JP2005086940A - ゲート駆動回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 本発明は、アクティブゲート駆動手段の電源を簡素な構成で低コストとすることを目的とする。
【解決手段】 電力用スイッチング素子９の主電極間に印加される電圧を抵抗４a、４bで分圧した電圧を電源とするとともに電力用スイッチング素子９の主電極間に印加される電圧に応じてゲート電極に電流を注入する電流駆動手段６を有することを特徴とする。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電力用スイッチング素子を駆動するゲート駆動回路に関する。

電力用スイッチング素子を応用した電力変換器は、スイッチング素子の大容量化・高速化に伴い、その応用範囲を着実に広げている。このような電力用スイッチング素子において、特に、最近応用分野を伸ばしてきたのがＭＯＳゲート型のスイッチング素子であるＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴである。

ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴは、オン・オフ状態を自己継続しないノンラッチング型のスイッチング素子であり、サイリスタ等のラッチング型のスイッチング素子に比べて、ゲート駆動による高い制御性が可能な点が大きな利点である。このノンラッチング型のスイッチング素子は、ターンオン・ターンオフのスイッチング過渡期においても、ゲート制御によってサージ電圧やサージ電流を抑制したり、スイッチング過渡期の電流や電圧の傾きを自在に制御したりすることが可能になる。

このように、ゲート制御によってサージ電流から電力用スイッチング素子を保護しうるようにした従来のゲート駆動回路として、例えば制御入力用のゲート端子および主電流から素子電流検出出力を分流するセンス端子を備えた電力用スイッチング素子と、前記センス端子によって分流された電流検出出力から一定電流を引き去る演算手段と、この演算手段によって一定電流を引き去られた電流検出出力の電流値が正の場合その電流を積算する積算手段と、この積算手段の出力に基づき前記電力用スイッチング素子のゲート端子電圧を制御する制御手段とを具備し、フィードバック制御によらずに安定して電力用スイッチング素子に流れる主電流を制御することができるようにしたものが知られている（例えば、特許文献１参照）。

上記のゲート駆動回路においては、ゲート端子の他にセンス端子を備えた電力用スイッチング素子に対し、フィードバック制御によらずにゲート端子を制御して、サージ電流から電力用スイッチング素子を保護するようにしている。しかし、センス端子がなく、ゲート端子のみを備えた電力用スイッチング素子に対しては、フィードバック制御によりゲート端子を制御して、サージ電圧等から電力用スイッチング素子を保護するようにしているのが一般的である。

このようなフィードバック制御によりゲート端子を制御して、サージ電圧等から電力用スイッチング素子を保護するようにした従来のゲート駆動回路としては、例えば図９に示すようなものがある。電力用スイッチング素子９の制御入力端子であるゲート電極は、電圧増幅器２からのゲート信号出力をゲート抵抗３を介して受け、通常運転時のゲート駆動が行われるとともに、電圧増幅器５によって制御される電流駆動手段としての制御電流源６から電流の注入を受け、アクティブゲート駆動が行われるように構成されている。電圧増幅器５は、電力用スイッチング素子９の主電極（コレクタ・エミッタ）間に印加される主電圧Ｖceを抵抗４a、４bで分圧して得た主電圧検出信号を入力として制御電流源６を制御している。１０は、電力用スイッチング素子９に並列接続されたフライホイールダイオードを示している。

上記のゲート駆動回路において、電力用スイッチング素子９のターンオフ時に発生するサージ電圧を抑制するには以下のように制御が行われる。外部から加えられる信号に基づいて電圧増幅器２の出力電圧が負側に振れると、ゲート抵抗３を介して電力用スイッチング素子９のゲート電圧が下がり始める。やがて、電力用スイッチング素子９のゲート電圧がスイッチング素子の静特性によって決まるある一定のしきい値電圧を下回るとともに、電力用スイッチング素子９を流れる電流の遮断が始まり、同時に電力用スイッチング素子９の主電圧Ｖceは、急速に上昇し始める。

