DE102004039414B4

DE102004039414B4 - Entladungslampenansteuerschaltung

Info

Publication number: DE102004039414B4
Application number: DE102004039414A
Authority: DE
Inventors: Shinji Ohta; Masayasu Ito
Original assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2003-08-13
Filing date: 2004-08-13
Publication date: 2010-09-23
Anticipated expiration: 2024-08-14
Also published as: FR2858906A1; US20050035725A1; JP2005063819A; US7005808B2; DE102004039414A1

Abstract

Entladungslampenansteuerschaltung (1) mit:
einer Gleichspannungs-Wechselspannungs-Wandlerschaltung (3), die ausgebildet ist, bei Anliegen einer Eingangsgleichspannung eine Umwandlung in Wechselspannung und eine Aufwärtswandlung durchzuführen;
einer Starterschaltung (4) zum Zuführen eines Anlaufsignals in Form einer Überlagerung zu einer Entladungslampe (10), und
einer Steuereinrichtung (6) für die Beleuchtungssteuerung zum Steuern einer Ausgangsleistung aus der Gleichspannungs-Wechselspannungs-Wandlerschaltung (3),
wobei die Gleichspannungs-Wechselspannungs-Wandlerschaltung (3) umfasst:
einen Wechselspannungswandlertransformator (7);
mehrere Schaltelemente (5H, L); und
einen Resonanzkondensator (8), wobei die Schaltelemente (5H, L) durch die Steuereinrichtung (6) aktiviert werden, so dass eine Reihenresonanz erzeugt wird zwischen dem Resonanzkondensator (8), einer induktiven Komponente der Primärwicklung (7p) des Wechselspannungswandlertransformators und einem induktiven Element (9), die in Reihe geschaltet sind;
wobei die Entladungslampe (10) mit einer Sekundärwicklung (7s) des Wechselspannungswandlertransformators (7) verbunden ist;
wobei die Arbeitsfrequenz der Schaltelemente (5H, L) so steuerbar ist, dass eine an einer Primärseite des Wechselspannungswandlertransformators (7) erzeugte Resonanzspannung hochgesetzt wird,...

Description

Die vorliegende Offenbarung betrifft eine Entladungslampenansteuerschaltung, die eine DC-AC-(Gleichspannungs-Wechselspannungs-)Wandlerschaltung aufweist und ausgebildet ist, die Frequenz zu erhöhen, und betrifft insbesondere eine Technik zur Reduzierung von Schaltungsverlusten und betrifft eine Technik um eine Entladungslampe zuverlässig in einen kontinuierlichen Leuchtzustand überzuführen.
Aus der Druckschrift DE 100 25 610 A1 ist ebenfalls bereits eine Entladungslampenansteuerschaltung bekannt. Hier wird ein LC-Schwingkreis verwendet, um einen hohen Puls zum Starten der Lampe zu erzeugen. In dieser Druckschrift ist keine extra Starterschaltung vorgesehen. Auch diese Schaltung weist bereits eine Gleichspannungs-Wechselspannungs-Wandler-Schaltung auf mit mehreren Schaltelementen, wobei vor dem Zünden die Schaltfrequenz für die Schaltelemente angehoben wird.
Aus der Druckschrift DE 199 38 401 A1 ist bereits eine Ansteuerung für eine Kaltkathodenentladungslichtquelle bekannt. Hier kann die Spannung mit Hilfe eines Transformators hochtransformiert werden.
Auch aus der Druckschrift US 5,777,867 A ist bereits ein Transformator zum Hochtransformieren einer Spannung bekannt.
Eine Konfiguration einer Ansteuerschaltung für eine Entladungslampe (beispielsweise eine Metallhalogenidleuchte) umfasst eine Gleichspannungsstromversorgungsschaltung mit einem DC-DC-Wandler; eine DC-AC-Wandlerschaltung (d. h. eine Inverterschaltung); und eine Starterschaltung (d. h. einen Starter). Gemäß einer Anwendung einer derartigen Konfiguration wird eine Gleichspannung einer Batterie in einer Gleichstromversorgungsschaltung in eine gewünschte Spannung und danach in eine Ausgangswechselspannung in der nachfolgenden DC-AC-Wandlerschaltung umgewandelt. Ein Startersignal (ein so genannter Starter- oder Anlaufpuls) wird überlagert und die überlagerte Spannung wird der Entladungslampe zugeführt (siehe beispielsweise das japanische Patentdokument JP-71142182 A ).
Eine Anordnung, in der eine Spannung in zwei Stufen (d. h. eine DC-DC-Spannungswandlung und eine DC-AC-Wandlung) umgewandelt wird, ist jedoch nicht geeig net, um die Größe einer komplexen Schaltung zu reduzieren. Daher wurden andere Schaltungsanordnungen vorgeschlagen. Beispielsweise wird in einer alternativen Anordnung ein Ausgangssignal, dessen Spannung durch eine einstufige Spannungsumwandlung in einer DC-AC-Wandlerschaltung heraufgesetzt wurde, einer Entladungslampe zugeführt (siehe z. B. japanisches Patentdokument JP-7169583 A ).
Anschließend wird eine lastfreie Spannung (im Weiteren als „OCV” bezeichnet) vor dem Ansteuern der Entladungslampe (d. h. während einer Ausschalt- oder Dunkelphase) so gesteuert, dass ein Startersignal erzeugt und der Entladungslampe zugeführt wird, wodurch das Zünden der Entladungslampe in Gang gesetzt wird.
Anschließend wird eine Ansteuerung (d. h. eine Steuerung des Schaltvorgangs) der DC-AC-Wandlerschaltung so durchgeführt, um einen Übergang in einen stetigen Beleuchtungszustand herbeizuführen.
Konventionelle Ansteuerschaltungen können diverse Probleme aufweisen. Beispielsweise können Verluste während einer Dunkelphase (d. h. ohne Last) der Entladungslampe die Schaltungseffizienz verringern. Ein glatter und zuverlässiger Übergang der Entladungslampe in einen stabilen Beleuchtungszustand kann schwierig sein oder kann eine komplizierte Steuerungskonfiguration erforderlich machen.
Hiervon ausgehend liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine vereinfachte Entladungslampensteuerungsschaltung bereitzustellen, die eine hohe Schaltungseffizienz und einen glatten und einen zuverlässigen Übergang der Entladungslampe in einen stabilen Leuchtzustand ermöglicht.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Bevorzugte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Entladungslampenansteuerschaltung mit einer DC-AC-Wandlerschaltung, die eine Gleichspannungs-Wechselspannungs-Umwandlung und eine Spannungserhöhung bei Anliegen eines Gleichspannungseingangssignals bewirkt, und mit einer Starterschaltung zum Zuführen eines Anlaufsignals zu einer Entladungslampe. Ferner führt die Entladungslampenansteuerschaltung eine Beleuchtungssteuerung der Entladungslampe durch, indem eine von der DC-AC-Wandlerschaltung ausgegebene Leis tung unter Anwendung von Steuermitteln gesteuert wird. Die Entladungslampenansteuerschaltung kann wie folgt aufgebaut sein.
Die DC-AC-Wandlerschaltung weist einen AC-Wandlertransformator, Schaltelemente und einen Resonanzkondensator auf. Die Schaltelemente werden durch die Steuereinrichtung so aktiviert, dass eine Reihenresonanz zwischen dem Resonanzkondensator und einer induktiven Komponente des AC-Wandlertransformators, oder eine Reihenresonanz zwischen dem Resonanzkondenstor und einer induktiven Komponente, die mit dem Resonanzkondensator verbunden ist, bewirkt wird.
Die Arbeitsfrequenz der Schaltelemente kann so gesteuert werden, dass eine an einer Primärseite des AC-Wandlertransformators erzeugte Resonanzspannung hochgesetzt wird, um der Entladungslampe von einer Sekundärseite des AC-Wandlertransformators aus elektrische Leistung zuzuführen. Eine Resonanzfrequenz während der Dunkelphase der Entladungslampe kann als f1 und eine Resonanzfrequenz während der Leuchtphase der Entladungslampe kann als f2 bezeichnet werden. Das Schalten der lastfreien Spannung (OCV), die der Entladungslampe vor dem Zünden der Entladungslampe zugeführt wird, kann so gesteuert werden, dass die Arbeitsfrequenz anfänglich auf einen Frequenzwert eingeregelt wird, der sich von f1 unterscheidet und dann sich dem Wert f1 allmählich annähert.
Erfindungsgemäß kann daher die OCV angehoben werden, indem die Arbeitsfrequenz sich der Resonanzfrequenz f1 in einem unbelasteten Zustand (d. h. während der Dunkelphase) annähert, bevor die Entladungslampe zum Zünden angesteuert wird. Ferner ist eine komplizierte Steuerung nicht erforderlich.
In diversen Implementierungen können einer oder mehrere der folgenden Vorteile erreicht werden. Beispielsweise kann erfindungsgemäß eine zuverlässige Steuerung des Übergangs zu einem stetigen Beleuchtungszustand einer Entladungslampe erreicht werden, indem die Arbeitsfrequenz der Schaltelemente gesteuert wird. Die Erfindung kann ferner zu einer Miniaturisierung und zu einer Kostenreduzierung der Entladungslampe führen.
Wenn die Arbeitsfrequenz so gesteuert wird, dass die Arbeitsfrequenz von einer Frequenz über f1 ausgehend abnimmt, um sich f1 anzunähern, bleibt beispielsweise die Arbeitsfrequenz nicht für lange Zeit in einem AM-Band oder dergleichen und Störungen von außen durch Funk oder dergleichen können vermieden werden. Wenn in ähnlicher Weise die Ar beitsfrequenz der Schaltelemente auf einen Frequenzwert geregelt wird, der größer als der Frequenzwert f2 ist, unmittelbar nachdem Leistung der Ansteuerschaltung zugeführt wird oder unmittelbar nachdem die Entladungslampe erlischt, nachdem sie zuvor geleuchtet hat, kann die gleiche Steuerung für den Übergang in die stetige Beleuchtung für die folgenden zwei Fälle festgelegt werden: (i) die Entladungslampe wird zum Leuchten angeregt, unmittelbar nachdem die Leistungszufuhr zu der Ansteuerschaltung eingeschaltet ist; (ii) die Entladungslampe wird wieder zum Leuchten angesteuert, weil die Entladungslampe während der Leuchtphase erloschen ist. Somit kann die Schaltungskonfiguration vereinfacht werden.
Wenn ferner die Arbeitsfrequenz so gesteuert wird, dass die Frequenz auf einen Anfangswert von Null oder kleiner als f1 festgelegt wird und dieser ansteigt, um sich f1 anzunähern, kann die Arbeitsfrequenz von einem Zustand aus erhöht werden, in welchem die Schaltelemente nicht aktiv sind oder von einer Frequenz aus, die deutlich kleiner als f1 ist. Daher kann erfindungsgemäß die Schaltung miniaturisiert werden.
Nachdem seit Beginn der OCV-Steuerung während einer Ausschaltphase der Entladungslampe eine vorbestimmte Zeitdauer verstrichen ist, wird die Arbeitsfrequenz vorzugsweise in ein Frequenzgebiet über f2 gelegt, unabhängig davon, ob die Entladungslampe leuchtet oder nicht. Hinsichtlich einer Beschränkung einer Zeitdauer, während deren die Frequenz in der Nähe von f1 bleibt – wobei die Verlustleistung groß ist – so ist die obige Technik dahingehend wirksam, um sowohl eine verbesserte Zuverlässigkeit beim Zünden der Entladungslampe als auch eine Verringerung der Schaltungsbelastung zu erreichen. Wenn in diesem Falle eine Konfiguration angewendet wird, in der die Arbeitsfrequenz auf eine Frequenz über f2 während der beiden folgenden Perioden geregelt wird, so kann eine Zeitdauer, die die beiden Perioden mit einschließt, im Voraus definiert werden: eine erste Zeitdauer zum Anheben der OCV auf eine vorbestimmte Spannung; und eine nachfolgende zweite Zeitdauer, in der die Arbeitssequenz festgelegt ist. Ferner kann in einer Konfiguration, in der die Arbeitsfrequenz während einer Periode zum Anheben der OCV auf eine vorbestimmte Spannung festgelegt wird und auf eine Frequenz über f2 während einer nachfolgenden Zeitdauer gesteuert wird, die Dauer der Periode, in der die Arbeitsfrequenz festgelegt wird, in genauer Weise definiert werden.
Weitere Merkmale und Vorteile gehen aus der folgenden detaillierten Beschreibung, den begleitenden Zeichnungen und den Patentansprüchen hervor.
1 ist eine Ansicht, die eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
2 ist eine Ansicht zum Beschreiben eines Steuerungsmodus;
3 ist eine Ansicht zum Beschreiben eines weiteren Steuerungsmodus;
4 ist eine erläuternde Ansicht für die zeitliche Beschränkung, die mit einer Steuerung für einen Übergang in den gleichmäßigen Beleuchtungszustand einhergeht;
5 ist eine weitere erläuternde Ansicht für eine zeitliche Beschränkung, die mit einer Steuerung des Übergangs in einen stetigen Beleuchtungszustand verknüpft ist; und
6 bis 14 zeigen beispielhafte Schaltungskonfigurationen gemäß der vorliegenden Erfindung, wobei 6 eine Blockansicht ist, in der eine beispielhafte Konfiguration einer Steuereinrichtung gezeigt ist;
7 ist ein Schaltbild, das eine beispielhafte Konfiguration eine Stromerfassungsschaltung für eine Entladungslampe zeigt;
8 ist ein Schaltbild, das eine beispielhafte Konfiguration einer Spannungserfassungsschaltung einer Entladungslampe zeigt;
9 ist eine Ansicht, die eine beispielhafte Konfiguration einer Einrichtung zur Unterscheidung einer Leucht/Dunkelphase darstellt;
10 ist eine Ansicht, die eine beispielhafte Konfiguration einer Schaltung zum Erzeugen eines T1-Signals zeigt;
11 ist eine Ansicht, die eine beispielhafte Konfiguration einer OCV-Steuerschaltung darstellt;
12 ist eine Ansicht, die eine beispielhafte Konfiguration einer V-F-Wandlerschaltung zeigt;
13 ist eine Ansicht, die eine beispielhafte Konfiguration einer OCV-Steuerschaltung und einer Schaltung zum Erzeugen eines T2-Signals darstellt; und
14 ist ein Schaltbild, das den wesentlichen Bereich einer beispielhaften Konfiguration gemäß eines weiteren Steuerungsmodus zeigt.
1 zeigt eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, in der eine Entladungslampenansteuerschaltung 1 eine Gleichspannungs-Wechselspannungs-(DC/AC-)Wandlerschaltung 3, die von einer DC-Leistungsquelle 2 mit Leistung versorgt wird, und eine Starterschaltung 4 umfasst.
Die DC-AC-Wandlerschaltung 3 ist vorgesehen, um eine DC-AC-Umwandlung und um eine Hochsetzung bei Anliegen einer Ausgangsspannung direkt von einer Batterie oder dergleichen vorzunehmen. Die Ausführungsform ist mit zwei Schaltelementen 5H und 5L und einer Steuereinrichtung 6 zum Ansteuern der Schaltelemente 5H und 5L zur Durchführung einer Schaltersteuerung versehen. Ein Anschluss des Schaltelements 5H an der Seite mit höherer Spannung ist mit einem Stromversorgungsanschluss verbunden und der andere Anschluss des Spaltelements 5H an einer Seite mit niedrigerer Spannung ist über das Schaltelement 5L mit Masse verbunden. Ferner werden die zwei Schaltelemente 5H und 5L abwechselnd von der Steuereinrichtung 6 ein- und ausgeschaltet. In 1 sind die Schaltelemente 5H und 5L einfach durch ein Schaltersymbol dargestellt; die Schaltelemente 5H und 5L können jedoch ein Halbleiterschaltelement, etwa einen Feldeffekttransistor (FET) oder einen Bipolartransistor aufweisen.
Die DC-AC-Wandlerschaltung 3 besitzt einen AC-Wandlertransformator 7, dessen primärseitige Schaltung und sekundärseitige Schaltung voneinander isoliert sind. Die Schaltungskonfiguration kann eine Resonanzwirkung zwischen einem Resonanzkondensator 8 und einer Induktivität, oder zwischen dem Resonanzkondensator 8 und einer induktiven Komponente ausnutzen. Die folgenden drei Schaltungskonfigurationen sollen hier aufgezeigt werden:

