JP4386357B2 - 放電灯点灯回路及び放電灯点灯方法 - Google Patents

Description

本発明は、高周波化に適した放電灯点灯回路及び方法において、直流電源から供給される入力電圧の低下時に放電灯の点灯維持を確実に行えるようにするための技術に関する。

メタルハライドランプ等の放電灯の点灯回路には、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成をもった直流電源回路と、直流−交流変換回路、起動回路を備えた構成が知られており、例えば、バッテリーからの直流入力電圧を直流電源回路において所望の電圧に変換した上で、後段の直流−交流変換回路にて交流出力に変換し、これに起動用の高電圧信号を重畳して放電灯に供給する（例えば、特許文献１参照。）。

ところで、２段階の電圧変換（直流電圧変換と直流−交流変換）を行う構成形態において、回路規模が大きくなると小型化に適さなくなるため、直流−交流変換回路における１段階の電圧変換によって昇圧された出力を放電灯に供給するようにした構成が用いられる（例えば、特許文献２参照。）。

そして、放電灯が点灯する前（消灯時）の無負荷時出力電圧（以下、「ＯＣＶ」という。）を制御して、放電灯に起動用信号を印加することで該放電灯を点灯させた後、過渡投入電力を低減しながら定常点灯状態へと移行させるために直流−交流変換回路に係る駆動制御（スイッチング素子の周波数制御）が行われる。

特開平７−１４２１８２号公報 特開平７−１６９５８４号公報

ところで、従来の点灯回路では、直流電源からの入力電圧が過度に低下した場合、出力可能な最大電力が減少して放電灯が消灯し易くなるという問題があり、あるいは、そのような問題が生じないようにするために複雑な制御構成等が必要となる。

例えば、自動車用照明光源に放電灯を用いる場合に、バッテリー電圧が低下した場合に放電灯への供給電力の不足によって該放電灯が消灯してしまうことへの対策が必要とされる。つまり、バッテリー電圧が所定の閾値以下に低下した場合に放電灯への電力供給を遮断する方法も挙げられるが、放電灯の点灯維持が可能である限りは、放電灯への供給電力を制御して極力点灯状態を保つことが、夜間走行の安全性を確保する上で望ましい。

点灯回路の出力電力の制御を、変換回路におけるスイッチング周波数の制御で行う構成形態において、通常の安定点灯状態では、放電灯への供給電力がほぼ一定となるように、所定の周波数以上のスイッチング周波数（あるいは点灯周波数）をもって電力制御が行われる。尚、ここで、「所定の周波数」とは、放電灯の点灯時に出力電圧又は出力電力が最大となるときの駆動周波数を意味する（これを「ｆ２」と記す。）。

直流入力電圧の低下時に点灯回路の能力が下がり、その出力電力が低下すると、点灯周波数を上記ｆ２に近づけることにより電力が一定になるように周波数制御が行われる。

しかし、何らかの原因によって直流入力電圧が急激に低下した場合には、点灯周波数をｆ２にしたとしても、その際の出力電力が十分でないと放電灯の点灯維持が不可能になり、失灯の確率が高まってしまう（電力の不足分を補償するための手段を講じる必要がある。）。

そこで、本発明は、直流入力電圧の低下時において放電灯の点灯維持を確実に行うとともに、そのために回路構成や制御方法の複雑化を伴わないようにすることを課題とする。

本発明に係る放電灯点灯回路は、直流入力電圧を受けて交流変換及び昇圧を行う直流−交流変換回路と、放電灯に起動用信号を供給するための起動回路を備え、直流入力電圧を検出する入力電圧検出回路を有する制御手段によって該直流−交流変換回路の出力する電力を制御して放電灯の点灯制御を行う放電灯点灯回路において、下記に示す構成を有するものである。

・上記直流−交流変換回路がトランスと複数のスイッチング素子及び共振用コンデンサを有しており、直列に接続された上記共振用コンデンサとインダクタンス素子と上記トランスの一次巻線との直列共振を利用した構成を有していること。

・上記放電灯が点灯する前の消灯時に該放電灯に印加される出力電圧に係る共振曲線と、上記放電灯の点灯時における最大出力電圧の値を示す直線との交点によって決まる周波数をそれぞれ第１及び第２の周波数とし、かつ該第１の周波数よりも該第２の周波数が大きいとした場合に、上記直流入力電圧が予め決められた閾値以下になったときに、上記スイッチング素子の駆動周波数を、上記第１の周波数以上かつ上記第２の周波数以下の周波数範囲へと移行させることで、上記直流−交流変換回路が出力可能な電圧を上記放電灯の点灯時の最大出力電圧以上として、放電灯の点灯を持続させること。

また、本発明に係る放電灯点灯方法においては、トランスと複数のスイッチング素子及び共振用コンデンサを用いて直流−交流変換を行う際に、該スイッチング素子を駆動して直列に接続された上記共振用コンデンサとインダクタンス素子と上記トランスの一次巻線とを直列共振させるとともに、上記放電灯が点灯する前の消灯時に該放電灯に印加される出力電圧に係る共振曲線と上記放電灯の点灯時における最大出力電圧の値を示す直線との交点によって決まる周波数をそれぞれ第１及び第２の周波数とし、かつ該第１の周波数よりも該第２の周波数が大きいとした場合に、上記直流入力電圧が予め決められた閾値以下になったときに、上記スイッチング素子の駆動周波数を、上記第１の周波数以上かつ上記第２の周波数以下の周波数範囲へと移行させて、上記直流−交流変換回路が出力可能な電圧を上記放電灯の点灯時の最大出力電圧以上として、放電灯の点灯を持続させるようにしたものである。

従って、本発明では、直流入力電圧の低下によって放電灯が消灯しそうになった場合に、出力電圧を上げて放電灯の点灯を維持することができる。

本発明によれば、スイッチング素子の駆動周波数の制御によって、直流入力電圧の低下時に放電灯の点灯維持を確実に行うとともに、そのために回路構成や制御方法の複雑化を伴うことがなく、回路装置の小型化や低コスト化に有利である。また、直流入力電圧が低下した場合には、直流−交流変換回路が出力可能な電圧を、放電灯の点灯時の最大出力電圧以上に規定することが好ましい。つまり、放電灯が点灯する前の消灯時に該放電灯に印加される出力電圧に係る共振曲線と放電灯の点灯時における最大出力電圧との交点によって決まる周波数をそれぞれ第１及び第２の周波数とし、かつ該第１の周波数よりも該第２の周波数が大きいとした場合に、直流入力電圧が予め決められた閾値以下になったときに、スイッチング素子の駆動周波数を、第１の周波数以上かつ上記第２の周波数以下の周波数範囲へと移行させる。これにより、放電灯が偶発的に立ち消えた場合に、消灯時の共振曲線へと制御が移って出力電圧が点灯時の最大出力電圧以上となるため、直ちに放電灯が点灯を開始して点灯維持が図られる。

そして、放電灯の点灯時において最大出力電圧又は最大出力電力が得られるときのスイッチング素子の駆動周波数を「ｆ２」と記すとき、直流入力電圧の検出に係る閾値を、ｆ２にて放電灯の点灯維持が不可能となる時の直流入力電圧値よりも高い値に設定することが望ましい。つまり、直流入力電圧の低下によって放電灯への供給電力が不足し、放電灯の点灯維持が不可能となる前にスイッチング素子の駆動周波数を低くすることで、放電灯の点灯維持を確実に行うことができる。

また、制御構成の簡単化を図るには、直流入力電圧が予め決められた閾値以下になり、スイッチング素子の駆動周波数を、放電灯の点灯時における周波数範囲よりも低い周波数に移行させる場合において、該周波数を放電灯の点灯前に規定される周波数範囲内とすることが好ましい。つまり、放電灯の点灯前における駆動周波数の制御を利用することができ、直流入力電圧低下に対する専用の回路設計等を行う必要がなくなる。

さらには、直流入力電圧が低下した場合のスイッチング素子の駆動周波数を、上記第１の周波数以上かつ上記第２の周波数以下の周波数範囲内の固定値又は放電灯の点灯前に規定される周波数範囲内の固定値とすることは、回路構成の簡単化や低コスト化の面で有利である。