主電圧Ｖceは分圧抵抗４a、４bおよび位相補償コンデンサ１３a、１３bによって分圧され、主電圧検出信号として電圧増幅器５に入力する。そして、電圧増幅器５で適当なレベルに増幅され、制御電流源６を制御する。このため、主電圧Ｖceの値がある一定の値を超えるとともに、制御電流源６から注入される電流によって、電力用スイッチング素子９のゲート電圧は上昇し、これによって電力用スイッチング素子９の遮断動作は遅れ、主電圧Ｖceはそれ以上上昇しないことになる。このように、上記のゲート駆動回路によって、電力用スイッチング素子９に印加される主電圧は回路によって決まる一定の値を上回ることはなくなり、サージ電圧の発生が抑制される。
特開２０００−２２４８３７号公報（第３−４頁、図１）

特許文献１に記載のゲート駆動回路においては、ゲート端子の他にセンス端子を備えた電力用スイッチング素子に対し、フィードバック制御によらずにゲート端子を制御して、サージ電流から電力用スイッチング素子を保護するようにしている。しかし、センス端子がなく、ゲート端子のみを備えた電力用スイッチング素子に対しては、フィードバック制御によりゲート端子を制御して、サージ電圧等から電力用スイッチング素子を保護するようにしているのが一般的である。

これに対し、フィードバック制御によりゲート端子を制御して、サージ電圧等から電力用スイッチング素子を保護するようにした図９に示すゲート駆動回路においては、制御電流源６の一端がゲート駆動電源１cの正側端子に接続されている。このように接続されているのは、次のような理由による。電力用スイッチング素子９のゲート・エミッタ間電圧Ｖgeはゲート駆動電源１aおよび１bで決まる値の間にある。この値は多くのスイッチング素子の場合は±１５Ｖ程度の値となっている。制御電流源６は、ゲート・エミッタ間電圧Ｖgeの値の如何にかかわらず、電力用スイッチング素子９のゲート電極に対し電圧増幅器５の制御によって決まる一定の電流を注入する必要がある。

これが満たされなければ、ゲート・エミッタ間電圧Ｖgeの変動によって制御電流源６の出力電流値が変動し、これは即ち、主電圧Ｖceの値をフィードバック制御するという図９のゲート駆動回路の目的に対する誤差の要因となるためである。そのためには、制御電流源６の電源電圧は、ゲート・エミッタ間電圧Ｖgeの値よりもできるだけ高い値とする必要がある。実際には回路の損失などを勘案し、ゲート駆動電源１cの値として数Ｖから十数Ｖ程度の電圧の電源が必要となる。このように、図９に示す従来技術では、過渡期におけるゲート制御のために、通常用いられるゲート駆動電源だけでなく、より高い電圧が必要になる。

また、図９に示すゲート駆動回路では、電力用スイッチング素子９の主電圧Ｖceに比例した主電圧検出信号を得るために、分圧抵抗４a、４bおよび位相補償コンデンサ１３a、１３bを用いて主電圧Ｖceを分圧し、これを電圧増幅器５で増幅している。こうした構成をとる場合、電圧増幅器５の入力インピーダンスが十分大きくなければ、分圧抵抗４a、４bの値を小さくしなければならなくなる。電力用スイッチング素子９に印加される主電圧Ｖceが数ｋＶに達する高電圧の変換器の場合、分圧抵抗４a、４bの値が小さいということは、分圧抵抗４a、４bにおいて大きな電力損失が発生することを意味する。

本発明は、上記に鑑みてなされたもので、アクティブゲート駆動手段の電源を簡素な構成で低コストとすることができ、また、アクティブゲート駆動を行うための制御用信号検出手段を低消費電力化することが可能なゲート駆動回路を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、請求項１記載の発明は、電力用スイッチング素子のゲート電極を駆動するゲート駆動回路において、前記電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧を抵抗分圧した電圧を電源とするとともに前記電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧に応じて前記ゲート電極に電流を注入する電流駆動手段を有することを要旨とする。

電力用スイッチング素子のゲート電極は、通常運転時のゲート駆動に加えて、電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧を抵抗分圧した電圧を電源とする電流駆動手段により、アクティブゲート駆動が行われて、サージ電圧等の発生が抑制される。

請求項２記載の発明は、電力用スイッチング素子のゲート電極を駆動するゲート駆動回路において、前記電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧を抵抗分圧した電圧をダイオードを介してコンデンサに充電し該充電電圧を電源とするとともに前記電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧に応じて前記ゲート電極に電流を注入する電流駆動手段を有することを要旨とする。