(I) eine Konfiguration, in der eine Resonanz zwischen dem Resonanzkondensator 8 und einem induktiven Element benutzt wird;
(II) eine Konfiguration, in der eine Resonanz zwischen dem Resonanzkondensator 8 und einer Streuinduktivität des AC-Wandlertransformators 7 ausgenutzt wird;
(III) eine Konfiguration, in der eine Resonanz zwischen dem Resonanzkondensator 8 und eine Serienreaktanz des induktiven Elements und der Streuinduktivität des AC-Wandlertransformators 7 benutzt wird.

Die vorhergehende Konfiguration (I) kann wie folgt aufgebaut sein. Ein induktives Element 9, etwa eine Resonanzspule, ist vorgesehen und ein Ende des induktiven Elements ist beispielsweise mit einem Anschluss des Resonanzkondensators 8 verbunden. Der andere Anschluss des Resonanzkondensators 8 ist mit einem Verbindungspunkt zwischen den Schaltelementen 5H und 5L verbunden. Ferner ist das andere Ende des induktiven Elements 9 mit einer Primärwicklung 7p des AC-Wandlertransformators 7 verbunden.
Die zweite Konfiguration (II) nutzt die induktive Komponente des AC-Wandlertransformators 7. Folglich muss keine Resonanzspule oder dergleichen vorgesehen werden. Stattdessen wird ein Anschluss des Resonanzkondensators 8 mit dem Verbindungspunkt zwischen den Schaltelementen 5H und 5L und der andere Anschluss des Resonanzkondensators 8 mit der Primärwicklung 7p des AC-Wandlertransformators 7 verbunden.
In der dritten Konfiguration (III) kann die Serienreaktanz, die zwischen dem induktiven Element 9 und einer Streuinduktivität besteht, ausgenutzt werden.
In jeder der obigen Konfigurationen kann eine sinusförmige Ansteuerung einer Entladungslampe 10 (beispielsweise eine Metallhalogenidleuchte) – die mit einer Sekundärwicklung 7s des AC-Wandlertransformators 7 verbunden ist – und der Bedingung erreicht werden, dass die Serienresonanz zwischen dem Resonanzkondensator 8 und einem induktiven Element (d. h. einer induktiven Komponente oder einem induktiven Element) ausgenutzt wird; die Schaltelemente 5H und 5L werden abwechselnd ein- und ausgeschaltet, während die Arbeitsfrequenz der Schaltelemente auf eine Frequenz der Reihenresonanz oder darüber eingestellt wird. Während der Steuerung des Betriebs der Schaltelemente durch die Steuereinrichtung 6 sollten die entsprechenden Elemente 5H und 5L abwechselnd eingeschaltet werden, um eine Situation zu vermeiden, in der die beiden Schaltelemente gleichzeitig im eingeschalteten Zustand sind (beispielsweise mittels einer Steuerung der Einschaltdauer, was bedeutet, dass das zeitliche Verhältnis des eingeschalteten Zustands zum ausgeschalteten Zustand gesteuert wird). Hierin wird die Resonanzfrequenz für die Reihenschaltung als „f” bezeichnet, eine Kapazität des Resonanzkondensators 8 ist als „Cr”, eine Induktivität der Komponente 9 als „Lr” und eine primärseitige Induktivität des Transformators 7 ist als „Lp1” bezeichnet. In dem obigen dritten Modus (III) gilt beispielsweise die folgende Abhängigkeit, bevor die Entladungslampe angesteuert wird:
und die folgende gilt für die Entladungslampe, wenn diese leuchtet:
Die Starterschaltung 4 liefert ein Anlaufsignal zu der Entladungslampe 10. Eine Ausgangsspannung der Starterschaltung 4 wird zum Zeitpunkt des Anlaufens durch den AC-Wandlertransformator 7 hochgesetzt und die hochgesetzte Spannung wird der Entladungslampe 10 zugeführt (anders ausgedrückt, die Ausgangsspannung, die von DC nach AC umgewandelt wird, wird dem Anlaufsignal überlagert und anschließend der Entladungslampe zugeführt). in der dargestellten Ausführungsform ist einer der Ausgangsanschlüsse der Starterschaltung 4 mit einem Mittelabgriff der Primärwicklung 7p des AC-Wandlertransformators 7 verbunden, und der andere Ausgangsanschluss ist mit einem Ende (einem Masseanschluss) der Primärwicklung 7p verbunden. Die Schaltungskonfiguration ist jedoch nicht auf diese spezielle Ausführung festgelegt. In anderen Implementierungen sind die beiden Ausgangsanschlüsse der Starterschaltung 4 mit den Mittelabgriffen der Primärwicklung 7p des AC-Wandlertransformators 7 verbunden. Um eine Pulsspannung mit einem Spitzenwert, der ausreichend hoch zum Zünden der Entladungslampe 10 ist, auf einer Sekundärseite des AC-Wandlertransformators 7 zu erzeugen, sollte ein Kondensator in der Starterschaltung 4 mit einer möglichst hohen Spannung beaufschlagt werden, um eine Aufladung zu bewirken. Wenn beispielsweise einer der beiden Eingangsanschlüsse der Starterschaltung 4 mit einem Punkt zwischen dem Resonanzkondensator 8 und dem induktiven Element 9 und der andere Eingangsanschluss mit einer Leitung auf der Masseseite verbunden ist, kann eine resultierende Resonanzspannung ausgenutzt werden. Zusätzlich zu dem Vorhergesagten kann eine Eingangspannung von der Sekundärseite des AC-Wandlertransformators 7 zu der Starterschaltung zugeführt werden; oder diese kann so zugeführt werden, dass eine Hilfswicklung (eine Wicklung 11, die später beschrieben ist), die einen Transformator in Kombination mit dem induktiven Element 9 bildet, so vorgesehen wird, dass der Starterschaltung von der Hilfswicklung eine Eingangsspannung zugeleitet wird.
Während einer Dunkelphase bevor die Entladungslampe 10 eingeschaltet wird, kann im Falle, dass die Schaltelemente 5H und 5L so in einem Frequenzbereich unterhalb der Resonanzfrequenz f1 betätigt werden, um die OCV an die Entladungslampe anzulegen, ein Abfall in der Schaltungseffizienz, der sich aus erhöhten Schaltverlusten ergibt, problematisch werden. Auch in diesem Falle, wenn die Schaltelemente 5H und 5L in einem Frequenzbereich über f1 betrieben werden, kann ein Anwachsen der Schaltverluste problematisch sein. Deshalb wird bei einem kontinuierlichen Betrieb der Schaltung eine Last vorzugsweise so geregelt, dass diese Betriebsweise nicht über eine unbedingt erforderliche Zeitdauer hinaus vorliegt.
Während einer Leuchtphase der Entladungslampe wird die Schaltung kontinuierlich betrieben und dies erfordert eine hohe Effizienz der Schaltung. Wenn zu dieser Zeit die Schaltelemente in einem Frequenzbereich unterhalb f2 betrieben werden, steigen die Schaltverluste an und verringern die Schaltungseffizienz. Daher werden die Schaltelemente in einem Frequenzbereich über f2 betrieben.
Während einer Dunkelphase, nachdem die Ansteuerschaltung eingeschaltet wird, wird die OCV vorzugsweise auf eine Frequenz von ungefähr f1 gesteuert. Wenn die Entladungslampe in einen Beleuchtungszustand nach dem Erzeugen eines Anlaufsignals und dem Hochfahren der Entladungslampe geführt wurde, wird die Beleuchtungssteuerung in einem Frequenzbereich über f2 ausgeführt. Erfindungsgemäß wird die Schaltsteuerung für die OCV so ausgeführt, dass die Arbeitsfrequenz der Schaltelemente auf eine Frequenz gelegt wird, die anfänglich von f1 abweicht und sich dann allmählich f1 annähert. Genauer gesagt, während der Dunkelphase, bevor die Entladungslampe angesteuert wird, ist der elektrische Strom, der der Ansteuerschaltung zugeleitet wird, um so größer, je näher die Arbeitsfrequenz an der Resonanzfrequenz f1 liegt, da eine Ausgangsspannung der Entladungslampe ansteigt. Deswegen ist im Hinblick auf Sicherheit und Zuverlässigkeit der Schaltung ein Verfahren vorteilhaft, um zu bewirken, dass sich OCV einem Sollwert annähert, indem ein Wert der Arbeitsfrequenz sich von einer Seite mit höherer Frequenz oder einer Seite mit geringerer Frequenz einer Resonanzkurve, – deren Spitzenwert der Ausgangsspannung bei f1 liegt, – annähert. Somit können die beiden nachfolgend beschriebenen Steuerungsmodi angewendet werden.

