JP2005063819A - 放電灯点灯回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 放電灯の点灯移行制御を確実に行うとともに、そのために小型化や低コスト化に支障を来さないようにする。
【解決手段】 放電灯点灯回路１は、直流入力を受けて交流変換及び昇圧を行う直流−交流変換回路３と、起動回路４を備え、制御手段６によって該直流−交流変換回路３の出力する電力を制御する。直流−交流変換回路３が交流変換用トランス７とスイッチング素子５Ｈ、５Ｌ、共振用コンデンサ８を有しており、制御手段６によってスイッチング素子を駆動して、共振用コンデンサ８と交流変換用トランス７の漏れインダクタンス成分若しくは該共振用コンデンサに接続されたインダクタンス素子９とを直列共振させる。放電灯１０の消灯時における共振周波数を「ｆ１」と記すとき、放電灯の点灯前に印加される無負荷時出力電圧に関して、スイッチング素子の駆動周波数をｆ１から外れた周波数値に規定してから徐々にｆ１に近づける。
【選択図】 図１

Description

本発明は、直流−交流変換回路を備え、高周波化に適した放電灯点灯回路において、回路損失を抑え、放電灯を安全に定常点灯状態へと移行させるための技術に関する。

メタルハライドランプ等の放電灯の点灯回路には、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成をもった直流電源回路と、直流−交流変換回路（インバータ）、起動回路（スタータ）を備えた構成が知られており、例えば、バッテリからの直流電圧を直流電源回路において所望の電圧に変換した後で、後段の直流−交流変換回路にて交流出力に変換し、これに起動用信号（所謂スタータパルス）を重畳して放電灯に供給する（例えば、特許文献１参照。）。

ところで、２段階の電圧変換（直流電圧変換と直流−交流変換）を行う構成形態において、回路規模が大きくなると小型化に適さなくなるため、直流−交流変換回路における１段階の電圧変換により昇圧された出力を放電灯に供給するようにした構成が用いられる（例えば、特許文献２参照。）。

そして、放電灯が点灯する前（消灯時）の無負荷時出力電圧（以下、「ＯＣＶ」という。）を制御して、放電灯に起動用信号を発生させて該放電灯に印加することにより点灯させた後、定常点灯状態へと移行させるために直流−交流変換回路に係る駆動制御（スイッチング制御）が行われる。

特開平７−１４２１８２号公報

特開平７−１６９５８３号公報

ところで、従来の点灯回路では、放電灯の消灯時（無負荷状態）の損失が回路効率の悪化原因となり、また、放電灯をスムーズかつ確実に安定な点灯状態へと移行させることが難しいか又は複雑な制御構成が必要となる等の問題がある。

そこで、本発明は、放電灯の点灯移行制御を確実に行うとともに、そのために小型化や低コスト化に支障を来さないようにすることを課題とする。

本発明は、直流入力を受けて交流変換及び昇圧を行う直流−交流変換回路と、放電灯に起動用信号を供給するための起動回路を備え、制御手段によって該直流−交流変換回路の出力する電力を制御して放電灯の点灯制御を行う放電灯点灯回路において、下記に示す構成を有するものである。

・直流−交流変換回路が交流変換用トランスと複数のスイッチング素子及び共振用コンデンサを有しており、制御手段によって該スイッチング素子を駆動することにより共振用コンデンサと上記交流変換用トランスのインダクタンス成分若しくは該共振用コンデンサに接続されたインダクタンス素子とを直列共振させること。

・上記スイッチング素子の駆動周波数を制御し、交流変換用トランスの一次側に発生する共振電圧を昇圧して二次側から上記放電灯に電力供給を行うこと。

・放電灯の消灯時における共振周波数を「ｆ１」と記し、上記放電灯の点灯時における共振周波数を「ｆ２」と記すとき、放電灯の点灯前に該放電灯に印加されるＯＣＶ（無負荷時出力電圧）に関して、駆動周波数をｆ１から外れた周波数値に規定してから徐々にｆ１に近づけるようにスイッチング制御を行うこと。

従って、本発明によれば、放電灯が点灯する前の無負荷時（消灯時）に駆動周波数を共振周波数ｆ１に近づけることでＯＣＶを高めることができ、しかもそのために複雑な制御を必要としない。

本発明によれば、スイッチング素子の駆動周波数の制御によって、放電灯の点灯移行制御を確実に行うことができ、また、小型化や低コスト化を実現することができる。

そして、上記駆動周波数を上記ｆ１より高周波側から減少させてｆ１に近づけるように制御する場合には、例えば、駆動周波数がＡＭ帯等に長時間停留しないので、ラジオノイズ等による外部への影響を回避することができる。尚、点灯回路への電源投入直後や、放電灯が一旦点灯してから消灯した直後において、スイッチング素子の駆動周波数を上記ｆ２よりも高い周波数値に規定すると、点灯回路への電源投入直後に放電灯を点灯させる場合と、放電灯が一旦点灯してから消灯したために再び点灯させる場合とで点灯移行制御を同内容にすることができ、回路構成が簡素化される。

また、上記駆動周波数の初期値をゼロ又は上記ｆ１よりも低い値にして低周波側から駆動周波数を増加させてｆ１に近づけるように制御する場合には、スイッチング素子の動作停止状態又はｆ１よりも充分に低い周波数から駆動周波数を上げていけば良いので、回路規模の小型化に適している。

放電灯の消灯時においてＯＣＶの制御開始から一定時間が経過した後には、放電灯の点灯又は消灯状態の如何に関わらず、上記駆動周波数を上記ｆ２よりも高い周波数領域へと一時的に移行させることが好ましい。電力損失の大きいｆ１付近での滞在期間が制限されるので、放電灯の点灯確実性の向上と、回路負担の軽減とを両立させたい場合に有効である。その場合に、ＯＣＶを予め決められた電圧まで昇圧させるための第一の期間及び該期間の後に上記駆動周波数を一定値に固定した第二の期間を経て該駆動周波数を上記ｆ２よりも高い周波数に規定する形態を採用すると、両期間を含めた期間長を予め規定することができる。また、ＯＣＶを予め決められた電圧まで昇圧させた時点から上記駆動周波数を一定値に固定した期間を経て該駆動周波数を上記ｆ２よりも高い周波数に規定する形態を採用する場合には、駆動周波数を一定値に固定した期間の長さを正確に規定することができる。

図１は本発明に係る基本構成例を示すものであり、放電灯点灯回路１は、直流電源２から電源供給を受ける直流−交流変換回路３と起動回路４を備えている。

直流−交流変換回路３は、バッテリ等から直流入力を受けて交流変換及び昇圧を行うために設けられている。本例では、２つのスイッチング素子５Ｈ、５Ｌと、それらを駆動してスイッチング制御を行う制御手段６を備えている。つまり、高段側のスイッチング素子５Ｈの一端が電源端子に接続され、該スイッチング素子の他端が低段側のスイッチング素子５Ｌを介して接地されており、制御手段６によって各素子５Ｈ、５Ｌが交互にオン／オフされる。尚、図では、素子５Ｈ、５Ｌを単にスイッチの記号で示しているが、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）やバイポーラトランジスタ等の半導体スイッチング素子が用いられる。

直流−交流変換回路３は交流変換用トランス７を有しており、その一次側回路と二次側回路とが絶縁された構造をもっている。そして、本例では、共振用コンデンサ８と、インダクタ又はインダクタンス成分との共振現象を利用した回路構成が用いられている。つまり、構成形態としては、例えば、下記の３通りが挙げられる。

（Ｉ）共振用コンデンサ８とインダクタンス素子との共振を利用した形態
（ＩＩ）共振用コンデンサ８と交流変換用トランス７のリーケージ（漏れ）インダクタンスとの共振を利用した形態
（ＩＩＩ）共振用コンデンサ８と、インダクタンス素子及び交流変換用トランス７のリーケージインダクタンスとの共振を利用した形態。