電力用スイッチング素子の主電極間には、一般的にパルス状の電圧が印加される。この電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧を抵抗分圧した電圧をダイオードを介してコンデンサに充電することにより、その充電電圧は直流化される。電流駆動手段は、この直流化された充電電圧を電源とすることで、より確実なアクティブゲート駆動が保証される。

請求項３記載の発明は、電力用スイッチング素子のゲート電極を駆動するゲート駆動回路において、前記電力用スイッチング素子の主電極間に抵抗と定電圧ダイオードとを直列接続し該定電圧ダイオードの両端電圧を電源とするとともに前記電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧に応じて前記ゲート電極に電流を注入する電流駆動手段を有することを要旨とする。

電力用スイッチング素子の主電極間に抵抗と所要の定電圧特性をもつ定電圧ダイオードとを直列接続し、電流駆動手段は、この定電圧ダイオードの両端電圧を電源として動作し、電力用スイッチング素子のゲート電極に対しアクティブゲート駆動が行われる。

請求項４記載の発明は、電力用スイッチング素子のゲート電極を駆動するゲート駆動回路において、前記電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧を抵抗分圧した電圧を電源とするとともに該主電極間に印加される電圧が所定値を超えたときに動作し、前記電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧に応じた電圧を前記ゲート電極に印加する電圧駆動手段を有することを要旨とする。

電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧を抵抗分圧した電圧を電源とし、かつ主電極間に印加される電圧が所定値を超えたときに動作する電圧駆動手段により、電力用スイッチング素子のゲート電極に対しアクティブゲート駆動が行われて、サージ電圧等の発生が抑制される。

請求項５記載の発明は、電力用スイッチング素子のゲート電極を駆動するゲート駆動回路において、前記電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧を抵抗分圧した電圧をダイオードを介してコンデンサに充電し該充電電圧を電源とするとともに前記主電極間に印加される電圧が所定値を超えたときに動作し、前記電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧に応じた電圧を前記ゲート電極に印加する電圧駆動手段を有することを要旨とする。

電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧を抵抗分圧した電圧をダイオードを介してコンデンサに充電することにより、充電電圧が直流化される。電圧駆動手段は、この直流化された充電電圧を電源とし、かつ主電極間に印加される電圧が所定値を超えたときに動作して、電力用スイッチング素子のゲート電極に対し確実なアクティブゲート駆動が行われる。

請求項６記載の発明は、電力用スイッチング素子のゲート電極を駆動するゲート駆動回路において、前記電力用スイッチング素子の主電極間に抵抗と定電圧ダイオードとを直列接続し該定電圧ダイオードの両端電圧を電源とするとともに前記主電極間に印加される電圧が所定値を超えたときに動作し、前記電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧に応じた電圧を前記ゲート電極に印加する電圧駆動手段を有することを要旨とする。

電力用スイッチング素子の主電極間に抵抗と所要の定電圧特性をもつ定電圧ダイオードとを直列接続し、電圧駆動手段は、この定電圧ダイオードの両端電圧を電源とし、かつ主電極間に印加される電圧が所定値を超えたときに動作して、電力用スイッチング素子のゲート電極に対しアクティブゲート駆動が行われる。

請求項７記載の発明は、請求項２または５記載の発明において、前記コンデンサの他方の端子を、ゲート駆動回路本体における電源の正側端子に接続してなることを要旨とする。

アクティブゲート駆動を行う電流駆動手段または電圧駆動手段を動作させるのに必要な電源電圧は、電力用スイッチング素子における通常運転時用のゲート駆動電源の電圧よりも所要値だけ高い。充電用コンデンサの他方の端子をゲート駆動回路本体における電源の正側端子に接続することで、ゲート駆動回路本体における電源電圧よりもコンデンサへの充電電圧の分だけ高い電圧が、電流駆動手段または電圧駆動手段に対し電源電圧として供給される。

請求項８記載の発明は、請求項３または６記載の発明において、前記定電圧ダイオードの他方の端子を、ゲート駆動回路本体における電源の正側端子に接続してなることを要旨とする。