図１は本発明に係る基本構成例を示すものであり、放電灯点灯回路１は、直流電源２から電源供給を受ける直流−交流変換回路３と起動回路４を備えている。

直流−交流変換回路３は、直流電源２から直流入力電圧（図の「＋Ｂ」参照）を受けて交流変換及び昇圧を行うために設けられている。本例では、２つのスイッチング素子５Ｈ、５Ｌと、それらの駆動制御を行う制御手段６を備えている。つまり、高段側のスイッチング素子５Ｈの一端が電源端子に接続され、該スイッチング素子の他端が低段側のスイッチング素子５Ｌを介して接地されており、制御手段６によって各素子５Ｈ、５Ｌが交互にオン／オフされる。尚、図では簡単化のために素子５Ｈ、５Ｌをスイッチの記号で示しているが、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）やバイポーラトランジスタ等の半導体スイッチング素子が用いられる。

直流−交流変換回路３は電力変換用トランス７を有しており、本例では、その一次側において共振用コンデンサ８と、インダクタ又はインダクタンス成分との共振現象を利用した回路構成が用いられている。つまり、構成形態としては、例えば、下記の３通りが挙げられる。

（Ｉ）共振用コンデンサ８とインダクタンス素子との共振を利用した形態
（ＩＩ）共振用コンデンサ８とトランス７のリーケージ（漏れ）インダクタンスとの共振を利用した形態
（ＩＩＩ）共振用コンデンサ８と、インダクタンス素子及びトランス７のリーケージインダクタンスとの共振を利用した形態。

先ず、上記（Ｉ）では、共振用コイル等のインダクタンス素子９を付設し、例えば、該素子の一端を共振用コンデンサ８に接続して、該コンデンサ８をスイッチング素子５Ｈと５Ｌとの接続点に接続する。そして、インダクタンス素子９の他端をトランス７の一次巻線７ｐに接続した構成が挙げられる。

また、上記（ＩＩ）では、トランス７のインダクタンス成分を利用することで、共振用コイル等の追加が不要である。つまり、共振用コンデンサ８の一端をスイッチング素子５Ｈと５Ｌとの接続点に接続し、該コンデンサ８の他端をトランス７の一次巻線７ｐに接続すれば良い。

上記（ＩＩＩ）では、インダクタンス素子９とリーケージインダクタンスとの直列合成リアクタンスを用いることができる。

いずれの形態でも、共振用コンデンサ８と誘導性要素（インダクタンス成分やインダクタンス素子）との直列共振を利用し、スイッチング素子５Ｈ、５Ｌの駆動周波数を直列共振周波数以上の値に規定して該スイッチング素子を交互にオン／オフさせれば、トランス７の二次巻線７ｓに接続された放電灯１０（メタルハライドランプ等）の正弦波点灯を行うことができる。尚、制御手段６による各スイッチング素子の駆動制御において、スイッチング素子がともにオン状態とならないように相反的にそれぞれの素子を駆動する必要がある（オンデューティーの制御等に依る。）。また、直列共振周波数については、点灯前の共振周波数を「ｆ１」、点灯状態での共振周波数を「ｆ２」と記し、共振用コンデンサ８の静電容量を「Ｃｒ」、インダクタンス素子９のインダクタンスを「Ｌｒ」、トランス７の一次側インダクタンスを「Ｌｐ１」と記すとき、例えば、上記形態（ＩＩＩ）において、放電灯の点灯前では、「ｆ１＝１／（２・π・√（Ｃｒ・（Ｌｒ＋Ｌｐ１））」となる。例えば、駆動周波数がｆ１よりも低いとスイッチング素子の損失が大きくなり効率が悪化するので、ｆ１よりも高い周波数領域でのスイッチング動作が行われる。また、放電灯点灯後には、「ｆ２≒１／（２・π・√（Ｃｒ・Ｌｒ））」となる（ｆ１＜ｆ２）。この場合も、ｆ２よりも高い周波数領域でスイッチング動作が行われる。

起動回路４は、放電灯１０に起動用信号を供給するために設けられており、起動時における起動回路４の出力電圧がトランス７にて昇圧されて放電灯１０に印加される（交流変換された出力に対して起動用信号が重畳されて放電灯１０に供給される。）。本例では、起動回路４の出力端子の一方をトランス７の一次巻線７ｐの途中に接続し、他方の出力端子を一次巻線７ｐの一端（グランド側端子）に接続した形態を示している。これに限らず、例えば、トランス７の二次側から起動回路への入力電圧を得る形態や、インダクタンス素子９とともにトランスを構成する補助巻線（後述の巻線１１）を設けて、該補助巻線から起動回路への入力電圧を得る形態等が挙げられる。

放電灯１０が点灯する前の消灯時において上記共振周波数ｆ１未満の周波数領域でスイッチング素子５Ｈ、５Ｌを駆動してＯＣＶを放電灯に印加する場合に、スイッチング損失がかなり大きくなって回路効率が悪化することや、ｆ１を越える周波数領域でスイッチング素子を駆動する場合にも同様に損失の増加が問題となり、無負荷時に回路を連続して動作させる期間が必要以上に長くならないように規制することが望ましい。

また、放電灯１０が点灯した後では、上記ｆ２より低い周波数領域においてスイッチング素子を駆動させた点灯状態では、共振回路のインピーダンスが容量性となり、スイッチング損失が大きくなって回路効率が低下するため、放電灯の点灯後には上記ｆ２よりも高い周波数領域でスイッチング素子を駆動することが好ましい。

点灯回路への電源投入後には、放電灯の消灯状態（無負荷状態）においてｆ１付近の周波数値をもってＯＣＶを制御し、起動用信号の発生及び該信号による放電灯の起動後に点灯状態に移行した場合には、ｆ２よりも高い周波数領域での点灯制御を行うことが好ましいが、本発明では、ＯＣＶに関して、スイッチング素子の駆動周波数をｆ１から外れた周波数値に規定してから徐々にｆ１に近づけるようにスイッチング制御を行う。つまり、放電灯が点灯する前の消灯時において、共振周波数ｆ１に近い程、放電灯への出力電圧が上昇することを考慮して、例えば、ｆ１での出力電圧を頂点とする共振曲線の高周波側から駆動周波数の値を変化させてＯＣＶの目標値に近づける方法が、回路の安全性や信頼性の観点から望ましい。

図２は制御形態について説明するための概略的なグラフ図であり、横軸に周波数「ｆ」をとり、縦軸に出力電圧「Ｖ」をとって、放電灯の消灯時の共振曲線「ｇ１」及び点灯時の共振曲線「ｇ２」を示している。点灯時における出力電力特性は、ｇ２と同様にｆ２にピークをもった曲線となる。

尚、放電灯の消灯時にはトランス７の二次側が高インピーダンスであり、該トランスの一次側のインダクタンス値が高く、共振周波数ｆ１の共振曲線ｇ１が得られる。また、放電灯の点灯時には、トランス７の二次側のインピーダンスが低く（数十乃至数百Ω程度）、一次側のインダクタンス値が低くなり、共振周波数ｆ２の共振曲線ｇ２が得られる（点灯時には電圧の変化量が比較的小さく、主として電流が大きく変化する。）。

図中に示す各記号の意味は下記の通りである。

・「ｆａ１」＝「ｆ＜ｆ１」の周波数領域
・「ｆａ２」＝「ｆ＞ｆ１」の周波数領域
・「ｆｂ」＝「ｆ＞ｆ２」の周波数領域（点灯時）
・「Ｐ１」＝電源投入前の動作点
・「Ｐ２」＝電源投入直後の初期動作点（領域ｆｂ内）
・「Ｐ３」＝消灯時にＯＣＶの目標値への到達時点を示す動作点
・「Ｐ４」＝点灯後の動作点（領域ｆｂ内）。

本形態では、電源投入直後や、放電灯が一旦点灯してから消灯した直後において、点灯時の共振周波数ｆ２よりも高い周波数領域ｆｂへと、強制的に周波数を移行させる（Ｐ１→Ｐ２）。つまり、一時的に周波数を高くしてから、徐々に周波数を下げてｆ１に近づけていき（Ｐ２→Ｐ３）、放電灯が点灯すると周波数領域ｆｂへと周波数を上げる（Ｐ３→Ｐ４）。

