JP4089524B2 - 放電灯点灯装置、及びこれを用いた照明器具 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
従来の放電灯点灯装置は、図25に示すように直流電源(商用電源を整流平滑した電源を含む)E’からの直流を高周波に変換するインバータ回路2と、インバータ回路2の出力端間にコンデンサC2と予熱用トランスT1の1次巻線N1と予熱用スイッチ要素たる予熱用スイッチ素子SW1との直列回路からなる予熱回路4と、予熱用スイッチ素子SW1のオン・オフ制御及びインバータ回路2の制御を行う制御回路3と、インバータ回路2の出力端間に接続された直流カット用コンデンサC3と共振用インダクタL1と熱陰極形の放電灯1との直列回路、及びこの放電灯1に並列に接続された共振用コンデンサC1からなる負荷回路5とからなり、予熱用トランスT1に設けた2つの予熱用巻線N21,N22をコンデンサC4,C5を介して放電灯1のフィラメントF1、F2に接続してある。
【0003】
次にこの従来例の動作を図26に示すタイミングチャートに基づいて説明する。
【0004】
今、電源投入が為されて動作を開始すると、まず制御回路3は図26(a)(b)に示す2種類の制御信号A,Cを出力する。この2種類の制御信号A,Cは組み合せによってインバータ回路2を予熱・始動・点灯の各動作状態に設定する制御信号を構成する。またこの動作状態に合わせてスイッチ素子SW1をオン又はオフさせる制御を行うのである。
【0005】
さて制御信号A,Cが共に”H”である場合、図26(f)に示すように先行予熱状態(予熱モード)が設定されるとともに、図26(g)に示すようにスイッチ素子SW1がオンされる。この予熱モードではインバータ回路2の動作周波数は、共振用インダクタL1、共振用コンデンサC1の共振周波数に対して十分高い領域に設定され、放電灯1にインバータ回路2から印加されるランプ電圧Vlaは図26(c)に示すように始動に必要な電圧よりも充分低い値に設定され、そのため放電灯1は始動されない。一方予熱用トランスT1の1次巻線N1には、コンデンサC2と、双方向性の予熱用スイッチ素子SW1とを介してインバータ回路2の高周波出力により電流が流れ、そのため予熱用トランスT1の予熱用巻線N21,N22から予熱電流制限用のコンデンサC4、C5を介して放電灯1のフィラメントF1,F2には予熱電流Ifが図26(e)に示すように流れて先行予熱が為される。
【0006】
次に一定時間が経過すると制御回路3は制御信号Aを”L”とする。この制御信号Aが”L”となると、インバータ回路2の動作状態が図26(f)に示すように始動状態(始動モード)となって、その動作周波数が放電灯1を始動するのに必要な電圧を印加することができる領域に設定され、放電灯1には図26(c)に示すように高いランプ電圧Vlaが印加されることになり、放電灯1は速やかに始動する。これにより図26(d)に示すようにランプ電流Ilaが放電灯1に流れることになる。
【0007】
この始動状態(始動モード)では、制御信号Cが”H”であるため、この”H”を受けて予熱用スイッチ素子SW1はオン状態を継続させ、放電灯1のフィラメントF1,F2には継続して予熱電流Ifが流れる。つまり放電灯1はフィラメントF1.F2が予熱されながら始動することになる。
【0008】
そして更に一定時間が経過すると、図26(a),(b)に示すように制御回路3は制御信号A,Cを共に”L”とする。これによりインバータ回路2は図26(f)に示すように動作状態が点灯状態(点灯モード)となり、放電灯1に印加する電圧が放電灯1を定格点灯させる電圧となるように動作周波数が設定される。また制御信号Cが”L”となったことを受けて予熱回路4の予熱用スイッチ素子SW1はオフし、このオフにより予熱用トランスT1の予熱用巻線N21,N22から放電灯1のフィラメントF1,F2に流れていた予熱電流Ifが遮断される。図26(c)において破線で示すランプ電圧Vlaは放電灯1が始動点灯されない場合の電圧を示す。(例えば、特許文献1参照)
以上のよう本従来例では、放電灯1が定格点灯に移行した際に、予熱電流Ifを遮断する構成となっている。
【0009】
【特許文献1】
特開2001−351790号公報(段落番号[0017]〜[0027]、図1,図2)
【0010】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記従来例では、予熱用スイッチ素子SW1をMOSFETとした場合、オン時には図27(c)に示すような電流が予熱用スイッチ素子SW1に流れる。この電流は予熱用トランスT1の1次巻線N1に流れる三角波状の励磁電流(図27(c)中の破線)と、予熱電流If(図27(e))に相似した電流とを加算した波形(図27(c)中の実線)となる。この電流波形のピーク値Ip1を、予熱用トランスT1の1次巻線N1に流れる三角波状の電流より求めると、予熱用トランスT1の1次巻線N1のインダクタンス成分Lt、インバータ回路2の動作周期tinv、予熱回路4へ印加される矩形波電圧Vinv(図27(b))より、Ip1=(Vinv/2)×(tinv/2)/Lt となる。
【0011】
一般的にインバータ回路2の各動作モード時の動作周期は、予熱モード時:tinv1、始動モード時:tinv2、点灯モード時:tinv3とすると、その関係は、tinv1<tinv2<tinv3となり、予熱用スイッチ素子SW1を流れる電流のピーク値Ip1は、インバータ回路2の動作周期が長いほど大きくなるので、点灯モード時に最も大きくなる。予熱用トランスT1に蓄積されるエネルギーは1次巻線N1に流れる電流値に応じて大きくなり、予熱用トランスT1の1次巻線N1にエネルギーが蓄積された時点で予熱回路4の予熱用スイッチ素子SW1をオフすると、エネルギーの放出に伴って予熱用スイッチ素子SW1に電圧ストレスが印加されやすい。したがって予熱用トランスT1に最も大きなエネルギーが蓄積されやすい点灯モード時に予熱用スイッチ素子SW1をオフすると(図27(a))、予熱用スイッチ素子SW1にはより過大なストレスが印加されてしまう(図27(d))。
【0012】
上記従来例では、点灯モードヘの切り替わり時に予熱回路4の予熱用スイッチ素子SW1をオフしているが、予熱用スイッチ素子SW1へのストレスを軽減するには制御信号Cを”L”にする際に予熱用スイッチ素子SW1を即時オフする必要があり、制御信号Cの出力端に電流を吸い込むシンク能力を大きくする必要がある。よって制御信号Cの出力端のシンク能力は、インバータ回路2のスイッチング素子をドライブするドライブ手段のシンク能力並にする必要があり、制御信号Cの出力端には電流容量の大きいスイッチ素子を用いなければならない。ここで、制御回路3を1チップに集積化する場合には、シンク能力アップに伴ってチップ面積を大きくする必要があり、高価な集積回路となってしまう。
【0013】
また制御信号Cを”L”にする際に、制御信号Cの出力端のシンク能力を小さくすると、予熱用スイッチ素子SW1がオフするまでに遅れ時間を生じ、予熱用スイッチ素子SW1には過大なストレスが印加される。そこで、この過大なストレスを防止するための一例として、図25の回路図に示すように予熱用スイッチ素子SW1の一端と直流電源E’の出力端との間にダイオードD2を接続することによって、予熱用スイッチ素子SW1の電圧を直流電源E’の出力電圧以下にクランプする方法が知られているが、このダイオードD2の耐圧は比較的高い耐圧が必要とされ、大型のダイオードを使用しなければならない。
【0014】
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路効率に優れるとともに、簡単な構成で予熱回路のストレスを低減させた放電灯点灯装置を提供することにある。
【0015】
【課題を解決するための手段】
請求項1の発明は、交流電源を整流する整流器と、1つ以上の平滑コンデンサを具備して整流器の出力を所望の直流出力に変換する直流電源回路と、1つ以上のスイッチング素子を具備して該スイッチング素子をオン・オフすることで直流電源回路の出力を高周波電力に変換するインバータ回路と、1つ以上の共振用インダクタ、共振用コンデンサ、及び熱陰極型の放電灯を具備して、インバータ回路から供給される高周波電力の共振作用によって放電灯を点灯させる負荷回路と、予熱用スイッチ要素を具備して、該予熱用スイッチ要素をオンすることで放電灯のフィラメントに予熱電流を供給する予熱回路と、放電灯のフィラメントを先行予熱する先行予熱状態、放電灯へ始動電圧を印加する始動状態、放電灯を所定出力で点灯させる点灯状態にインバータ回路の動作を順次切り替えるインバータ動作切替時間を設定するタイマ手段、タイマ手段の出力に応じてインバータ回路のスイッチング素子のオン・オフ期間を設定するインバータ制御手段、インバータ制御手段の出力に応じてインバータ回路のスイッチング素子を駆動するドライブ手段、タイマ手段で設定したインバータ動作切替時間に応じて予熱回路の予熱動作を制御する予熱制御手段を具備した第1の制御回路とを備え、前記予熱制御手段は、インバータ回路の動作が先行予熱状態の全期間、及び始動状態の期間中で始動状態に切り替わってから第1の所定時間経過するまでの期間は予熱回路が放電灯のフィラメントに予熱電流を供給するように制御し、第1の所定時間経過後は予熱電流を抑制するように制御することを特徴とする。
【0016】
請求項2の発明は、請求項1において、前記直流電源回路は1つ以上のスイッチング素子、インダクタを備えて該スイッチング素子をオン・オフすることで所望の直流出力に変換するもので、出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、出力電圧検出手段の検出信号を所定のしきい値と比較する誤差アンプと、誤差アンプの出力に応じて所定の出力電圧となるように直流電源回路のスイッチング素子のオン・オフ期間を設定する直流電源制御手段と、直流電源制御手段の出力に応じて直流電源回路のスイッチング素子を駆動するドライブ手段とを具備した第2の制御回路を備えることを特徴とする。
【0017】
請求項3の発明は、請求項1または2において、放電灯の異常を検出する異常検出回路と、異常検出回路の検出信号から放電灯の異常を判別する放電灯異常判別手段と、異常と判別した場合に前記インバータ回路から負荷回路へ供給する電力を抑制させる放電灯出力抑制手段と、放電灯異常判別手段と放電灯出力抑制手段とのうち少なくともいずれか一方の動作を停止させる放電灯異常検出マスク手段とを備え、放電灯異常検出マスク手段は、インバータ回路の動作が先行予熱状態の全期間、及び始動状態に切り替わってから前記第1の所定時間より長い第2の所定時間経過するまでの期間はマスク動作を行い、前記第2の所定時間経過後はマスク動作を停止することを特徴とする。
【0018】
請求項4の発明は、請求項1乃至3いずれかにおいて、前記インバータ回路は、前記直流電源回路の出力端間に直列接続された2つのスイッチング素子を具備して、各スイッチング素子を交互にオン・オフすることで前記直流電源回路の出力を高周波電力に変換し、前記予熱回路は、両端にインバータ回路の高周波電圧が電源として印加される、少なくとも1つのコンデンサ、予熱用トランスの1次巻線、予熱用スイッチ要素の直列回路からなり、インバータ回路の動作が先行予熱状態の全期間、及び始動状態の期間中で始動状態に切り替わってから第1の所定時間経過するまでの期間では予熱用スイッチ要素がオンして1次巻線に通電することで予熱用トランスに設けた予熱用巻線から放電灯のフィラメントに予熱電流を供給し、第1の所定時間経過後は予熱用スイッチ要素がオフして予熱電流を抑制することを特徴とする。
【0019】
請求項5の発明は、請求項1乃至4いずれかにおいて、前記予熱用スイッチ要素はMOSFETであることを特徴とする。
【0020】