上記請求項７記載の発明の趣旨と同様の趣旨で、定電圧ダイオードの他方の端子をゲート駆動回路本体における電源の正側端子に接続することで、ゲート駆動回路本体における電源電圧よりも定電圧ダイオードの両端電圧の分だけ高い電圧が、電流駆動手段または電圧駆動手段に対し電源電圧として供給される。

請求項９記載の発明は、請求項３または６記載の発明において、前記定電圧ダイオードに、並列にコンデンサを接続してなることを要旨とする。

前記したように、電力用スイッチング素子の主電極間には、一般的にパルス状の電圧が印加される。定電圧ダイオードに並列にコンデンサを接続することで、定電圧ダイオードの両端電圧は、直流に近付く。電流駆動手段または電圧駆動手段は、この直流に近い電圧を電源とすることで、より確実なアクティブゲート駆動が保証される。

請求項１０記載の発明は、請求項１ないし９のいずれかに記載の発明において、前記電力用スイッチング素子の主電極間に少なくとも１つの抵抗と該抵抗に流れる電流を検出するための電流検出手段とを直列接続し、前記電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧に応じた電流もしくは電圧を生じさせるための制御用信号は、前記電流検出手段で検出した信号としてなることを要旨とする。

抵抗と電流検出手段とを直列接続した回路に流れる電流は、電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧に比例する。したがって、制御用信号、即ち電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧に比例した主電圧検出信号は、電流検出手段の検出信号として検出することが可能となる。

請求項１１記載の発明は、請求項１０記載の発明において、前記電流検出手段は、主電極回路を前記抵抗に直列接続したバイポーラトランジスタであり、該バイポーラトランジスタの主電極回路に流れる電流を検出した信号を、前記制御用信号としてなることを要旨とする。

バイポーラトランジスタのエミッタ・ベースを通じて、その主電極回路、例えばコレクタ回路に流れる電流は、電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧に比例する。したがって、制御用信号は、そのバイポーラトランジスタの主電極回路に流れる電流を、抵抗を介して電圧信号として検出するか、もしくは電流増幅器で増幅した電流増幅信号として検出することが可能となる。この電流増幅信号として制御用信号を検出するときは、電流増幅器の入力インピーダンスにかかわらず、バイポーラトランジスタの主電極回路に流れる電流は任意の値に設定することができる。このため、バイポーラトランジスタの主電極回路に直列接続する抵抗の値を調節することにより、消費電力の少ない制御用信号検出回路を実現することが可能となる。

請求項１２記載の発明は、請求項１０記載の発明において、前記電流検出手段は、カレントミラー回路であり、該カレントミラー回路における入力側トランジスタ回路を前記抵抗に直列接続し、該カレントミラー回路における出力側トランジスタ回路に流れる電流を検出した信号を、前記制御用信号としてなることを要旨とする。

カレントミラー回路の入力側トランジスタ回路を流れる電流は、電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧に比例する。したがって、制御用信号は、前記と同様に、出力側トランジスタ回路に流れる電流を、抵抗を介して電圧信号として検出するか、もしくは電流増幅器で増幅した電流増幅信号として検出することが可能となる。このため、本発明においても、消費電力の少ない制御用信号検出回路を実現することが可能となる。

請求項１３記載の発明は、請求項１０記載の発明において、前記抵抗と並列に位相補償用のコンデンサを接続してなることを要旨とする。

抵抗と電流検出手段とを直列接続した制御用信号検出回路の周波数特性の悪化が抑えられて、制御用信号が精度よく検出される。

以上説明したように、請求項１〜９記載の発明によれば、アクティブゲート駆動手段の電源を、電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧を基にして構成したので、アクティブゲート駆動手段の電源を簡素な構成で低コストとすることができる。

また、請求項１０〜１３記載の発明によれば、上記共通の効果に加えてさらに、電力用スイッチング素子の主電極間に抵抗と電流検出手段とを直列接続し、アクティブゲート駆動を行うための制御用信号は、前記電流検出手段で検出した信号としたので、この電流検出手段に流れる電流を、電流増幅器を適用して前記制御用信号を電流増幅信号として検出するとき、前記抵抗と電流検出手段の直列接続回路に流れる電流は抵抗の値を調節することにより、任意の値に設定することができる。したがって、アクティブゲート駆動を行うための制御用信号検出手段を低消費電力とすることが可能となる。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。