放電灯の点灯移行制御は、ＯＣＶの制御に引き続いて放電灯への起動用信号を発生させ、該信号の印加により放電灯を点灯させるという手順に従って行われるが、ＯＣＶの制御において、周波数を領域ｆｂから下げてｆ１へと高周波側から近づけていくと、出力電圧が次第に大きくなっていき、領域ｆａ２の動作点Ｐ３にて目標値に到達する。その後、起動回路４によって放電灯が起動すると点灯制御（投入電力制御）に移って領域ｆｂにおいて制御が行われる。尚、領域ｆａ２から領域ｆｂへの移行については、これをステップ的に切り替える方法と、周波数を徐々に増加させていく方法が挙げられる。

そして、消灯指示を除く何らかの原因で放電灯が消灯した場合には、再び点灯移行制御に入ることになる（基本的にはＰ２に戻り、Ｐ２→Ｐ３→Ｐ４へと推移するが、後述のように直流入力電圧の低下時には周波数を下げて、例えば、Ｐ３へと移行させる。）。

尚、動作点Ｐ２は周波数領域ｆｂ内のある決められた周波数（固定値）を示すが、Ｐ４については周波数が一定とは限らない（放電灯の点灯状態に応じて変化する。）。

電源投入直後に周波数を高くする場合、動作点Ｐ２に示すように、ｆ２よりも高い周波数領域ｆｂへと移行させる理由は、点灯移行制御に汎用性をもたせるためである。例えば、ＯＣＶの制御だけを考慮した場合には、電源投入直後にｆ１よりも低い周波数値に規定しても必要な出力電圧が得られるが、放電灯が点灯後に何らかの原因で消灯した場合において、動作点が領域ｆｂにいれば、その周波数を下げて消灯時の共振周波数ｆ１へと高周波側から近づけることでＯＣＶの値を上昇させることができる。従って、電源投入直後と、放電灯が一旦点灯した後に消灯した場合とを区別することなく、点灯移行制御のシーケンスを全く同じにすることが可能である。また、電源投入直後であるか又は放電灯が一旦点灯した後に消灯したのかを区別してそれぞれの点灯移行制御を行う回路に比べて、該制御を担当する回路部分が共通化されるので構成が簡素化される。

また、例えば、共振周波数ｆ１、ｆ２がＡＭ（振幅変調）帯より高く短波やＦＭ（周波数変調）帯よりも低い値をもつとした場合に、共振周波数ｆ１、ｆ２を一気に横切って初期周波数へと移行するため、ラジオノイズ等の弊害をもたらす虞がないといった利点が得られる。

尚、周波数ｆの好適範囲については、小型化等を考慮して実用上１０ｋＨｚ以上が好ましく、その上限値はスイッチング素子の効率等により制約される（ＦＥＴの場合には１０ＭＨｚ程度であり、ＡＭ帯やＳＷ帯への影響を避けるために２ＭＨｚ近傍が好ましい。）。

以上に説明したように、放電灯の立ち消えが生じた場合において共振曲線ｇ１へと制御範囲が移行し、その際、周波数ｆを低下させて出力電圧Ｖを上昇させることにより、放電灯を安定点灯へと移行させるための制御作用が実現される。該作用を利用すれば、直流入力電圧の低下によって放電灯が消灯しかかった状況において、該放電灯の点灯維持が可能となる。即ち、直流入力電圧が予め決められた閾値以下になったことを検出し、スイッチング素子の駆動周波数を、放電灯の点灯時における周波数範囲ｆｂよりも低い周波数に移行させて出力電圧Ｖを高めることにより、放電灯の点灯を持続させる。これにより、放電灯への供給電力が低下した場合でも放電灯の点灯維持が可能となる。しかも、そのために回路構成の大幅な変更を余儀なくされることがなく、著しいコスト上昇等を伴うことがない。

尚、直流入力電圧が低下した場合であっても、放電灯が消灯しなければ共振曲線ｇ２のままでこれに従った周波数制御が行われる。そして、放電灯が消灯した時には共振曲線ｇ１へと移行して、再点灯のための制御が行われる。

また、一時的な立ち消えが発生したとしても自然に再点弧すれば、再点灯のための制御は行われない（この場合、周波数は変化せずに、２つの共振曲線ｇ１、ｇ２の間で状態が遷移する。）。

図２に示すように、動作点Ｐ２から周波数を下げて共振周波数ｆ１に近づけていくと、ｆ２での最大電圧よりも大きな出力電圧が得られることになるが、この場合にスイッチング素子にかかる負担が大きくなるので、必要以上に長い時間に亘って周波数の低い制御状態が継続することは好ましくない。そこで、以下では放電灯の点灯移行制御に係る時間的規制について説明する。

消灯時の共振周波数ｆ１付近での滞在時間を制限するには、放電灯の消灯が判断された時点又はＯＣＶの値が目標値に達した時点から、予め決められた一定時間が経過したときに、周波数領域ｆｂへと周波数を移行させれば良い。尚、放電灯の放電開始（ブレークダウン）時点を時間の起点としても良いが、放電灯を点灯できなかった場合に、周波数がｆ１付近に長時間滞在する虞がある。また、時間の起点を放電灯の消灯判断時点又はＯＣＶ値の目標値到達時点とする形態によれば、点灯判断を素早く行わなくても済む等の利点が得られる。

本発明の適用において、放電灯の放電開始時点を起点としない場合に、下記に示す構成形態が挙げられる。

（１）ＯＣＶの制御開始から一定時間が経過した後に、スイッチング素子の駆動周波数を周波数領域ｆｂへと一時的に移行させる形態
（２）ＯＣＶを予め決められた電圧まで昇圧させた時点からスイッチング素子の駆動周波数を一定値に固定した期間を経て該駆動周波数を周波数領域ｆｂへと一時的に移行させる形態。

図３は形態（１）の説明図であり、矢印「ｔ」が時間の経過方向を示している。

期間「Ｔ１」は、点灯移行制御期間（一定期間）を示しており、その起点「ｔ１」は放電灯が消灯状態であると判断された時点とされ、該判断結果に基づいて点灯移行制御が開始される。この期間Ｔ１には、ＯＣＶを目標電圧まで昇圧させるのにかかる期間（ＯＣＶ昇圧期間）と、ＯＣＶが目標値に到達した後で駆動周波数を所定値に固定してスイッチング制御を行う期間（以下、「周波数固定期間」という。）が含まれる。尚、図中の「ｔ２」はＯＣＶが目標値に到達した時点を示し、「ｔ３」は放電灯が点灯した時点を示し、「ｔ４」はＴ１が経過した時点を示している。

ＯＣＶ昇圧期間と、該期間後の周波数固定期間を経てスイッチング素子の駆動周波数がｆ２よりも高い周波数に規定され、両者を含む期間Ｔ１の長さが常に一定とされており、該期間が経過した後は、放電灯の点灯又は消灯の如何に関わらず、周波数が一旦は必ず領域ｆｂへと移行し、これによってｆ１近辺での滞在時間が規制される。尚、期間Ｔ１の長さを決める場合において、該期間が長い方が放電灯の点灯について確実性が高まるが、該期間が必要以上に長いと損失や故障の確率が高まることを考慮して、両方の要請を満たすことが望ましい。

図４は上記形態（２）の説明図であり、上記形態（１）との相違点は、「Ｔ２」に示す周波数固定期間が一定期間に規制されていることである。

本形態では、放電灯の消灯時においてＯＣＶが上昇し、その目標値に達した後の一定時間Ｔ２に亘り、スイッチング素子の駆動周波数を一定値に固定する。この周波数固定期間Ｔ２内で、放電灯への起動用信号を発生させて該信号を放電灯に印加する。

図５乃至図１３は、本発明に係る具体的な回路構成を例示したものである。

先ず、上記形態（１）の構成例について説明する。

図５は制御手段６の回路構成例を示しており、入力電圧に依存して周波数が変化する電圧−周波数変換回路（以下、「Ｖ−Ｆ変換回路」という。）を用いた構成例を示している。尚、図中の「Ｖin」は、Ｖ−Ｆ変換回路６ａの入力電圧を示し、「ｆout」はＶ−Ｆ変換回路６ａによって変換された出力電圧の周波数を示している。