請求項6の発明は、請求項4または5において、前記インバータ回路の2つのスイッチング素子のうち少なくともいずれか一方に並列接続したコンデンサからなるスナバ回路を備え、前記第1の制御回路のドライブ手段は、スイッチング素子を駆動するため電流を吐き出すソース電流能力が電流を吸い込むシンク電流能力の40%以下であり、シンク電流能力は400mAから500mAであることを特徴とする。
【0021】
請求項7の発明は、請求項1乃至6いずれかにおいて、前記インバータ回路のスイッチング素子に流れる電流を検出するスイッチング電流検出回路を備え、前記第1の制御回路は、スイッチング電流検出回路の検出信号と基準電圧とを比較演算し、該比較演算結果に応じてインバータ回路のスイッチング素子のオン・オフ期間を可変調整するフィードバック制御手段と、フィードバック制御手段の動作を停止させるフィードバックマスク手段とを具備し、フィードバックマスク手段は、インバータ回路の動作が先行予熱状態の全期間、及び始動状態に切り替わってから第3の所定時間経過するまでの期間はマスク動作を行い、第3の所定時間経過後はマスク動作を停止するもので、第3の所定時間は前記第1の所定時間より長いことを特徴とする請求項1乃至6いずれか記載の放電灯点灯装置。
【0022】
請求項8の発明は、請求項7において、前記インバ−タ制御手段は、所定の電圧を出力するバッファ回路と、タイマ手段の出力に応じてバッファ回路の出力電流を設定するインピーダンス要素と、バッファ回路の出力電流に応じて前記インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフ期間を設定する電流−周波数変換部とを具備し、前記フィードバック制御手段は、オペアンプと、オペアンプの出力と反転入力との間に接続される負帰還コンデンサとを具備して、抵抗を介してオペアンプの反転入力に接続された前記スイッチング電流検出回路の検出信号とオペアンプの非反転入力に接続された基準電圧との比較演算を行い、オペアンプの出力はカソードをオペアンプの出力に接続したダイオードと抵抗との直列回路を介してバッファ回路の出力に接続されており、前記フィードバックマスク手段は、マスク動作中にオペアンプの出力電圧をバッファ回路の出力電圧より高くするもので、インバータ回路の動作が点灯状態に切り替わるまでにマスク動作を停止することを特徴とする。
【0023】
請求項9の発明は、請求項7または8において、前記放電灯異常検出マスク手段は、前記インバータ回路の動作が点灯状態に切り替わるまでにマスク動作を停止し、前記フィードバックマスク手段は、放電灯異常検出マスク手段の停止時間までにマスク動作を停止することを特徴とする。
【0024】
請求項10の発明は、請求項7または8において、前記フィードバックマスク手段は、前記インバータ回路の動作が点灯状態に切り替わるまでにマスク動作を停止し、前記放電灯異常検出マスク手段は、フィードバックマスク手段の停止時間までにマスク動作を停止することを特徴とする。
【0025】
請求項11の発明は、請求項7または8において、前記フィードバックマスク手段及び前記放電灯異常検出マスク手段は、前記インバータ回路の動作が点灯状態に切り替わるときにマスク動作を停止することを特徴とする。
【0026】
請求項12の発明は、請求項3乃至11いずれかにおいて、前記第2の制御回路は、前記誤差アンプの出力電圧から前記直流電源回路の出力電圧がしきい値より高いことを判別する直流電圧異常判別手段と、出力電圧がしきい値より高いと判別した場合に前記直流電源制御手段の動作を停止させる直流出力抑制手段と、直流電圧異常判別手段と直流出力抑制手段とのうち少なくともいずれか一方の動作を停止させる直流電圧異常検出マスク手段とを具備し、前記放電灯異常検出マスク手段がマスク動作を停止した後、直流電圧異常検出マスク手段がマスク動作を行うことを特徴とする。
【0027】
請求項13の発明は、請求項1乃至12いずれかにおいて、前記予熱回路の予熱用スイッチ要素は、始動状態の期間中で始動状態に切り替わってから第1の所定時間経過した後に、前記インバータ制御手段がインバータ回路のスイッチング素子の動作周波数を設定するために生成する周波数信号に同期した所定の位相でオフすることを特徴とする。
【0028】
請求項14の発明は、請求項1乃至12いずれかにおいて、前記予熱回路は、前記予熱用スイッチ要素に流れる電流を検出する予熱電流検出手段を具備し、予熱用スイッチ要素は、始動状態の期間中で始動状態に切り替わってから第1の所定時間経過後、予熱電流検出手段の検出値が略0のときにオフすることを特徴とする。
【0029】
請求項15の発明は、請求項2乃至14いずれかにおいて、前記第1の制御回路、及び前記第2の制御回路は、1チップに集積化した制御用集積回路であることを特徴とする。
【0031】
請求項16の発明は、請求項1乃至15いずれか記載の放電灯点灯装置を用いたことを特徴とする。
【0032】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【0033】
(実施形態1)
図1は本実施形態の放電灯点灯装置の構成を示し、交流電源ACと、交流電源ACの出力を整流する整流器DBと、整流器DBの出力を平滑する直流電源回路Eと、直流電源回路Eから出力される直流電圧を高周波電力に変換するインバータ回路2と、インバータ回路2の出力端間に接続されたコンデンサC2と予熱用トランスT1の1次巻線N1と予熱用スイッチ要素たる予熱用スイッチ素子SW1との直列回路からなる予熱回路4と、予熱用スイッチ素子SW1のオン・オフ制御及びインバータ回路2の制御を行う制御回路3aと、インバータ回路2の出力端間に接続された直流カット用コンデンサC3と共振用インダクタL1と熱陰極形の放電灯1との直列回路、及びこの放電灯1に並列に接続された共振用コンデンサC1からなる負荷回路5とからなり、予熱用トランスT1に設けた2つの予熱用巻線N21,N22をコンデンサC4,C5を各々介して放電灯1のフィラメントF1、F2に各々接続してある。その基本動作は従来例と同じであるため、説明は省略する。
【0034】
本実施形態と従来例との違いはインバータ回路2、及び予熱回路4を制御する制御回路3aにあり、制御回路3aは、交流電源ACを投入してインバータ回路2が動作を開始した後、放電灯1の先行予熱、始動、点灯の各制御を行うもので、インバータ回路2の動作を先行予熱状態から始動状態、始動状態から点灯状態に切り替える各切替時間、及び予熱回路4の動作を予熱電流供給状態から予熱電流抑制状態に切り替える切替時間を各々設定し、各切替時間に応じた制御信号を出力するタイマ回路30と、タイマ回路30から出力される各制御信号に応じて先行予熱状態、始動状態、点灯状態でのインバータ回路2の各動作周波数を設定する周波数設定回路31と、周波数設定回路31で設定された周波数に基づいてインバータ回路2を構成するスイッチング素子のオン・オフ時間を決定する駆動信号を出力するドライブ回路32と、タイマ回路30から出力される予熱用スイッチ素子SW1のオン・オフを制御する制御信号Cを反転した制御信号C’を出力するNOT素子IC1とから構成されている。
【0035】
以下、図2のタイミングチャートを用いて制御回路3aの動作を説明する。まず、制御回路3aの起動開始時点t0後、放電灯1は先行予熱状態(予熱モード)になる。先行予熱状態を維持する時間t1はタイマ回路30が出力する制御信号Aによって設定されており、時間t0〜t1間は制御信号A=”L”、制御信号B=”L”となる。このとき制御信号A,Bを入力される周波数設定回路31は先行予熱状態として設定された周波数f1に相当する信号をドライブ回路32へ出力し、ドライブ回路32はインバータ回路2を構成するスイッチング素子のオン・オフ期間を決定して駆動信号を出力する。
【0036】
次に、時間t1経過後、制御信号A=”H”となって始動に必要な高電圧を放電灯1の両端に印加する始動状態(始動モード)へ切り替わる。始動状態を維持する時間t2はタイマ回路30が出力する制御信号Bによって設定されており、時間t1〜t2間は制御信号A=”H”、制御信号B=”L”となる。このとき制御信号A,Bを入力される周波数設定回路31は始動状態として設定された周波数f2(f2<f1)に相当する信号をドライブ回路32へ出力する。
【0037】
次に、時間t2経過後、制御信号B=”H”となって、放電灯1を定格点灯するために必要な電力を供給する点灯状態(点灯モード)へ切り替わる。時間t2以降は、制御信号A=”H”、制御信号B=”H”とし、このとき周波数設定回路31は点灯状態として設定された周波数f3(f3<f2<f1)に相当する信号をドライブ回路32へ出力する。
【0038】
そして、共振用インダクタL1と共振用コンデンサC1との共振作用は図3に示す先行予熱・始動時の共振カーブ100、点灯時の共振カーブ101のような特性となっており、インバータ回路2の動作周波数を上記各状態毎で周波数f1,f2,f3に可変することによって、放電灯1の寿命を損なうことなく安定に所望の光出力を得ることができる。
【0039】
さらに本実施形態では、従来例で説明した予熱回路4による予熱電流供給状態から予熱電流抑制状態への切替を図2に示す時間t3とすることによって、予熱回路4を構成する予熱用スイッチ素子SW1への印加ストレスを低減している。従来例では時間t2まで予熱用スイッチ素子SW1をオンして予熱電流供給を行い、点灯状態にに切り替わる時間t2以降に予熱用スイッチ素子SW1をオフして予熱電流Ifを抑制していたが、本実施形態においてタイマ回路30は、t1<t3<t2と設定される時間t3に”L”→”H”となる制御信号Cを出力し、制御回路3a内に設けたNOT素子IC1を介した制御信号C’を予熱用スイッチ素子SW1へ入力することによって、時間t3までは予熱用スイッチ素子SW1をオンして予熱電流供給を行い、時間t3以降は予熱用スイッチ素子SW1をオフして予熱電流Ifを抑制している。
【0040】
一般的にインバータ回路2の各動作モード時の動作周期を、予熱モード時:tinv1、始動モード時:tinv2、点灯モード時:tinv3とすると、その関係は、tinv1<tinv2<tinv3となる。そして予熱用スイッチ素子SW1を流れる電流のピーク値Ip1は、インバータ回路2の動作周期が長いほど大きくなるので、時間t2以降(インバータ回路2の動作周期:tinv3)に予熱用スイッチ素子SW1をオフして予熱電流Ifを抑制する従来例に比べて、時間t3(インバータ回路2の動作周期:tinv2)に予熱用スイッチ素子SW1をオフして予熱電流Ifを抑制する本実施形態のほうが、予熱用スイッチ素子SW1をオン状態からオフ状態とする際のインバータ回路2の動作周期は従来例に対して確実に短くなるため、オンからオフ時に予熱用スイッチ素子SW1へ印加されるストレスも確実に低減されるとともに、予熱用スイッチ素子SW1をより低耐圧とすることができる。時間t2,t3の設定は、放電灯1に始動電圧を印加する際、より安定した始動性を得るためにはt3−t1>0.5秒程度を確保することが望ましい。
【0041】
また時間t2−t3>0.1秒となるように設定した場合は、制御信号Cが”H”となって予熱用スイッチ素子SW1がオフするまでの時間遅延が0.1秒以下であれば、予熱用スイッチ素子SW1へ印加されるストレスは低減される。このとき制御回路3aにおいては、予熱用スイッチ素子SW1へ制御信号C’を供給する信号端(ここではNOT素子IC1の出力)の電流供給能力(特にシンク側)を大幅に小さくすることができるため、特に制御回路3aを1チップに集積回路化する場合に最も効果があり、チップ面積を大幅に縮小することによってより安価で小型化を図った放電灯点灯装置を提供することも可能となる。
【0042】
なお本実施形態のインバータ回路2は、ハーフブリッジ型、フルブリッジ型、1石式等のインバータ回路方式のうちいずれでもよく、回路方式が限定されるものではない。