先ず、上記（Ｉ）では、共振用コイル等のインダクタンス素子９を付設し、例えば、該素子の一端を共振用コンデンサ８に接続して、該コンデンサをスイッチング素子５Ｈと５Ｌとの接続点に接続する。そして、インダクタンス素子９の他端を交流変換用トランス７の一次巻線７ｐに接続した構成が挙げられる。

また、上記（ＩＩ）では、交流変換用トランス７のインダクタンス成分９を利用することで、共振用コイル等の追加が不要である。つまり、共振用コンデンサ８の一端をスイッチング素子５Ｈと５Ｌとの接続点に接続し、該コンデンサの他端を交流変換用トランス７の一次巻線７ｐに接続すれば良い。

上記（ＩＩＩ）では、インダクタンス素子９とリーケージインダクタンスとの直列合成リアクタンスを用いることができる。

いずれの形態でも、共振用コンデンサ８と誘導性要素（インダクタンス成分やインダクタンス素子）との直列共振を利用し、スイッチング素子５Ｈ、５Ｌの駆動周波数を直列共振周波数以上の値に規定して該スイッチング素子を交互にオン／オフさせれば、交流変換用トランス７の二次巻線７ｓに接続された放電灯１０（メタルハライドランプ等）の正弦波点灯を行うことができる。尚、制御手段６による各スイッチング素子の駆動制御において、スイッチング素子がともにオン状態とならないように相反的にそれぞれの素子を駆動する必要がある（オンデューティーの制御等に依る。）。また、直列共振周波数については、これを「ｆ」と記し、共振用コンデンサ８の静電容量を「Ｃｒ」、インダクタンス素子９のインダクタンスを「Ｌｒ」、トランス７の一次側インダクタンスを「Ｌｐ１」と記すとき、例えば、上記形態（ＩＩＩ）において、放電灯の点灯前では、「ｆ＝ｆ１＝１／（２・π・√（Ｃｒ・（Ｌｒ＋Ｌｐ１））」となり、また、点灯後には、「ｆ＝ｆ２≒１／（２・π・√（Ｃｒ・Ｌｒ））」となる（ｆ１＜ｆ２）。

起動回路４は、放電灯１０に起動用信号を供給するために設けられており、起動時における起動回路４の出力電圧が交流変換用トランス７にて昇圧されて放電灯１０に印加される（交流変換された出力に対して起動用信号が重畳されて放電灯に供給される。）。本例では、起動回路４の出力端子の一方を交流変換用トランス７の一次巻線７ｐの途中に接続し、他方の出力端子を一次巻線７ｐの一端（グランド側端子）に接続した形態を示しているが、これに限らず、起動回路４の両出力端子を交流変換用トランス７の一次巻線７ｐの途中にそれぞれ接続した形態等が挙げられる。また、交流変換用トランス７の二次側において放電灯１０を起動させるのに必要な波高値を有するパルス電圧を発生させるためには、起動回路４内のコンデンサに対して出来るだけ高い電圧を供給してその充電を行う必要がある。例えば、起動回路４の入力端子の一方を共振用コンデンサ８とインダクタンス素子９との間に接続し、他方の入力端子をグランド側ラインに接続することで、共振電圧を利用することができる。尚、この他には、交流変換用トランス７の二次側から起動回路に入力電圧を得る形態や、インダクタンス素子９とともにトランスを構成する補助巻線（後述の巻線１１）を設けて、該補助巻線から起動回路への入力電圧を得る形態等が挙げられる。

放電灯１０が点灯する前の消灯時において上記共振周波数ｆ１未満の周波数領域でスイッチング素子５Ｈ、５Ｌを駆動してＯＣＶを放電灯に印加する場合に、スイッチング損失がかなり大きくなって回路効率が悪化することや、ｆ１を越える周波数領域でスイッチング素子を駆動する場合にも同様に損失の増加が問題となり、無負荷時に回路を連続して動作させる期間が必要以上に長くならないように規制することが望ましい。

また、放電灯の点灯時には回路が連続動作となり、高い回路効率が要求される。その際、上記ｆ２より低い周波数領域でスイッチング素子を駆動させるとスイッチング損失が大きくなって回路効率が低下するため、ｆ２よりも高い周波数領域でスイッチング素子を駆動することが好ましい。

点灯回路への電源投入後には、放電灯の消灯状態（無負荷状態）においてｆ１前後の周波数値をもってＯＣＶを制御し、起動用信号の発生及び該信号による放電灯の起動後に点灯状態に移行した場合には、ｆ２よりも高い周波数領域での点灯制御を行うことが好ましいが、本発明では、ＯＣＶに関して、スイッチング素子の駆動周波数をｆ１から外れた周波数値に規定してから徐々にｆ１に近づけるようにスイッチング制御を行う。つまり、放電灯が点灯する前の消灯時において、共振周波数ｆ１に近い程、放電灯への出力電圧が上昇して回路に大きな電流が流れることを考慮して、ｆ１での出力電圧を頂点とする共振曲線の高周波側又は低周波数側から駆動周波数の値を変化させてＯＣＶの目標値に近づける方法が、回路の安全性や信頼性の観点から望ましく、以下に示す２形態が挙げられる。

（Ａ）駆動周波数をｆ１より高周波側から減少させてｆ１に近づける制御形態
（Ｂ）駆動周波数をｆ１より低周波側から増加させてｆ１に近づける制御形態。

図２は、上記形態（Ａ）について説明するための概略的なグラフ図であり、横軸に周波数「ｆ」をとり、縦軸に出力電圧「Ｖ」をとって、放電灯の消灯時の共振曲線「ｇ１」及び点灯時の共振曲線「ｇ２」を示している。

図中に示す各記号の意味は下記の通りである。

・「ｆａ１」＝「ｆ＜ｆ１」の周波数領域
・「ｆａ２」＝「ｆ＞ｆ１」の周波数領域
・「ｆｂ」＝「ｆ＞ｆ２」の周波数領域（点灯時）
・「Ｐ１」＝電源投入前の動作点
・「Ｐ２」＝電源投入直後の初期動作点（領域ｆｂ内）
・「Ｐ３」＝消灯時にＯＣＶの目標値への到達時点を示す動作点
・「Ｐ４」＝点灯後の動作点（領域ｆｂ内）。

本形態では、電源投入直後や、放電灯が一旦点灯してから消灯した直後において、点灯時の共振周波数ｆ２よりも高い周波数領域ｆｂへと、強制的に周波数を移行させる（Ｐ１→Ｐ２）。つまり、一時的に周波数を高くしてから、徐々に周波数を下げてｆ１に近づけていき（Ｐ２→Ｐ３）、放電灯が点灯すると周波数領域ｆｂへと周波数を上げる（Ｐ３→Ｐ４）。

放電灯の点灯移行制御については、ＯＣＶの制御に引き続いて放電灯への起動用信号を発生させ、該信号の印加により放電灯を点灯させるという手順に従って行われるが、ＯＣＶの制御において、周波数を領域ｆｂから下げてｆ１へと高周波側から近づけていくと、出力電圧が次第に大きくなっていき、領域ｆａの動作点Ｐ３にて目標値に到達する。その後、起動回路４によって放電灯が起動すると点灯制御（投入電力制御）に移るが、放電灯の点消灯状態の如何に関係なく、動作点Ｐ４に示す領域ｆｂにおいて制御が行われる。そして、消灯指示を除く何らかの原因で放電灯が消灯した場合には、再び点灯移行制御に入ることになる（Ｐ２に戻り、Ｐ２→Ｐ３→Ｐ４へと推移する。）。