(i) ein Steuerungsmodus A, in welchem die Arbeitsfrequenz von einer höheren Frequenz als f1 ausgehend erniedrigt wird, um sich f1 anzunähern; und
(ii) ein Steuerungsmodus B, in welchem die Arbeitsfrequenz von einem Frequenzwert unterhalb f1 ausgehend angehoben, um sich f1 anzunähern.

2 ist ein Graph zum Beschreiben des Steuerungsmodus A. 2 zeigt eine Resonanzkurve g1 einer Dunkelphase der Entladungslampe, und eine Resonanzkurve g2 während einer Leuchtphase. Die horizontale Achse bezeichnet die Frequenz „f” und die vertikale Achse bezeichnet eine Ausgangsspannung „V”. Die in der Figur gezeigten Symbole besitzen die folgenden Bedeutungen:

„fa1”: ein Frequenzbereich, in welchem „f” kleiner als f1 ist;
„fa2”: ein Frequenzbereich, in welchem „f” höher als f1 ist;
„fb”: ein Frequenzbereich, in welchem „f” höher als „f2” ist (während einer Leuchtphase);
„P1”: ein Arbeitspunkt, bevor die Leistung zugeführt wird;
„P2”: ein anfänglicher Arbeitspunkt unmittelbar nach dem Einschalten (in dem Frequenzbereich fb);
„P3”: ein Arbeitspunkt, der eine Zeit bezeichnet, wenn ein Sollwert der OCV während einer Dunkelphase erreicht wird;
„P4”: ein Arbeitspunkt, nachdem die Entladungslampe gezündet hat (im Frequenzbereich fb).

In dem Steuerungsmodus A wird unmittelbar nach dem die Leistung eingeschaltet ist oder unmittelbar nachdem die Entladungslampe nach zeitweiligem Leuchten erlischt, die Arbeitsfrequenz der Entladungslampe in den Frequenzbereich fb gezwungen, dessen Frequenz höher als die Resonanzfrequenz f2 während der Leuchtphase ist (p1→p2). Genauer gesagt, die Frequenz wird zeitweilig angehoben und anschließend allmählich verringert, um sich f1 anzunähern (p2→p3). Wenn die Entladungslampegezündet ist, wird die Frequenz wieder in den Frequenzbereich fb angehoben (p3→p4).
Die Steuerung für den Übergang in den stetigen Beleuchtungszustand der Entladungslampe kann gemäß den folgenden Schritten ausgeführt werden: die OCV wird gesteuert; danach wird ein Anlaufsignal erzeugt; und das Anlaufsignal wird bereitgestellt, um die Entladungslampe anzusteuern. Bei der Steuerung der OCV wird, wenn die Frequenz von dem Bereich fb ausgehend zur Annäherung an f1 von der Seite mit höherer Frequenz abgesenkt wird, die Ausgangsspannung allmählich angehoben und erreicht einen Sollwert bei dem Arbeitspunkt P3 in dem Frequenzbereich fa. Danach wird, wenn die Entladungslampe durch die Starterschaltung 4 gezündet wird, die Steuerung in den Bereich der Beleuchtungssteuerung übergeführt (Steuerung in der Leuchtphase). Die Beleuchtungssteuerung wird in dem Frequenzgebiet fb, das durch einen Arbeitspunkt P4 gekennzeichnet ist, durchgeführt, unabhängig davon, ob die Entladungslampe leuchtet. Wenn die Entladungslampe aus einen beliebigen Grund außer einer Ausschaltanweisung verlischt, wird die Entladungslampe gezwungen, in die Steuerungsphase für den Übergang zur stetigen Beleuchtung zurückzukehren (d. h. es wird zu P2 zurückgegangen und dann in folgender Weise der Zustand geändert: P2→P3→P4).
Der Arbeitspunkt P2 repräsentiert eine vorbestimmte Frequenz (ein festgelegter Wert) innerhalb des Frequenzgebiets fb. Es kann jedoch der Fall sein, dass die Frequenz des Arbeitspunkts nicht konstant ist (d. h. diese ändert sich entsprechend dem Beleuchtungszustand der Entladungslampe).
Wenn die Frequenz unmittelbar nach dem Abschalten der Leistung erhöht wird, wird die Frequenz in das Frequenzgebiet fb, das über f2 liegt, verschoben, wie dies durch den Arbeitspunkt P2 gezeigt ist, um die Anwendungsflexibilität bei der Steuerung des Übergangs zur Beleuchtung zu verbessern. Wenn beispielsweise lediglich die Steuerung der OCV in Betracht gezogen wird, kann eine erforderliche Ausgangspannung erreicht werden, selbst wenn eine Frequenz auf einen Wert kleiner als f1 geregelt wird, unmittelbar nachdem die Leistung eingeschaltet wird. Wenn jedoch die Entladungslampe nach einem zeitweiligen Leuchten aus irgendeinem Grund verlischt, kann unter der Bedingung, dass der Arbeitspunkt im Frequenzgebiet fb liegt, ein OCV-Wert erhöht werden, indem die Frequenz erniedrigt wird, um so eine Annäherung der Frequenz an f1 von der Seite mit höherer Frequenz her zu bewirken. Somit kann eine Sequenz der Steuerung für den Übergang in den stetigen Beleuchtungszustand für einen Fall unmittelbar nach dem Einschalten der Leistung und eine Sequenz für die Steuerung des Übergangs in den stetigen Beleuchtungszustand für einen Fall, wenn die Entladungslampe nach zeitweiliger Beleuchtung erlischt, in der gleichen Weise festgelegt werden, ohne dass eine Unterscheidung erforderlich ist. Da ferner ein Schaltungsabschnitt, der für die Steuerung zuständig ist, gemeinsam genutzt werden kann, kann die Konfiguration im Vergleich zu einer Schaltung vereinfacht werden, in der die Steuerung für den Übergang in den stetigen Beleuchtungszustand in Abhängigkeit davon ausgeführt wird, ob der Fall vorliegt, dass die Leistung unmittelbar zuvor eingeschaltet wird, oder im Gegensatz dazu ein Fall vorliegt, in welchem die Entladungslampe nach vorhergehendem Leuchten erloschen ist.
Als nächstes wird der Steuerungsmodus B unter Bezugnahme auf den in 3 gezeigten Graphen erläutert. 3 zeigt eine Resonanzkurve g1 einer Dunkelphase der Entladungslampe und eine Resonanzkurve g2 einer Leuchtphase. Die horizontale Achse bezeichnet eine Frequenz „f” und die vertikale Achse bezeichnet eine Ausgangsspannung V.
Die in der Fig. gezeigten Symbole besitzen die folgenden Bedeutungen:

„P11”: ein Arbeitspunkt vor dem Einschalten der Leistung;
„P12”: ein Arbeitspunkt, der eine Zeit kennzeichnet, in der ein Sollwert der OCV während einer Dunkelphase der Entladungslampe erreicht wird; und
„P13”: ein Arbeitspunkt, nachdem die Entladungslampe in die Leuchtphase gebracht wird (innerhalb des Frequenzgebiets fb).

„fa1”, „fa2” und „fb” sind zuvor beschrieben.
In dem Steuerungsmodus B wird eine Steuerung der OCV so ausgeführt, dass die Arbeitsfrequenz anfänglich auf eine Frequenz eingestellt wird, die sich von f1 unterscheidet und dann eine allmähliche Annäherung an f1 bewirkt wird. Beispielsweise wird unmittelbar, nachdem die Leistung eingeschaltet wird, oder unmittelbar nachdem die Entladungslampe nach einem zeitweiligen Leuchten erlischt, die OCV in den Steuerungsvorgang für den Übergang in den stetigen Beleuchtungszustand eingeführt, ohne dass die Schaltelemente aktiviert werden (d. h. f = 0 Hz). Wenn sich die Frequenz f1 annähert – die eine Resonanzfrequenz darstellt, die in der Dunkelphase erreicht wird – erreicht die Ausgangsspannung einen Sollwert der OCV in dem Frequenzgebiet fa1 (P11→P12). Danach geht die Steuerung eine Steuerung für den Leuchtzustand über (elektrische Leistungssteuerung), wenn die Entladungslampe durch die Starterschaltung 4 gezündet wird. Die Beleuchtungssteuerung wird in dem Frequenzgebiet fb, das durch den Arbeitspunkt P13 gekennzeichnet ist, ausgeführt, unabhängig davon, ob die Entladungslampe leuchtet oder nicht. Wenn die Entladungslampe aus einem beliebigen Grunde, außer einer Ausschaltanweisung, erlischt, kehrt der Steuerungsablauf zu der Steuerung für den Übergang in den stetigen Beleuchtungszustand zurück. Genauer gesagt, wieder ausgehend von P11 wird die Frequenz zwangsweise auf einen Anfangswert (beispielsweise 0 Hz) gesetzt und geht von P11→P12→P13 über. In einer Phase, in der ein Arbeitspunkt von P13 nach P11 während der Dunkelphase der Entladungslampe übergehen muss, wird die Frequenz „f” sofort abgesenkt (d. h. sie geht nicht über f1 in langsamer Weise hinweg). Somit kann die Steuerung der OCV von einem sicheren Frequenzgebiet aus begonnen werden.
In dem Steuerungsmodus B kann auch die Steuerung für den Übergang in den stetigen Beleuchtungszustand ausgeführt werden, ohne dass zwischen einem Fall, in welchem die Entladungslampe unmittelbar nach dem Einschalten der Leistung erlischt, und einem Fall, in welchem die Entladungslampe nach einem vorhergehenden Leuchten erlischt, zu unterscheiden. Es können diverse Steuerungsmodi implementiert werden. Zu derartigen Steuerungsmodi gehört u. a. einer, in welchem die Frequenz von einem Arbeitspunkt (einem Punkt entsprechend P2) in dem Frequenzgebiet fb ausgehend abgesenkt wird, um sich f1 anzunähern, während der Steuerungsmodus A während einer Zeit der erneuten Zündung angewendet wird; folglich wird bewirkt, dass der OCV-Wert ansteigt, wodurch ein Sollwert erreicht wird; nachdem die Entladungslampe gezündet hat, wird bewirkt, dass der Arbeitspunkt auf P13 übergeht.
Um die Steuerungsmodi A und B zu vergleichen, wird beispielsweise ein Fall angenommen, in welchem Werte der Resonanzfrequenzen f1 und f2 höher sind als in einem Amplitudenmodulations-(AM) Band und kleiner als bei Kurzwelle oder einem Frequenzmodulations(FM) Band (beispielsweise f1 > 2 MHz). Der Steuerungsmodus A besitzt den Vorteil, dass keine Möglichkeit einer Radiostörung besteht, da die Frequenz auf eine Anfangsfrequenz gebracht wird, während die Resonanzfrequenzen f1 und f2 rasch durchlaufen werden. In dem Steuerungsmodus B kann, wenn eine Frequenz am Arbeitspunkt P1 auf 0 Volt eingestellt ist, der Betrieb der Schaltelemente gestoppt werden. Daher kann der Steuerungsmodus B mit einer einfacheren Schaltungskonfiguration als der Steuerungsmodus A durchgeführt werden und ist für eine Miniaturisierung der Schaltung geeignet.
Als nächstes wird eine zeitliche Einschränkung, die mit der zuvor beschriebenen Steuerung für den Übergang in den stetigen Beleuchtungszustand einhergeht, beschrieben.
Wie zuvor beschrieben ist, führen Schaltungsverluste und die Bedingung, dass die Frequenz in der Nähe von f1 liegt (insbesondere auf der tieferen Seite fa1), zu Schwierigkeiten. Daher wird eine Zeitdauer, in der sich die Frequenz in der Nähe von f1 befindet, vorzugsweise so kurz wie möglich gehalten. Um dies zu erreichen, wird veranlasst, dass die Fre quenz nach Ablauf einer vorbestimmten Zeitdauer in das Frequenzgebiet fb von einem Zeitpunkt aus übergeht, an welchem die Entladungslampe als erloschen erkannt wird oder der Wert der OCV einen Sollwert erreicht hat. Ein Grund, warum ein Zündpunkt (d. h. ein Durchschlag) nicht auf den Zeitpunkt des Startpunkts festgelegt wird, ist der, das im Falle, dass die Entladungslampe nicht zündet, die Frequenz für eine lange Zeit in der Nähe von f1 bleibt. Ferner können weitere Vorteile erreicht werden, etwa das nicht sehr rasch bestimmt werden muss, ob die Leuchte leuchtet oder nicht.
Die Erfindung kann beispielsweise in der folgenden Ausgestaltung realisiert sein:

(i) eine Konfiguration 1, in der die Arbeitsfrequenz der Schaltelemente zeitweilig in das Frequenzgebiet fb verlegt wird, nachdem eine vorbestimmte Zeitdauer seit dem Starten der OCV Steuerung verstrichen ist; und
(ii) eine Konfiguration 2, in der die Arbeitsfrequenz der Schaltelemente zeitweilig in das Frequenzgebiet fb verlegt wird, nachdem eine Zeitdauer abgelaufen ist – die durch einen festen Wert vorgegeben ist – ab einem Zeitpunkt, in welchem die OCV auf eine vorbestimmte Spannung hochgesetzt wird.

4 ist eine beschreibende Ansicht der Konfiguration 1 und der Pfeil „t” bezeichnet den Verlauf der Zeit.
Eine Zeitdauer T1 bezeichnet eine Zeitdauer, in der ein Übergang zur Leuchtphase gesteuert wird (eine vorgegebene Zeitdauer) (die im Weiteren als eine „Steuerungsphase für den Übergang zu einem stetigen Beleuchtungszustand” bezeichnet wird) und ein Startzeitpunkt t1 von T1 wird als eine Zeit betrachtet, in der die Entladungslampe als erloschen betrachtet wird. Die Steuerung für den Übergang zum stetigen Beleuchtungszustand wird bei Erhalt des Ergebnisses der Festlegung des Leuchtenzustands begonnen. Die Zeitdauer T1 umfasst eine Periode (im Weiteren als „Periode mit fester Frequenz” bezeichnet), die erforderlich ist, um ein Hochsetzen der OCV zur Erreichung einer Sollspannung zu bewirken, und enthält eine weitere Periode, nachdem OCV den Sollwert erreicht hat, um die Schaltsteuerung auszuführen, während die Arbeitsfrequenz auf einen gewissen Wert festgelegt ist. In 4 bezeichnet t2 eine Zeit, in der OCV den Sollwert erreicht hat; t3 bezeichnet eine Zeit, in der die Entladungslampe zum Leuchten angeregt wird (d. h. Durchschlag); und t4 bezeichnet eine Zeit, bei der die Periode T1 abgelaufen ist.
Nach einer ersten Periode (Hochsetzphase), die erforderlich ist, um OCV hoch zu setzen, und einer nachfolgenden zweiten Periode (Phase mit fester Frequenz) wird die Arbeitsfrequenz der Schaltelemente auf einen Wert höher als f2 eingestellt, wobei eine Zeitdauer bzw. Periode T1, die die erste und die zweite Periode enthält, konstant gehalten wird. Nachdem die Periode T1 abgelaufen ist, wird die Frequenz in das Frequenzgebiet fb verlegt, unabhängig davon, ob die Entladungslampe leuchtet oder nicht. Somit kann die Zeitdauer, in der die Frequenz in der Nähe von f1 bleibt, geregelt werden. Zur Bestimmung der Länge der Periode T1 gilt, dass je länger die Periode T1 ist, desto zuverlässiger kann die Entladungslampe in den leuchtenden Zustand versetzt werden. Je länger die Periode T1 ist, desto größer sind jedoch die Verluste und eine Wahrscheinlichkeit für einen Geräteausfall. Angesichts dieser Faktoren wird die Periode T1 vorzugsweise so definiert, dass sie beiden Anfordernissen genügt.
5 ist eine beschreibende Ansicht der Konfiguration 2, die sich von der Konfiguration 1 dahingehend unterscheidet, dass die mit T2 bezeichnete Phase mit fester Frequenz auf eine vorbestimmte Dauer eingestellt wird.
In der Konfiguration 2 wird die OCV beim Verlöschen der Entladungslampe angehoben. Nachdem OCV den Sollwert erreicht hat, wird die Arbeitsfrequenz der Schaltelemente auf einen vorbestimmten Wert über die vorbestimmte Periode T2 hinweg festgelegt. Innerhalb der Periode mit fester Frequenz T2 wird ein Anlaufsignal erzeugt und das Anlaufsignal wird der Entladungslampe zugeführt.
Die Länge der Periode T2 – in der die Arbeitsfrequenz auf einen vorbestimmten Wert festgelegt ist – wird als konstant festgelegt. Nachdem die Periode T2 verstrichen ist, wird die Frequenz in das Frequenzgebiet fb verlegt, unabhängig davon, ob die Entladungslampe leuchtet oder nicht. Somit kann die Zeitdauer, in der die Frequenz in der Nähe von f1 bleibt, eingestellt werden. Die Dauer der ersten Periode, die zum Hochsetzen von OCV erforderlich ist, ist nicht konstant. Jedoch kann bei der Konfiguration 2 die Länge der Periode T2 auf einen beliebigen gewünschten Wert festgelegt werden.
Die Phase mit fester Frequenz ist vorgesehen, um die Zuverlässigkeit beim Einschalten oder erneuten Einschalten der Entladungslampe zu vergrößern (wenn beispielsweise die Frequenz direkt in das Frequenzgebiet fb gelegt wird, unmittelbar nachdem das Anlaufsignal der Entladungslampe zugeführt wird, um damit diese zum Leuchten zu bringen, kann ggf. die Leuchtphase instabil sein; andererseits kann eine erneute Ansteuerung der Entladungslampe unter Umständen nicht vorgenommen werden, wenn die Entladungslampe nach vorhergehenden zeitweiligen Leuchten erlischt).
6 bis 14 zeigen spezielle Beispiele von erfindungsgemäßen Schaltungskonfigurationen. Es sind vier Schaltungskonfigurationen entsprechend den Kombinationen der Steuerungsmodi A und B und er Konfigurationen 1 und 2 dargestellt.
Der Steuerungsmodus A und die Schaltungskonfiguration 1 werden zunächst in Bezug zu den 6 bis 12 beschrieben.
6 zeigt eine beispielhafte Schaltungskonfiguration für die Steuereinrichtung 6. Genauer gesagt, 6 zeigt eine beispielhafte Konfiguration, wobei eine Spannungs/Frequenz-Wandlerschaltung (im Weiteren als „V-F-Wandlerschaltung” bezeichnet) zum Ändern einer Frequenz in Abhängigkeit einer Eingangsspannung verwendet ist. In 6 bezeichnet Vin eine Eingangsspannung einer V-F-Wandlerschaltung 6a und fout bezeichnet eine Frequenz einer Ausgangsspannung, die von der V-F-Wandlerschaltung 6a ausgegeben wird.
Die V-F-Wandlerschaltung 6a besitzt eine Steuerungscharakteristik derart, dass fout mit ansteigendem Vin größer wird. Die Ausgangsspannung wird einer Brückentreibersignalerzeugungsschaltung 6b zugeführt, die im Signalweg dahinter angeordnet ist. Ferner wird das Ausgangssignal entsprechenden Steuerungsanschlüssen der Schaltelemente 5H und 5L über eine Brückenansteuerschaltung 6c zugeführt. Beispielsweise ist in einem Frequenzgebiet über der Resonanzfrequenz der Wert von fout kleiner mit einem größer werdenden Wert von Vin. Wenn folglich Vin erhöht wird, wird die Ausgangsleistung (oder die Ausgangsspannung) so gesteuert, dass diese ansteigt. Im Gegensatz dazu, wenn der Wert von Vin kleiner wird, wird der Wert von fout größer. Wenn daher der Wert von Vin abfällt, wird die Ausgangsleistung (oder die Ausgangsspannung) unterdrückt und damit reduziert.
Wie zuvor beschrieben ist, ist Vin eine Spannung zum Steuern der Frequenz der Schaltelemente. In der beispielhaften Konfiguration wird Vin durch Ausgangssignale von einer OCV-Steuerschaltung 6d und einer Schaltung zum Steuern der Leistung zum Zeitpunkt der Leuchtphase 6e (im Weiteren einfach als eine „Beleuchtungsleistungssteuerschaltung 6e” bezeichnet) definiert.
Die OCV-Steuerschaltung 6d ist eine Schaltung zum Steuern der Spannung ohne Last, bevor die Entladungslampe leuchtet. Ein Emitterausgangssignal von einem NPN-Transistor 6f, der an einer Ausgangsstufe der OCV-Steuerschaltung 6d vorgesehen ist, ist einem Widerstand 6g und einem Eingangsanschluss für Vin zugeleitet.
Eine T1-Signal-Erzeugungsschaltung 6h ist eine Schaltung zum Erzeugen eines Pulssignals mit einer Breite entsprechend der Steuerungsperiode T1 für den Übergang zum stetigen Beleuchtungszustand in Reaktion auf ein Signal von einer Leucht/Dunkelphasenunterscheidungsschaltung 6i. Das erzeugte Signal wird der OCV-Steuerschaltung 6d zugeführt.
Die Beleuchtungsleistungssteuerschaltung 6e ist eine Schaltung zum Steuern einer Übergangseingangsleistung für die Entladungslampe und einer Leistung, die während eines stetigen Beleuchtungszustands eingespeist wird, nachdem die Entladungslampe gezündet hat. Ein Emitterausgangssignal von einen NPN-Transistor 6j, der in einer Ausgangsstufe der Beleuchtungsleistungssteuerschaltung 6e vorgesehen ist, wird der V-F-Wandlerschaltung 6a zugeführt. Für die Beleuchtungsleistungssteuerschaltung 6e kann eine beliebige Schaltungskonfiguration vorgesehen sein. Somit kann eine bekannte Konfiguration verwendet werden (beispielsweise kann ein Fehlerverstärker vorgesehen sein, der Berechnungen aus einem Spannungserfassungssignal oder Stromerfassungssignal der Entladungslampe vornimmt, oder eine Begrenzungsschaltung (für eine untere Grenze) zum Begrenzen eines Steuerungsausgangssignals, um zu verhindern, dass die Arbeitsfrequenz kleiner als f2 während einer Leuchtphase der Entladungslampe wird).
Aus einem Ausgangssignal der OCV-Steuerschaltung 6d und einem Ausgangssignal der Beleuchtungsleistungssteuerschaltung 6e wird das Ausgangssignal mit der höheren Spannung ausgewählt und der V-F-Wandlerschaltung 6a als Steuerspannung zugeleitet. Ferner wird ein Ausgangssignal, das durch Umwandlung der Steuerspannung gewonnen wird, den Schaltelementen 5H und 5L als ein Steuersignal über die Brückenansteuersignalerzeugungsschaltung 6b und die Brückentreiberschaltung 6c zugeführt.
1 zeigt eine Schaltungskonfiguration mit einem DC-AC-Wandler. In dieser Schaltungskonfiguration wird die Leistung der Entladungslampe mittels dem Umwandeln einer DC-Eingangsspannung in eine AC-Spannung und Hochsetzen der resultierenden Spannung durch Anwenden lediglich einer DC-AC-Wandlerschaltung 3 gesteuert. Wenn ein Weg zum Erfassen des Stromes, der durch die Entladungslampe fließt, nicht zuverlässig bereitgestellt werden kann, ist es besser, einen Stromwert und einen Spannungswert der Entladungslampe zu erfassen, indem dem induktiven Element 9 für die Resonanz eine Wicklung hinzugefügt wird und eine weitere Wicklung an dem AC-Wandlertransformator 7 vorgesehen wird.
Wie beispielsweise in 1 gezeigt ist, ist die Hilfswicklung 11, die mit dem induktiven Element 9 zusammen einen Transformator bildet, für die Erfassung eines Stromes entsprechend dem Strom, der in der Entladungslampe 10 fließt, vorgesehen. Ein Ausgangssignal der Hilfswicklung 11 wird einer Stromerfassungsschaltung 12 zugeführt. Anders ausgedrückt, ein in der Entladungslampe fließender Strom wird mittels des induktiven Elements 9 und der Hilfswicklung 11 erfasst. Das Ergebnis der Detektion wird der Steuereinrichtung 6 zugeführt, und wird für die Leistungssteuerung verwendet oder um eine Unterscheidung zwischen der Leuchtphase/der verlöschten Phase des Ladungsleuchters zu treffen.
Eine an die Entladungslampe 10 angelegte Spannung wird aus einem Ausgangssignal der Primärwicklung 7p oder der Sekundärwicklung 7s des AC-Wandlertransformators 7 oder von einer Detektionswicklung 7v, die an dem AC-Wandlertransformator 7 vorgesehen ist, erfasst. In der beispielhaften Schaltung wird ein Ausgangssignal von der Detektionswicklung 7v einer Spannungserfassungsschaltung 13 zugeführt, wodurch eine Spannungserfassung entsprechend der an die Entladungslampe 10 angelegten Spannung durch die Spannungserfassungsschaltung 13 erreicht wird. Anschließend wird die erfasste Spannung an die Steuereinrichtung 6 übermittelt und für die Leistungssteuerung verwendet oder für die Unterscheidung des leuchtenden Zustands/verlöschten Zustands der Entladungslampe eingesetzt.
7 zeigt eine beispielhafte Schaltungskonfiguration der Stromerfassungsschaltung 12.
Spannungsteilerwiderstände 14, 14, ... sind in Reihe mit einem Anschluss (d. h. einem Anschluss an der nicht geerdeten Seite) der Hilfswicklung 11 verbunden. Ein Anschluss eines Spannungsteilerwiderstands 14, der an der untersten Stufe angeordnet ist, ist mit einer Diode 15 verbunden und der andere Anschluss liegt auf Masse. Die durch die Widerstände geteilte Spannung wird einer Anode der Diode 15 zugeführt und eine Kathode der Diode 15 ist mit einem der Detektionsausgangsanschlüsse verbunden.
Ein Anschluss eines Kondensators 16 ist mit der Kathode der Diode 15 verbunden und der andere Anschluss liegt auf Masse. Ein Widerstand 17 ist parallel zu dem Kondensator 16 vorgesehen.
Wie zuvor beschrieben ist, kann eine Detektorschaltung mit grundlegendem Aufbau als die Stromerfassungsschaltung 12 verwendet werden. Folglich wird ein Gleichspannungssignal, das von dem induktiven Element 9 und der Hilfswicklung 11 erfasst wird, in ein AC-Signal umgewandelt (siehe die Erfassungsspannung Vs1 in 7).