【0043】
(実施形態2)
図4は本実施形態の放電灯点灯装置の構成を示し、実施形態1との違いは直流電源回路Eとして昇圧チョッパ回路を用い、昇圧チョッパ回路を構成するスイッチング素子Q3を駆動制御する制御回路3bを備えた点である。また本実施形態においても実施形態1と同様に予熱回路4を備えており、制御回路3aを構成するタイマ回路30によって決まる時間t3で予熱用スイッチ素子SW1をオフし、予熱電流Ifを抑制しており、実施形態1と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【0044】
以下、本実施形態の直流電源回路E、及び制御回路3bの構成、動作について説明する。まず直流電源回路Eは、整流器DBの正出力側の出力端に直列接続したインダクタL2とダイオードD1との直列回路と、インダクタL2を介して整流器DBの出力端間に接続したスイッチング素子Q3と、ダイオードD1を介してスイッチング素子Q3に並列接続した平滑用コンデンサC6とから構成される昇圧チョッパ回路からなり、スイッチング素子Q3をオン・オフすることで昇圧動作を行う。
【0045】
さらに平滑用コンデンサC6の両端間に接続された抵抗R1,R2の直列回路からなる平滑出力検出回路6を備えており、抵抗R1,R2の接続中点から平滑用コンデンサC6の出力電圧を検出した検出信号を出力している。
【0046】
制御回路3bは平滑出力検出回路6によって平滑用コンデンサC6の出力電圧を検出し、平滑出力検出回路6の検出信号は誤差アンプEA1へ入力されて、予め定められたしきい値Vth1と比較される。誤差アンプEA1の出力はGNDとの間に接続されたコンデンサC7を介して動作設定回路33へ入力される。動作設定回路33では、誤差アンプEA1の出力電圧に応じてスイッチング素子Q3のオン・オフ時間を設定し、ドライブ回路34を介してスイッチング素子Q3の駆動信号を出力する。ここでは、平滑用コンデンサC6の両端電圧、すなわち直流電源回路Eの出力電圧が誤差アンプEA1によって略一定となるように制御される。
【0047】
なお図示はしていないが、このような昇圧チョッパ回路の制御としては一般的に、整流器DBの出力電圧を検出した信号と、誤差アンプEA1の出力信号とをマルチプライヤへ入力し、マルチプライヤの出力信号をもとにスイッチング素子Q3のオン期間を設定している。さらにインダクタL2は、スイッチング素子Q3がオンしているときにエネルギーを蓄積し、スイッチング素子Q3がオフするとエネルギーを放出するので、インダクタL2に2次巻線を設けて2次巻線の電圧を検出することによって、インダクタL2が蓄積したエネルギーを放出してインダクタL2に流れる電流が0となったことを検出できる。したがって、インダクタL2に流れる電流が0となったことを検出すれば、再度スイッチング素子Q3をオンするよう制御すればよい。
【0048】
また、昇圧チョッパ回路の出力電圧を約350V以上に設定して上記制御を行えば、交流電源ACが100V,200Vのいずれの場合においても、昇圧チョッパ回路の出力電圧は一定に制御され、交流電源ACからの電流波形は歪みの少ない良好な波形となる。
【0049】
そして本実施形態においても実施形態1と同様に予熱回路4によって放電灯1への予熱電流供給及び予熱電流抑制制御を行い、さらに直流電源回路Eとして昇圧チョッパ回路を用いているため、交流電源ACの変動に関わらず、より安定した予熱電流供給、及び始動電圧印加を行うことができるため比較的低い始動電圧とすることができる。よって始動状態でのインバータ回路2の動作周期は従来よりも短くすることができ、予熱回路4に流れる電流のピーク値を比較的低めに抑えることができるため、放電灯1の寿命を損なうこともなくインバータ回路2、予熱回路4へのストレスも従来より低減することができ、予熱回路4を構成する部品の小型化を図ることができる。
【0050】
また制御回路3aと制御回路3bとを1チップに集積回路化することによって、放電灯点灯装置を大型化することなく複数の交流電源電圧を定格電圧とすることも可能である。
【0051】
(実施形態3)
図5は本実施形態の放電灯点灯装置の構成を示し、実施形態2との違いは放電灯1の寿命、破損等の異常を検出する異常検出回路7を放電灯1に並列に接続して、異常検出回路7の検出信号を異常判別回路8及び出力抑制回路9を介して制御回路3aに入力している点であり、その他の構成・動作は実施形態2と同じであり、実施形態2と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【0052】
異常検出回路7から出力される検出信号はコンパレータComp1とAND素子IC2とで構成される異常判別回路8へ入力される。コンパレータComp1は非反転入力に異常検出回路7の検出信号を接続し、反転入力にはしきい値Vth2を接続しており、コンパレータComp1の出力信号はAND素子IC2の一方の入力へ接続される。AND素子IC2の他方の入力へは、制御回路3aを構成するタイマ回路30から出力される制御信号Dを接続している。そしてAND素子IC2の出力は出力抑制回路9を構成するRSフリップフロップFF1のセット入力に接続され、RSフリップフロップFF1の出力は制御回路3aへ接続される。ここで異常検出回路7の構成は、例えば放電灯1のランプ電圧Vlaに比例した信号を出力する構成であればよい。
【0053】
放電灯1の寿命時には放電灯1のランプ電圧Vlaが上昇してインバータ回路2に過大なストレスが印加されることが一般的に知られているが、放電灯1のランプ電圧Vlaを検出し、この検出信号と予め定められたしきい値Vth2とをコンパレータComp1で比較すれば、放電灯1が寿命であるか否かを判定することができ、インバータ回路2に印加されるストレスを防止することができる。
【0054】
しかし、放電灯1の寿命をランプ電圧Vlaを検出することで判定する方法は、放電灯1を始動させる際には高電圧を印加する必要があるため始動時と放電灯寿命時との区別がつきにくいという課題もある。よって一般的には放電灯1を始動させるために高電圧を印加する一定期間は、放電灯1の寿命判定を停止するマスク動作を行う方法が用いられている。本実施形態においては、AND素子IC2にタイマ回路30から出力される制御信号Dを入力して、制御信号Dで設定された時間までは異常判別回路8の判別結果を出力抑制回路9へ伝達しないようにしてマスク動作を行っている。
【0055】
以下、図6に示すタイミングチャートを用いて、本実施形態の動作をさらに詳しく説明する。図6(a),(b),(c),(f),(g),(h)は、実施形態1の図2(a),(b),(d),(f),(i),(j)と略同様であり、時間t0から時間t1までは制御信号A=”L”、制御信号B=”L”となり、放電灯1は先行予熱状態(予熱モード)となる。次に時間t1経過後、時間t2(図2参照)までは制御信号A=”H”、制御信号B=”L”となり始動状態となる。時間t2経過後は制御信号A=”H”、制御信号B=”H”となり、点灯状態となる。さらに制御信号Cで設定される時間t3までは予熱用スイッチ素子SW1をオンして予熱電流供給を行い、時間t3以降は予熱用スイッチ素子SW1をオフして予熱電流Ifを抑制するよう制御する。
【0056】
そして本実施形態においてタイマ回路30からAND素子IC2へ出力される制御信号D(図6(d))で設定される時間t4は、t3≦t4<t2と設定される。そして、時間t4までは制御信号D=”L”であるため、コンパレータComp1の出力に関わらずAND素子IC2の出力は”L”となり、RSフリップフロップFF1で構成される出力抑制回路9の出力(図6(e))も”L”となって、異常判別回路8の判別結果を出力抑制回路9へ伝達しないマスク動作を行う。このときのタイマ回路30、ドライブ回路32は正常動作を行う。
【0057】
時間t4経過後は、制御信号D=”H”となるため、コンパレータComp1の出力に応じてAND素子IC2の出力が決まり、マスク動作は停止する。今、放電灯1が寿命となりランプ電圧Vlaが上昇することによって異常検出回路7の検出信号も上昇するものとする。この異常検出回路7の検出信号はコンパレータComp1においてしきい値Vth2と比較され、検出信号>しきい値Vth2となるとコンパレータComp1出力は”H”となる。そして時間t4以降においてはAND素子IC2の出力も”H”となる。AND素子IC2の出力信号は、RSフリップフロップFF1で構成される出力抑制回路9へ入力され、AND素子IC2の出力信号が”H”であるため、RSラッチ回路FF1のセット入力も”H”となり、出力も”H”となる。この出力抑制回路9の出力信号はタイマ回路30、ドライブ回路32へ入力され、ドライブ回路32を停止し、タイマ回路30を初期状態ヘリセットして制御信号A,B,C,Dがすべて”L”となるよう制御している。
【0058】
また出力抑制回路9のリセット入力を用いた出力信号のリセットについては特に図示していないが、例えば整流器DBの出力電圧を検出することによって交流電源ACをオフした際にリセットを行えばよい。
【0059】
ここで制御信号Dで設定される時間t4について説明する。上記のように、異常検出回路7は放電灯寿命時にインバータ回路2へ印加されるストレスを低減させるとともに、放電灯正常時においては確実に始動させる必要がある。よって時間t4の上限は、異常検出回路7、異常判別回路8等の応答遅れも考慮し、インバータ回路2の動作状態が始動状態から点灯状態へ切り替わる時間t2より短くする必要がある。さらに、始動状態においても予熱電流Ifを供給することによって始動時に放電灯1へ印加する電圧はより低く設定することができる。したがって放電灯1の始動性を損なわないためには、少なくとも予熱回路4によって放電灯1へ予熱電流Ifを供給している時間t3までは出力抑制回路9の出力を”L”として放電灯寿命等の異常判定を停止するようマスク動作を行うことが望ましい。
【0060】
以上の説明より、本実施形態においては、従来例に対してさらに安定した始動性を確保しつつ、インバータ回路2へ印加されるストレスも低減することができる。さらに本実施形態では、出力抑制回路9の出力信号に応じて制御回路3aのドライブ回路32の動作を停止するものとしたが、出力抑制回路9の出力信号を制御回路3bへ入力し、制御回路3bのドライブ回路34の動作も停止する構成としてもよい。
【0061】
(実施形態4)
図7は本実施形態の放電灯点灯装置の構成を示し、実施形態3との違いは出力抑制回路9の出力をタイマ回路30のみに入力している点であり、その他の構成・動作は実施形態3と同じであり、実施形態3と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【0062】
異常が検出されて出力抑制回路9の出力が”H”の場合には、タイマ回路32は初期状態ヘリセットされ、制御信号A,B,C,Dすべての出力が”L”となる。よってインバータ回路2の動作周波数は先行予熱状態の場合の周波数f1に等しく、インバータ回路2からの出力電力は低電力に抑制される。よってインバータ回路2に印加されるストレスも低減することができる。
【0063】
(実施形態5)
図8は本実施形態の放電灯点灯装置の構成を示す。実施形態1〜4のインバータ回路2はフルブリッジ型、1石式等のインバータ回路方式を限定していないが、本実施形態では、インバータ回路2として、スイッチング素子Q1,Q2の直列回路を平滑用コンデンサC6の両端間に接続した構成としている。制御回路3aのドライブ回路32は、ハイサイド側のスイッチング素子Q1を直接駆動できる高耐圧ドライバ構成となっており、ドライブ回路32から出力される駆動信号によって、スイッチング素子Q1,Q2は交互にオン・オフして高周波電圧を出力する。
【0064】