図１は、本発明の第１の実施の形態を示す図である。なお、図１および後述の各実施の形態を示す図において前記図９における構成要素と同一ないし均等のものは、前記と同一符号を以て示し、重複した説明を省略する。まず、本実施の形態の構成を説明すると、本実施の形態では、電流駆動手段としての制御電流源６の電源が、前記図９中のゲート駆動電源１cに代えて、次のように構成されている。即ち、電力用スイッチング素子９の主電極（コレクタ・エミッタ）間に印加される主電圧Ｖceを抵抗４a、４bで分圧した電圧がダイオード８を介してコンデンサ７に充電され、この充電電圧が制御電流源６の電源となっている。

次に、上述のように構成された本実施の形態の作用を説明する。抵抗４a、４bによる分圧電圧の値は、抵抗４a、４bの分圧比によって、任意に設定できる。したがって、制御電流源６の電源電圧値を、ゲート駆動電源１aの電圧を超えた所要値に容易に設定することができる。また、電力用スイッチング素子９の主電極間には、一般的にパルス状の電圧が印加されるが、電力用スイッチング素子９の主電圧Ｖceを抵抗４a、４bで分圧した電圧をダイオード８を介してコンデンサ７に充電することにより、その充電電圧は直流化される。電流駆動手段は、この直流化された充電電圧を電源とすることで、より確実なアクティブゲート駆動が保証される。

なお、制御電流源６の電源として、電力用スイッチング素子９の主電圧Ｖceを抵抗４a、４bで分圧した電圧を、そのまま用いることもできる。しかし、上述のように、電力用スイッチング素子９の主電圧Ｖceは、一般的にパルス状の電圧であることから、ダイオード８とコンデンサ７を用いて、直流化された充電電圧を制御電流源６の電源とするほうが、より確実なアクティブゲート駆動が保証されるという点で望ましい。

上述したように、本実施の形態によれば、アクティブゲート駆動手段としての制御電流源６の電源を、電力用スイッチング素子９の主電極間に印加される電圧を基にして構成したので、制御電流源６のの電源を簡素な構成で低コストとすることができる。

図２には、本発明の第２の実施の形態を示す。上記第１の実施の形態では、コンデンサ７の他方の端子をスイッチング素子９のエミッタ端子側に接続している。しかし、アクティブゲート駆動を行うための制御電流源６を動作させるのに必要な電源電圧は、電力用スイッチング素子９における通常運転時用のゲート電源１aの電圧よりも所要値だけ高い。そこで、本実施の形態では、これに対応して前記図１におけるコンデンサ７の他方の端子を、ゲート駆動回路本体におけるゲート電源１aの正側端子に接続している。

抵抗４a、４bの分圧比を所要比に設定した主電圧Ｖceの分圧電圧がダイオード８を介してコンデンサ７に充電され、この充電電圧の分だけゲート電源１aの電圧よりも高い電圧が、制御電流源６に対し電源電圧として供給されている。本実施の形態においては、電力用スイッチング素子９の主電極間に印加される電圧とゲート駆動回路本体におけるゲート電源１aとを有効利用することで、制御電流源６の電源を低コストで構成することができる。

図３には、本発明の第３の実施の形態を示す。上記第１および第２の実施の形態では、アクティブゲート駆動手段として制御電流源６を用いていたが、電力用スイッチング素子９のゲート電極に電流を注入するアクティブゲート駆動手段は、電圧駆動手段と抵抗によっても実現することができる。本実施の形態は、これに対応させたものである。図３において、電力用スイッチング素子９の主電圧Ｖceを抵抗４a、４bで分圧した電圧がダイオード８を介してコンデンサ７に充電され、この充電電圧を電源とする電圧駆動手段としての電圧増幅器１１が配設されている。電圧増幅器１１の出力端子は抵抗１２を介して電力用スイッチング素子９のゲート電極に接続されている。この電圧増幅器１１と抵抗１２とでアクティブゲート駆動手段が構成されている。電圧増幅器１１は通常の状態では動作しないが、電力用スイッチング素子９の主電極（コレクタ・エミッタ）間の電圧Ｖceがある一定値を超えたことを検出して動作する。