Ｖ−Ｆ変換回路６ａは、Ｖinが高い程ｆoutが低くなる制御特性を有しており、その出力電圧が後段のブリッジ駆動信号生成回路６ｂに送られ、該回路の出力信号がブリッジ駆動回路６ｃを介してスイッチング素子５Ｈ、５Ｌの制御端子にそれぞれ送出される。例えば、上記共振周波数よりも高い周波数領域において、Ｖinの値が大きいほどｆoutの値が低くなり、その結果、出力電力（あるいは電圧）が増大する方向に制御が行われ、逆に、Ｖinの値が小さいほどｆoutの値が高くなり、出力電力（あるいは電圧）が減少する方向に抑制される。

このようにＶinは、スイッチング素子の周波数制御に係る制御電圧であり、本例では、ＯＣＶ制御回路６ｄ、点灯時電力制御回路６ｅ、入力電圧検出回路６ｋの各出力によって規定される。

ＯＣＶ制御回路６ｄは、放電灯の点灯前の無負荷時出力電圧を制御する回路であり、その出力段に設けられたＮＰＮトランジスタ６ｆのエミッタ出力が抵抗６ｇに得られ、これがＶinの入力端子に供給される。

Ｔ１信号生成回路６ｈは、点消灯判別回路６ｉからの信号に応じて上記した点灯移行制御期間「Ｔ１」に相当する幅のパルス信号を発生させる回路であり、該信号はＯＣＶ制御回路６ｄに送られる。

点灯時電力制御回路６ｅは、放電灯の点灯後における過渡的な投入電力及び定常状態における投入電力について制御するための回路であり、その出力段に設けられたＮＰＮトランジスタ６ｊのエミッタ出力がＶ−Ｆ変換回路６ａに送出される。尚、点灯時電力制御回路６ｅについては構成の如何を問わないので、既知の構成を用いることができる（例えば、放電灯の電圧検出信号や電流検出信号に基づいて演算処理を行うエラーアンプや、放電灯の点灯時に駆動周波数がｆ２よりも低下しないように制御出力を制限するためのリミッタ（下限用）等を設ければ良い。）。

入力電圧検出回路６ｋは、直流電源２からの直流入力電圧を検出し、該直流入力電圧が予め決められた閾値以下になった場合において、点灯周波数を低下させるための出力電圧を、ＮＰＮトランジスタ６ｌのエミッタ出力としてＶ−Ｆ変換回路６ａに送出する。

ＯＣＶ制御回路６ｄ、点灯時電力制御回路６ｅ、入力電圧検出回路６ｋの各出力のうち、もっとも高い電圧が選択され、これが制御電圧としてＶ−Ｆ変換回路６ａに供給され、該電圧を変換することによって得られる周波数の出力信号が、ブリッジ駆動信号生成回路６ｂ、ブリッジ駆動回路６ｃを経てスイッチング素子５Ｈ、５Ｌへの制御信号としてそれぞれ送出される。

図１のように、直流−交流変換回路３で直流入力から交流への変換及び昇圧を行って、放電灯の電力制御を行う回路形態において、放電灯１０に流れる電流や放電灯１０にかかる電圧を検出する場合に、共振用のインダクタンス素子９に対して巻線を追加し、また、トランス７に巻線を追加することによって、放電灯の電流検出値及び電圧検出値を得ることができる。

例えば、図１に示すように、インダクタンス素子９とともにトランスを形成する補助巻線１１が放電灯１０に流れる電流の相当電流を検出するために設けられており、該補助巻線の出力が電流検出回路１２に送られる。つまり、放電灯の電流検出については、インダクタンス素子９及び補助巻線１１を用いて行われ、その検出結果が制御手段６に送出され、放電灯１０の電力制御や点消灯の判別に利用される。

また、放電灯１０にかかる電圧検出については、トランス７の一次巻線７ｐ若しくは二次巻線７ｓ又は該トランスに設けられた検出用巻線７ｖの出力に基づいて行われる。本例では、検出用巻線７ｖの出力が電圧検出回路１３に送られ、該回路によって放電灯１０にかかる電圧に相当する検出電圧が得られる。そして、これが制御手段６に送出されて放電灯１０の電力制御や点消灯の判別に利用される。

図６は、電流検出回路１２の構成例を示したものである。

補助巻線１１の一端（非接地側端子）には、複数の分圧抵抗１４、１４、…が直列に接続されており、最低段に位置する分圧抵抗１４の一端がダイオード１５に接続され、抵抗１４の他端が接地されている。ダイオード１５のアノードに対して抵抗分圧された電圧が供給され、該ダイオードのカソードが検出出力端子の一方に接続されている。

コンデンサ１６はその一端がダイオード１５のカソードに接続され、他端が接地されており、該コンデンサ１６に対して並列に抵抗１７が接続されている。

このように電流検出回路１２としては、基本的な構成の検波回路を用いることができ、インダクタンス素子９及び補助巻線１１を用いて検出した交流信号が直流信号に変換される（図の検出電圧「ＶＳ１」を参照。）。

起動回路４によって発生される起動用信号（パルス電圧）に対しては、複数の抵抗素子を用いて分圧することによって、そのピーク電圧に対応する検出電圧を問題のないレベルまで抑えることができる。従って、放電灯の起動の際に発生する高電圧を抑制するための回路構成が非常に簡単である。

尚、電流検出回路１２によって得られる電流検出信号については、後述のＯＣＶ制御回路６ｄに用いても良い。

図７は、電圧検出回路１３の構成例を示したものである。

検出用巻線７ｖの非接地側端子（図のａ点参照）は、コンデンサ１８の一端に接続されており、該コンデンサの他端が接地されている。そして、コンデンサ１８に対して並列に設けられたコンデンサ１９がダイオード２０のカソード及びダイオード２１のアノードに接続されている。尚、ダイオード２０のアノードは接地されている。

ダイオード２１のカソードが、検出出力端子の一方に接続されるとともに、ツェナーダイオード２２のカソード及びコンデンサ２３の一端に接続されており、ツェナーダイオード２２のアノード及びコンデンサ２３の他端が接地されている。

抵抗２４はコンデンサ２３に対して並列に接続されており、検出出力端子から「ＶＳ２」に示す検出電圧が得られる。

本回路において、放電灯の起動時には高電圧パルスが加わった状態で検出用巻線７ｖに電圧がかかることになるが、コンデンサ１９及び２３、抵抗２４を用いて電圧を検出することができる。尚、コンデンサ１９、２３のインピーダンスの大きさについては、コンデンサ２３の方が１桁程小さく、また、抵抗２４の抵抗値が、コンデンサ２３のインピーダンスに比べて十分に大きくされており、図７のｂ点（ダイオード２１のアノードとコンデンサ１９との接続点）にかかる電圧は、コンデンサ１９と２３のインピーダンス比によって決まる。

放電灯が点灯した後の状態では、ダイオード２１の作用によって電流が一方向にしか流れず、コンデンサ２３が充電されて徐々に電荷がたまり、その両端電圧（図のｃ点参照）が上昇していく。そして、検出用巻線７ｖの一端の電位（図のａ点の電位）と、コンデンサ２３の端子電位（図のｃ点の電位）とがほぼ等しくなると、コンデンサ１９には電流が流れなくなる。つまり、放電灯の定常時における検出電圧は、検出用巻線７ｖにかかる電圧が小さい場合でも、コンデンサ１９と２３で分圧することなく検出することができ、これにより必要な精度が保証される。

尚、初段のコンデンサ１８は、再点弧電圧の吸収を目的として付設されたものである。また、ツェナーダイオード２２は、起動用パルス電圧の発生に伴う高電圧を抑制するためのクランプ素子としての機能を有し、該パルス電圧発生時のサージ電圧に対するリミッタの役目を果たす。

図８は上記点消灯判別回路６ｉの構成例２５を示す回路図である。

電流検出回路１２による検出電圧「ＶＳ１」及び電圧検出回路１３による検出電圧「ＶＳ２」は、演算増幅器２６を用いた減算回路２７に供給される。つまり、「ＶＳ１」が抵抗２８を介して演算増幅器２６の反転入力端子に供給され、「ＶＳ２」が抵抗２９及び３０を介して演算増幅器２６の非反転入力端子に供給される。尚、抵抗３０は、その一端が演算増幅器２６の非反転入力端子に接続され、他端が接地されており、抵抗３１が演算増幅器２６の反転入力端子と出力端子との間に介挿されている。また、抵抗２８と２９の抵抗値（これを「Ｒ１」と記す。）が等しくされ、抵抗３０と３１の抵抗値（これを「Ｒ２」と記す。）が等しくされている。