また直流電源回路Eを構成する昇圧チョッパ回路の出力電圧は略一定に制御されているため、インバ−タ回路2の各スイッチング素子Q1,Q2の各両端電圧波形は電圧レベルの安定した矩形波となり、スイッチング素子Q1,Q2は比較的耐圧の低い素子を使用することができる。さらに予熱回路4はスイッチング素子Q2に並列接続しているため、予熱回路4の予熱用スイッチ素子SW1も低耐圧の部品を選定することができる。
【0065】
なお、他の構成は実施形態2と同じであり、実施形態2と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【0066】
(実施形態6)
図9に本実施形態の予熱回路4の構成を示す。実施形態1〜5の予熱用スイッチ素子SW1は双方向性の半導体スイッチ、リレー等のスイッチであればよいが、本実施形態では図9に示すようにMOSFETQ4を用いる。その他の構成は、実施例1〜5いずれかと同様であり説明を省略する。
【0067】
本実施形態の予熱回路4の動作は、制御回路3aから出力される制御信号C’が”H”の場合、MOSFETQ4はオンする。このときMOSFETQ4の寄生ダイオードによって、予熱回路4は従来例の図27(c)のような高周波電流が双方向に流れており、コンデンサC2は主として直流カット用コンデンサとして働く。そしてタイマ回路30で設定される時間t3で制御信号C’が”L”となると、MOSFETQ4のゲート電圧がなくなるため、MOSFETQ4はオフする。しかしMOSFETQ4は寄生ダイオードを介してコンデンサC2を負の方向に充電し、この充電電圧があるレベルまで達すると寄生ダイオードを流れる電流は略0となる。
【0068】
このように予熱用スイッチ素子SW1としてMOSFETを用いることにより、簡単かつ安価な回路で予熱回路4を構成することができ、さらにMOSFETQ4のゲートに接続される制御信号C’の出力端は、シンク電流能力を大幅に小さくすることもできる。
【0069】
(実施形態7)
図25に示す従来例において、制御信号Cを”L”にすれば予熱回路4の予熱用スイッチ素子SW1が理想的に瞬時オフする場合に、予熱回路4を構成する予熱用トランスT1をより小型に構成するためには、予熱・始動モード時のインバータ回路2の動作周期をより短くして、予熱用トランスT1の使用磁束密度をより低減化する必要がある。
【0070】
また図28に示す回路図で、インバータ回路2は、直流電源回路Eの出力に並列に接続したスイッチング素子Q1,Q2の直列回路の少なくともいずれか一方(この場合はスイッチング素子Q2)に並列に接続された小容量のコンデンサC8で構成されるスナバ回路が接続される。このコンデンサC8(スナバ回路)は、インバータ回路2のスイッチング素子Q1,Q2が交互にオン・オフする際のスイッチングロスを低減し、放電灯点灯装置、及びこれを搭載した照明器具の雑音を低減することを目的に接続されている。予熱モードにおいてはインバーク回路2の動作周期が短いために、共振用インダクタL1、共振用コンデンサC1に流れる共振電流は小さくなり、予熱回路4に流れる励磁電流も小さくなる。
【0071】
スナバ回路を構成するコンデンサC8に蓄積された電荷は、図28内矢印Y1,Y2に示すように共振用インダクタL1、共振用コンデンサC1のループ経路、及び予熱回路4を介して放電されるため、予熱モード時の放電時間は比較的長時間を要する。したがって、図29(a),(b)に示すタイミングでインバータ回路2のスイッチング素子Q1,Q2がオンする際に、スイッチング素子Q1,Q2の両端電圧は、図29(c)(ここではスイッチング素子Q2の両端電圧を示す)に示すように変化時の傾きが大きくなりやすく、スイッチング素子Q1,Q2は両端電圧が0Vになる前に各々オンしてしまうため、図29(d)に示すような過大なピーク電流Ip2が流れやすい。
【0072】
また予熱用トランスT1をより小型に構成するためにインバータ回路2の動作周期をより短くした場合においては、スイッチング素子Q1,Q2の両端電圧の傾きはさらに大きくなりやすく、より大きな電流ストレスが印加される。
【0073】
そこで、本実施形態ではコンデンサC8で構成されるスナバ回路による電流ストレスを低減する構成について説明する。まず図10に示す本実施形態の構成は実施形態3と略同様であり、インバータ回路2として、スイッチング素子Q1,Q2の直列回路を平滑用コンデンサC6の両端間に接続した構成としている。そしてスイッチング素子Q2に比較的小容量のコンデンサC8からなるスナバ回路を並列接続し、さらに制御回路3a、制御回路3b、異常判別回路8、出力抑制回路9は1チップ内に集積化した制御用集積回路ICAとして構成されており、制御回路3aのドライブ回路32の出力は、制御用集積回路ICA外部へ信号出力する出力端子から各々抵抗R3,R4を介してインバータ回路2のスイッチング素子Q1,Q2のゲートに接続されて駆動信号を供給している。なお、実施形態3と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【0074】
次に図11に示す本実施形態のドライブ回路32の動作について、図12のタイミングチャートを用いて説明する。図10,図11に示すようにドライブ回路32はスイッチング素子Q1,Q2に駆動信号を直接供給しており、駆動信号出力段はPchMOSFETQ10とNchMOSFETQ11との直列回路、及びPchMOSFETQ12とNchMOSFETQ13との直列回路から構成される。そして図12(a)に示すように周波数設定回路31において所定の周波数foscとなるよう設定された矩形波信号が出力され、デッドタイム設定部DT1、DT2へ入力される。デッドタイム設定部DT1、DT2は定電流源、コンデンサ、及び諭理素子等で構成されていればどのような構成でもよく、例えば定電流源からコンデンサを充電するときに生じる傾きを持たせることによって図12(b),(c)に示す波形が出力される。このデッドタイム設定部DT1、DT2の各出力信号は2入力NAND素子IC10,IC11へ各々入力される。またNAND素子IC10,IC11へは出力抑制回路9からの出力信号もNOT素子IC11を介して入力されている。
【0075】
今、出力抑制回路9からの出力信号が”L”であれば、NOT素子IC7によって反転された信号”H”がNAND素子IC10,IC11へ各々入力されて、NAND素子IC10,IC11の各出力信号は、その各入力部で判別するしきい値レベルによって図12(d),(e)に示すように、交互に”H”,”L”を各々出力する。NAND素子IC11の出力は、PchMOSFETQ12とNchMOSFETQ13とを交互にオン・オフし、インバータ回路2の低圧側スイッチング素子Q2を駆動する。
【0076】
一方、NAND素子IC10の出力はまずパルス発生器PG1へ入力される。このパルス発生器PG1は、後段に接続されるRSフリップフロップFF2のセット、リセット信号となるように、NAND素子IC10の出力の立ち上がり時、及び立ち下がり時にパルス幅の短い信号を出力できるような構成であればよい。このパルス発生器PG1の出力は高耐圧のレベルシフト回路LS1,LS2を介して、図12(f),(g)に示すようなセット信号、リセット信号としてRSフリップフロップFF2に入力される。
【0077】
したがって、RSフリップフロップFF2の出力は、NAND素子IC10の出力信号波形とほぼ相似波形となり、PchMOSFETQ10とNchMOSFETQ11との直列回路をオン・オフして、インバータ回路2を構成する高圧側スイッチング素子Q1を駆動する。よって、スイッチング素子Q1,Q2の駆動電圧信号は、図12(h)(i)に示すようにスイッチング素子Q1,Q2共にオフとなる休止期間tdを持つ信号となる。ここで図12(j),(k)はスイッチング素子Q1,Q2の駆動電流信号を示している。
【0078】
なお、図10、図11には特に図示していないが、ドライブ回路32は高圧側スイッチング素子Q1を駆動するための高圧側制御電源回路を有し、レベルシフト回路LS1,LS2後段の回路へ電源供給している。
【0079】
次に、上記動作を行うドライブ回路32の駆動信号出力端からスイッチング素子の駆動端への電流供給能力について説明する。MOSFETであるスイッチング素子Q1,Q2のゲートヘ電流を吐き出すソース能力Isource、及ぴスイッチング素子Q1,Q2のゲートから電流を吸い込むシンク能力Isinkについては、400mA〜500mA程度の能力を持つものが一般的に用いられている。さらにソース能力Isourceがシンク能力Isinkより小さいものも市販されており、IR杜のハーフブリッジインバータ用高耐圧ドライバICであるIR2111は、ソース能力Isource/シンク能力Isink=200mA/420mAとなり、ソース能力Isourceはシンク能力Isinkの約50%程度となっている。
【0080】
ところで図10に示すようにスイッチング素子Q2にスナバ回路を成すコンデンサC8を並列接続した場合には、従来例の図29(d)で説明したような過大な電流ピーク値Ip2を有するスイッチング電流が流れる場合がある。この過大な電流ピーク値Ip2と、ドライブ回路32のソース能力Isource/シンク能力Isinkとの関係について実験的に確認した結果を図13に示す。なお図13の前提条件としては、放電灯1が点灯していない先行予熱状態(インバータ回路2の動作周波数は約130kHz)での確認であり、休止期間td≒800nsec、ドライブ回路32のシンク能力Isink≒500mA、直流電源回路Eの出力電圧≒410V、共振用インダクタL1=1.5mH、共振用コンデンサC1=4.7nFとなっており、図13中のドライブ電流比はソース能力/シンク能力の比を表しており、スイッチング素子Q1,Q2の各ゲートに接続される抵抗R3,R4によって設定している。
【0081】
図13より、ドライブ電流比を小さくするほど、スイッチング素子Q1,Q2に流れるピーク電流値は小さくなり、ドライブ電流比≦0.4では変化がないことがわかる。したがって、ソース能力/シンク能力の比を、0.4以下と設定することによって、スイッチング素子Q1,Q2の電流ストレスが低減され、より電流容量の小さい素子を選定することが可能となり、従来と同様の高効率を達成するとともに、各部品へ印加されるストレスを低減することができる。また制御回路3a、制御回路3b、異常判別回路8、出力抑制回路9を1チップ内に集積化した制御用集積回路ICAのチップ面積を削減することもでき、より小型で安価な放電灯点灯装置を提供することができる。
【0082】
(実施形態8)
図30に示す回路図は、インバータ回路2のスイッチング素子Q1,Q2をMOSFETで構成して、低圧側のスイッチング素子Q2のソースと回路GND間に抵抗R5を挿入してスイッチング電流を検出し、このスイッチング電流の検出信号を主にオペアンプで構成されるフィードバック回路FBへ入力することによってインバータ回路2の動作周期を可変とし、放電灯1の光出力を変化させる調光制御を行う従来の放電灯点灯装置に関するものである。
【0083】
本従来例では上記スイッチング電流の検出信号はフィードバック回路FBを構成するオペアンプOP200の反転入力へ抵抗R200を介して接続されており、オペアンプOP200の非反転入力へは直流電圧Vref10が印加される。オペアンプOP200の反転入力と出力との間にはコンデンサCfbが接続されて積分回路を構成しており、上記スイッチング電流の検出信号は平均化されて、オペアンプOP200の非反転入力へ印加される直流電圧Vref10と比較演算される。この比較演算結果に応じた電圧がオペアンプOP200の出力端から出力されて周波数設定回路31に入力され、周波数設定回路31ではドライブ回路32を介してインバータ回路2の動作周波数を可変とすることができる。このとき、オペアンプOP200の反転入力と非反転入力とへ入力される各電圧は略等しくなるように制御される。つまりはオペアンプOP200の非反転入力へ印加される直流電圧Vref10を可変とすることによって調光制御を行うことができるのである。