前記第１の実施の形態で述べたように、電圧増幅器１１の電源は、電力用スイッチング素子９の主電圧Ｖceを抵抗４a、４bで分圧した電圧を、そのまま用いることもできる。しかし、電力用スイッチング素子９の主電圧Ｖceは、一般的にパルス状の電圧であることから、本実施の形態においても、ダイオード８とコンデンサ７を用いて、直流化された充電電圧を電圧増幅器１１の電源とするほうが、より確実なアクティブゲート駆動が保証されるという点で望ましい。

図４には、本発明の第４の実施の形態を示す。上記第３の実施の形態では、コンデンサ７の負側の端子をスイッチング素子９のエミッタ端子側に接続している。しかし、アクティブゲート駆動手段として電圧増幅器１１を用いた本実施の形態においても、前記第２の実施の形態の趣旨と同じ理由で、コンデンサ７の負側の端子をゲート駆動回路本体におけるゲート電源１aの正側端子に接続することができる。本実施の形態においては、電力用スイッチング素子９の主電極間に印加される電圧とゲート駆動回路本体におけるゲート電源１aとを有効利用することで、電圧増幅器１１の電源を低コストで構成することができる。

図５には、本発明の第５の実施の形態を示す。上記各実施の形態では、制御電流源６または電圧増幅器１１の電源を、電力用スイッチング素子９の主電圧Ｖceを抵抗４a、４bで分圧した電圧を用いて構成している。これに対し、本実施の形態では、定電圧ダイオードを用いて構成している。図５において、電力用スイッチング素子の主電極間に抵抗１４と所要の定電圧特性をもつ定電圧ダイオード１５とが直列接続され、この定電圧ダイオード１５の両端電圧が、電圧増幅器１１に対し電源電圧として供給されている。電圧増幅器１１は、電力用スイッチング素子９の主電圧Ｖceがある一定値を超えたことを検出して動作する。

定電圧ダイオード１５の両端電圧は、所要の定電圧特性をもつものを選択することによって、電圧増幅器１１の電源を最適な電圧値に設定することができる。また、前述したように、電力用スイッチング素子９の主電圧Ｖceは、一般的にパルス状の電圧であることから、図示していないが、定電圧ダイオード１５に並列にコンデンサを接続して、直流化された充電電圧を電圧増幅器１１の電源とする方が、より確実なアクティブゲート駆動が保証されるという点で望ましい。さらに、本実施の形態では、アクティブゲート駆動手段として、電圧増幅器１１を用いた例を示しているが、これに代えて前述した制御電流源を用いるようにすることもできる。

図６には、本発明の第６の実施の形態を示す。上記第５の実施の形態では、定電圧ダイオード１５の負側の端子をスイッチング素子９のエミッタ端子側に接続している。しかし、定電圧ダイオード１５の両端電圧を電圧増幅器１１の電源電圧として用いた構成においても、前記第２の実施の形態の趣旨と同じ理由で、定電圧ダイオード１５の負側の端子をゲート駆動回路本体におけるゲート電源１aの正側端子に接続することができる。本実施の形態においても、電力用スイッチング素子９の主電極間に印加される電圧とゲート駆動回路本体におけるゲート電源１aとを有効利用することで、電圧増幅器１１の電源を低コストで構成することができる。

図７には、本発明の第７の実施の形態を示す。上記各実施の形態では、例えば前記図１等における電圧増幅器５等を制御するための制御用信号、即ち電力用スイッチング素子９の主電極間に印加される電圧Ｖceに比例した主電圧検出信号は、その電力用スイッチング素子９の主電極間に印加される電圧Ｖceを抵抗４a、４bで分圧して得た電圧信号としていた。しかし、主電圧検出信号は、抵抗分圧信号によらず、電力用スイッチング素子９の主電極間に少なくとも１つの抵抗と、この抵抗に流れる電流を検出するための電流検出手段とを直列接続し、電流という形で検出することも可能である。本実施の形態は、これに対応するものであり、上記電流検出手段は、主電極回路（コレクタ・エミッタ回路）を抵抗に直列接続したバイポーラトランジスタ１７とし、このバイポーラトランジスタ１７の主電極回路に流れる電流を検出した信号を、前記主電圧検出信号としている。