演算増幅器２６は、ＶＳ２とＶＳ１との差に比例した出力「（Ｒ２／Ｒ１）・（ＶＳ２−ＶＳ１）」を後段に位置するコンパレータ３２の正入力端子に送出する。該コンパレータ３２の負入力端子には所定の基準電圧（これを「ＶREF」と記す。）が供給されており、「ＶＳ２−ＶＳ１」に比例した演算結果を、ＶREFと比較することにより、放電灯の点灯又は消灯が判別される。即ち、演算増幅器２６の出力レベルがＶREF以上である場合にコンパレータ３２の出力信号がＨ（ハイ）レベルとなり、これは放電灯の消灯状態を意味する。また、演算増幅器２６の出力レベルがＶREF未満である場合にコンパレータ３２の出力信号がＬ（ロー）レベルとなり、これは放電灯の点灯状態を意味する。

本例では、放電灯に係る電圧検出値から電流検出値を減算して、その結果を閾値電圧と比較する回路を備えており、放電灯の点消灯判別信号（これを「Ｓｉ」と記す。）が２値化信号として得られる。

図９は、上記Ｔ１信号生成回路６ｈの一例３３を示す回路図である。

本例では単安定マルチバイブレータＩＣが用いられ、一定期間Ｔ１のパルス信号「Ｓ１」と、その反転信号「Ｓ１＿Ｂ」が生成されて後述のＯＣＶ制御回路６ｄに送られる。つまり、放電灯の消灯時に点消灯判別信号ＳｉがＨレベルになると、ＲＣフィルタ（抵抗３７、コンデンサ３８）を介して単安定マルチバイブレータ３４にＨレベル信号が入力され、上記点灯移行期間Ｔ１に相当する幅の信号Ｓ１、Ｓ１＿Ｂが出力される。

単安定マルチバイブレータ３４のＲ端子には抵抗３５を介して所定の電源電圧「Ｖｃｃ」が供給される。そして、コンデンサ３６の一端が抵抗３５及びＲ端子に接続され、該コンデンサ３６の他端がＣ端子に接続されるとともに接地されている。抵抗３５及びコンデンサ３６を用いた時定数の設定により期間Ｔ１の長さが規定される。

単安定マルチバイブレータ３４のＡ端子（入力端子）は、抵抗３７とコンデンサ３８との接続点に接続されている。抵抗３７の一端には上記点消灯判別信号Ｓｉが供給され、該抵抗３７の他端がコンデンサ３８を介して接地されている。尚、信号Ｓｉは、放電灯が消灯状態であると判別された場合にＨレベルを示し、放電灯が点灯状態であると判別された場合にＬレベルを示す。

単安定マルチバイブレータ３４のＣD端子（Ｌアクティブ入力）には、初期化時にＰＯＲ（パワー・オン・リセット）回路３９からのＰＯＲ信号が供給される。尚、本例では、ＰＯＲ回路３９が、抵抗４０及びコンデンサ４１からなるＣＲ回路と、２つのシュミット・トリガ型のＮＯＴ（論理否定）ゲート４２、４３を用いて構成されている。抵抗４０の一端に電源電圧Ｖｃｃが供給され、該抵抗の他端がコンデンサ４１を介して接地されており、前段のＮＯＴゲート４２の入力端子が抵抗４０とコンデンサ４１との間に接続され、該ＮＯＴゲート４２の出力信号が後段のＮＯＴゲート４３を介してＣD端子に送られる。尚、ＮＯＴゲート４２の出力信号は、抵抗４４を介して、エミッタ接地のＮＰＮトランジスタ４５のベースに供給されるようになっており、該トランジスタのコレクタがコンデンサ３８の一端に接続されている（初期化時にトランジスタ４５が一時的にオン状態となる。）。

上記パルス信号Ｓ１は単安定マルチバイブレータ３４のＱ端子から出力され、点消灯判別信号ＳｉがＨレベルになった時点から期間Ｔ１の長さに等しいパルス幅を有する。また、上記パルス信号Ｓ１＿Ｂは、Ｑバー端子（図には「Ｑ」の上に「−」を付して示す。）から出力されるとともに、Ｂ端子（Ｌアクティブ入力）に供給される。

パルス信号Ｓ１は２入力ＯＲ（論理和）ゲート４６の一方の入力端子に供給されるとともに、遅延部（ディレイ素子等）４７を介してＯＲゲート４６の他方の入力端子に供給される。そして、ＯＲゲート４６の出力信号は抵抗４８を介してＮＰＮトランジスタ４９のベースに送られる。該トランジスタ４９はエミッタ接地とされ、そのコレクタがコンデンサ３８の一端に接続されている。尚、これらの回路部は点消灯判別の誤判断に起因する弊害の防止を目的として設けられている。つまり、上記周波数領域ｆａ２（図２参照）において放電灯が点灯した後で周波数領域ｆｂへと周波数を移行させる際に、放電灯の電圧検出や電流検出が瞬間的に不安定となり、これに伴って点消灯の誤判断が引き起こされてしまい、例えば、放電灯が点灯しているにも関わらず、消灯と判断された場合には、周波数が周波数領域ｆａ２（領域ｆｂを除く。）に移行してしまう虞がある。そこで、このような不都合を回避するために、領域ｆｂへの移行後の数ミリ秒間は、トランジスタ４９をオン状態にして点消灯判別信号Ｓｉをマスクしている（強制的にＬレベルとする。）。

本例では、期間Ｔ１の設定に関してＣＲ時定数回路を用いた構成形態を示しているが、これに限らず、内部の基本クロックをカウンタで計数する構成形態等が挙げられる。

図１０は上記ＯＣＶ制御回路６ｄの一例５０を示す回路図である。

上記検出電圧ＶＳ２（又はＶＳ１）が抵抗５１、５２によって分圧され、これがコンパレータ５３の正入力端子に供給される。該コンパレータの負入力端子には所定の基準電圧（これを「ＶREF」と記す。）が供給されており、ＶＳ２（又はＶＳ１）の検出値がＶREFと比較される。尚、抵抗５２に対してコンデンサ５４が並列に接続されており、また、コンパレータ５３の出力端子にはプルアップ抵抗５５が接続されている。

Ｄフリップフロップ５６のＤ端子及びＬアクティブ入力のＰＲ（プリセット）端子には所定の電源電圧Ｖｃｃが供給され、クロック信号入力端子（ＣＫ）にはコンパレータ５３の出力信号が供給される。また、Ｌアクティブ入力とされるＲ（リセット）端子には、上記信号Ｓ１が抵抗５７を介して供給される。

Ｄフリップフロップ５６のＱ出力信号は抵抗５８を介して、エミッタ接地のＮＰＮトランジスタ５９のベースに送出される。該トランジスタのコレクタは抵抗６０を介して回路電源端子（電源電圧Ｖｃｃ）に接続されている。

ダイオード６１は、そのアノードが抵抗６０の一端に接続され、そのカソードがコンデンサ６２の一端に接続されている。そして、該コンデンサ６２の他端が接地されている。

エミッタ接地のＮＰＮトランジスタ６３のベースには、上記信号Ｓ１＿Ｂが抵抗６４を介して供給される。該トランジスタ６３のコレクタは抵抗６５を介してダイオード６１とコンデンサ６２の間に接続されている。

演算増幅器６６は、その出力段に設けられたＮＰＮトランジスタ６ｆとともにバッファを構成しており、該演算増幅器の非反転入力端子が抵抗６７を介してダイオード６１とコンデンサ６２の間に接続されている。そして、演算増幅器６６の出力端子がトランジスタ６ｆのベースに接続され、該トランジスタのエミッタが演算増幅器６６の反転入力端子に接続されるとともに抵抗６ｇを介して接地されている。尚、トランジスタ６ｆのコレクタには電源電圧Ｖｃｃが供給されている。

本回路において、電源投入時や放電灯の点灯時には、信号Ｓ１がＬレベルであり、Ｄフリップフロップ５６がリセットされる。よって、Ｑ出力信号がＬレベルとされ、トランジスタ５９がオフ状態となる。また、信号Ｓ１＿ＢがＨレベルであるため、トランジスタ６３がオン状態となり、コンデンサ６２の端子電圧がＬレベルとなる。従って、本回路の出力（トランジスタ６ｆのエミッタ電位参照）はＬレベルとなる。