【0084】
さらに本従来例においては、定格点灯時の消費電力が略等しいが、ランプ電圧、ランプ電流が異なる放電灯1を接続した場合、フィードバック回路FBの作用によって、オペアンプOP200の非反転入力で設定した直流電圧Vref10と反転入力へ入力される平均化電圧とが略等しくなるよう制御されるため、放電灯1の消費電力は略一定に制御されて、特性の異なる放電灯1を同一の点灯装置で使用できるという効果を有する。
【0085】
しかし、このようなフィードバック回路FBを用いて調光制御を行う場合においては、放電灯1の始動モードにおいて必要とされる始動電圧に達する前にフィードバック回路FBの作用によって十分な電圧が得られない可能性がある。
【0086】
例えば、始動時はインバータ回路2から出力される高周波電圧によって共振用コンデンサC1の両端に始動電圧が発生して放電灯1へ印加されるが、このときも抵抗R5によるスイッチング電流の検出信号がフィードバック回路FBに入力されることにより平均化されて、インバータ回路2の動作周期を可変制御する。今、オペアンプOP200の反転入力へ印加される直流電圧Vref10が比較的低い場合においては、スイッチング電流の検出信号の平均値も低くなるようフィードバック制御され、インバータ回路2の動作周期は短くなる(動作周波数が高くなる)。共振用コンデンサC1の両端電圧は、共振用インダクタL1と共振用コンデンサC1との共振作用によって始動に十分な電圧が得られるものであって、この場合インバータ回路2の動作周波数が高くなると始動に必要な電圧を得にくくなる方向へ制御される。
【0087】
したがって放電灯1を確実に始動させるためには、予熱・始動モードにおいて、放電灯1が点灯するのに十分な時間、フィードバック回路FBを停止させるマスク動作を行う必要がある。
【0088】
さらに予熱回路4を設けた場合は次に説明する課題がある。予熱回路4の予熱用スイッチ素子SW1がオフしている場合、すなわち放電灯1のフィラメントF1,F2ヘの予熱電流If供給を抑制している場合、フィードバック回路FBは、共振用コンデンサC1、及び放電灯1へ流れる電流の加算電流ILを抵抗R5によって検出してフィードバック制御を行うため、点灯モードにおいて所望の光出力が得られるように直流電圧Vref10を設定すればよい。
【0089】
一方予熱回路4の予熱用スイッチ素子SW1がオンして予熱回路4に電流IFが流れている場合(すなわち予熱・始動モード時に放電灯1のフィラメントF1,F2ヘ予熱電流Ifを供給している場合)、フィードバック制御を開始した時点でも予熱回路4に電流IFが流れていると、共振用コンデンサC1及び放電灯1へ流れる電流の加算電流ILと、予熱回路4に流れる電流IFとが加算された状態でフィードバック制御が行われることになる。つまり、予熱回路4の予熱用スイッチ素子SW1がオフしている場合に、加算電流ILがIL1となるようにフィードバック制御を行うよう設定すると、予熱回路4の予熱用スイッチ素子SW1がオンしている場合の加算電流IL2は、IL2=IL1−IFとなり、本来設定した値IL1より低い電流値に制御されることがわかる。このときインバータ回路2の動作周波数は高くなるよう制御されるため、放電灯1が立ち消えする恐れがある。
【0090】
図14は上記課題を解決した本実施形態の放電灯点灯装置の構成を示しており、実施形態5との違いは、インバータ回路2の低圧側スイッチング素子Q2に流れる電流を検出する検出抵抗R5と、制御回路3a内に設けた基準電圧生成回路35と、検出抵抗R5の検出信号と基準電圧生成回路35から出力される基準信号とを入力して比較演算を行い、周波数設定回路31へ演算結果に応じた信号を出力する演算回路36とが付加されて、演算回路36の出力によって周波数設定回路31がインバータ回路2の動作周期を可変とし、放電灯1の光出力を変化させる調光制御を行う点であり、その他の構成・動作は実施形態5と同じであり、実施形態5と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【0091】
以下、図15のタイミングチャートを用いて本実施形態の動作を説明する。図15(b),(c),(e)〜(i)は、図2(b),(d),(f)〜(j)と略同様であり、まず、制御回路3aの起動時点t0からインバータ回路2は先行予熱状態で動作開始し、制御信号Aによって決まる時間t1で始動状態に移行する。このときのインバータ回路2の動作周波数は、前述のように周波数決定回路31で設定される周波数f1,f2で各々動作することになる(図15(a)参照)。また制御信号Cによって決まる時間t3までは前述のように予熱回路4から予熱電流Ifを供給し、時間t3以降は予熱電流Ifを抑制するよう制御する。
【0092】
さらにタイマ回路32から出力される制御信号E(図15(d))は演算回路36へ入力されており、制御信号E=”L”の場合は演算回路36の動作を停止するか、または演算回路36から周波数設定回路31への信号出力を停止することで、フィードバック回路FBを停止させるマスク動作を行っている。制御信号Eによって決まる時間t5は、図15(d)に示すようにt3≦t5となるよう設定されており、制御信号E=”H”となる時間t5において演算回路36が動作開始する。したがって時間t5以降は、周波数設定回路31及び演算回路36によって決まる周波数f4(図15(a)参照)でインバータ回路2は動作し、放電灯1は所定の出力で点灯することになる。
【0093】
すなわち本実施形態においては、検出抵抗R5によってスイッチング電流を検出し、この検出信号と基準信号とを比較演算することによって、インバータ回路2の動作周波数をフィードバック制御しており、検出抵抗R5での検出信号に応じてインバータ回路2の動作周波数f4は調整され、放電灯1の出力も調整される。例えば演算回路36において積分動作を行う場合、検出抵抗R5によって検出されたスイッチング電流波形と相似である信号は、積分によって平均化されることになり、この平均化した値が略一定なるようにインバータ回路2の動作周波数f4を制御することによって、放電灯1で消費される電力が略一定になるようフィードバック制御することができる。
【0094】
さらに演算回路36の動作開始時間t5は、予熱回路4による予熱電流Ifの抑制を開始する時間t3以降としているため、検出抵抗R5によって検出されるスイッチング電流には予熱回路4を流れる電流は含まれない状態で演算回路36が動作することになり、放電灯1の始動状態が終了して点灯状態に移行する際、予熱回路4及び演算回路36の影響による出力変化の異常を生じることがなくスムーズに出力変化が行われるため、立ち消え等を生じる恐れがない。
【0095】
なお、本実施形態の演算回路36は、マイコン、オペアンプ、あるいはコンパレータ等を利用した構成であればよく、特に回路方式が限定されるものではない。
【0096】
(実施形態9)
本実施形態では、図16に実施形態8の周波数設定回路31、及び演算回路36の具体構成を示し、以下、図16を用いて詳細動作を説明する。周波数設定回路31は、オペアンプOP100の出力をベースに接続したNPN型のトランジスタQ101のエミッタをオペアンプOP100の反転入力端子に接続し、オペアンプOP100の非反転入力端子には予め決まった直流電圧のしきい値Vth3を接続して、トランジスタQ101のエミッタからしきい値Vth3を出力するバッファ部31aと、バッファ部31aの出力端に接続される抵抗RpreとトランジスタQ107との直列回路、抵抗RstrとトランジスタQ108との直列回路、及び抵抗Roscと、トランジスタQ107,Q108を各々駆動するNOT素子IC101,IC102と、バッファ部31aの出力端に接続される抵抗Rpre,Rstr,Roscによって決まる電流値を、予め決まったミラー比に応じてソース、シンクするミラー電流設定部31bと、ミラー電流設定部31bによって充電電圧をソース、シンクされるコンデンサCoscと、非反転入力に接続したコンデンサCoscの電圧と反転入力に接続したしきい値電圧とを比較して、比較結果をドライブ回路32へ出力するコンパレータComp100と、コンパレータComp100の出力を反転するNOT素子IC100と、NOT素子IC100の出力レベルに応じてコンパレータComp100に入力するしきい値電圧を切り替える三角波設定部31cと、コンパレータComp100の出力に一端を接続した抵抗R100と、抵抗R100の他端をベースに接続してミラー電流設定部31bにコレクタを接続したNPN型トランジスタQ104とから構成される。
【0097】
ミラー電流設定部31bは、制御電源VccとトランジスタQ101のコレクタ間に接続されてコレクタ−ベース間を短絡したPNP型トランジスタQ100と、制御電源VccとGND間に接続されたPNP型トランジスタQ102、NPN型トランジスタQ103の直列回路と、制御電源VccとGND間に接続されたPNP型トランジスタQ105、NPN型トランジスタQ106の直列回路とから構成され、トランジスタQ100,Q102,Q105の各ベースは互いに接続され、さらにトランジスタQ103,Q106の各ベースは互いに接続されるとともにトランジスタQ103,Q104の各コレクタに接続されている。
【0098】
三角波設定部31cは制御電源VccとGND間に接続された抵抗R101,R102の直列回路と、抵抗R102に並列接続された抵抗R103とトランジスタQ109の直列回路とから構成され、トランジスタQ109のベースはNOT素子IC100の出力が接続され、抵抗R101,R102の接続中点はコンパレータComp100の反転入力に接続されている。
【0099】
そして、バッファ部31aの出力電流は、NOT素子IC101,IC102に各々入力される制御信号A,Bに応じて可変となり、このバッファ部31aの出力電流がミラー電流設定部31bを介してコンデンサCoscへ供給される充放電電流を設定する。さらにNOT素子IC100を介してコンパレータComp100の出力レベルに応じてトランジスタQ109をオン・オフすることによって三角波設定部31cが出力するしきい値を決定する抵抗を切替え、コンパレータComp100の反転入力に印加する電圧を2値に切り替える。
【0100】
さらにコンパレータComp100の出力レペルに応じてトランジスタQ104をオン・オフし、コンデンサCoscへの充電動作、放電動作を切り替えているため、コンデンサCoscの電圧波形は三角波状となる。コンデンサCoscへの充放電電流値は互いに等しく、その電流値をioscとすれば、三角波設定部31cから出力される電圧をV1,V2とすると三角波の周期ToscはTosc=Cosc×(V2−V1)/ioscで求まる。
【0101】
コンパレータComp100の出力信号は、この三角波周期Toscに等しい周期の信号となり、ドライブ回路32へ出力される。よってインバータ回路2は周期Toscで駆動することになる。
【0102】
一方、演算回路36は、オペアンプOP101と、オペアンプOP101の反転入力に接続された抵抗R104と、オペアンプOP101の反転入力と出力との間に接続されたコンデンサCfbと、オペアンプOP101の出力にカソードを接続したダイオードD100と、ダイオードD100のアノードに接続した抵抗R105と、オペアンプOP101の反転入力とGND間に接続したトランジスタQ110とから構成され、抵抗R104を介してオペアンプOP101の反転入力に抵抗R5の検出信号が入力され、オペアンプOP101の非反転入力には基準電圧生成回路35の基準電圧が入力され、トランジスタQ110のベースには制御信号Eが入力される。
【0103】
