の補間フィルタを備え、上記フィルタコントローラは、上記複数の補間フィルタの1つを選択して該周波数補間フィルタの帯域幅を調整することを特徴とする請求項1記載の受信機。
- 上記チャンネル周波数応答推定値のサンプルの位相調整値を算出する位相オフセット算出器と、上記チャンネル周波数応答推定値に上記位相オフセットを適用する位相調整器とを備え、上記適用される位相オフセットは、上記周波数補間フィルタの通過帯域ウィンドウ内において、上記チャンネル周波数応答推定値のエイリアシングからのエネルギを低減する効果を有することを特徴とする請求項1記載の受信機。
- 上記チャンネルインパルス応答の遅延スプレッドに基づいてOFDMシンボルを検出するためのタイミング調整値を推定するシンボルタイミング調整推定器を備え、上記位相オフセット算出器は、該タイミング調整値から上記位相調整を算出することを特徴とする請求項4記載の受信機。
- 上記受信シンボルから上記パイロットによるチャンネル応答推定値を実質的にキャンセルすることによって、該受信シンボルにおけるチャンネルインパルス応答の影響を低減するチャンネル補正プロセッサを備える請求項1記載の受信機。
- 上記OFDMシンボルは、OFDMシンボルの各セットについて、異なるサブキャリア位置に挿入されたパイロット信号を含み、上記パイロット信号のサブキャリア位置は、後続するシンボルのセットにおいて繰り返され、上記パイロットによるチャンネル推定器は、時間的に分離されたOFDMシンボル内の対応するサブキャリア位置において、パイロットキャリア信号から導出されたチャンネル周波数応答推定値のサンプルを内挿し、チャンネル周波数応答推定値の内挿されたバージョンを生成する時間補間フィルタを備え、該周波数補間フィルタによって内挿されたチャンネル周波数応答推定値のバージョンは、上記OFDMシンボルからキャンセルされるチャンネル周波数応答推定値を提供することを特徴とする請求項1記載の受信機。
- パイロットキャリア信号を含む、直交波周波数分割多重(OFDM)方式に基づいて生成された信号サンプルのOFDMシンボルからデータを再生するデータ再生方法において、
上記信号サンプルから上記パイロットキャリア信号を抽出するステップと、
抽出したパイロットキャリア信号をパイロットキャリアの所定のバージョンと比較することによって上記受信されたOFDMシンボル内の各パイロット信号のチャンネル周波数応答のサンプルの推定値を生成するステップと、
通過帯域を調整可能な周波数応答を有する周波数補間フィルタを用いて、該周波数補間フィルタのチャンネル周波数応答の推定値における雑音を低減するよう周波数補間フィルタの帯域幅を調整して、チャンネル周波数応答推定値のサンプルを内挿するステップとを有するデータ再生方法。 - 上記周波数補間フィルタの帯域幅は、チャンネルインパルス応答の遅延スプレッドに基づいて、上記チャンネルインパルス応答推定値の遅延スプレッドの長さに比例するように適応化されることを特徴とする請求項8記載のデータ再生方法。
- 上記周波数補間フィルタは、それぞれが所定の帯域幅を有する複数の補間フィルタを備え、上記複数の補間フィルタの1つを選択して該周波数補間フィルタの帯域幅を調整するステップを有することを特徴とする請求項8記載のデータ再生方法。
- 上記チャンネル周波数応答推定値の周波数領域のサンプルの位相調整値を算出するステップと、
上記チャンネル周波数応答推定値に上記位相オフセットを適用するステップとを有し、上記適用される位相オフセットは、上記周波数補間フィルタの通過帯域ウィンドウ内において、上記チャンネル周波数応答推定値のエイリアシングからのエネルギを低減する効果を有することを特徴とする請求項8記載のデータ再生方法。 - 上記チャンネルインパルス応答の遅延スプレッドに基づいてOFDMシンボルを検出するステップを有し、上記位相調整は、該タイミング調整値から算出されることを特徴とする請求項11記載のデータ再生方法。
- 上記受信シンボルから上記パイロットによるチャンネル応答推定値を実質的にキャンセルすることによって、該受信シンボルにおけるチャンネルインパルス応答の影響を低減するステップを有する請求項8記載のデータ再生方法。
- 上記OFDMシンボルは、OFDMシンボルの各セットについて、異なるサブキャリア位置に挿入されたパイロット信号を含み、上記パイロット信号のサブキャリア位置は、後続するシンボルのセットにおいて繰り返され、当該データ再生方法は、
時間的に分離されたOFDMシンボル内の対応するサブキャリア位置において、パイロットキャリア信号から導出されたチャンネル周波数応答推定値のサンプルを内挿し、チャンネル周波数応答推定値の内挿されたバージョンを生成するステップを有し、
上記周波数補間フィルタによって内挿されたチャンネル周波数応答推定値のバージョンは、上記OFDMシンボルからキャンセルされるチャンネル周波数応答推定値を提供することを特徴とする請求項8記載のデータ再生方法。 - 直交周波数分割多重シンボルに含まれているパイロット信号からチャンネル周波数応答を推定するパイロットによるチャンネル推定器において、
上記信号サンプルからパイロットキャリア信号を抽出し、該抽出したパイロットキャリア信号をパイロットキャリアの所定のバージョンと比較することによって上記受信されたOFDMシンボル内の各パイロット信号のチャンネル周波数応答のサンプルの推定値を生成するパイロット抽出器と、
通過帯域を調整可能な周波数応答を有し、チャンネル周波数応答推定値のサンプルを内挿する周波数補間フィルタと、
上記周波数補間フィルタのチャンネル周波数応答の推定値における雑音を低減するよう周波数補間フィルタの帯域幅を調整するフィルタコントローラとを備えるチャンネル推定器。 - 上記フィルタコントローラは、チャンネルインパルス応答の遅延スプレッドに基づいて、上記チャンネルインパルス応答推定値の遅延スプレッドの長さに比例するように上記周波数補間フィルタの帯域幅を適応化することを特徴とする請求項15記載のチャンネル推定器。
- パイロットキャリア信号を含む、直交波周波数分割多重(OFDM)方式に基づいて生成された信号サンプルのOFDMシンボルからデータを再生するデータ再生装置において、
上記信号サンプルから上記パイロットキャリア信号を抽出する抽出手段と、
抽出したパイロットキャリア信号をパイロットキャリアの所定のバージョンと比較することによって上記受信されたOFDMシンボル内の各パイロット信号のチャンネル周波数応答のサンプルの推定値を生成する生成手段と、
通過帯域を調整可能な周波数応答を有する周波数補間フィルタを用いて、該周波数補間フィルタのチャンネル周波数応答の推定値における雑音を低減するよう周波数補間フィルタの帯域幅を調整して、チャンネル周波数応答推定値のサンプルを内挿する内挿手段とを備えるデータ再生装置。
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