これを具体的に説明すると、図７において、電力用スイッチング素子９のコレクタに一端が接続された抵抗１６の他端がバイポーラトランジスタ１７のエミッタに接続され、バイポーラトランジスタ１７のコレクタは抵抗１８を介して電力用スイッチング素子９のエミッタに接続されている。バイポーラトランジスタ１７のエミッタ電流はコレクタ電流にほぼ等しいので、抵抗１６に流れる電流はそのまま抵抗１８に流れ、抵抗１８の両端に生じる電圧は、抵抗１６に流れる電流に比例する。

一方、抵抗１６の両端に加わる電圧は、ゲート電源１aの電圧およびバイポーラトランジスタ１７のエミッタ・ベース間電圧が、電力用スイッチング素子９の主電極間に印加される電圧Ｖceに比べてはるかに小さいことを考慮すれば、ほぼ電力用スイッチング素子９の主電圧Ｖceと等しい。即ち、抵抗１８の両端に生じる電圧は、電力用スイッチング素子９の主電極間に印加される電圧Ｖceに比例する。

したがって、主電圧検出信号は、そのバイポーラトランジスタ１７の主電極回路に流れる電流を、抵抗を介して電圧信号として検出するか、もしくは電流増幅器で増幅した電流増幅信号として検出することが可能となる。この電流増幅信号として主電圧検出信号を検出するときは、電流増幅器の入力インピーダンスにかかわらず、バイポーラトランジスタ１７の主電極回路に流れる電流は任意の値に設定することができる。このため、バイポーラトランジスタ１７の主電極回路に直列接続する抵抗の値を調節することにより、消費電力の少ない主電圧検出信号検出回路を実現することが可能となる。

なお、図示してないが、図７における抵抗１６、バイポーラトランジスタ１７および抵抗１８を直列接続した主電圧検出信号検出回路における抵抗１６、１８と並列に位相補償用のコンデンサを接続することで、主電圧検出信号検出回路の周波数特性の悪化が抑えられて、主電圧検出信号を精度よく検出することができる。

図８には、本発明の第８の実施の形態を示す。本実施の形態は、前記電流検出手段を、２個のトランジスタ１９a、１９bを用いて構成したカレントミラー回路としたものである。図８において、抵抗１６に流れる電流はカレントミラー回路における入力側トランジスタ回路（トランジスタ１９a側の回路）に入り、カレントミラー回路における出力側トランジスタ回路（トランジスタ１９b側の回路）の電流は抵抗１８に流れる。したがって、主電圧検出信号は、前記と同様に、出力側トランジスタ回路に流れる電流を、抵抗１８を介して電圧信号として検出するか、もしくは電流増幅器で増幅した電流増幅信号として検出することが可能となる。このため、本実施の形態においても、消費電力の少ない主電圧検出信号検出回路を実現することが可能となる。

カレントミラー回路の場合、トランジスタ１９aと１９bとは特性がほぼ同一のペアトランジスタが使用される上、２つのトランジスタ１９a、１９bのベース・エミッタ間には同一の電圧が印加されているので、２つのトランジスタ１９a、１９bのコレクタ電流はほぼ等しい。したがって、抵抗１６に流れる電流と抵抗１８に流れる電流とはほぼ等しく、これにより上記のように、抵抗１８によって主電圧検出信号を検出することが可能になるものである。なお、カレントミラー回路は特に集積化に好適な回路構成であり、本実施の形態は、制御回路を集積回路化するのに好適な方式である。

本発明の第１の実施の形態であるゲート駆動回路の回路図である。 本発明の第２の実施の形態の回路図である。 本発明の第３の実施の形態の回路図である。 本発明の第４の実施の形態の回路図である。 本発明の第５の実施の形態の回路図である。 本発明の第６の実施の形態の回路図である。 本発明の第７の実施の形態の回路図である。 本発明の第８の実施の形態の回路図である。 従来のゲート駆動回路の回路図である。