尚、動作点Ｐ２は周波数領域ｆｂ内のある決められた周波数（固定値）を示すが、Ｐ４については周波数が一定とは限らない（放電灯の点灯状態に応じて変化する。）。

電源投入直後に周波数を高くする場合、動作点Ｐ２に示すように、ｆ２よりも高い周波数領域ｆｂへと移行させる理由は、点灯移行制御に汎用性をもたせるためである。例えば、ＯＣＶの制御だけを考慮した場合には、電源投入直後にｆ１よりも低い周波数値に規定しても必要な出力電圧が得られるが、放電灯が点灯後に何らかの原因で消灯した場合において、動作点が領域ｆｂにいれば、その周波数を下げて消灯時の共振周波数ｆ１へと高周波側から近づけることでＯＣＶの値を上昇させることができる。従って、電源投入直後と、放電灯が一旦点灯した後に消灯した場合とを区別することなく、点灯移行制御のシーケンスを全く同じにすることが可能である。また、電源投入直後であるか又は放電灯が一旦点灯した後に消灯したのかを区別してそれぞれの点灯移行制御を行う回路に比べて、該制御を担当する回路部分が共通化されるので構成が簡素化される。

次に、上記形態（Ｂ）について、図３に示す概略的なグラフ図を用いて説明する。尚、図３では、横軸に周波数「ｆ」をとり、縦軸に出力電圧「Ｖ」をとって、放電灯の消灯時の共振曲線「ｇ１」及び点灯時の共振曲線「ｇ２」を示している。

図中に示す各記号の意味は下記の通りである。

・「Ｐ１１」＝電源投入前の動作点
・「Ｐ１２」＝消灯時にＯＣＶの目標値への到達時点を示す動作点
・「Ｐ１３」＝点灯後の動作点（領域ｆｂ内）
尚、ｆａ１、ｆａ２、ｆｂについては既述の通りである。

本形態では、ＯＣＶの制御において、駆動周波数の初期値をゼロにするか又はｆ１よりも低い値に規定して、低周波側から駆動周波数を増加させてｆ１へと近づけていく。例えば、電源投入直後や、放電灯が一旦点灯してから消灯した直後において、スイッチング素子を動作させずに（ｆ＝０Ｈｚ）、そのまま点灯移行制御に入るようにし、周波数を上げて消灯時の共振周波数ｆ１に低周波側から近づけていくと、領域ｆａ１で出力電圧がＯＣＶの目標値に到達する（Ｐ１１→Ｐ１２）。その後、起動回路４によって放電灯が起動すると点灯制御（投入電力制御）に移るが、放電灯の点消灯状態の如何に関係なく、動作点Ｐ１３に示す領域ｆｂにおいて制御が行われる。そして、消灯指示を除く何らかの原因で放電灯が消灯した場合には、再び点灯移行制御に入ることになる。つまり、Ｐ１１に戻って周波数を強制的に初期値（０Ｈｚ等）にして、再度、Ｐ１１→Ｐ１２→Ｐ１３へと推移する。放電灯の消灯時に動作点をＰ１３からＰ１１へと移行させるときに、周波数ｆが瞬時に低下する（ｆ１をゆっくりと横切らない）ので、安全な周波数領域からＯＣＶの制御を開始することができる。

尚、本例でも、電源投入直後であるか又は放電灯が一旦点灯した後に消灯したのかを区別することなく点灯移行制御を行うことができるが、再点灯時に前記（Ａ）の形態を採用し、放電灯が点灯後に消灯したときに領域ｆｂ内の動作点（Ｐ２に相当する動作点）から周波数を下げてからｆ１に近づけてＯＣＶの値を大きくしてその目標値へと到達させ、点灯後にＰ１３に移行させるといった各種形態での実施が可能である。

前記形態（Ａ）と（Ｂ）との比較においては、例えば、共振周波数ｆ１、ｆ２がＡＭ（振幅変調）帯より高く短波やＦＭ（周波数変調）帯よりも低い値をもつとした場合（例えば、ｆ１＞２ＭＨｚ）に、形態（Ａ）では共振周波数ｆ１、ｆ２を一気に横切って初期周波数へと移行するため、ラジオノイズ等の弊害をもたらす虞がないといった利点がある。また、形態（Ｂ）では、動作点Ｐ１１で周波数を０Ｈｚに規定した場合に、スイッチング素子の駆動を停止させれば良いので、形態（Ａ）に比して構成が簡単であり、回路規模の縮小に適している。

次に、上記した点灯移行制御に係る時間的規制について説明する。

前記したように、周波数がｆ１付近（特に下側のｆａ１）とされた状態でのスイッチング損失が問題とされ、その滞在時間を極力短くすることが好ましい。そのためには、放電灯の消灯が判断された時点又はＯＣＶの値が目標値に達した時点から、予め決められた一定時間が経過したときに、周波数領域ｆｂへと周波数を移行させれば良い。尚、放電灯の点灯（ブレークダウン）時点を時間の起点としない理由は、放電灯が点灯できなかった場合に、周波数がｆ１付近に長時間滞在する虞があることによる。また、点灯判断を素早く行わなくても済む等の利点が得られる。

本発明の適用において、下記に示す構成形態が挙げられる。

（１）ＯＣＶの制御開始から一定時間が経過した後に、スイッチング素子の駆動周波数を周波数領域ｆｂへと一時的に移行させる形態
（２）ＯＣＶを予め決められた電圧まで昇圧させた時点からスイッチング素子の駆動周波数を一定値に固定した期間を経て該駆動周波数を周波数領域ｆｂへと一時的に移行させる形態。

図４は形態（１）の説明図であり、矢印「ｔ」が時間の経過方向を示している。

期間「Ｔ１」は、点灯移行制御期間（一定期間）を示しており、その起点「ｔ１」は放電灯が消灯状態であると判断された時点とされ、該判断結果に基いて点灯移行制御が開始される。この期間Ｔ１には、ＯＣＶを目標電圧まで昇圧させるのにかかる期間と、ＯＣＶが目標値に到達した後で駆動周波数をある値に固定してスイッチング制御を行う期間（以下、「周波数固定期間」という。）が含まれる。尚、図中の「ｔ２」はＯＣＶが目標値に到達した時点を示し、「ｔ３」は、放電灯が点灯（ブレークダウン）した時点を示し、「ｔ４」はＴ１が経過した時点を示している。

ＯＣＶの昇圧にかかる第一の期間（昇圧期間）と、該期間後の第二の期間（周波数固定期間）を経てスイッチング素子の駆動周波数がｆ２よりも高い周波数に規定され、両者を含む期間Ｔ１の長さが常に一定とされており、該期間が経過した後は、放電灯の点灯又は消灯の如何に関わらず、周波数が一旦は必ず領域ｆｂへと移行し、これによってｆ１近辺での滞在時間が規制される。尚、期間Ｔ１の長さを決める場合において、該期間が長い方が放電灯の点灯について確実性が高まるが、該期間が長いと損失や故障の確率が高まることを考慮して、両方の要請を満たすことが望ましい。

図５は形態（２）の説明図であり、上記形態（１）との相違点は、「Ｔ２」に示す周波数固定期間が一定期間に規制されていることである。

本形態では、放電灯の消灯時においてＯＣＶが上昇し、その目標値に達した後の一定時間Ｔ２に亘り、スイッチング素子の駆動周波数を一定値に固定する。この周波数固定期間Ｔ２内で、放電灯への起動用信号を発生させて該信号を放電灯に印加する。

駆動周波数を一定値に固定した期間Ｔ２の長さが常に一定とされており、該期間が経過した後は、放電灯の点灯又は消灯の如何に関わらず、周波数が一旦は必ず領域ｆｂへと移行し、これによってｆ１近辺での滞在時間が規制される。ＯＣＶの昇圧にかかる第一の期間の長さは一定していないが、本形態では期間Ｔ２の長さを所望の値に規定することができる。