放電灯の消灯時には、信号Ｓ１がＨレベルとなり、Ｄフリップフロップ５６のリセットが解除される。また、信号Ｓ１＿ＢがＬレベルとなってトランジスタ６３がオフ状態となるためコンデンサ６２の放電が停止され、抵抗６０及びダイオード６１を介して該コンデンサ６２の充電が開始される。これに伴ってトランジスタ６ｆのエミッタ電位が上昇するため、周波数が下がっていく。つまり、周波数領域ｆａ２（図２参照）において周波数が徐々に低下してＯＣＶの値が上昇していく。そして、ＯＣＶが目標値（図２のＰ３参照）に達すると、コンパレータ５３の出力がＨレベルとなる。即ち、抵抗５１、５２で分圧された検出電圧がＶREF以上になると、コンパレータ５３の出力信号によってＤフリップフロップ５６がセットされ、そのＱ出力信号がＨレベルに変化するため、トランジスタ５９がオン状態となり、コンデンサ６２の充電が停止する。よって、コンデンサ６２の端子電位及びトランジスタ６ｆのエミッタ電位が固定され、その結果、周波数値が一定に保持される。そして、点灯移行期間Ｔ１が経過した時点で信号Ｓ１がＬレベルとなり、Ｄフリップフロップ５６がリセットされ、Ｑ出力信号がＬレベルに変化し、トランジスタ５９がオフ状態となる。他方、信号Ｓ１＿ＢはＨレベルとなり、トランジスタ６３がオンするとコンデンサ６２が放電して端子電位がＬレベルとなる。よって、トランジスタ６ｆのエミッタ電位がＬレベルとなり、周波数固定期間を終えて周波数が領域ｆｂへと移行する。

図１１は、上記Ｖ−Ｆ変換回路６ａの構成例６８について要部を示したものである。

上記の入力電圧Ｖinは、抵抗６９を介して演算増幅器７０の反転入力端子に供給される。演算増幅器７０の非反転入力端子には、所定の基準電圧「ＥREF」が供給され、演算増幅器７０の出力信号が抵抗７１を介して電圧可変容量ダイオード７２に印加される。尚、抵抗７３が演算増幅器７０の反転入力端子と出力端子との間に介挿されており、抵抗７４はその一端が演算増幅器７０の出力端子に接続され、その他端が接地されている。

電圧可変容量ダイオード７２は、そのカソードが抵抗７１とコンデンサ７５との間に接続され、そのアノードが接地されている。そして、シュミット・トリガ型のＮＯＴゲート７６は、その入力端子がコンデンサ７５を介して電圧可変容量ダイオード７２のカソードに接続されており、ＮＯＴゲート７６に対して抵抗７７が並列に接続されている。これらの素子によって周波数可変の発振回路が形成され、ＮＯＴゲート７６の出力パルスが後段のブリッジ駆動信号生成回路６ｂに送出される（尚、ブリッジ駆動信号生成回路６ｂはパルス信号に基づいて各スイッチング素子を制御するための駆動用信号を生成してブリッジ駆動回路６ｃに送出するが、これらの回路について既知の構成で良いので図示及び説明を省略する。）。

本例において、Ｖinのレベルが高く（低く）なると、演算増幅器７０の出力電圧が下（上）がって、電圧可変容量ダイオード７２の静電容量が大きく（小さく）なる。よって、出力パルスの周波数が下（上）がる。

次に、上記（２）の形態について、図１２を用いて説明する。尚、図１２はＯＣＶ制御回路及び周波数固定期間に係るＴ２信号生成回路の構成例７８を示しており、その出力電圧が上記Ｖ−Ｆ変換回路６ａに送出される。尚、本例において図９や図１０の構成と機能的に同様の部分については当該部分に付した符号と同じ符号を用いて説明する。

上記検出電圧ＶＳ２（又はＶＳ１）は、抵抗５１、５２によって分圧され、これがコンパレータ５３の正入力端子に供給される。コンパレータ５３の負入力端子には基準電圧「ＶREF」が供給されており、ＶＳ２（又はＶＳ１）の検出値がＶREFと比較される。尚、抵抗５２に対して並列にコンデンサ５４が接続されており、また、コンパレータ５３の出力端子にはプルアップ抵抗５５が接続されている。

Ｄフリップフロップ５６のＤ端子及びＰＲ端子には所定の電源電圧Ｖｃｃが供給され、クロック信号入力端子ＣＫにはコンパレータ５３の出力信号が供給される。また、ＬアクティブとされるＲ端子には、点消灯判別信号Ｓｉが抵抗３７及びコンデンサ３８を介して供給される。

Ｄフリップフロップ５６のＱ出力信号は、後段の単安定マルチバイブレータ３４ＡのＡ端子に入力される。

本例では、単安定マルチバイブレータ３４Ａによって、一定期間Ｔ２の幅をもつパルス信号「Ｓ２」と、その反転信号「Ｓ２＿Ｂ」が生成される。

単安定マルチバイブレータ３４ＡのＲ端子には抵抗３５Ａを介して所定の電源電圧「Ｖｃｃ」が供給される。そして、コンデンサ３６Ａの一端が抵抗３５Ａ及びＲ端子に接続され、該コンデンサの他端がＣ端子に接続されるとともに接地されている。抵抗３５Ａ及びコンデンサ３６Ａを用いた時定数の設定により期間Ｔ２の長さが規定される。

単安定マルチバイブレータ３４ＡのＣD端子（Ｌアクティブ入力）には、初期化時にＰＯＲ回路３９からのＰＯＲ信号が供給される。ＰＯＲ回路３９は、抵抗４０、コンデンサ４１、シュミット・トリガ型ＮＯＴゲート４２、４３を用いて構成され、ＮＯＴゲート４２の入力端子が抵抗４０とコンデンサ４１との間に接続され、該ＮＯＴゲートの出力信号はＮＯＴゲート４３を介してＣD端子に送られる。尚、ＮＯＴゲート４２の出力信号は、抵抗４４を介して、エミッタ接地のＮＰＮトランジスタ４５のベースに供給されるようになっており、該トランジスタのコレクタがコンデンサ３８の一端に接続されている。

上記パルス信号Ｓ２は単安定マルチバイブレータ３４ＡのＱ端子から出力され、ＯＣＶが目標値に達した時点から期間Ｔ２の長さに等しいパルス幅を有する。また、上記パルス信号Ｓ２＿Ｂは、Ｑバー端子（図には「Ｑ」の上に「−」を付して示す。）から出力されるとともに、Ｂ端子（Ｌアクティブ入力）に供給される。

パルス信号Ｓ２は、抵抗５８を介してエミッタ接地のＮＰＮトランジスタ５９のベースに送出される。該トランジスタ５９のコレクタは抵抗６０を介して回路電源端子（電源電圧Ｖｃｃ）に接続されている。また、パルス信号Ｓ２はＯＲゲート４６の一方の入力端子に供給されるとともに、遅延部４７を介してＯＲゲート４６の他方の入力端子に供給される。そして、ＯＲゲート４６の出力信号は抵抗４８を介してエミッタ接地のＮＰＮトランジスタ４９のベースに送られる。該トランジスタ４９のコレクタがコンデンサ３８の一端に接続されている。尚、これらの回路部は前記したように点消灯判別の誤判断に起因する弊害の防止を目的として設けられている。

抵抗６０に接続されたダイオード６１は、そのカソードがコンデンサ６２の一端に接続されており、該コンデンサ６２の他端が接地されている。

エミッタ接地のＮＰＮトランジスタ６３は、そのコレクタが抵抗６５を介してダイオード６１とコンデンサ６２の間に接続されている。そして、そのベースには、２入力ＯＲゲート７９の出力信号が、シュミット・トリガ型ＮＯＴゲート８０及び抵抗８１を介して供給される。尚、ＯＲゲート７９において、その一方の入力端子には信号Ｓ２が供給され、他方の入力端子には、点消灯判別信号ＳｉがＣＲ回路（抵抗３７及びコンデンサ３８）を経て供給される。