符号の説明

１a、１b ゲート電源
４a、４b 分圧用の抵抗
６ 制御電流源（アクティブゲート駆動手段となる電流駆動手段）
７ コンデンサ
８ ダイオード
９ 電力用スイッチング素子
１１ 電圧増幅器（アクティブゲート駆動手段となる電圧駆動手段）
１２、１４、１６、１８ 抵抗
１５ 定電圧ダイオード
１７ バイポーラトランジスタ
１９a、１９b カレントミラー回路を構成するトランジスタ

Claims (13)

1. 電力用スイッチング素子のゲート電極を駆動するゲート駆動回路において、前記電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧を抵抗分圧した電圧を電源とするとともに前記電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧に応じて前記ゲート電極に電流を注入する電流駆動手段を有することを特徴とするゲート駆動回路。
2. 電力用スイッチング素子のゲート電極を駆動するゲート駆動回路において、前記電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧を抵抗分圧した電圧をダイオードを介してコンデンサに充電し該充電電圧を電源とするとともに前記電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧に応じて前記ゲート電極に電流を注入する電流駆動手段を有することを特徴とするゲート駆動回路。
3. 電力用スイッチング素子のゲート電極を駆動するゲート駆動回路において、前記電力用スイッチング素子の主電極間に抵抗と定電圧ダイオードとを直列接続し該定電圧ダイオードの両端電圧を電源とするとともに前記電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧に応じて前記ゲート電極に電流を注入する電流駆動手段を有することを特徴とするゲート駆動回路。
4. 電力用スイッチング素子のゲート電極を駆動するゲート駆動回路において、前記電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧を抵抗分圧した電圧を電源とするとともに該主電極間に印加される電圧が所定値を超えたときに動作し、前記電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧に応じた電圧を前記ゲート電極に印加する電圧駆動手段を有することを特徴とするゲート駆動回路。
5. 電力用スイッチング素子のゲート電極を駆動するゲート駆動回路において、前記電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧を抵抗分圧した電圧をダイオードを介してコンデンサに充電し該充電電圧を電源とするとともに前記主電極間に印加される電圧が所定値を超えたときに動作し、前記電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧に応じた電圧を前記ゲート電極に印加する電圧駆動手段を有することを特徴とするゲート駆動回路。
6. 電力用スイッチング素子のゲート電極を駆動するゲート駆動回路において、前記電力用スイッチング素子の主電極間に抵抗と定電圧ダイオードとを直列接続し該定電圧ダイオードの両端電圧を電源とするとともに前記主電極間に印加される電圧が所定値を超えたときに動作し、前記電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧に応じた電圧を前記ゲート電極に印加する電圧駆動手段を有することを特徴とするゲート駆動回路。
7. 前記コンデンサの他方の端子を、ゲート駆動回路本体における電源の正側端子に接続してなることを特徴とする請求項２または５記載のゲート駆動回路。
8. 前記定電圧ダイオードの他方の端子を、ゲート駆動回路本体における電源の正側端子に接続してなることを特徴とする請求項３または６記載のゲート駆動回路。
9. 前記定電圧ダイオードに、並列にコンデンサを接続してなることを特徴とする請求項３または６記載のゲート駆動回路。
10. 前記電力用スイッチング素子の主電極間に少なくとも１つの抵抗と該抵抗に流れる電流を検出するための電流検出手段とを直列接続し、前記電力用スイッチング素子の主電極間に印加される電圧に応じた電流もしくは電圧を生じさせるための制御用信号は、前記電流検出手段で検出した信号としてなることを特徴とする請求項１ないし９のいずれかに記載のゲート駆動回路。
11. 前記電流検出手段は、主電極回路を前記抵抗に直列接続したバイポーラトランジスタであり、該バイポーラトランジスタの主電極回路に流れる電流を検出した信号を、前記制御用信号としてなることを特徴とする請求項１０記載のゲート駆動回路。
12. 前記電流検出手段は、カレントミラー回路であり、該カレントミラー回路における入力側トランジスタ回路を前記抵抗に直列接続し、該カレントミラー回路における出力側トランジスタ回路に流れる電流を検出した信号を、前記制御用信号としてなることを特徴とする請求項１０記載のゲート駆動回路。
13. 前記抵抗と並列に位相補償用のコンデンサを接続してなることを特徴とする請求項１０記載のゲート駆動回路。
    

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