Indem eine Spannungsteilung unter Verwendung mehrerer Widerstandselemente vorgesehen wird, wird ein Anlaufsignal, das von der Starterschaltung 4 erzeugt wird, auf einen Pegel gesenkt, bei welchem die Erfassungsspannung entsprechend einer Spitzenspannung des Anlaufsignals vernachlässigbar ist. Daher ist eine Schaltungskonfiguration zum Unterdrücken einer hohen Spannung, die beim Anlaufen der Entladungslampe erzeugt wird, sehr einfach.
Ferner kann ein Stromerfassungssignal, das durch die Stromerfassungsschaltung 12 erhalten wird, für die OCV-Steuerschaltung 6d, die unten beschrieben ist, verwendet werden.
8 zeigt eine beispielhafte Schaltungskonfiguration der Spannungserfassungsschaltung 13.
Ein Anschluss einer nicht auf Masse liegenden Seite der Detektionswicklung 7v (siehe Punkt „a” in 8) ist mit einem Anschluss eines Kondensators 18 verbunden, und der andere Anschluss des Kondensators 18 liegt auf Masse. Ferner ist ein Kondensator 19, der parallel zu dem Kondensator 18 vorgesehen ist, mit einer Kathode einer Diode 20 und einer Anode einer Diode 21 verbunden. Die Anode der Diode 20 liegt auf Masse.
Eine Kathode der Diode 21 ist mit einem der Erfassungsausgangsanschlüsse und einer Kathode einer Zener Diode 22 und einem Anschluss eines Kondensators 23 verbunden. Eine Anode der Zener Diode 22 sowie der andere Anschlusskondensator 23 liegen auf Masse.
Ein Widerstand 24 ist parallel zu dem Kondensator 23 angeschlossen, um eine Detektionsspannung, die durch VS2 bezeichnet ist, zu gewinnen.
In der Schaltung wird eine Spannung beim Anlaufen der Entladungslampe an die Detektionswicklung 7v in einem Zustand angelegt, in welchem ein Hochspannungspuls angelegt wird. Jedoch kann die Spannung unter Anwendung der Kondensatoren 19, 23 und des Widerstand 24 erfasst werden. Im Vergleich der Größen der Kondensatoren 19 und 23 ist die Größe des Kondensators 23 ungefähr 1 Größenordnung kleiner als die des Kondensators 19. Ferner ist der Widerstandswert des Widerstands 24 relativ groß im Vergleich zu der Impedanz des Kondensators 22. Daher ist eine an dem Punkt „b” (ein Verbindungspunkt der Anode der Diode 21 und des Kondensators 19) in 8 angelegte Spannung durch ein Impedanzverhältnis zwischen den Kondensatoren 19 und 23 bestimmt.
Nachdem die Entladungslampe gezündet hat, wird ein Stromfluss auf Grund der Wirkung der Diode 21 nur in einer Richtung hervorgerufen. Folglich wird der Kondensator 23 allmählich aufgeladen, wodurch die Spannung an dem Kondensator 23 ansteigt (siehe den Punkt „c” in 8). Wenn das Potential an einem Ende der Detektionswicklung 7v (das Potential an dem Punkt „a” in 8) und das Potential an einem Anschluss (Potential an dem Punkt „c” in Fig. 8) des Kondensators 23 nahezu gleich sind, wird kein Stromfluss in den Kondensator 19 bewirkt. D. h., eine Detektionsspannung in einem stetigen Beleuchtungszustand der Entladungslampe kann erfasst werden, ohne Spannungsteilung durch die Kondensatoren 19 und 23, selbst wenn eine an der Detektionswicklung 7v angelegte Spannung klein ist. Somit kann eine erforderliche Genauigkeit gewährleistet werden.
Der Kondensator 18 ist an einer Stufe vorgesehen, um eine Rückschlagspannung aufzunehmen. Die Zener Diode 22 wirkt als eine Spannungsklemmung zum Unterdrücken einer hohen Spannung, die durch das Erzeugen einer Anlaufpulsspannung hervorgerufen wird, und dient als eine Begrenzungsschaltung für eine Spannungsspitze, die durch das Erzeugen der Anlaufpulsspannung hervorgerufen wird.
9 ist ein Schaltbild, das eine beispielhafte Konfiguration 25 der Leucht/Dunkel-Unterscheidungsschaltung 6i zeigt.
Die Detektionsspannung VS1, die von der Stromerfassungsschaltung 12 erhalten wird, und die Detektionsspannung VS2, die von der Spannungserfassungsschaltung 13 erhalten wird, werden einer Substratikonsschaltung 27 zugeführt, in der ein Operationsverstärker 26 verwendet ist. Genauer gesagt, VS1 wird dem invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 26 über einen Widerstand 28 zugeführt, und VS2 wird einem nicht invertie renden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 26 über Widerstände 29 und 30 zugeführt. Des weiteren ist ein Anschluss des Widerstands 30 mit dem nicht invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 26 verbunden, und der andere Anschluss des Widerstands 30 liegt auf Masse. Ein Widerstand 31 ist zwischen dem invertierenden Eingangsanschluss der Operationsverstärkers 26 und einem Ausgangsanschluss der Operationsverstärkers 26 vorgesehen. Ferner sind die Widerstandswerte der Widerstände 28 und 29 (die als „R1” bezeichnet sind) als gleich festgelegt, und die Widerstandswerte der Widerstände 30 und 31 (die als „R2” bezeichnet sind) sind ebenso gleich zu einander festgelegt.
Der Operationsverstärker 26 sendet ein Ausgangssignal ((R2/R1·(VS2 – VS1)) – das proportional zu einer Differenz zwischen VS2 und VS1 – an eine positiven Eingangsanschluss eines Komparators 32 – der in der nachfolgenden Stufe vorgesehen ist. Eine vorbestimmte Referenzspannung (die als „VREF” bezeichnet ist) wird einem negativen Eingangsanschluss des Komparators 32 zugeleitet. Ob die Entladungslampe leuchtet oder nicht, wird durch Vergleichen eines Rechenergebnisses – das proportional zu (VS2 – VS1) – mit VREF erkannt. Genauer gesagt, wenn ein Pegel des Ausgangssignals von dem Operationsverstärker 26 gleich VREF oder höher ist, nimmt ein Ausgangssignal des Komparators 32 einen hohen (H) Pegel an, der anzeigt, dass die Entladungslampe ausgelöscht ist. Wenn andererseits der Pegel des Ausgangssignals aus dem Operationsverstärker 26 kleiner als VREF ist, geht das Ausgangssignal des Komparators 32 auf einen niedrigen (L) Pegel über, der anzeigt, dass die Entladungslampe sich in einem leuchtenden Zustand befindet.
Die beispielhafte Konfiguration 25 ist mit einer Schaltung zum Subtrahieren eines Stromerfassungswertes von einem Spannungserfassungswert der Entladungslampe und einer Schaltung zum Vergleichen des Ergebnisses der Subtraktion mit einer Schwellwert versehen. Somit wird ein Leucht/Dunkel-Unterscheidungssignal (das als „Si” bezeichnet ist) für die Entladungslampe als ein binäres Signal gewonnen.
10 ist ein Schaltbild, das eine beispielhafte Schaltungskonfiguration 33 der T1-Signalerzeugungsschaltung 6h zeigt.
Die beispielhafte Konfiguration 33 weist einen monostabilen Multivibrator 34 auf, und es werden ein Pulssignal S1, das die vorbestimmte Zeitdauer T1 kennzeichnet, und ein Pulssignal S1_B, das ein invertiertes Signal von S1 ist, erzeugt. Des Weiteren werden die Signa le S1 und S1_B der OCV-Steuerschaltung 6d, die nachfolgend beschrieben ist, zugeleitet. Genauer gesagt, wenn das Leucht/Dunkel-Unterscheidungssignal Si einen H-Pegel während der Dunkelphase der Entladungslampe annimmt, wird das H-Pegelsignal dem monostabilen Multivibrator 34 über ein RC-Filter (ein Widerstand 37 und ein Kondensator 38) eingespeist. Danach werden die Signale S1 und S1_B mit einer Breite entsprechend der Periode für den Übergang zum stetigen Beleuchtungszustand T1 ausgegeben.
Eine vorbestimmte Leistungsversorgungsspannung Vcc wird einem Anschluss R des monostabilen Multivibrators 34 über einen Widerstand 35 zugeführt. Ferner ist ein Anschluss eines Kondensators 36 mit dem Widerstand 35 und der Anschluss R und der andere Anschlusskondensator 36 mit einem Anschluss C und Masse verbunden. Die Länge der Periode T1 ist durch eine Zeitkonstante definiert, die durch den Widerstand 35 und den Kondensator 36 festgelegt wird.
Ein Anschluss A (Eingangsanschluss) des monostabilen Multivibrators 34 ist mit einem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 37 und dem Kondensator 38 verbunden. Das Leucht/Dunkel-Unterscheidungssignal Si wird einem Anschluss des Widerstands 37 zugeleitet und das andere Ende des Widerstands 34 liegt über den Kondensator 38 auf Masse. Wenn die Entladungslampe als ausgelöscht bestimmt wird, zeigt das Leucht/Dunkel-Unterscheidungssignal Si den H-Pegel an und wenn die Entladungslampe als sich im Leuchtzustand befindlich erkannt wird, zeigt das Leucht/Dunkel-Unterscheidungssignal Si einen L-Pegel an.
Während der Zeit der Initialisierung wird ein POR-Signal von einer Einschaltreset-(als „POR” bezeichnet) Schaltung 39 einem Anschluss CD (Eingang mit aktivem tiefen Pegel) des monostabilen Multivibrators 34 zugeleitet. In der beispielhaften Konfiguration 33 ist die POR-Schaltung 39 als eine CR-Schaltung ausgebildet, die einen Widerstand 40 und einen Kondensator 41 und zwei Nicht-Gatter 42 und 43 mit Schmitt-Trigger-Verhalten aufweist. Die Leistungsversorgungsspannung Vcc wird einem Anschluss des Widerstands 40 zugeleitet und der andere Anschluss des Widerstands 40 liegt über den Kondensator 41 an Masse. Ein Eingangsanschluss des Nicht-Gatters 42 bei der vorhergehenden Stufe wird mit einem Punkt zwischen dem Widerstand 40 und dem Kondensator 41 verbunden. Ein Ausgangssignal von dem Nicht-Gatter 42 wird dem Anschluss CD über das Nicht-Gatter 43 an der nachfolgenden Stufe zugeleitet. Ein Ausgangssignal von dem Nicht-Gatter 42 wird einer Basis eines NPN-Transistors 45 mit geerdetem Emitter über einen Widerstand 44 zugeleitet.
Ein Kollektor des Transistors 45 ist mit einem Anschluss des Kondensators 38 verbunden (d. h. der Transistor 45 ist zeitweilig im eingeschalteten Zustand zur Zeit der Initialisierung).
Das Pulssignal S1 wird von einem Anschluss Q des monostabilen Multivibrators 34 ausgegeben. Das Pulssignal S1 besitzt eine Pulsbreite, die identisch zu der Periode T1 ab einem Zeitpunkt ist, wenn das Unterscheidungssignal S1 einen H-Pegel erreicht hat. Ferner wird das Pulssignal S1_B von einem Anschluss Q quer ausgegeben (in 10 ist der Anschluss Q quer mit einem Strich über Q dargestellt) und wird ferner einem Anschluss B (Eingang mit aktivem tiefen Pegel) zugeführt. Das Pulssignal wird einem der Eingangsanschlüsse eines ODER-Gatters 46 mit zwei Eingängen zugeführt und wird ferner dem anderen Eingangsanschluss des ODER-Gatters 46 über einen Verzögerungsbereich 47 (Verzögerungselemente oder dergleichen) zugeführt. Ein Ausgangssignal von dem ODER-Gatter 46 wird einer Basis eines NPN-Transistors 49 über einen Widerstand 48 zugeleitet. Der Transistor 49 liegt mit dem Emitter auf Masse und ein Kollektor des Transistors 49 ist mit einem Anschluss des Kondensators 38 verbunden. Der obige Schaltungsabschnitt kann negative Auswirkungen, die durch eine fehlerhafte Unterscheidung der Leucht/Dunkelphase hervorgerufen werden, vermeiden. D. h., in dem Frequenzgebiet fa2 (siehe 2) wird die Spannungserkennung oder die Stromerkennung für die Entladungslampe unmittelbar instabil, wenn eine Frequenz in das Frequenzgebiet fb übergeht, nachdem die Entladungslampe gezündet hat. Dieser Zustand kann eine fehlerhafte Unterscheidung der Leucht/Dunkelphase hervorrufen. Wenn beispielsweise die Entladungslampe als im gelöschten Zustand erkannt wird, obwohl sie tatsächlich leuchtet, kann die Frequenz in das Frequenzgebiet fa2 übergehen. Um daher ein derartiges Problem zu vermeiden, wird der Transistor 49 in den eingeschalteten Zustand gebracht, um damit das Leucht/Dunkel-Unterscheidungssignal Si (d. h. das Signal Si wird auf L-Pegel gebracht) für einige Millisekunden nach dem Übergang in das Frequenzgebiet fb zu maskieren.
In der beispielhaften Konfiguration 33 wird die CR-Zeitkonstante zum Einstellen der Periode T1 verwendet. Jedoch ist die Konfiguration nicht darauf beschränkt und es kann eine Konfiguration angewendet werden, in der ein internes Grundtaktsignal von einem Zähler gezählt wird.
11 ist ein Schaltbild, das eine beispielhafte Konfiguration 50 der OCV-Steuerschaltung 6d zeigt.