そして、オペアンプOP101は抵抗R104とコンデンサCfbとで積分回路を構成しており、インバータ回路2の抵抗R5で検出したスイッチング電流の検出信号は平均化されて、基準電圧生成回路35の基準電圧と比較演算され、反転入力に入力される平均化された検出信号と、非反転入力に入力される基準電圧生成回路35の基準電圧とが等しくなるようにオペアンプOP101の出力端に信号が発生する。オペアンプOP101の出力端はダイオードD100と抵抗R105との直列回路を介して、バッファ部31aの出力端へ接続されており、オペアンプOP101の出力電圧がバッファ部31aの出力電圧より低い場合は、バッファ部31aからオペアンプOP101の出力へ電流が供給されるため、ミラー電流設定部31bからコンデンサCoscへ供給される電流値は増加し、コンデンサCoscに発生する三角波の周期は短くなる。コンデンサCoscに発生する三角波周期とインバータ回路2の動作周期は等しいため、オペアンプOP101の演算結果に応じてインバータ回路2の動作周期、すなわち動作周波数がフィードバック制御される。
【0104】
ところで本実施形態で制御信号EによってオペアンプOP101でのフィードバック動作を停止させるためには、制御信号E=”H”としてトランジスタQ110をオンさせ、オペアンプOP101の反転入力をトランジスタQ110でGNDに短絡すればよい。このときオペアンプOP101の反転入力は略0Vとなり、基準電圧生成回路35が出力する基準電圧より低くなるため、オペアンプOP101の出力電圧は”H”レベルとなる。オペアンプOP101の制御電源はバッファ部31aの出力電圧より高いため、バッファ部31aからオペアンプOP101へ電流供給されることはなく、インバータ回路2の周波数設定にオペアンプOP101の出力電圧は影響しない。
【0105】
以上の動作によって、実施形態8と同様な動作を実現することができる。さらに演算回路として主にオペアンプで構成しているため、オペアンプを含めた制御回路の集積化も容易となる。
【0106】
(実施形態10)
従来の放電灯点灯装置においては一般的に放電灯1の寿命等を検出する異常検出回路が設けられており、例えば放電灯1の両端に印加される電圧を検出して異常判別を行っているが、図30に示す従来例(異常検出回路は図示なし)では図31に示すように、フィードバック回路FBが動作すると予熱回路4の影響によってインバータ回路2の動作周波数が高くなって、放電灯1の両端電圧が高くなり、異常検出回路の誤判別が発生しやすいという問題がある。
【0107】
そこで、本実施形態では上記課題を解決した構成について説明する。図17に構成を示す本実施形態の特徴は、実施形態8,9で説明した構成に、実施形態3で説明した異常検出回路7、異常判別回路8、出力抑制回路9を付加していることであり、本実施形態においても実施形態3同様に制御信号Dで決まる時間t4(図6参照)以降に異常検出回路7の出力信号に基づいて、放電灯1の異常判定、出力抑制動作が行われ、時間t5(図15参照)以降に演算回路36によるフィードバック制御が行われる。
【0108】
本実施形態でのタイマ回路30による時間t2,t3,t4、及びt5の関係は、制御信号D=”H”として異常判定、出力抑制動作を開始する時間t4を、制御信号B=”H”として始動状態から点灯状態へ切り替わる切替時間t2以下とし、制御信号E=”H”として演算回路36によるフィードバック制御を開始する時間t5は、制御信号C=”H”として予熱回路4による予熱電流抑制制御を開始する時間t3以上、且つ出力抑制動作を開始する時間t4以下としている。例えば放電灯1が寿命である場合、演算回路36によるフィードバック制御を開始する時間t5から、異常判定、出力抑制動作を開始する時間t4までは、インバータ回路2の出力抑制動作は行われないことになるが、上述の説明のように演算回路36の動作によって電力が略一定になるようにフィードバック制御されているため、放電灯1の寿命時にそのインピーダンスが変わって過大な電力となりやすい条件となったとしても、インバータ回路2からの電力供給は所定値以下に制御されるために過大なストレスが印加される恐れは非常に少ない。
【0109】
また、放電灯1が正常である場合においても、演算回路36によるフィードバック制御を開始した時間t5での放電灯1の過渡変化特性の影響によって、放電灯1の異常状態と誤判別することはない。
【0110】
以上の説明のように実施形態8での効果に加え、演算回路36が動作開始した直後の放電灯1の過渡変化特性によって放電灯1の異常状態を誤判別することがなく、さらに信頼性の高い放電灯点灯装置を実現することができる。
【0111】
(実施形態11)
図18に示す本実施形態の構成は実施形態10と略同様で、且つ実施形態9と略同様な演算回路36の構成となっており、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。また図示していないが、本実施形態での周波数設定回路31も実施形態9で説明した構成と同様とする。本実施形態の特徴として、異常判定、出力抑制動作を開始する時間t4(図6参照)は、前述の予熱回路4による予熱電流抑制制御を開始する時間t3以上であり、演算回路36によるフィードバック制御を開始する時間t5(図15参照)は、異常判定、出力抑制動作を開始する時間t4以上、始動状態から点灯状態へ切り替わる時間t2以下の時間としている。
【0112】
ここで図16の構成を備える演算回路36は、先行予熱状態において周波数設定回路31のトランジスタQ107,Q108はオンであるため、インバータ回路2の動作周波数は、抵抗Rpre,Rstr,Roscに流れる電流の総和から設定される。
【0113】
始動状態においては、トランジスタQ107はオフ、トランジスタQ108はオンであるため、インバータ回路2の動作周波数は、抵抗Rstr,Roscに流れる電流の総和から設定される。
【0114】
点灯状態においては、抵抗Roscに流れる電流、及び抵抗R105とダイオードD100を介してオペアンプOP101の出力端に流入する電流によってインバータ回路2の動作周波数は決まる。
【0115】
ここでインバータ回路2が始動状態である場合、放電灯1へ供給される電力は点灯状態以下であり、抵抗R5で検出される検出信号の平均値も当然小さい。したがって、時間t5に制御信号Eによって演算回路36が動作を開始し、演算回路36を構成するオペアンプOP101の出力電圧が上昇して、抵抗R5で検出される検出信号の平均値を上昇、すなわち放電灯1への供給電力を上昇させようと動作する。ところが本実施形態においては、オペアンプOP101の出力端に接続されたダイオードD100によって、オペアンプOP101の出力端からバッファ部31aの出力端への電流供給を行うことができない。このため始動状態から点灯状態へ切り替わる時間t2までは、実質的に演算回路36によるフィードバック制御は行われないことになる。
【0116】
また、始動状態から点灯状態へ切り替わる時間t2より後に演算回路36によるフィードバック制御を開始すると、オペアンプOP101、抵抗R104、コンデンサCfbで構成する積分回路の時定数による応答遅れによって、オペアンプOP101の出力電圧が周波数設定回路31のバッファ部31aの出力電圧より小さくなるまでに若干の時間遅れを生じ、点灯状態へ切り替わる時間t2直後に瞬時過大な電流が放電灯へ供給されて放電灯1の寿命を損なう恐れがあるため、少なくとも点灯状態へ切り替わる時間t2では確実に演算回路36によるフィードバック制御を開始する必要がある。
【0117】
以上のように時間t4,t5を設定することによって、実施形態8,9の効果に加えて放電灯1の寿命時に予熱回路4、及ぴインバータ回路2等へ印加されるストレスを最小限とすることができ、さらに小型化を図ることができるという効果がある。
【0118】
(実施形態12)
図19に示す本実施形態の構成、動作は実施形態11と略同様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。本実施形態の特徴として、異常判定、出力抑制動作を開始する時間t4(図6参照)と、演算回路36によるフィードバック制御を開始する時間t5(図15参照)と、始動状態から点灯状態へ切り替わる時間t2との関係をt4=t5=t2とし、さらに予熱回路4による予熱電流抑制制御を開始する時間t3以上としている。
【0119】
したがって、制御回路3aを構成するタイマ回路30が簡略化でき、実施形態11の制御信号Dを制御信号Bで兼用することによってタイマ回路30から出力される信号線も省配線化されるため、制御回路3aを集積化する際にチップ面積の削減も容易であり、小型で安価な放電灯点灯装置を提供することができる。
【0120】
(実施形態13)
図20に示す本実施形態の構成は実施形態12と略同様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。本実施形態の特徴として、制御回路3bは、誤差アンプEA1の出力信号と所定のしきい値Vth4とを比較するコンパレータComp2と、AND素子IC3を備えており、AND素子IC4は、コンパレータComp2の出力信号と、NOT素子IC4を介して出力抑制回路3aの出力抑制動作を制御する制御信号Bとを入力されて、その出力に応じて制御回路3bのドライブ回路34の動作・停止が制御される。
【0121】
昇圧チョッパ回路である直流電源回路Eのスイッチング素子Q3のオン時間は、誤差アンプEA1の出力信号をもとに決定されており、図示はしていないが、スイッチング素子Q3に流れる電流値を検出し、この電流のピーク値を制限することによって、オン時間を決定することができる。
【0122】
また、スイッチング素子Q3がオフすることによってインダクタL2に蓄積されたエネルギーが放出され、インバータ回路2及び放電灯1へ電力が供給されているが、インバータ回路2及び放電灯1で必要とされる消費電力が著しく減少すると、直流電源回路Eからインバータ回路2への供給電力は供給過多となり、直流電源回路Eの出力端に接続されている平滑用コンデンサC6の両端電圧は上昇を開始する。この平滑用コンデンサC6の両端電圧は平滑出力検出回路6によって検出されて、誤差アンプEA1によってしきい値Vth1と比較されており、しきい値Vth1との差が大きくなる、すなわち誤差電圧が増すことによって誤差アンプEA1の出力は徐々に低下する。
【0123】
誤差アンプEA1の出力が低下すると、動作設定回路33及びドライブ回路34を介してスイッチング素子Q3のオン時間を短くして、スイッチング素子Q3に流れる電流値を制限するように制御し、インダクタL2に蓄積されるエネルギーを減少させる方向に動作する。
【0124】
このような動作を行う場合、スイッチング素子Q3のオン時間をさらに短くし、スイッチング素子Q3に流れる電流をほぼ0に等しいレベルまで抑制すると、例えばスイッチング素子Q3の電流を検出するためのコンパレータの入力オフセットの影響で、スイッチング素子Q3を安定に制御できなくなり、平滑用コンデンサC6の両端電圧上昇を抑えることが困難になってくる。
【0125】
したがってコンパレータComp2に入力されるしきい値Vth4を、誤差アンプEA1に入力されるしきい値Vth1の70〜80%程度の値に設定しておき、コンパレータComp2で誤差アンプEA1の出力がしきい値Vth4まで下がったことを検出することによって、平滑用コンデンサC6の両端電圧の上昇を抑える動作が安定に制御できなくなる前に、ドライブ回路34の動作を停止させて、スイッチング素子Q3の駆動を停止させる。
【0126】
放電灯点灯装置において、インバータ回路2及び放電灯1で必要とされる消費電力が著しく減少するのは、一般的に先行予熱状態、始動状態であるが、複数種類の放電灯1を同一の放電灯点灯装置に適合させる場合には、放電灯個々の周囲温度に対する電気特性の違いで、使用条件によっては比較的消費電力が小さくなる場合も考えられる。特に正常時において放電灯1の消費電力が著しく低下した場合には比較的安定な動作が望めるため、上述のようにスイッチング素子Q3の駆動を停止させる制御は、放電灯1の点灯状態では禁止するほうが望ましい。