尚、上記した周波数固定期間を設ける理由については、放電灯の点灯又は再点灯の確実性を高めるためである（例えば、放電灯に起動用信号を印加して放電灯が点灯した直後に周波数をいきなり領域ｆｂへと移行させてしまうと安定な点灯が維持されなくなったり、あるいは、放電灯が一旦の点灯した後で消灯してしまった場合の再点灯ができなくなる虞がある。）。

図６乃至図１４は、本発明に係る具体的な回路構成について例示したものであり、前記形態（Ａ）、（Ｂ）と（１）、（２）の組み合わせに応じて４通りの構成形態が挙げられる。

先ず、（Ａ）及び（１）の形態について、図６乃至図１２を用いて説明する。

図６は制御手段６の回路構成例を示したものであり、入力電圧に依存して周波数が変化する電圧−周波数変換回路（以下、「Ｖ−Ｆ変換回路」という。）を用いた構成例を示している。尚、図中の「Ｖin」はＶ−Ｆ変換回路６ａの入力電圧を示し、「ｆout」はＶ−Ｆ変換回路６ａによって変換された出力電圧の周波数を示している。

Ｖ−Ｆ変換回路６ａは、Ｖinが高い程ｆoutが低くなる制御特性を有しており、その出力電圧が後段のブリッジ駆動信号生成回路６ｂに送られ、該回路の出力信号がブリッジ駆動回路６ｃを介してスイッチング素子５Ｈ、５Ｌの制御端子にそれぞれ送出される。例えば、上記共振周波数よりも高い周波数領域において、Ｖinの値が大きいほどｆoutの値が低くなり、その結果、出力電力（あるいは電圧）が増大する方向に制御が行われ、逆に、Ｖinの値が小さいほどｆoutの値が高くなり、出力電力（あるいは電圧）が減少する方向に抑制される。

このようにＶinは、スイッチング素子の周波数制御に係る制御電圧であり、本例では、ＯＣＶ制御回路６ｄ及び点灯時電力制御回路６ｅの出力によって規定される。

ＯＣＶ制御回路６ｄは、放電灯の点灯前の無負荷出力電圧を制御する回路であり、その出力段に設けられたＮＰＮトランジスタ６ｆのエミッタ出力が抵抗６ｇに得られ、これがＶinの入力端子に供給される。

Ｔ１信号生成回路６ｈは、点消灯判別回路６ｉからの信号に応じて上記した点灯移行制御期間「Ｔ１」に相当する幅のパルス信号を発生させる回路であり、該信号はＯＣＶ制御回路６ｄに送られる。

点灯時電力制御回路６ｅは、放電灯の点灯後における過渡的な投入電力及び定常状態における投入電力について制御するための回路であり、その出力段に設けられたＮＰＮトランジスタ６ｊのエミッタ出力がＶ−Ｆ変換回路６ａに送出される。尚、点灯時電力制御回路６ｅについては構成の如何を問わないので、既知の構成を用いることができる（例えば、放電灯の電圧検出信号や電流検出信号に基いて演算処理を行うエラーアンプや、放電灯の点灯時に駆動周波数がｆ２よりも低下しないように制御出力を制限するためのリミッタ（下限用）等を設けることができる。）。

ＯＣＶ制御回路６ｄの出力と点灯時電力制御回路６ｅの出力のうち、電圧の高い方が選択され、これが制御電圧としてＶ−Ｆ変換回路６ａに供給され、該電圧を変換することによって得られる出力信号が、ブリッジ駆動信号生成回路６ｂ、ブリッジ駆動回路６ｃを経てスイッチング素子５Ｈ、５Ｌに制御信号として送出される。

図１のように、ＤＣ−ＤＣコンバータを有しておらず、直流−交流変換回路３だけで直流入力から交流への変換及び昇圧を行って、放電灯の電力制御を行う回路形態において、放電灯に流れる電流を直流で検出する経路がとれない場合には、例えば、共振用のインダクタンス素子９に対して巻線を追加し、また、交流変換用トランス７に巻線を追加することによって、放電灯の電流検出値及び電圧検出値を得ることが好ましい。

例えば、図１に示すように、インダクタンス素子９とともにトランスを形成する補助巻線１１が、放電灯１０に流れる電流の相当電流を検出するために設けられており、該補助巻線の出力が電流検出回路１２に送られる。つまり、放電灯の電流検出については、インダクタンス素子９及び補助巻線１１を用いて行われ、その検出結果が制御手段６に送出され、放電灯の電力制御や点消灯の判別に利用される。

また、放電灯１０にかかる電圧検出については、交流変換用トランス７の一次巻線７ｐ若しくは二次巻線７ｓ又は該トランスに設けられた検出用巻線７ｖの出力に基いて行われる。本例では、検出用巻線７ｖの出力が電圧検出回路１３に送られ、該回路によって放電灯１０にかかる電圧に相当する検出電圧が得られる。そして、これが制御手段６に送出されて放電灯の電力制御や点消灯の判別に利用される。

図７は、電流検出回路１２の構成について一例を示したものである。

補助巻線１１の一端（非接地側端子）には、複数の分圧抵抗１４、１４、…が直列に接続されており、最低段に位置する分圧抵抗１４の一端がダイオード１５に接続され、その他端が接地されている。ダイオード１５のアノードに対して抵抗分圧された電圧が供給され、該ダイオードのカソードが検出出力端子の一方に接続されている。

コンデンサ１６はその一端がダイオード１５のカソードに接続され、他端が接地されており、該コンデンサ１６に対して並列に抵抗１７が接続されている。

このように電流検出回路１２としては、基本的な構成の検波回路を用いることができ、インダクタンス素子９及び補助巻線１１を用いて検出した交流信号が直流信号に変換される（図の検出電圧「ＶＳ１」を参照。）。

起動回路４によって発生される起動用信号（パルス電圧）に対しては、複数の抵抗素子を用いて分圧することによって、そのピーク電圧に対応する検出電圧を問題のないレベルまで抑えることができる。従って、放電灯の起動の際に発生する高電圧を抑制するための回路構成が非常に簡単である。

尚、電流検出回路１２によって得られる電流検出信号については、後述のＯＣＶ制御回路６ｄに用いても良い。

図８は、電圧検出回路１３の構成について一例を示したものである。

検出用巻線７ｖの非接地側端子（図のａ点参照）は、コンデンサ１８の一端に接続されており、該コンデンサの他端が接地されている。そして、コンデンサ１８に対して並列に設けられたコンデンサ１９がダイオード２０のカソード及びダイオード２１のアノードに接続されている。尚、ダイオード２０のアノードは接地されている。

ダイオード２１のカソードが、検出出力端子の一方に接続されるとともに、ツェナーダイオード２２のカソード及びコンデンサ２３の一端に接続されており、ツェナーダイオード２２のアノード及びコンデンサ２３の他端が接地されている。

抵抗２４はコンデンサ２３に対して並列に接続されており、「ＶＳ２」に示す検出電圧が得られる。

本回路において、放電灯の起動時には高電圧パルスが加わった状態で検出用巻線７ｖに電圧がかかることになるが、コンデンサ１９及び２３、抵抗２４を用いて電圧を検出することができる。尚、コンデンサ１９、２３のインピーダンスの大きさについては、コンデンサ２３の方が１桁程小さく、また、抵抗２４の抵抗値が、コンデンサ２３のインピーダンスに比べて十分に大きくされており、図８のｂ点（ダイオード２１のアノードとコンデンサ１９との接続点）にかかる電圧は、コンデンサ１９と２３のインピーダンス比によって決まる。

放電灯が点灯した後の状態では、ダイオード２１の作用によって電流が一方向にしか流れず、コンデンサ２３が充電されて徐々に電荷がたまり、その両端電圧（図８のｃ点参照）が上昇していく。そして、検出用巻線７ｖの一端の電位（図８のａ点の電位）と、コンデンサ２３の端子電位（図８のｃ点の電位）とがほぼ等しくなると、コンデンサ１９には電流が流れなくなる。つまり、放電灯の定常時における検出電圧は、検出用巻線７ｖにかかる電圧が小さい場合でも、コンデンサ１９と２３で分圧することなく検出することができ、これにより必要な精度が保証される。