演算増幅器６６は、その出力段に設けられたＮＰＮトランジスタ６ｆとともにバッファを構成しており、該演算増幅器の非反転入力端子が抵抗６７を介してダイオード６１とコンデンサ６２の間に接続されている。そして、演算増幅器６６の出力端子がトランジスタ６ｆのベースに接続され、該トランジスタのエミッタが演算増幅器６６の反転入力端子に接続されるとともに抵抗６ｇを介して接地されている。トランジスタ６ｆのエミッタ出力がＶinとして後段のＶ−Ｆ変換回路６ａに送出される。

本回路において、電源投入時や放電灯の点灯時には、点消灯判別信号ＳｉがＬレベルであり、Ｄフリップフロップ５６がリセットされる。よって、そのＱ出力信号がＬレベルとされ、単安定マルチバイブレータ３４ＡのＱ出力信号がＬレベルで、トランジスタ５９がオフ状態である。また、ＯＲゲート７９の出力するＬレベル信号がシュミット・トリガ型ＮＯＴゲート８０でＨレベル信号となって、トランジスタ６３がオン状態となり、コンデンサ６２の端子電位がＬレベルとなる。従って、本回路の出力（トランジスタ６ｆのエミッタ電位参照）はＬレベルとなる。

放電灯の消灯時には、点消灯判別信号ＳｉがＨレベルとなり、Ｄフリップフロップ５６のリセットが解除される。そして、同時にＯＲゲート７９の出力信号がＨレベルとなって、これがＮＯＴゲート８０を経てＬレベルとなるために、トランジスタ６３がオフ状態となる。コンデンサ６２の充電が開始され、その電圧が上昇していく。そして、ＯＣＶの値が目標値に達すると、コンパレータ５３の出力するＨレベル信号がＤフリップフロップ５６に入力され、そのＱ出力信号がＨレベルとなって（ラッチ）、これが単安定マルチバイブレータ３４Ａに送られる。その結果、一定時間Ｔ２のパルス幅をもった信号Ｓ２がＱ端子から出力されて、トランジスタ５９がオン状態となるため、コンデンサ６２の充電が禁止される。トランジスタ６３はオフ状態を維持しており、よって、コンデンサ６２の端子電位及びトランジスタ６ｆのエミッタ電位が固定され、その結果、周波数値が一定に保持される。尚、この間、Ｄフリップフロップ５６によるラッチは禁止される（ディスイネーブル）。

一定時間Ｔ２が経過すると信号Ｓ２がＬレベルとなり、遅延部４７による設定時間が経過した後にＤフリップフロップ５６がリセットされる。周波数固定期間を終えて周波数が領域ｆｂへと移行することになるが、放電灯が一旦点灯した後で消灯すると、ラッチがイネーブルとなって点灯移行制御に再び入ることになる。

図１３は入力電圧検出回路６ｋの構成例８２を示したものである。

「＋Ｂ」で示す直流入力電圧は、直列抵抗８３、８４を用いて分圧された上でコンパレータ８６の正入力端子に供給される。尚、抵抗８４に対して並列にコンデンサ８５が接続されている。

抵抗８７、８８、８９の直列回路には、定電圧源の記号で示す所定の基準電圧「Ｅref」が供給され、抵抗８７と抵抗８８との接続点がコンパレータ８６の負入力端子に接続されている。

コンパレータ８６の出力端子には、プルアップ抵抗９０が設けられるとともに、該出力端子が抵抗９１、９２を介してエミッタ接地のＮＰＮトランジスタ９３のベースに接続されている。該トランジスタ９３のコレクタが抵抗８８と８９との間に接続されている。

エミッタ接地のＮＰＮトランジスタ９４は、そのベースが抵抗９５、９１を介してコンパレータ８６の出力端子に接続されている。該トランジスタ９４のコレクタは抵抗９６を介して所定電圧（Ｖｃｃ）の電源端子に接続されるとともに、該コレクタがツェナーダイオード９７のカソードに接続されている。尚、ツェナーダイオード９７のアノードが接地されている。

演算増幅器９８は、その出力段に設けられたＮＰＮトランジスタ６ｌとともにバッファを構成しており、該演算増幅器の非反転入力端子が抵抗９９を介してトランジスタ９４のコレクタ及びツェナーダイオード９７のカソードに接続されている。そして、演算増幅器９８の出力端子がトランジスタ６ｌのベースに接続され、該トランジスタのエミッタが演算増幅器９８の反転入力端子に接続されるとともに、エミッタ出力が後段のＶ−Ｆ変換回路６ａに送出される。

本構成では、直流入力電圧に係る検出電圧がコンパレータ８６において所定の基準電圧と比較され、その比較結果に応じてトランジスタ９４のオン／オフ状態が規定される。尚、コンパレータ８６にはヒステリシス特性が与えられており、該コンパレータの出力するＨレベル信号によりトランジスタ９３がオン状態となった場合に、抵抗８９がバイパスされて、抵抗８７、８８による第１の基準電圧がコンパレータ８６の負入力端子に供給される。また、コンパレータ８６の出力するＬレベル信号によりトランジスタ９３がオフ状態となった場合に、抵抗８７、８８、８９による第２の基準電圧がコンパレータ８６の負入力端子に供給される。

直流入力電圧が第１の基準電圧より大きい場合にはコンパレータ８６の出力信号がＨレベルであり、トランジスタ９４がオン状態となる。よって、演算増幅器９８及びトランジスタ６ｌを経た出力はＬレベルとなる。

また、直流入力電圧が第２の基準電圧以下の場合にはコンパレータ８６の出力信号がＬレベルであり、トランジスタ９４がオフ状態となる。この状態ではツェナーダイオード９７によって決まる電圧値が演算増幅器９８及びトランジスタ６ｌを介してＶ−Ｆ変換回路６ａに出力される。

図１４は、横軸に周波数「ｆ」をとり、縦軸に出力電圧「Ｖ」をとって、前記と同様の共振曲線ｇ１、ｇ２を示したものである。

図中に示す各記号の意味は以下の通りである。

・「Ｖmax」＝点灯時の最大出力電圧
・「Ｖmin」＝点灯維持が可能な最低管電圧
・「ｆaH」＝共振曲線ｇ１と「Ｖ＝Ｖmax」との上側交点Ｑの周波数
・「ｆaL」＝共振曲線ｇ１と「Ｖ＝Ｖmax」との下側交点Ｑ’の周波数
・「ｆａ」＝消灯時又は入力電圧低下時の制御範囲（ｆamin≦ｆ≦ｆamax）
・「ｆamin」＝共振曲線ｇ２と「Ｖ＝Ｖmin」との下側交点Ｒの周波数
・「ｆamax」＝制御範囲ｆａの上限周波数（ｆamax≦ｆaH）
・「ｆｂ」＝点灯時の周波数制御領域（ｆ＞ｆ２）。

図のｆａに示すように（図示の例では、「ｆamax＝ｆaH」とされる。）、制御範囲を共振周波数ｆ１の近くに設定する程、出力電圧Ｖが高くなるが、ｆａをあまりにｆ１に近づけ過ぎると出力電圧が高くなりすぎ、回路素子の耐圧や負担の観点から問題があるので、部品の高耐圧化に起因する回路の大型化やコスト上昇に注意して回路設計を行うべきである。

共振曲線ｇ２のピーク値がＶmaxであり、直流入力電圧が低下した場合には、制御範囲ｆａにおける出力可能電圧が領域ｆｂでの最大値以上となるように周波数がｆ１近傍域へと移行する。

放電灯が点灯状態にあって制御範囲ｆａでスイッチング素子を駆動している場合に、放電灯の点灯維持を保証するためには、その下限ｆamin、上限ｆamaxに注意して、共振用コンデンサの静電容量及び上記トランス若しくは上記インダクタンス素子のインダクタンスを設定することが必要である。

「制御範囲ｆａにおける出力電圧＞周波数領域ｆｂにおける出力電圧」の関係から分かるように、ｆａをｆ１の上側に規定する形態において、その上限値は交点Ｑの周波数ｆaHで決まる。そして、ｆａの下限値については、共振曲線ｇ２と、放電灯の点灯維持が可能な最低電圧Ｖminとの交点Ｒによって決まる。

尚、共振曲線ｇ２と、Ｖ＝Ｖminとの交点は２つ存在する（下側の交点Ｒと上側の交点Ｒ’）が、これらのうち、ｆamaxよりも小さいという条件（ｆamin＜ｆamax）を満たす方、つまり、交点Ｒがｆａの下限を与える。