Die Detektionsspannung VS2 (der VS1) wird durch Widerstände 51 und 52 geteilt und einem positiven Eingangsanschluss eines Komparators 43 zugeleitet. Eine vorbestimmte Differenzspannung (als „VREF” bezeichnet) wird einem negativen Eingangsanschluss des Komparators 43 zugeführt, wobei ein Detektionswert von VS2 (oder VS1) mit VREF verglichen wird. Ein Kondensator 54 ist parallel zu dem Widerstand 52 angeschlossen. Ein Klemm-Widerstand 55 ist mit einem Ausgangsanschluss des Komparators 43 verbunden.
Die vordefinierte Leistungsversorgungsspannung Vcc wird einem Anschluss D eines D-Flip-Flops 56 und einem Preset(PR)-Anschluss eines Eingangs mit aktiven tiefen Pegel des D-Flip-Flops 56 zugeführt. Ein Ausgangssignal von dem Komparator 53 wird einem Taktsignaleingangsanschluss (CK) zugeführt. Ferner wird das Pulssignal S1 einem Reset-Anschluss eines Eingangs mit aktiven tiefem Pegel über einen Widerstand 57 zugeführt.
Ein Ausgangssignal Q von dem D-Flip-Flop 56 wird der Basis eines NPN-Transistors 59 mit auf Masse liegendem Emitter über einen Widerstand 58 zugeleitet. Ein Kollektor des Transistors 59 ist mit einem Schaltungsleistungsversorgungsanschluss (Leistungsversorgungsspannung Vcc) über einen Widerstand 60 verbunden.
Ein Anode einer Diode 61 ist mit einem Anschluss des Widerstands 60 verbunden, und eine Kathode der Diode 61 ist mit einem Anschluss eines Kondensators 62 verbunden. Der andere Anschluss des Kondensators 62 liegt auf Masse.
Das Signal S1_B wird der Basis eines NPN-Transistors 62 mit einem auf Masse liegenden Emitter über einen Widerstand 64 zugeführt. Ein Kollektor des Transistors 63 ist mit einem Bereich zwischen der Diode 61 und dem Kondensator 62 über einen Widerstand 65 verbunden.
Ein Operationsverstärker 66 und ein NPN-Transistor 6f – der an einer Ausgangsstufe des Operationsverstärkers 66 vorgesehen ist – bilden einen Puffer. Ein nicht invertierender Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 66 ist mit einem Punkt zwischen der Diode 61 und dem Kondensator 62 über einen Widerstand 67 verbunden. Ein Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 66 ist mit einer Basis des Transistors 6f verbunden. Ein Emitter des Transistors 6f ist mit dem invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 66 verbunden und liegt über einen Widerstand 6g auf Masse. Die Leistungsversorgungsspannung Vcc wird dem Kollektor des Transistors 6f zugeleitet.
Wenn in der Schaltung die Leistung eingeschaltet wird oder wenn die Entladungslampe leuchtet, fällt das Pulssignal S1 auf den L-Pegel ab und das D-Flip-Flop 46 wird zurückgesetzt. Als Folge davon fällt das Ausgangssignal Q auf den L-Pegel ab und der Transistor 59 geht in den ausgeschalteten Zustand über. Da ferner das Pulssignal S1_B auf H-Pegel liegt, geht der Transistor 63 in den eingeschalteten Zustand über und das Potential an einem Anschluss des Kondensators 62 fällt auf L-Pegel ab. Daher geht ein Ausgang (siehe das Potential am Emitter des Transistors 6f) der Schaltung auf L-Pegel.
Wenn die Entladungslampe nicht leuchtet, erreicht das Pulssignal S1 den H-Pegel und das D-Flip-Flop 56 wird aus dem Reset-Zustand freigegeben. Da ferner das Signal S1_B auf L-Pegel übergeht, wechselt der Transistor 63 in den ausgeschalteten Zustand. Somit wird die Entladung des Kondensators 62 unterbrochen und das Laden des Kondensators 62 wird über den Widerstand 60 und die Diode 61 begonnen. Das Potential am Emitter des Transistors 6f wird beim Laden des Kondensators erhöht. Dadurch wir die Frequenz all-mählich abgesenkt. Genauer gesagt, die Frequenz wird allmählich innerhalb des Gebiets fa2 (siehe 2) verringert und der OCV-Wert wird allmählich erhöht. Wenn die OCV einen Sollwert erreicht (siehe P3 in 2), nimmt der Ausgang des Komparators 53 den H-Pegel an. D. h., wenn eine Detektionsspannung, die von den Widerständen 51 und 52 geteilt wird, VREF oder mehr erreicht, wird das D-Flip-Flop 56 durch das Ausgangssignal des Komparators 53 gesetzt und das Ausgangssignal Q davon geht in einen H-Pegel über. Somit wird der Transistor 59 in den eingeschalteten Zustand versetzt und das Laden des Kondensators 62 wird unterbrochen. Somit sind das Potential am Anschluss des Kondensators 62 und das Potential am Emitter des Transistors 6f festgelegt. Als Folge davon wird der Frequenzwert konstant gehalten. Wenn die Periode für den Übergang in den stetigen Beleuchtungszustand T1 verstrichen ist, fällt das Signal S1 auf L-Pegel ab; das D-Flip-Flop 56 wird zurückgesetzt; das Ausgangssignal Q geht in den L-Pegel über; und der Transistor 59 geht in den ausgeschalteten Zustand über. Wenn das Signal S1_B den H-Pegel erreicht und der Transistor 63 einschaltet, wird der Kondensator 62 entladen, wodurch das Anschlusspotential auf einen L-Pegel abfällt. Folglich fällt das Potential am Emitter des Transistors 6f auf L-Pegel ab und die Frequenz wird in das Frequenzgebiet nach Ablauf der Gase mit fester Frequenz verschoben.
12 zeigt den wesentlichen Ausschnitt einer beispielhaften Konfiguration 68 der V-F-Wandlerschaltung 6a.
Die Eingangsspannung Vin wird einem invertierendem Eingangsanschluss eines Operationsverstärkers 70 über einen Widerstand 69 zugeführt. Eine vorbestimmte Referenzspannung EREF wird einem nicht invertierendem Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 70 zugeleitet. Ein Ausgangssignal des Operationsverstärkers 70 wird einer spannungsvariablen Kapazitätsdiode 72 über einen Widerstand 51 zugeführt. Ferner ist ein Anschluss eines Widerstands 73 zwischen dem invertierenden Eingangsanschluss und einem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 70 vorgesehen. Ein Anschluss eines Widerstands 74 ist mit dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 70 verbunden und der andere Anschluss des Widerstands 70 liegt auf Masse.
Eine Kathode der spannungsvariablen Kapazitätsdiode 72 ist mit einem Bereich zwischen dem Widerstand 71 und einem Kondensator 75 verbunden, und eine Anode der spannungsvariablen Kapazitätsdiode 73 liegt auf Masse. Ferner ist ein Eingangsanschluss eines Nicht-Gatters 76 mit Schmitt-Trigger-Verhalten mit der Kathode der spannungsvariablen Kapazitätsdiode 72 verbunden. Ein Widerstand 77 ist parallel zu dem Nicht-Gatter 76 angeschlossen. Eine Oszillatorschaltung mit variabler Frequenz ist aus den obigen Elementen gebildet, wodurch ein Ausgangspuls aus dem Nicht-Gatter 76 zu dem Schaltungsabschnitt 6b der nachfolgenden Stufe gesendet wird (Genauer gesagt, die Brückentreibersignalerzeugungsschaltung 6b erzeugt Ansteuersignale zum Steuern der entsprechenden Schaltelemente auf der Grundlage von Pulssignalen und liefert die Ansteuersignale zu der Brückentreiberschaltung 6c; es kann jedoch eine bekannte Konfiguration für die Schaltungen 6b und 6c benutzt werden, und entsprechende Zeichnungen und Beschreibungen sind weggelassen.).
In der beispielhaften Konfiguration 68 nimmt eine Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 70 ab (nimmt zu), wenn ein Pegel von Vin ansteigt (abfällt), wodurch eine Kapazität der spannungsvariablen Kapazitätsdiode 72 ansteigt (abnimmt). Als Folge davon wird die Frequenz des Ausgangspulses verringert (erhöht).
Als nächstes wird der Steuerungsmodus A und die Konfiguration 2 unter Bezugnahme zu 13 beschrieben. 13 zeigt eine beispielhafte Konfiguration 78 der OCV-Steuerschaltung und eine Signalerzeugungsschaltung für T2, die mit der Phase mit fester Frequenz verknüpft ist. Eine Ausgangsspannung von der T2-Signalerzeugungsschaltung 78 wird der V-F-Wandlerschaltung 6a zugeführt. In der beispielhaften Konfiguration 78 sind Teile, die funktional identisch mit jenen der 10 oder 11 sind, mit den gleichen Bezugszeichen belegt.
Die Detektionsspannung VS2 (oder VS1) wird von den Widerständen 51 und 52 geteilt und einem nicht invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 53 zugeleitet. Die vorbestimmte Referenzspannung VREF wird einem invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 53 zugeführt und der Detektionswert von VS2 (oder VS1) wird mit VREF verglichen. Der Kondensator 54 ist parallel zu dem Widerstand 52 geschaltet. Der Klemm-Widerstand 55 ist mit einem Ausgangsanschluss des Komparators 53 verbunden. Die vorbestimmte Leistungsversorgungsspannung Vcc wird dem Anschluss D und dem Anschluss PR des D-Flip-Flops 56 zugeleitet. Ein Ausgangssignal von dem Komparator 53 wird dem Taktsignaleingangsanschluss CK zugeführt. Ferner wird das Leucht/Dunkel-Unterscheidungssignal Si dem Anschluss R, der ein Eingang mit aktiven Pegel ist, über den Widerstand 37 und den Kondensator 38 zugeführt.
Das Ausgangssignal Q von dem D-Flip-Flop 56 wird einem Anschluss A eines monostabilen Multivibrators 34A einer nachfolgenden Stufe zugeleitet.
In der beispielhaften Konfiguration 78 werden ein Signal S2 – das ein Pulssignal mit der gleichen Breite wie die vorbestimmte T2 ist – und ein Signal S2_B – das ein invertiertes Signal zu S2 ist – durch den monostabilen Multivibrator 34A erzeugt.
Die vorbestimmte Leistungsversorgungsspannung Vcc wird einem Anschluss R des monostabilen Multivibrators 34A über einen Widerstand 35A zugeführt. Ferner ist ein Anschluss eines Kondensators 35A mit dem Widerstand 35A und dem Anschluss R verbunden. Der andere Anschluss des Kondensators 36A ist mit einem Anschluss C verbunden und liegt ferner auch auf Masse. Die Dauer der Periode P2 wird durch eine Zeitkonstante definiert, die unter Verwendung des Widerstands 35A und des Kondensators 36A festgelegt ist.
Während des Zeitpunkts des Initialisierens wird ein POR-Signal von der POR-Schaltung 39 einem Anschluss CD (Eingang mit aktiven tiefen Pegel) des monostabilen Multivibrators 34A zugeführt. Die POR-Schaltung 39 umfasst den Widerstand 40, den Kondensator 41 und die beiden Nicht-Gatter 42 und 43 mit Schmitt-Trigger-Verhalten. Ein Eingangsanschluss des Nicht-Gatters 42 ist mit einem Punkt zwischen dem Widerstand 40 und dem Kondensator 41 verbunden. Ein Ausgangssignal von dem Nicht-Gatter 42 wird dem Anschluss CD über das Nicht-Gatter 43 zugeführt. Das Ausgangssignal des Nicht-Gatters 42 wird der Basis des NPN-Transistors 45 mit dem auf Masse liegenden Emitter über den Widerstand 44 zugeleitet. Ferner ist der Kollektor des Transistors 45 mit einem Anschluss des Kondensators 38 verbunden.
Das Pulssignal S2 wird von einem Anschluss Q des monostabilen Multivibrators 34A ausgegeben. Das Pulssignal S2 wird auf eine Pulsbreite eingestellt, die identisch zu der der Periode T2 ab einem Zeitpunkt ist, wenn OCV den Sollwert erreicht hat. Des weiteren wird das Pulssignal S2_B von einem Anschluss Q quer (in 13 ist der Anschluss Q quer mit einem Querstrich über Q gekennzeichnet) ausgegeben und wird auch einem Anschluss B (Eingang mit aktiven tiefen Pegel) zugeführt.
Das Pulssignal S2 wird der Basis des NPN-Transistors 59 mit auf Masse liegendem Emitter über den Widerstand 58 zugeleitet. Der Kollektor des Transistors 59 ist mit einem Schaltungsleistungsversorgungsanschluss (Leistungsversorgungsspannung Vcc) über den Widerstand 60 verbunden. Ferner wird das Pulssignals S2 einem der Eingangsanschlüsse des ODER-Gatters 46 zugeführt und wird auch dem anderen Eingangsanschluss des ODER-Gatters 46 über den Verzögerungsabschnitt 47 zugeleitet. Das Ausgangssignal von dem ODER-Gatter 46 wird der Basis des NPN-Transistors 49 mit auf Masse liegendem Emitter über den Widerstand 48 zugeführt. Der Kollektor des Transistors 49 ist mit einem Anschluss des Kondensators 38 verbunden. Der obige Schaltungsabschnitt kann helfen, nachteilige Auswirkungen, die durch eine fehlerhafte Unterscheidung der Leucht/Dunkelphase hervorgerufen werden, zu vermeiden.
Die Diode 61 ist mit dem Widerstand 60 verbunden. Die Kathode der Diode 61 ist mit einem Anschluss des Kondensators 62 verbunden und der andere Anschluss des Kondensators 62 liegt auf Masse.