尚、初段のコンデンサ１８は、再点弧電圧の吸収を目的として付設されたものである。また、ツェナーダイオード２２は、起動用パルス電圧の発生に伴う高電圧を抑制するためのクランプ素子としての機能を有し、該パルス電圧発生時のサージ電圧に対するリミッタの役目を果たす。

図９は上記点消灯判別回路６ｉの構成例２５を示す回路図である。

電流検出回路１２によって得られた検出電圧「ＶＳ１」及び電圧検出回路１３によって得られた検出電圧「ＶＳ２」は、演算増幅器２６を用いた減算回路２７に供給される。つまり、「ＶＳ１」が抵抗２８を介して演算増幅器２６の反転入力端子に供給され、「ＶＳ２」が抵抗２９及び３０を介して演算増幅器２６の非反転入力端子に供給される。尚、抵抗３０は、その一端が演算増幅器２６の非反転入力端子に接続され、他端が接地されており、抵抗３１が演算増幅器２６の反転入力端子と出力端子との間に介挿されている。また、抵抗２８と２９の抵抗値（これを「Ｒ１」と記す。）が等しくされ、抵抗３０と３１の抵抗値（これを「Ｒ２」と記す。）が等しくされている。

演算増幅器２６は、ＶＳ２とＶＳ１との差に比例した出力（「（Ｒ２／Ｒ１）・（ＶＳ２−ＶＳ１））を後段に位置するコンパレータ３２の正入力端子に送出する。該コンパレータ３２の負入力端子には所定の基準電圧（これを「ＶREF」と記す。）が供給されており、「ＶＳ２−ＶＳ１」に比例した演算結果を、ＶREFと比較することにより、放電灯の点灯又は消灯の如何が判別される。即ち、演算増幅器２６の出力レベルがＶREF以上である場合にコンパレータ３２の出力信号がＨ（ハイ）レベルとなり、これは放電灯の消灯状態を意味する。また、演算増幅器２６の出力レベルがＶREF未満である場合にコンパレータ３２の出力信号がＬ（ロー）レベルとなり、これは放電灯の点灯状態を意味する。

本例では、放電灯に係る電圧検出値から電流検出値を減算する回路と、該回路の減算結果を閾値電圧と比較する回路を備えており、放電灯の点消灯判別信号（これを「Ｓｉ」と記す。）が２値化信号として得られる。

図１０は、上記Ｔ１信号生成回路６ｈの一例３３を示す回路図である。

本例では単安定マルチバイブレータＩＣが用いられ、一定期間Ｔ１を示すパルス信号「Ｓ１」と、その反転信号「Ｓ１＿Ｂ」が生成されて後述のＯＣＶ制御回路６ｄに送られる。つまり、放電灯の消灯時に点消灯判別信号ＳｉがＨレベルになると、ＲＣフィルタ（抵抗３７、コンデンサ３８）を介して単安定マルチバイブレータ３４にＨレベル信号が入力され、上記点灯移行期間Ｔ１に相当する幅の信号Ｓ１、Ｓ１＿Ｂが出力される。

単安定マルチバイブレータ３４のＲ端子には抵抗３５を介して所定の電源電圧「Ｖｃｃ」が供給される。そして、コンデンサ３６の一端が抵抗３５及びＲ端子に接続され、該コンデンサ３６の他端がＣ端子に接続されるとともに接地されている。抵抗３５及びコンデンサ３６を用いた時定数の設定により期間Ｔ１の長さが規定される。

単安定マルチバイブレータ３４のＡ端子（入力端子）は、抵抗３７とコンデンサ３８との接続点に接続されている。抵抗３７の一端には上記判別信号Ｓｉが供給され、該抵抗３７の他端がコンデンサ３８を介して接地されている。尚、信号Ｓｉは、放電灯が消灯状態であると判別された場合にＨレベルを示し、放電灯が点灯状態であると判別された場合にＬレベルを示す。

単安定マルチバイブレータ３４のＣD端子（Ｌアクティブ入力）には、初期化時にＰＯＲ（パワー・オン・リセット）回路３９からのＰＯＲ信号が供給される。尚、本例では、ＰＯＲ回路３９が、抵抗４０及びコンデンサ４１からなるＣＲ回路と、２つのシュミット・トリガ型のＮＯＴ（論理否定）ゲート４２、４３を用いて構成されている。抵抗４０の一端に電源電圧Ｖｃｃが供給され、該抵抗の他端がコンデンサ４１を介して接地されており、前段のＮＯＴゲート４２の入力端子が抵抗４０とコンデンサ４１との間に接続され、該ＮＯＴゲート４２の出力信号が後段のＮＯＴゲート４３を介してＣD端子に送られる。尚、ＮＯＴゲート４２の出力信号は、抵抗４４を介して、エミッタ接地のＮＰＮトランジスタ４５のベースに供給されるようになっており、該トランジスタのコレクタがコンデンサ３８の一端に接続されている（初期化時にトランジスタ４５が一時的にオン状態となる。）。

上記パルス信号Ｓ１は単安定マルチバイブレータ３４のＱ端子から出力され、判別信号ＳｉがＨレベルになった時点から期間Ｔ１の長さに等しいパルス幅を有する。また、上記パルス信号Ｓ１＿Ｂは、Ｑバー端子（図には「Ｑ」の上に「−」を付して示す。）から出力されるとともに、Ｂ端子（Ｌアクティブ入力）に供給される。

パルス信号Ｓ１は２入力ＯＲ（論理和）ゲート４６の一方の入力端子に供給されるとともに、遅延部（ディレイ素子等）４７を介してＯＲゲート４６の他方の入力端子に供給される。そして、ＯＲゲート４６の出力信号は抵抗４８を介してＮＰＮトランジスタ４９のベースに送られる。該トランジスタ４９はエミッタ接地とされ、そのコレクタがコンデンサ３８の一端に接続されている。尚、これらの回路部は点消灯判別の誤判断に起因する弊害の防止を目的として設けられている。つまり、上記周波数領域ｆａ２（図２参照）において放電灯が点灯した後で周波数領域ｆｂへと周波数を移行させる際に、放電灯の電圧検出や電流検出が瞬間的に不安定となり、これに伴って点消灯の誤判断が引き起こされてしまい、例えば、放電灯が点灯しているにも関わらず、消灯と判断された場合には、周波数が周波数領域ｆａ２に移行してしまう虞がある。そこで、このような不都合を回避するために、領域ｆｂへの移行後の数ミリ秒間は、トランジスタ４９をオン状態にして点消灯信号Ｓｉをマスクしている（強制的にＬレベルとする。）。

本例では、期間Ｔ１の設定に関してＣＲ時定数を用いた構成形態を示しているが、これに限らず、内部の基本クロックをカウンタで計数する構成形態等が挙げられる。

図１１は上記ＯＣＶ制御回路６ｄの一例５０を示す回路図である。

上記検出電圧ＶＳ２（又はＶＳ１）が抵抗５１、５２によって分圧され、これがコンパレータ５３の正入力端子に供給される。該コンパレータの負入力端子には所定の基準電圧（これを「ＶREF」と記す。）が供給されており、ＶＳ２（又はＶＳ１）の検出値がＶREFと比較される。尚、抵抗５２に対してコンデンサ５４が並列に接続されており、また、コンパレータ５３の出力端子にはプルアップ抵抗５５が接続されている。

Ｄフリップフロップ５６のＤ端子及びＬアクティブ入力のＰＲ（プリセット）端子には所定の電源電圧Ｖｃｃが供給され、クロック信号入力端子（ＣＫ）にはコンパレータ５３の出力信号が供給される。また、Ｌアクティブ入力とされるＲ（リセット）端子には、上記信号Ｓ１が抵抗５７を介して供給される。