【0127】
そこで本実施形態では制御信号Bが”L”レベルで出力抑制回路9による出力抑制動作を停止している間は、AND素子IC3の出力によって制御回路3bのドライブ回路34の停止動作を行い、制御信号Bが”H”レベルで出力抑制回路9による出力抑制動作を有効にしてからAND素子IC3の出力を”L”として、コンパレータComp2の出力信号による制御回路3bのドライブ回路34の停止動作を禁止するマスク動作を行っている。
【0128】
(実施形態14)
図21に本実施形態の周波数設定回路31の構成を示し、その構成は実施形態9と同様であって、コンデンサCoscに発生する三角波波形(図22(c))と同じ周期Toscの矩形波信号がコンパレータComp100の出力端に出力される(図22(d))。本実施形態では、このコンパレータComp100の出力信号をTフリップフロップFF4へ入力し、その出力をドライブ回路32へ出力している。したがって、図22のタイミングチャートに示すように、予熱回路4への印加電圧(図22(e))の周期Tosc’は、インバータ回路2の動作周期と同じであり、コンデンサCoscに発生する三角波信号の周期Toscの2倍、すなわちTosc’=Tosc×2となる。
【0129】
また、予熱回路4の予熱用スイッチ素子SW1をオフする制御信号C(図22(a))は、NOT素子IC6を介してRSフリップフロップFF3のリセット入力へ接続される。一方、RSフリップフロップFF3のセット入力へは、コンパレータComp100の出力信号をNOT素子IC5で反転した信号が入力される。よって、RSフリップフロップFF3の出力は、予熱回路4への印加電圧がVinvから0Vになった時点からTosc/2後に”H”となり(図22(b))、NOT素子IC1を介して予熱回路4の予熱用スイッチ素子SW1をオフする。
【0130】
このように予熱回路4に流れる電流(図22(f))が略0Aとなるタイミングで、予熱用スイッチ素子SW1をオフして予熱電流抑制を開始するため、予熱回路抑制を開始する時点でのストレスはさらに低減することができる。
【0131】
なお、図22(g)は、放電灯1のフィラメントF1,F2に流れる予熱電流Ifを示す。
【0132】
(実施形態15)
図23に示す本実施形態の構成、動作は実施形態1と略同様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。本実施形態では、予熱回路4に流れる電流を検出する抵抗R6を、予熱用スイッチ素子SW1に直列接続している。抵抗R6での検出信号は、コンパレータComp3の非反転入力へ接続され、反転入力に接続されたしきい値Vth5と比較される。コンパレータComp3の出力信号はRSフリップフロップFF3のセット入力に接続される。RSフリップフロップFF3のリセット入力には制御回路3aのタイマ回路30から出力される制御信号CをNOT素子IC6で反転した信号が接続される。
【0133】
ここで、RSフリップフロップFF3はリセット優先であり、予熱用スイッチ素子SW1をオン・オフする制御信号C=”L”、すなわちリセット信号=”H”のときには、RSフリップフロップFF3の出力は”L”を維持して、予熱回路4の予熱用スイッチ素子SW1はオンとなっている。
【0134】
そして、時間t3(図2参照)で制御信号C=”H”になると、RSフリップフロップFF3のリセット信号=”L”となる。このとき予熱回路4を流れる電流波形に比例した信号が抵抗R6に発生しており、コンパレータComp3でしきい値Vth5と比較されて、予熱回路4を流れる電流が所定レベルより高くなると、コンパレータComp3の出力=”H”、すなわちRSフリップフロップFF3のセット信号が”H”に立ち上がり、RSフリップフロップFF3の出力も”H”となる。したがって予熱回路4の予熱用スイッチ素子SW1はオフとなる。
【0135】
また上記しきい値Vth5のレベルを0Vに近い低いレベルに設定することによって、予熱回路4に流れる電流が略0Aのタイミングで予熱用スイッチ素子SW1をオフすることができるため、前述の予熱回路抑制を開始する時点でのストレスは実施形態1、及び実施形態14に比べさらに低減することができる。
【0136】
(実施形態16)
実施形態1〜15で説明したいずれかの放電灯点灯装置を具備した照明器具の構成を図24に示し、器具本体50の下面には反射板52を設け、反射板52の両端にランプソケット51を各々設けて、ランプソケット51には放電灯1が装着されている。器具本体50内部には放電灯点灯装置54が配置され、配線53で放電灯1に接続されている。
【0137】
そして実施形態2で示すような直流電源回路Eとして昇圧チョッパ回路を用いた放電灯点灯装置54を用いた場合、複数の交流電源を各々入力したときにも直流電源回路Eの出力電圧が略一定となるよう制御されるため、複数の交流電源電圧を定格電圧とする照明器具を実現することができる。
【0138】
さらに主に実施形態8で示すような放電灯点灯装置54を用いた場合は、例えば、4フィートの長さを持つ放電灯1(蛍光ランプ)としてFHF32,FL40S,FL40SS/37,FLR40S/36等の定格光出力時の電気特性が互いに異なる複数のランプを同じ照明器具に装着して使用することができる。
【0139】
また、形状が互いに異なる複数のランプを同じ照明器具に装着して使用することも可能である。
【0140】
【発明の効果】
請求項1の発明によれば、予熱回路による予熱電流抑制動作の開始を点灯状態に移行する前の始動状態に行っているため、回路効率に優れるとともに、簡単な構成で予熱回路のストレスを低減することができるという効果がある。さらに予熱回路を構成する部品の小型化を図ることができ、予熱回路を構成する予熱用スイッチ要素へ駆動信号を供給する電流供給能力も低減することができる。
【0141】
請求項2の発明によれば、直流電源回路の出力を安定させることができるので、交流電源の変動に関わらず、より安定した予熱電流供給及び始動電圧印加を行うことができ、比較的低い始動電圧とすることができる。よって始動状態でのインバータ回路2の動作周波数を高くすることができ、予熱回路に流れる予熱電流のピーク値を比較的低めに抑えることができるため、予熱回路4を構成する部品の小型化を図ることができるという効果がある。
【0142】
請求項3の発明によれば、予熱電流の供給中は、異常による出力抑制動作を禁止し、予熱電流の抑制開始後に異状による出力抑制動作を行うため、放電灯の始動性を損なうことがないという効果がある。
【0143】
請求項4の発明によれば、予熱回路を簡単な回路構成により実現できるという効果がある。
【0144】
請求項5の発明によれば、コンデンサの充電統性を利用して予熱用スイッチ要素をMOSFETのみで構成でき、そのため簡単で且つ安価に予熱回路を実現できるという効果がある。
【0145】
請求項6の発明によれば、制御回路を1チップに集積化する際に集積回路のチップ面積の小型化を図ることができ、安価な放電灯点灯装置を提供することができるという効果がある。
【0146】
請求項7の発明によれば、インバータ回路に対してスイッチング電流を検出して動作周波数を調整することで、出力電流を調整するフィードバック制御を行う場合に、予熱電流供給中はフィードバック制御を禁止し、予熱電流抑制開始後にフィードバック制御を行うため、予熱回路の影響によって立ち消えを生じることがないという効果がある。
【0147】
請求項8の発明によれば、インバ−タ制御手段、フィードバック制御手段、フィードバックマスク手段の各具体回路を構成することができるという効果がある。
【0148】
請求項9の発明によれば、フィードバック制御を開始する時間を寿命等の異常時に出力抑制動作を開始する時間より早くすることにより、フィードバック制御を開始した直後に、放電灯の電気特性の過渡変化によって異常状態と誤判別してしまうことを防止することができるという効果がある。
【0149】
請求項10の発明によれば、フィードバック制御を開始する時間を寿命等の異常時に出力抑制動作を開始する時間より遅くすることによって、放電灯異常時に予熱回路及びインバータ回路ヘ印加されるストレスを低減することができるという効果がある。
【0150】
請求項11の発明によれば、フィードバック制御を開始する時間と寿命等の異常時の出力抑制動作を開始する時間とを同じにすることによって、第1の制御回路を簡単に構成することができるという効果がある。
【0151】
請求項12の発明によれば、放電灯の点灯状態では直流電圧異常判別手段または直流出力抑制手段の動作を禁止することができるという効果がある。
【0152】
請求項13の発明によれば、予熱回路が予熱電流抑制を開始する時点に予熱用スイッチ要素に印加されるストレスを低減することができるという効果がある。
【0153】
請求項14の発明によれば、予熱回路が予熱電流抑制を開始する時点に予熱用スイッチ要素に印加されるストレスをさらに低減することができるという効果がある。
【0154】
請求項15の発明によれば、装置の小型化を図ることができるという効果がある。
【0156】
請求項16の発明によれば、請求項15と同様の効果を奏する照明器具を提供することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施形態1の構成を示す図である。
【図2】(a)〜(j)同上のタイミングチャートを示す図である。
【図3】同上の周波数特性を示す図である。
【図4】本発明の実施形態2の構成を示す図である。
【図5】本発明の実施形態3の構成を示す図である。
【図6】(a)〜(h)同上のタイミングチャートを示す図である。
【図7】本発明の実施形態4の構成を示す図である。
【図8】本発明の実施形態5の構成を示す図である。
【図9】本発明の実施形態6の予熱回路の構成を示す図である。
【図10】本発明の実施形態7の構成を示す図である。
【図11】同上のドライブ回路の構成を示す図である。
【図12】(a)〜(k)同上のタイミングチャートを示す図である。
【図13】同上のドライブ電流比とスイッチング電流のピーク値との関係を示す図である。
【図14】本発明の実施形態8の構成を示す図である。
【図15】(a)〜(i)同上のタイミングチャートを示す図である。
【図16】本発明の実施形態9の周波数設定回路及び演算回路の構成を示す図である。
【図17】本発明の実施形態10の構成を示す図である。
【図18】本発明の実施形態11の構成を示す図である。
【図19】本発明の実施形態12の構成を示す図である。
【図20】本発明の実施形態13の構成を示す図である。
【図21】本発明の実施形態14の周波数設定回路の構成を示す図である。
【図22】(a)〜(g)同上のタイミングチャートを示す図である。
【図23】本発明の実施形態15の構成を示す図である。
【図24】本発明の実施形態16の照明器具の構成を示す図である。
【図25】従来例の構成を示す図である。
【図26】(a)〜(g)同上のタイミングチャートを示す図である。
【図27】(a)〜(e)同上の予熱回路のタイミングチャートを示す図である。
【図28】同上のスナバコンデンサの充放電経路を示す図である。
【図29】(a)〜(d)同上のインバータ回路のタイミングチャートを示す図である。
【図30】従来例の構成を示す図である。
【図31】(a)〜(d)同上のタイミングチャートを示す図である。
【符号の説明】
1 放電灯
2 インバータ回路
3a 制御回路
4 予熱回路
5 負荷回路
30 タイマ回路
31 周波数設定回路
32 ドライブ回路
AC 交流電源
DB 整流器
E 直流電源回路
SW1 予熱用スイッチ素子
F1,F2 フィラメント
T1 予熱用トランス
A,B,C 制御信号