Der Kollektor des NPN-Transistors 63 mit auf Masse liegendem Emitter ist mit einem Bereich zwischen der Diode 61 und dem Kondensator 62 über den Widerstand 65 verbunden. Ferner wird ein Ausgangssignal eines ODER-Gatters 59 mit zwei Eingängen einer Basis des Transistors 63 über ein Nicht-Gatter 80 mit Schmitt-Trigger-Verhalten und einem Widertand 81 zugeleitet. Das Pulssignal S2 wird einem der Eingangsanschlüsse des ODER-Gatters 79 zugeleitet und das Leucht/Dunkel-Unterscheidungssignal Si wird dem andern Anschluss über die RC-Schaltung (d. h. der Widerstand 37 und der Kondensator 38) zugeführt.
Der Operationsverstärker 66 und der NPN-Transistors 6f – der an der Ausgangsstufe des Operationsverstärkers 66 vorgesehen ist – bilden einen Puffer. Der nicht invertierende Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 66 ist mit einem Punkt zwischen der Diode 61 und dem Kondensator 62 über den Widerstand 67 verbunden. Ferner ist der Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 66 mit der Basis des Transistors 6f verbunden. Der Emitter des Transistors 6f ist mit dem invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 66 verbunden und liegt ferner über den Widerstand 6g auf Masse. Ein Ausgangssignal von dem Emitter des Transistors 6f wird an die V-F-Wandlerschaltung 6a bei der nachfolgenden Stufe als Vin angelegt.
Wenn in der Schaltung die Leistung eingeschaltet wird oder wenn die Entladungslampe leuchtet, fällt das Leucht/Dunkel-Unterscheidungssignal Si auf L-Pegel ab, und das D-Flip-Flop 56 wird zurückgesetzt. Als Folge davon fällt das Ausgangssignal Q auf L-Pegel ab; das Ausgangssignal Q des monostabilen Multivibrators 34A fällt auf L-Pegel ab; und der Transistor 59 geht in den ausgeschalteten Zustand über. Ferner wird ein Signal mit L-Pegel, das von dem ODER-Gatter ausgegeben wird, in ein hochpegeliges Signal durch das Nicht-Gatter 80 mit Schmitt-Trigger-Verhalten umgewandelt. Folglich geht der Transistor 63 in den eingeschalteten Zustand über und die Anschlussspannung des Kondensators 62 fällt auf L-Pegel ab. Daher geht ein Ausgangssignal (siehe das Emitterpotential des Transistors 6f) der Schaltung in den L-Pegel über.
Wenn die Entladungslampe nicht leuchtet, nimmt das Leucht/Dunkel-Unterscheidungssignal Si den H-Pegel an und das D-Flip-Flop 56 wird aus dem Reset-Zustand freigegeben. Gleichzeitig erreicht das Ausgangssignal des ODER-Gatters 79 den H-Pegel und geht dann nach dem Durchlaufen des Nicht-Gatters 80 in den L-Pegel über. Folglich geht der Transistor 62 in den ausgeschalteten Zustand über. Das Laden des Kondensators 62 wird gestartet, um die Spannung des Kondensators 62 zu erhöhen. Wenn der OCV-Wert einen Sollwert erreicht, wird ein H-Pegelsignal, das von dem Komparator 53 ausgegeben wird, dem D-Flip-Flop 56 eingespeist. Das Ausgangssignal Q des D-Flip-Flops 56 nimmt den H-Pegel an (d. h. wird zwischengespeichert) und wird dem monostabilen Multivibrator 34A zugeführt. Als Folge davon wird das Pulssignal S2 mit einer Pulsbreite identisch zu der vorbestimmten Zeitdauer T2 von dem Anschluss Q ausgegeben und der Transistor 59 geht in den eingeschalteten Zustand über. Somit wird das Laden des Kondensators 62 unterbrochen. Der Transistor 63 wird im ausgeschalteten Zustand gehalten. Somit sind ein Anschlusspotential des Kondensators 62 und ein Emitterpotential des Transistors 6f festgelegt. Als Folge davon wird der Frequenzwert konstant gehalten. Während des obigen Vorgangs wird eine Zwischenspeicherung mittels des D-Flip-Flops 58 vermieden (d. h. deaktiviert).
Nachdem die vorbestimmte Dauer T2 verstrichen ist, geht das Signal S2 in den L-Pegel über. Nach dem Ablauf der Periode, die durch den Verzögerungsbereich 47 vorgegeben ist, wird das D-Flip-Flop 56 zurückgesetzt. Die Frequenz, die während der Phase mit fester Frequenz beibehalten wurde, geht nun in das Frequenzgebiet fb über. Wenn jedoch die Entladungslampe nach einem zeitweiligen Leuchten erlischt, wird die Zwischenspeicherung freigegeben und die Steuerung geht erneut über in die Steuerung für den Übergang zur Beleuchtung.
Anschließend wird der Steuerungsmodus B mit Bezug zu 14 beschrieben. 14 zeigt lediglich Bereiche, die sich von jenen der Schaltungskonfiguration, die in 11 oder 13 gezeigt ist, unterscheiden. In der folgenden Beschreibung des Steuerungsmodus B sind Teile, die funktional identisch mit jenen der 11 oder 13 sind, mit den gleichen Bezugszeichen belegt.
Ein Signal Sa in 14 bezeichnet ein Signal, das von der Basis des Transistors 63 in 11 oder 13 geliefert wird, und ein Signals Sb bezeichnet das Signal, das von der Basis des Transistors 59 in 11 oder 13 bereitgestellt wird.
Das Signal Sa wird einer Basis eines PNP-Transistors 84 über das Nicht-Gatter 82 mit Schmitt-Trigger-Verhalten und einen Widerstand 83 zugeleitet. Die Leistungsversorgungsspannung Vcc wird einem Emitter des Transistors 84 zugeführt. Ein Kondensator 85 ist an einem Punkt zwischen dem Emitter und einem Kollektor des Transistors 84 vorgesehen.
Das Signal Sb wird einem der Eingangsanschlüsse eines UND-Gatters 87 mit zwei Eingängen über ein Nicht-Gatter 86 mit Schmitt-Trigger-Verhalten zugeführt. Ein Ausgangssignal des Nicht-Gatters 82 wird dem anderen Eingangsanschluss des UND-Gatters 87 zugeführt. Ferner wird ein Ausgangssignal von dem UND-Gatter 87 einer Basis eines NPN-Transistors 89 über einen Widerstand 88 zugeführt. Ein Emitter des Transistors 89 liegt auf Masse und ein Kollektor des Transistors 89 ist mit dem Kondensator 85 und einem Kollektor des PNP-Transistors 84 über einen Widerstand 90 verbunden.
Ein Emitter eines PNP-Transistors 91 ist mit einem Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 85 und dem Widerstand 90 verbunden. Das Signal Sa wird einer Basis des PNP-Transistors 91 über einen Widerstand 92 zugeführt. Ferner ist ein Kollektor des Transistors 91 mit einem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 93 und 94 verbunden. Ein Anschluss des Widerstands 93 liegt auf Masse und der andere Anschluss des Widerstands 93 ist mit einem nicht invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 66 über den Widerstand 94 verbunden.
Der Operationsverstärker 66 und der NPN-Transistor 6f bilden einen Puffer. Ferner ist ein Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 66 mit einer Basis des Transistors 6f verbunden. Ein Emitter des Transistors 6f ist mit einem invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 66 verbunden und liegt ferner über den Widerstand 6g auf Masse. Ein Emitterausgangssignal des Transistors 6f wird der V-F-Wandlerschaltung 6a der nachfolgenden Stufe als Vin zugeleitet.
In dem Steuerungsmodus B und der Konfiguration 1 wird ein Ausgangssignal Q des D-Flip-Flops 56 in 11 dem Nicht-Gatter 86 in 14 als das Signal Sb zugeleitet. Ferner wird das Signal S1_B dem Nicht-Gatter 82 und einer Basis des Transistors 91 in 14 als das Signal Sa zugeführt.
Wenn die Entladungslampe leuchtet, liegt das Signal Sa auf H-Pegel und der Transistor 84 geht in den eingeschalteten Zustand auf der Grundlage eines L-Pegelsignals, das über das Nicht-Gatter 82 erhalten wird, über. Folglich wird der Kondensator 85 entladen und die Ladung des Kondensators 85 wird zu Null. Ferner wird während einer Hochsetzperiode für die OCV zum Zeitpunkt des Löschens der Entladungslampe das Signal Sa zu einem L-Pegel-Signal und der Transistor 84 ist in einem ausgeschalteten Zustand. Im Gegensatz dazu liegt während einer Periode bis OCV einen Sollwert erreicht, das Signal Sb auf L-Pegel und die Transistoren 89 und 91 sind in einem eingeschalteten Zustand. Daher wird der Kondensator 85 aufgeladen und die Spannung an dem Kondensator 85 steigt an. Als Folge davon wird eine Eingangsspannung für den Operationsverstärker 66 allmählich reduziert. Zu einem Zeitpunkt, wenn die OCV-Hochsetzperiode nach dem Verlöschen der Entladungslampe begonnen wird, wird die Schaltungsleistungsversorgungsspannung Vcc dem Operationsverstärker 66 eingespeist und das Emitterpotential des Transistors 6f steigt an. Somit wird die Arbeitsfrequenz der Schaltelemente stark herabgesetzt.
Wenn die OCV einen Sollwert erreicht geht nachfolgend das Signal Sb in einen H-Pegel über. Folglich fällt ein Ausgangssignal des UND-Gatters 86 auf L-Pegel ab, wodurch der Transistor 89 in den ausgeschalteten Zustand übergeht. Die Frequenz ist somit in einer Phase mit fester Frequenz, in der lediglich der Transistor 91 im eingeschalteten Zustand vorliegt und eine Eingangsspannung – die dem Operationsverstärker 66 zugeführt wird – wird konstant gehalten, während die Spannung an dem Kondensator 85 auf gleichen Wert gehalten wird. D. h., die Arbeitsfrequenz der Schaltelemente wird auf einem konstanten Wert gehalten, ohne dass das Emitterpotential des Transistors 6f geändert wird. Jedoch muss ein Widerstandswert des Widerstands 93 auf einen ausreichend hohen Wert festgelegt werden (um damit eine Zeitkonstante zu erhöhen, die durch den Widerstandswert und die elektrostatische Kapazität des Kondensators 85 definiert ist).
Nachdem die vorbestimmte Periode T1 verstrichen ist, erreicht das Signal Sa den H-Pegel, wodurch der Transistor 84 den eingeschalteten Zustand annimmt, und der Kondensator 85 wird entladen. Zu dieser Zeit gehen die Transistoren 89 und 91 in den ausgeschalteten Zustand über.
Als nächstes wird in dem Steuerungsmodus B und in der Konfiguration 2 ein Ausgangssignal Q des monostabilen Multivibrators 34A in 13 dem Nicht-Gatter 86 in 14 als das Signal Sb zugeleitet. Ferner wird ein Ausgangssignal des Nicht-Gatters 80 in 13 dem Nicht-Gatter 82 und einer Basis des Transistors 91 in 14 als das Signal Sa zugeführt.
Wenn die Entladungslampe leuchtet, liegt ein Ausgangssignal des ODER-Gatters 80 in 13 auf L-Pegel. Daher liegt das Signal Sa auf H-Pegel, der Transistor 84 geht in den eingeschalteten Zustand auf der Grundlage eines L-Pegelsignals über, das durch das Nicht-Gatter 82 erhalten wird, und der Kondensator 85 wird entladen. Wenn ferner die Entladungslampe als erloschen bewertet wird während einer Periode, bis OCV ansteigt, um einen Sollwert zu erreichen, ist das Signal Sa auf L-Pegel. Somit gehen die Transistoren 89 und 91 in den eingeschalteten Zustand über. Daher wird der Kondensator 85 geladen und die Spannung über dem Kondensator 85 steigt an. Als Folge davon wird eine Eingangsspannung des Operationsverstärkers 66 allmählich reduziert. Bei einem Zeitpunkt, wenn die Hochsetzphase für die OCV nach dem Verlöschen der Entladungslampe begonnen wird, wird die Schaltungsleistungsversorgungsspannung Vcc dem Operationsverstärker 66 zugeleitet und ein Emitterpotential des Transistors 6f steigt an. Dadurch wird die Arbeitsfrequenz der Schaltelemente stark abgesenkt.
Wenn die OCV ansteigt, um den Sollwert während einer Dunkelphase der Entladungslampe zu erreichen, geht das Signal S2 in 13 in den H-Pegel über. Daher nimmt das ODER-Gatter 79 in 13 den H-Pegel an und das Signal Sa geht in den L-Pegel über. Folglich nimmt ein Ausgangssignal des UND-Gatters 87 den L-Pegel an, wodurch der Transistor 89 in den ausgeschalteten Zustand übergeht. Die Frequenz wird in die Phase mit fester Frequenz verschoben, in der lediglich der Transistor 91 in dem eingeschalteten Zustand ist, und eine Eingangsspannung – die dem Operationsverstärker 86 zugeführt wird – wird konstant gehalten, während die Spannung über dem Kondensator 85 auf gleichem Wert gehalten wird. D. h., die Arbeitsfrequenz der Schaltelemente wird auf einem konstanten Wert gehalten, ohne dass das Emitterpotential des Transistors 6f geändert wird.
Nachdem die vorbestimmte Periode T2 verstrichen ist, nimmt das Signal Sa den H-Pegel an, wodurch der Transistor 84 in den eingeschalteten Zustand übergeht und der Kondensator 85 wird entladen. Zu dieser Zeit gehen die Transistoren 89 und 91 in den ausgeschalteten Zustand über.
Es kann eine Schaltung oder ähnliches zum Unterbrechen des Betriebs der Schaltelemente vorgesehen werden, um die Arbeitsfrequenz der Schaltelemente zuverlässig auf 0 Hz während des Beginns des Übergangs in die Hochsetzphase für die OCV festzulegen, nachdem die Entladungslampe als erloschen erkannt wurde.