Ｄフリップフロップ５６のＱ出力信号は抵抗５８を介して、エミッタ接地のＮＰＮトランジスタ５９のベースに送出される。該トランジスタのコレクタは抵抗６０を介して回路電源端子（電源電圧Ｖｃｃ）に接続されている。

ダイオード６１は、そのアノードが抵抗６０の一端に接続され、そのカソードがコンデンサ６２の一端に接続されている。そして、該コンデンサ６２の他端が接地されている。

エミッタ接地のＮＰＮトランジスタ６３のベースには、上記信号Ｓ１＿Ｂが抵抗６４を介して供給される。該トランジスタ６３のコレクタは抵抗６５を介してダイオード６１とコンデンサ６２の間に接続されている。

演算増幅器６６は、その出力段に設けられたＮＰＮトランジスタ６ｆとともにバッファを構成しており、該演算増幅器の非反転入力端子が抵抗６７を介してダイオード６１とコンデンサ６２の間に接続されている。そして、演算増幅器６６の出力端子がトランジスタ６ｆのベースに接続され、該トランジスタのエミッタが演算増幅器６６の反転入力端子に接続されるとともに抵抗６ｇを介して接地されている。尚、トランジスタ６ｆのコレクタには電源電圧Ｖｃｃが供給されている。

本回路において、電源投入時や放電灯の点灯時には、信号Ｓ１がＬレベルであり、Ｄフリップフロップ５６がリセットされる。よって、Ｑ出力信号がＬレベルとされ、トランジスタ５９がオフ状態となる。また、信号Ｓ１＿ＢがＨレベルであるため、トランジスタ６３がオン状態となり、コンデンサ６２の端子電位がＬレベルとなる。従って、本回路の出力（トランジスタ６ｆのエミッタ電位参照）はＬレベルとなる。

放電灯の消灯時には、信号Ｓ１がＨレベルとなり、Ｄフリップフロップ５６のリセットが解除される。また、信号Ｓ１＿ＢがＬレベルとなってトランジスタ６３がオフ状態となるためコンデンサ６２の放電が停止され、抵抗６０及びダイオード６１を介して該コンデンサ６２の充電が開始される。これに伴ってトランジスタ６ｆのエミッタ電位が上昇するため、周波数が下がっていく。つまり、周波数領域ｆａ２（図２参照）において周波数が徐々に低下してＯＣＶの値が上昇していく。そして、ＯＣＶが目標値（図２のＰ３参照）に達すると、コンパレータ５３の出力がＨレベルとなる。即ち、抵抗５１、５２で分圧された検出電圧がＶREF以上になると、コンパレータ５３の出力信号によってＤフリップフロップ５６がセットされ、そのＱ出力信号がＨレベルに変化するため、トランジスタ５９がオン状態となり、コンデンサ６２の充電が停止する。よって、コンデンサ６２の端子電位及びトランジスタ６ｆのエミッタ電位が固定され、その結果、周波数値が一定に保持される。そして、点灯移行期間Ｔ１が経過した時点で信号Ｓ１がＬレベルとなり、Ｄフリップフロップ５６がリセットされ、Ｑ出力信号がＬレベルに変化し、トランジスタ５９がオフ状態となる。他方、信号Ｓ１＿ＢはＨレベルとなり、トランジスタ６３がオンするとコンデンサ６２が放電して端子電圧がＬレベルとなる。よって、トランジスタ６ｆのエミッタ電位がＬレベルとなり、周波数固定期間を終えて周波数が領域ｆｂへと移行する。

図１２は、上記Ｖ−Ｆ変換回路６ａの構成例６８について要部を示したものである。

上記の入力電圧Ｖinは、抵抗６９を介して演算増幅器７０の反転入力端子に供給される。演算増幅器７０の非反転入力端子には、所定の基準電圧「ＥREF」が供給され、演算増幅器７０の出力信号が抵抗７１を介して電圧可変容量ダイオード７２に印加される。尚、抵抗７３が演算増幅器７０の反転入力端子と出力端子との間に介挿されており、抵抗７４はその一端が演算増幅器７０の出力端子に接続され、その他端が接地されている。

電圧可変容量ダイオード７２は、そのカソードが抵抗７１とコンデンサ７５との間に接続され、そのアノードが接地されている。そして、シュミット・トリガ型のＮＯＴゲート７６は、その入力端子がコンデンサ７５を介して電圧可変容量ダイオード７２のカソードに接続されており、ＮＯＴゲート７６に対して抵抗７７が並列に接続されている。これらの素子によって周波数可変の発振回路が形成され、ＮＯＴゲート７６の出力パルスが後段の回路部（６ｂ）に送出される（尚、ブリッジ駆動信号生成回路６ｂはパルス信号に基いて各スイッチング素子を制御するための駆動用信号を生成してブリッジ駆動回路６ｃに送出するが、これらの回路について既知の構成で良いので図示及び説明を省略する。）。

本例において、Ｖinのレベルが高く（低く）なると、演算増幅器７０の出力電圧が下（上）がって、電圧可変容量ダイオード７２の静電容量が大きく（小さく）なる。よって、出力パルスの周波数が下（上）がる。

次に、（Ａ）及び（２）の形態について、図１３を用いて説明する。尚、図１３はＯＣＶ制御回路及び上記した周波数固定期間に係るＴ２信号生成回路の構成例７８を示しており、その出力電圧が上記Ｖ−Ｆ変換回路６ａに送出される。尚、本例において図１０や図１１の構成と機能的に同様の部分については当該部分に付した符号と同じ符号を用いて説明する。

上記検出電圧ＶＳ２（又はＶＳ１）は、抵抗５１、５２によって分圧され、これがコンパレータ５３の正入力端子に供給される。コンパレータ５３の負入力端子には基準電圧「ＶREF」が供給されており、ＶＳ２（又はＶＳ１）の検出値がＶREFと比較される。尚、抵抗５２に対して並列にコンデンサ５４が接続されており、また、コンパレータ５３の出力端子にはプルアップ抵抗５５が接続されている。

Ｄフリップフロップ５６のＤ端子及びＰＲ端子には所定の電源電圧Ｖｃｃが供給され、クロック信号入力端子ＣＫにはコンパレータ５３の出力信号が供給される。また、ＬアクティブとされるＲ端子には、点消灯に係る判別信号Ｓｉが抵抗３７及びコンデンサ３８を介して供給される。

Ｄフリップフロップ５６のＱ出力信号は、後段の単安定マルチバイブレータ３４ＡのＡ端子に入力される。

本例では、単安定マルチバイブレータ３４Ａによって、一定期間Ｔ２の幅をもつパルス信号「Ｓ２」と、その反転信号「Ｓ２＿Ｂ」が生成される。

単安定マルチバイブレータ３４ＡのＲ端子には抵抗３５Ａを介して所定の電源電圧「Ｖｃｃ」が供給される。そして、コンデンサ３６Ａの一端が抵抗３５Ａ及びＲ端子に接続され、該コンデンサの他端がＣ端子に接続されるとともに接地されている。抵抗３５Ａ及びコンデンサ３６Ａを用いた時定数の設定により期間Ｔ２の長さが規定される。

単安定マルチバイブレータ３４ＡのＣD端子（Ｌアクティブ入力）には、初期化時にＰＯＲ回路３９からのＰＯＲ信号が供給される。ＰＯＲ回路３９は、抵抗４０、コンデンサ４１、シュミット・トリガ型ＮＯＴゲート４２、４３を用いて構成され、ＮＯＴゲート４２の入力端子が抵抗４０とコンデンサ４１との間に接続され、該ＮＯＴゲート４２の出力信号はＮＯＴゲート４３を介してＣD端子に送られる。尚、ＮＯＴゲート４２の出力信号は、抵抗４４を介して、エミッタ接地のＮＰＮトランジスタ４５のベースに供給されるようになっており、該トランジスタのコレクタがコンデンサ３８の一端に接続されている。