また、本例では、「ｆ１＜ｆamin＜ｆａ＜ｆamax≦ｆaH＜ｆ２」の関係が成立しているが、これに限らず、「ｆamin＜ｆ１」であっても構わない。即ち、一般には、ｆａが上記ｆaL以上、ｆaH以下（但し、「ｆaL＜ｆaH」を満たす。）の範囲に含まれ、直流入力電圧が予め決められた閾値以下になった場合に、スイッチング素子の駆動周波数（ｆ）を、「ｆaL≦ｆ≦ｆaH」内の所定範囲へと移行させることで、出力可能な電圧ＶをＶmax以上に高めることができる。

そして、直流入力電圧が低下した場合において、該電圧の検出に係る閾値の設定により、周波数を制御範囲ｆａへと移行させるための条件が決まる。即ち、放電灯への供給電力不足により消灯する前に周波数領域ｆｂからｆａへの移行を達成することにより、直流入力電圧の低下時において点灯維持を確実に行うことができる。直流入力電圧の検出に係る閾値は、上記ｆ２にて放電灯の点灯維持が不可能となる時の直流入力電圧値よりも高い値に設定することが好ましい。具体的には、放電灯を点灯させたままの状態で、点灯周波数をｆ２に固定した後、直流入力電圧を徐々に低下させていって、放電灯の点灯維持が不可能となった時点での直流入力電圧を測定する。そして、該直流入力電圧よりも若干高い値に閾値を設定すれば良い（図１３の回路例では、基準電圧Ｅrefとこれに繋がれた各抵抗素子の抵抗値の設定によりコンパレータ８６の基準値を設定する。）。

また、直流入力電圧が予め決められた閾値以下になったときに、周波数を領域ｆｂよりも低い周波数に移行させる場合には、周波数を放電灯の点灯前と同じ周波数範囲ｆａ内とすることが望ましい。

図５乃至図１３に示した回路例において、Ｖ−Ｆ変換回路６ａへの入力電圧Ｖinとしては、ＯＣＶ制御回路６ｄ、点灯時電力制御回路６ｅ、入力電圧検出回路６ｋの各出力のうち、もっとも高い電圧が選択され、該電圧によりスイッチング素子の駆動周波数が規定される。つまり、Ｖinが高いほど駆動周波数が低くなるように構成されているため、ｆ２での制御電圧が、ｆａでの制御電圧よりも小さいという関係が成立している。

直流入力電圧が上記の閾値以下となった場合には、ツェナーダイオード９７（図１３参照）のツェナー電圧により規定される制御電圧がＶinにおいて支配的になり、駆動周波数が強制的に制御範囲ｆａに移行し、出力電圧が上昇することになる。

このように、放電灯の点灯前における駆動周波数の制御範囲と、直流入力電圧の低下時における駆動周波数の制御範囲とを同じにすることで、制御が統一化される（回路設計のし易さ等の面で各種の利点が得られる。）。

また、制御範囲ｆａ内での駆動周波数については、これを固定とした制御が望ましく、具体的には周波数をｆamin以上かつｆamax以下の値とする。これは、制御の単純化や、部品点数やコストの低減等に有効である。上記のように一時的に周波数を低下させる目的は放電灯の点灯維持を図ることにあり、従って、周波数を許容範囲内での固定値に設定するのが最も簡単であり、該周波数をリアルタイムに制御するまでもなく本発明の目的を達成できることが実際の装置への適用において確認されている。

本発明に係る基本構成例を示す図である。 制御形態について説明するための図である。 点灯移行制御に係る時間的規制についての説明図である。 点灯移行制御に係る時間的規制について別例を示す説明図である。 図６乃至図１３とともに、本発明に係る回路構成例を示すものであり、本図は制御手段の構成例を示すブロック図である。 放電灯の電流検出回路の一例を示す回路図である。 放電灯の電圧検出回路の一例を示す回路図である。 点消灯判別手段の回路構成例を示す図である。 Ｔ１信号生成回路の構成例を示す図である。 ＯＣＶ制御回路の構成例を示す図である。 Ｖ−Ｆ変換回路の構成例を示す図である。 ＯＣＶ制御回路及びＴ２信号生成回路について一例を示す回路図である。 入力電圧検出回路の構成例を示した回路図である。 直流入力電圧低下時における周波数制御範囲について説明するための図である。

符号の説明

１…放電灯点灯回路、３…直流−交流変換回路、４…起動回路、５Ｈ、５Ｌ…スイッチング素子、６…制御手段、６ｋ…入力電圧検出回路、７…トランス、８…共振用コンデンサ、９…インダクタンス素子、１０…放電灯

Claims (4)

1. 直流入力電圧を受けて交流変換及び昇圧を行う直流−交流変換回路と、放電灯に起動用信号を供給するための起動回路を備え、直流入力電圧を検出する入力電圧検出回路を有する制御手段によって該直流−交流変換回路の出力する電力を制御して放電灯の点灯制御を行う放電灯点灯回路において、
   上記直流−交流変換回路がトランスと複数のスイッチング素子及び共振用コンデンサを有しており、
   直列に接続された上記共振用コンデンサとインダクタンス素子と上記トランスの一次巻線との直列共振を利用した構成を有し、
   上記トランスの二次巻線に放電灯が接続され、
   放電灯の点灯時における最大出力電圧（Ｖmax）または最大出力電力が得られるときの上記スイッチング素子の駆動周波数を「ｆ２」とするとき、点灯時における上記スイッチング素子の駆動周波数範囲をｆ２以上とし、
   上記放電灯が点灯する前の消灯時に該放電灯に印加される出力電圧に係る共振曲線（ｇ１）と、上記放電灯の点灯時における最大出力電圧の値を示す直線との交点によって決まる周波数をそれぞれ第１の周波数（ｆａＬ）及び第２の周波数（ｆａＨ）とし、かつ該第１の周波数よりも該第２の周波数が大きいとした場合に、上記直流入力電圧が予め決められた閾値以下になったときに、上記スイッチング素子の駆動周波数を、上記第１の周波数以上かつ上記第２の周波数以下の周波数範囲へと移行させることで、上記直流−交流変換回路が出力可能な電圧を上記放電灯の点灯時の最大出力電圧以上として、放電灯の点灯を持続させる
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
2. 請求項１に記載した放電灯点灯回路において、
   上記直流入力電圧に係る閾値が、ｆ２にて放電灯の点灯維持が不可能となる時の直流入力電圧値よりも高い値に設定されている
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
3. 請求項１又は請求項２に記載した放電灯点灯回路において、
   上記直流入力電圧が予め決められた閾値以下になり、上記スイッチング素子の駆動周波数を、上記放電灯の点灯時における周波数範囲よりも低い周波数へと移行させる場合に、該周波数を、上記第１の周波数（ｆａＬ）以上かつ上記第２の周波数（ｆａＨ）以下の周波数範囲内の固定値とした
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
4. 直流入力電圧から交流に変換した出力電圧を放電灯に供給して該放電灯の点灯制御を行う放電灯点灯方法において、
   トランスと複数のスイッチング素子及び共振用コンデンサを用いて直流−交流変換を行う際に、該スイッチング素子を駆動して直列に接続された上記共振用コンデンサとインダクタンス素子と上記トランスの一次巻線との直列共振を利用し、
   放電灯の点灯時における最大出力電圧（Ｖmax）または最大出力電力が得られるときの上記スイッチング素子の駆動周波数を「ｆ２」とするとき、点灯時における上記スイッチング素子の駆動周波数範囲をｆ２以上とし、
   上記放電灯が点灯する前の消灯時に該放電灯に印加される出力電圧に係る共振曲線（ｇ１）と上記放電灯の点灯時における最大出力電圧の値を示す直線との交点によって決まる周波数をそれぞれ第１の周波数（ｆａＬ）及び第２の周波数（ｆａＨ）とし、かつ該第１の周波数よりも該第２の周波数が大きいとした場合に、上記直流入力電圧が予め決められた閾値以下になったときに、上記スイッチング素子の駆動周波数を、上記第１の周波数以上かつ上記第２の周波数以下の周波数範囲へと移行させて、上記直流−交流変換回路が出力可能な電圧を上記放電灯の点灯時の最大出力電圧以上として、放電灯の点灯を持続させる
   ことを特徴とする放電灯点灯方法。

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