Claims

Entladungslampenansteuerschaltung (1) mit: einer Gleichspannungs-Wechselspannungs-Wandlerschaltung (3), die ausgebildet ist, bei Anliegen einer Eingangsgleichspannung eine Umwandlung in Wechselspannung und eine Aufwärtswandlung durchzuführen; einer Starterschaltung (4) zum Zuführen eines Anlaufsignals in Form einer Überlagerung zu einer Entladungslampe (10), und einer Steuereinrichtung (6) für die Beleuchtungssteuerung zum Steuern einer Ausgangsleistung aus der Gleichspannungs-Wechselspannungs-Wandlerschaltung (3), wobei die Gleichspannungs-Wechselspannungs-Wandlerschaltung (3) umfasst: einen Wechselspannungswandlertransformator (7); mehrere Schaltelemente (5H, L); und einen Resonanzkondensator (8), wobei die Schaltelemente (5H, L) durch die Steuereinrichtung (6) aktiviert werden, so dass eine Reihenresonanz erzeugt wird zwischen dem Resonanzkondensator (8), einer induktiven Komponente der Primärwicklung (7p) des Wechselspannungswandlertransformators und einem induktiven Element (9), die in Reihe geschaltet sind; wobei die Entladungslampe (10) mit einer Sekundärwicklung (7s) des Wechselspannungswandlertransformators (7) verbunden ist; wobei die Arbeitsfrequenz der Schaltelemente (5H, L) so steuerbar ist, dass eine an einer Primärseite des Wechselspannungswandlertransformators (7) erzeugte Resonanzspannung hochgesetzt wird, um der Entladungslampe (10) von einer Sekundärseite des Wechselspannungswandlertransformators (7) elektrische Leistung zuzuführen; und wobei mit einer als f1 bezeichneten Resonanzfrequenz während einer Dunkelphase und somit vor dem Zünden der Entladungslampe (10) und einer mit f2 bezeichneten Resonanzfrequenz während einer Leuchtphase der Entladungslampe das Schalten der Schaltelemente mit einer Spannung ohne Last, die an die Entladungslampe (10) vor dem Zünden der Entladungslampe angelegt ist, so steuerbar ist, dass die Arbeitsfrequenz auf eine Frequenz (P2) eingestellt ist, die sich anfänglich von f1 unterscheidet und sich dann graduell an f1 annähert, wobei die Arbeitsfrequenz fb während der Leuchtphase höher als die Resonanzfrequenz f2 ist und wobei f2 größer als f1 ist.
Entladungslampenansteuerschaltung nach Anspruch 1, wobei die Schaltelemente (5H, L) in Verbindung mit der Ausgangsspannung ohne Last durch die Steuereinrichtung (6) so aktiviert sind, dass die Arbeitsfrequenz von einer Frequenz oberhalb von f1 so abgesenkt wird, um sich f1 anzunähern.
Entladungslampenansteuerschaltung nach Anspruch 2, wobei die Schaltung ausgebildet ist, unmittelbar nach eingeschalteter Leistungszufuhr (P1) zu der Ansteuerschaltung oder unmittelbar nach Verlöschen der Entladungslampe (P4), nachdem diese geleuchtet hat, die Arbeitsfrequenz auf eine Frequenz über f2 (P2) einzustellen, um damit die Schaltelemente anzusteuern.
Entladungslampenansteuerschaltung nach Anspruch 1, wobei die Schaltelemente (5H, L) in Verbindung mit der Ausgangsspannung ohne Last durch die Steuereinrichtung (6) so aktivierbar sind, dass die Arbeitsfrequenz auf einen Anfangswert von Null oder auf einen Wert unter f1 eingestellt ist und dann ein Ansteigen von Null oder dem Wert aus zur Annäherung an f1 bewirkt wird.
Entladungslampenansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei nach Ablauf einer vorbestimmten Periode von Beginn der Steuerung der Spannung ohne Last die Schaltungselemente (5H, L) so aktiviert werden, dass die Arbeitsfrequenz zeitweilig in einem Frequenzgebiet über f2 liegt, unabhängig davon, ob die Entladungslampe leuchtet oder nicht.