上記パルス信号Ｓ２は単安定マルチバイブレータ３４ＡのＱ端子から出力され、ＯＣＶが目標値に達した時点から期間Ｔ２の長さに等しいパルス幅を有する。また、上記パルス信号Ｓ２＿Ｂは、Ｑバー端子（図には「Ｑ」の上に「−」を付して示す。）から出力されるとともに、Ｂ端子（Ｌアクティブ入力）に供給される。

パルス信号Ｓ２は、抵抗５８を介してエミッタ接地のＮＰＮトランジスタ５９のベースに送出される。該トランジスタのコレクタは抵抗６０を介して回路電源端子（電源電圧Ｖｃｃ）に接続されている。また、信号Ｓ２はＯＲゲート４６の一方の入力端子に供給されるとともに、遅延部４７を介してＯＲゲート４６の他方の入力端子に供給される。そして、ＯＲゲート４６の出力信号は抵抗４８を介してエミッタ接地のＮＰＮトランジスタ４９のベースに送られる。該トランジスタ４９のコレクタがコンデンサ３８の一端に接続されている。尚、これらの回路部は前記のように点消灯判別の誤判断に起因する弊害の防止を目的として設けられている。

抵抗６０に接続されたダイオード６１は、そのカソードがコンデンサ６２の一端に接続されており、該コンデンサ６２の他端が接地されている。

エミッタ接地のＮＰＮトランジスタ６３は、そのコレクタが抵抗６５を介してダイオード６１とコンデンサ６２の間に接続されている。そして、そのベースには、２入力ＯＲゲート７９の出力信号が、シュミット・トリガ型ＮＯＴゲート８０及び抵抗８１を介して供給される。尚、ＯＲゲート７９の一方の入力端子には信号Ｓ２が供給され、他方の入力端子には、判別信号ＳｉがＣＲ回路（抵抗３７及びコンデンサ３８）を経て供給される。

演算増幅器６６は、その出力段に設けられたＮＰＮトランジスタ６ｆとともにバッファを構成しており、該演算増幅器の非反転入力端子が抵抗６７を介してダイオード６１とコンデンサ６２の間に接続されている。そして、演算増幅器６６の出力端子がトランジスタ６ｆのベースに接続され、該トランジスタのエミッタが演算増幅器６６の反転入力端子に接続されるとともに抵抗６ｇを介して接地されている。トランジスタ６ｆのエミッタ出力がＶinとして後段のＶ−Ｆ変換回路６ａに送出される。

本回路において、電源投入時や放電灯の点灯時には、判別信号ＳｉがＬレベルであり、Ｄフリップフロップ５６がリセットされる。よって、そのＱ出力信号がＬレベルとされ、単安定マルチバイブレータ３４ＡのＱ出力信号がＬレベルで、トランジスタ５９がオフ状態である。また、ＯＲゲート７９の出力するＬレベル信号がシュミット・トリガ型ＮＯＴゲート８０でＨレベル信号となって、トランジスタ６３がオン状態となり、コンデンサ６２の端子電位がＬレベルとなる。従って、本回路の出力（トランジスタ６ｆのエミッタ電位参照）はＬレベルとなる。

放電灯の消灯時には、判別信号ＳｉがＨレベルとなり、Ｄフリップフロップ５６のリセットが解除される。そして、同時にＯＲゲート７９の出力信号がＨレベルとなって、これがＮＯＴゲート８０を経てＬレベルとなるために、トランジスタ６３がオフ状態となる。コンデンサ６２の充電が開始され、その電圧が上昇していく。そして、ＯＣＶの値が目標値に達すると、コンパレータ５３の出力するＨレベル信号がＤフリップフロップ５６に入力され、そのＱ出力信号がＨレベルとなって（ラッチ）、これが単安定マルチバイブレータ３４Ａに送られる。その結果、一定時間Ｔ２のパルス幅をもった信号Ｓ２がＱ端子から出力されて、トランジスタ５９がオン状態となるため、コンデンサ６２の充電が禁止される。トランジスタ６３はオフ状態を維持しており、よって、コンデンサ６２の端子電位及びトランジスタ６ｆのエミッタ電位が固定され、その結果、周波数値が一定に保持される。尚、この間、Ｄフリップフロップ５６によるラッチは禁止される（ディスイネーブル）。

一定時間Ｔ２が経過すると信号Ｓ２がＬレベルとなり、遅延部４７による設定時間が経過した後にＤフリップフロップ５６がリセットされる。周波数固定期間を終えて周波数が領域ｆｂへと移行することになるが、放電灯が一旦点灯した後で消灯すると、ラッチがイネーブルとなって点灯移行制御に再び入ることになる。

次に、上記形態（Ｂ）について図１４を用いて説明する。尚、図１４は、図１１や図１３に示した回路構成と相違する部分だけを抽出して示したものである。尚、本例において図１１や図１３の構成と機能的に同様の部分については当該部分に付した符号と同じ符号を用いて説明する。

図中に示す信号「Ｓａ」は、図１１や図１３に示すトランジスタ６３のベースに供給される信号を示しており、また、信号「Ｓｂ」は、図１１や図１３に示すトランジスタ５９のベースに供給される信号を示している。

信号Ｓａは、シュミット・トリガ型ＮＯＴゲート８２及び抵抗８３を介してＰＮＰトランジスタ８４のベースに供給される。該トランジスタ８４のエミッタには所定の電源電圧Ｖｃｃが供給されるとともに、該エミッタとコレクタとの間にコンデンサ８５が設けられている。

信号Ｓｂは、シュミット・トリガ型のＮＯＴゲート８６を介して２入力ＡＮＤ（論理積）ゲート８７の一方の入力端子に供給される。ＡＮＤゲート８７の他方の入力端子にはＮＯＴゲート８２の出力信号が供給され、ＡＮＤゲート８７の出力信号が抵抗８８を介してＮＰＮトランジスタ８９のベースに供給される。トランジスタ８９はそのエミッタが接地され、そのコレクタが抵抗９０を介してコンデンサ８５及びトランジスタ８４のコレクタに接続されている。

ＰＮＰトランジスタ９１は、そのエミッタがコンデンサ８５と抵抗９０との接続点に接続されており、そのベースには抵抗９２を介して信号Ｓａが供給される。そして、該トランジスタ９１のコレクタは、抵抗９３と９４との接続点に接続されている。尚、抵抗９３の一端が接地されており、その他端が抵抗９４を介して演算増幅器６６の非反転入力端子に接続されている。

演算増幅器６６及びＮＰＮトランジスタ６ｆはバッファを構成しており、演算増幅器６６の出力端子がトランジスタ６ｆのベースに接続され、該トランジスタのエミッタが演算増幅器６６の反転入力端子に接続されるとともに抵抗６ｇを介して接地されており、エミッタ出力がＶinとして後段のＶ−Ｆ変換回路６ａに送出される。

上記（Ｂ）及び（１）の形態では、図１１のＤフリップフロップ５６のＱ出力信号が信号Ｓｂとして図１４のＮＯＴゲート８６に供給され、上記信号Ｓ１＿Ｂが、信号Ｓａとして図１４のＮＯＴゲート８２及びトランジスタ９１のベースに供給される。

放電灯の点灯時には、信号ＳａがＨレベルであり、ＮＯＴゲート８２を経たＬレベル信号によりトランジスタ８４がオン状態となり、コンデンサ８５が放電されてその電荷量がゼロとなる。また、放電灯の消灯時におけるＯＣＶの上昇期間では、信号ＳａがＬレベルとなってトランジスタ８４がオフ状態となり、他方、ＯＣＶが目標値に到達するまでの間、信号ＳｂがＬレベルであり、トランジスタ８９及び９１がオン状態となる。よって、コンデンサ８５が充電されてその両端電圧が大きくなり、演算増幅器６６への入力電圧が徐々に低下していく。尚、放電灯の消灯後、ＯＣＶを昇圧させる期間に入った瞬間には、回路電源電圧Ｖｃｃが演算増幅器６６に入力されて、トランジスタ６ｆのエミッタ電位が上がるため、スイッチング素子の駆動周波数が急激に下がった状態となる。