Claims (16)
- 交流電源を整流する整流器と、
1つ以上の平滑コンデンサを具備して整流器の出力を所望の直流出力に変換する直流電源回路と、
1つ以上のスイッチング素子を具備して該スイッチング素子をオン・オフすることで直流電源回路の出力を高周波電力に変換するインバータ回路と、
1つ以上の共振用インダクタ、共振用コンデンサ、及び熱陰極型の放電灯を具備して、インバータ回路から供給される高周波電力の共振作用によって放電灯を点灯させる負荷回路と、
予熱用スイッチ要素を具備して、該予熱用スイッチ要素をオンすることで放電灯のフィラメントに予熱電流を供給する予熱回路と、
放電灯のフィラメントを先行予熱する先行予熱状態、放電灯へ始動電圧を印加する始動状態、放電灯を所定出力で点灯させる点灯状態にインバータ回路の動作を順次切り替えるインバータ動作切替時間を設定するタイマ手段、タイマ手段の出力に応じてインバータ回路のスイッチング素子のオン・オフ期間を設定するインバータ制御手段、インバータ制御手段の出力に応じてインバータ回路のスイッチング素子を駆動するドライブ手段、タイマ手段で設定したインバータ動作切替時間に応じて予熱回路の予熱動作を制御する予熱制御手段を具備した第1の制御回路とを備え、
前記予熱制御手段は、インバータ回路の動作が先行予熱状態の全期間、及び始動状態の期間中で始動状態に切り替わってから第1の所定時間経過するまでの期間は予熱回路が放電灯のフィラメントに予熱電流を供給するように制御し、第1の所定時間経過後は予熱電流を抑制するように制御することを特徴とする放電灯点灯装置。 - 前記直流電源回路は1つ以上のスイッチング素子、インダクタを備えて該スイッチング素子をオン・オフすることで所望の直流出力に変換するもので、出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、出力電圧検出手段の検出信号を所定のしきい値と比較する誤差アンプと、誤差アンプの出力に応じて所定の出力電圧となるように直流電源回路のスイッチング素子のオン・オフ期間を設定する直流電源制御手段と、直流電源制御手段の出力に応じて直流電源回路のスイッチング素子を駆動するドライブ手段とを具備した第2の制御回路を備えることを特徴とする請求項1記載の放電灯点灯装置。
- 放電灯の異常を検出する異常検出回路と、異常検出回路の検出信号から放電灯の異常を判別する放電灯異常判別手段と、異常と判別した場合に前記インバータ回路から負荷回路へ供給する電力を抑制させる放電灯出力抑制手段と、放電灯異常判別手段と放電灯出力抑制手段とのうち少なくともいずれか一方の動作を停止させる放電灯異常検出マスク手段とを備え、放電灯異常検出マスク手段は、インバータ回路の動作が先行予熱状態の全期間、及び始動状態に切り替わってから前記第1の所定時間より長い第2の所定時間経過するまでの期間はマスク動作を行い、前記第2の所定時間経過後はマスク動作を停止することを特徴とする請求項1または2記載の放電灯点灯装置。
- 前記インバータ回路は、前記直流電源回路の出力端間に直列接続された2つのスイッチング素子を具備して、各スイッチング素子を交互にオン・オフすることで前記直流電源回路の出力を高周波電力に変換し、
前記予熱回路は、両端にインバータ回路の高周波電圧が電源として印加される、少なくとも1つのコンデンサ、予熱用トランスの1次巻線、予熱用スイッチ要素の直列回路からなり、インバータ回路の動作が先行予熱状態の全期間、及び始動状態の期間中で始動状態に切り替わってから第1の所定時間経過するまでの期間では予熱用スイッチ要素がオンして1次巻線に通電することで予熱用トランスに設けた予熱用巻線から放電灯のフィラメントに予熱電流を供給し、第1の所定時間経過後は予熱用スイッチ要素がオフして予熱電流を抑制することを特徴とする請求項1乃至3いずれか記載の放電灯点灯装置。 - 前記予熱用スイッチ要素はMOSFETであることを特徴とする請求項1乃至4いずれか記載の放電灯点灯装置。
- 前記インバータ回路の2つのスイッチング素子のうち少なくともいずれか一方に並列接続したコンデンサからなるスナバ回路を備え、前記第1の制御回路のドライブ手段は、スイッチング素子を駆動するため電流を吐き出すソース電流能力が電流を吸い込むシンク電流能力の40%以下であり、シンク電流能力は400mAから500mAであることを特徴とする請求項4または5記載の放電灯点灯装置
- 前記インバータ回路のスイッチング素子に流れる電流を検出するスイッチング電流検出回路を備え、前記第1の制御回路は、スイッチング電流検出回路の検出信号と基準電圧とを比較演算し、該比較演算結果に応じてインバータ回路のスイッチング素子のオン・オフ期間を可変調整するフィードバック制御手段と、フィードバック制御手段の動作を停止させるフィードバックマスク手段とを具備し、フィードバックマスク手段は、インバータ回路の動作が先行予熱状態の全期間、及び始動状態に切り替わってから第3の所定時間経過するまでの期間はマスク動作を行い、第3の所定時間経過後はマスク動作を停止するもので、第3の所定時間は前記第1の所定時間より長いことを特徴とする請求項1乃至6いずれか記載の放電灯点灯装置。
- 前記インバ−タ制御手段は、所定の電圧を出力するバッファ回路と、タイマ手段の出力に応じてバッファ回路の出力電流を設定するインピーダンス要素と、バッファ回路の出力電流に応じて前記インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフ期間を設定する電流−周波数変換部とを具備し、
前記フィードバック制御手段は、オペアンプと、オペアンプの出力と反転入力との間に接続される負帰還コンデンサとを具備して、抵抗を介してオペアンプの反転入力に接続された前記スイッチング電流検出回路の検出信号とオペアンプの非反転入力に接続された基準電圧との比較演算を行い、オペアンプの出力はカソードをオペアンプの出力に接続したダイオードと抵抗との直列回路を介してバッファ回路の出力に接続されており、
前記フィードバックマスク手段は、マスク動作中にオペアンプの出力電圧をバッファ回路の出力電圧より高くするもので、インバータ回路の動作が点灯状態に切り替わるまでにマスク動作を停止することを特徴とする請求項7記載の放電灯点灯装置。 - 前記放電灯異常検出マスク手段は、前記インバータ回路の動作が点灯状態に切り替わるまでにマスク動作を停止し、前記フィードバックマスク手段は、放電灯異常検出マスク手段の停止時間までにマスク動作を停止することを特徴とする請求項7または8記載の放電灯点灯装置。
- 前記フィードバックマスク手段は、前記インバータ回路の動作が点灯状態に切り替わるまでにマスク動作を停止し、前記放電灯異常検出マスク手段は、フィードバックマスク手段の停止時間までにマスク動作を停止することを特徴とする請求項7または8記載の放電灯点灯装置。
- 前記フィードバックマスク手段及び前記放電灯異常検出マスク手段は、前記インバータ回路の動作が点灯状態に切り替わるときにマスク動作を停止することを特徴とする請求項7または8記載の放電灯点灯装置。
- 前記第2の制御回路は、前記誤差アンプの出力電圧から前記直流電源回路の出力電圧がしきい値より高いことを判別する直流電圧異常判別手段と、出力電圧がしきい値より高いと判別した場合に前記直流電源制御手段の動作を停止させる直流出力抑制手段と、直流電圧異常判別手段と直流出力抑制手段とのうち少なくともいずれか一方の動作を停止させる直流電圧異常検出マスク手段とを具備し、前記放電灯異常検出マスク手段がマスク動作を停止した後、直流電圧異常検出マスク手段がマスク動作を行うことを特徴とする請求項3乃至11いずれか記載の放電灯点灯装置。
- 前記予熱回路の予熱用スイッチ要素は、始動状態の期間中で始動状態に切り替わってから第1の所定時間経過した後に、前記インバータ制御手段がインバータ回路のスイッチング素子の動作周波数を設定するために生成する周波数信号に同期した所定の位相でオフすることを特徴とする請求項1乃至12いずれか記載の放電灯点灯装置。
- 前記予熱回路は、前記予熱用スイッチ要素に流れる電流を検出する予熱電流検出手段を具備し、予熱用スイッチ要素は、始動状態の期間中で始動状態に切り替わってから第1の所定時間経過後、予熱電流検出手段の検出値が略0のときにオフすることを特徴とする請求項1乃至12いずれか記載の放電灯点灯装置。
- 前記第1の制御回路、及び前記第2の制御回路は、1チップに集積化した制御用集積回路であることを特徴とする請求項2乃至14いずれか記載の放電灯点灯装置。
- 請求項1乃至15いずれか記載の放電灯点灯装置を用いたことを特徴とする照明器具。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003181190A JP4089524B2 (ja) | 2003-06-25 | 2003-06-25 | 放電灯点灯装置、及びこれを用いた照明器具 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003181190A JP4089524B2 (ja) | 2003-06-25 | 2003-06-25 | 放電灯点灯装置、及びこれを用いた照明器具 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2005019142A JP2005019142A (ja) | 2005-01-20 |
JP4089524B2 true JP4089524B2 (ja) | 2008-05-28 |
Family
ID=34181959
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2003181190A Expired - Fee Related JP4089524B2 (ja) | 2003-06-25 | 2003-06-25 | 放電灯点灯装置、及びこれを用いた照明器具 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4089524B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4619167B2 (ja) * | 2005-03-28 | 2011-01-26 | 三菱電機株式会社 | 放電灯点灯装置 |
JP2006286424A (ja) * | 2005-03-31 | 2006-10-19 | Toshiba Lighting & Technology Corp | 放電ランプ点灯装置および照明器具 |
JP4749376B2 (ja) * | 2007-04-11 | 2011-08-17 | 三菱電機株式会社 | 放電灯点灯装置並びに照明装置 |
WO2019021509A1 (ja) * | 2017-07-25 | 2019-01-31 | 三菱電機株式会社 | 家電機器 |
-
2003
- 2003-06-25 JP JP2003181190A patent/JP4089524B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Publication date |
---|---|
JP2005019142A (ja) | 2005-01-20 |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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R350 | Written notification of registration of transfer |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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