そして、ＯＣＶがその目標値に達すると信号ＳｂがＨレベルとなって、ＡＮＤゲート８６の出力信号がＬレベルとなりトランジスタ８９がオフ状態になる。周波数固定期間に移行し、該期間中トランジスタ９１のみがオン状態とされて、コンデンサ８５の両端電圧が維持されたまま、演算増幅器６６への入力電圧が一定となる。つまり、トランジスタ６ｆのエミッタ電位が変化せず、スイッチング素子の駆動周波数が一定値に保持される。但し、抵抗９３の抵抗値を十分に大きい値に設定にする必要がある（該抵抗値及びコンデンサ８５の静電容量で決まる時定数を大きくするため。）。

一定期間Ｔ１が経過すると、信号ＳａがＨレベルとなって、トランジスタ８４がオン状態となり、コンデンサ８５が放電する。このときトランジスタ８９、９１はオフ状態となる。

次に、上記（Ｂ）及び（２）の形態では、図１３の単安定マルチバイブレータ３４ＡのＱ出力信号が上記信号Ｓｂとして図１４のＮＯＴゲート８６に供給され、図１３のＮＯＴゲート８０の出力信号が、上記信号Ｓａとして図１４のＮＯＴゲート８２及びトランジスタ９１のベースに供給される。

放電灯の点灯時には、図１３のＯＲゲート８０の出力信号がＬレベルである。よって、信号ＳａがＨレベルであり、ＮＯＴゲート８２を経たＬレベル信号によりトランジスタ８４がオン状態となり、コンデンサ８５が放電する。また、放電灯の消灯状態が判別されると、ＯＣＶが上昇してその目標値に到達するまでの間、信号ＳｂがＬレベル、信号ＳａがＬレベルであるため、トランジスタ８９及び９１がオン状態となる。よって、コンデンサ８５が充電されてその両端電圧が大きくなり、演算増幅器６６への入力電圧が徐々に低下していく。尚、放電灯の消灯後、ＯＣＶを昇圧させる期間に入った瞬間には、回路電源電圧Ｖｃｃが演算増幅器６６に入力されて、トランジスタ６ｆのエミッタ電位が上がるため、スイッチング素子の駆動周波数が急激に下がった状態となる。

放電灯の消灯時にＯＣＶが上昇してその目標値に到達すると、図１３の信号Ｓ２がＨレベルとなる。よって、図１３のＯＲゲート７９がＨレベル、信号ＳａがＬレベルとなって、ＡＮＤゲート８７の出力信号がＬレベルとなりトランジスタ８９がオフ状態になる。周波数固定期間に移行し、該期間中トランジスタ９１のみがオン状態とされて、コンデンサ８５の両端電圧が維持されたまま、演算増幅器６６への入力電圧が一定となる。つまり、トランジスタ６ｆのエミッタ電位が変化せず、スイッチング素子の駆動周波数が一定値に保持される。

一定期間Ｔ２が経過すると、信号ＳａがＨレベルとなって、トランジスタ８４がオン状態となり、コンデンサ８５が放電する。このときトランジスタ８９、９１はオフ状態となる。

尚、放電灯の消灯が判別され、ＯＣＶの昇圧期間へと移行する開始時点でスイッチング素子の駆動周波数を確実に０Ｈｚにするためには、該スイッチング素子の駆動を停止させるための回路等を設ければ良い。

本発明に係る基本構成例を示す図である。 制御形態について説明するための図である。 制御形態の別例について説明するための図である。 点灯移行制御に係る時間的規制についての説明図である。 点灯移行制御に係る時間的規制について別例を示す説明図である。 図７乃至図１４とともに、本発明に係る回路構成例を示すものであり、本図は制御手段の構成例を示すブロック図である。 放電灯の電流検出回路の一例を示す回路図である。 放電灯の電圧検出回路の一例を示す回路図である。 点消灯判別手段の回路構成例を示す図である。 Ｔ１信号生成回路の構成例を示す図である。 ＯＣＶ制御回路の構成例を示す図である。 Ｖ−Ｆ変換回路の構成例を示す図である。 ＯＣＶ制御回路及びＴ２信号生成回路について一例を示す回路図である。 別の制御形態に係る構成例についてその要部だけを示す回路図である。

符号の説明

１…放電灯点灯回路、３…直流−交流変換回路、４…起動回路、５Ｈ、５Ｌ…スイッチング素子、６…制御手段、７…交流変換用トランス、８…共振用コンデンサ、９…インダクタンス素子、１０…放電灯

Claims (7)

1. 直流入力を受けて交流変換及び昇圧を行う直流−交流変換回路と、放電灯に起動用信号を供給するための起動回路を備え、制御手段によって該直流−交流変換回路の出力する電力を制御して放電灯の点灯制御を行う放電灯点灯回路において、
   上記直流−交流変換回路が交流変換用トランスと複数のスイッチング素子及び共振用コンデンサを有しており、上記制御手段によって該スイッチング素子を駆動して、共振用コンデンサと上記交流変換用トランスのインダクタンス成分若しくは該共振用コンデンサに接続されたインダクタンス素子とを直列共振させること、
   上記スイッチング素子の駆動周波数を制御し、上記交流変換用トランスの一次側に発生する共振電圧を昇圧して二次側から上記放電灯に電力供給を行うこと、
   上記放電灯の消灯時における共振周波数を「ｆ１」と記し、上記放電灯の点灯時における共振周波数を「ｆ２」と記すとき、上記放電灯の点灯前に該放電灯に印加される無負荷時出力電圧に関して、上記駆動周波数を上記ｆ１から外れた周波数値に規定してから徐々にｆ１に近づけるようにスイッチング制御を行う
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
2. 請求項１に記載した放電灯点灯回路において、
   上記無負荷時出力電圧に関して、上記駆動周波数を上記ｆ１より高周波側から減少させて上記ｆ１に近づけるように上記制御手段により上記スイッチング素子を駆動する
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
3. 請求項２に記載した放電灯点灯回路において、
   点灯回路への電源投入直後又は上記放電灯が一旦点灯してから消灯した直後に、上記駆動周波数を上記ｆ２よりも高い周波数値に規定して上記スイッチング素子を駆動する
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
4. 請求項１に記載した放電灯点灯回路において、
   上記無負荷時出力電圧に関して、上記駆動周波数の初期値をゼロ又は上記ｆ１よりも低い値にして低周波側から駆動周波数を増加させて上記ｆ１に近づけるように上記制御手段により上記スイッチング素子を駆動する
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
5. 請求項１又は請求項２又は請求項３又は請求項４に記載した放電灯点灯回路において、
   上記無負荷時出力電圧に係る制御の開始から一定時間が経過した後に、上記放電灯の点灯又は消灯の如何に関わらず、上記駆動周波数を上記ｆ２よりも高い周波数領域へと一時的に移行させて上記スイッチング素子を駆動する
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
6. 請求項５に記載した放電灯点灯回路において、
   上記無負荷時出力電圧を予め決められた電圧まで昇圧させるための第一の期間及び該期間の後に上記駆動周波数を一定値に固定した第二の期間を経て該駆動周波数が上記ｆ２よりも高い周波数に規定される
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
7. 請求項５に記載した放電灯点灯回路において、
   上記無負荷時出力電圧を予め決められた電圧まで昇圧させた時点から上記駆動周波数を一定値に固定した期間を経て該駆動周波数が上記ｆ２よりも高い周波数に規定される
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
   

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