JP2005020817A - 速度センサレスベクトル制御方法および装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】短い時間で一次抵抗を精度よく測定でき、誤差の小さい高性能な運転を行うことのできる速度センサレスベクトル制御方法および装置を提供する。
【解決手段】インバータによって駆動される誘導電動機の数式モデルに基づいて、電流推定値および磁束推定値を演算する磁束オブザーバを有する速度センサレスベクトル制御装置において、磁束オブザーバの出力である電流推定値と実電流値の誤差と電流推定値の内積を演算する内積演算器１５と、この内積値から、チューニング時は０で、通常運転時は温度係数の出力値である電圧降下補償値ｄｒｏｐ＿ｖｏｌｔ＿ｓｅｔを減算する手段と、電圧降下補償された内積値を積分する積分器１８と、一次抵抗のオンラインチューニング時は積分器１８の出力をそのまま温度係数として磁束オブザーバに出力し、通常運転時は温度係数の前回値を出力する切り替えスイッチ２０とを有する一次抵抗オンラインチューニング手段を設けた。
【選択図】 図３
【解決手段】インバータによって駆動される誘導電動機の数式モデルに基づいて、電流推定値および磁束推定値を演算する磁束オブザーバを有する速度センサレスベクトル制御装置において、磁束オブザーバの出力である電流推定値と実電流値の誤差と電流推定値の内積を演算する内積演算器１５と、この内積値から、チューニング時は０で、通常運転時は温度係数の出力値である電圧降下補償値ｄｒｏｐ＿ｖｏｌｔ＿ｓｅｔを減算する手段と、電圧降下補償された内積値を積分する積分器１８と、一次抵抗のオンラインチューニング時は積分器１８の出力をそのまま温度係数として磁束オブザーバに出力し、通常運転時は温度係数の前回値を出力する切り替えスイッチ２０とを有する一次抵抗オンラインチューニング手段を設けた。
【選択図】 図３
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ駆動による誘導電動機の速度センサレス制御装置において、誘導電動機の一次抵抗を自動的に測定する誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方法および装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘導電動機を駆動するインバータで誘導電動機の電動機定数を自動的に測定する従来技術としては、特開昭６０−１８３９５３号公報（特許文献１）記載の方法（従来例１）や特開平８−３３１９４号公報（特許文献２）記載の方法（従来例２）がある。
従来例１は、実運転前に直流励磁してその時の出力電圧値と出力電流値から一次抵抗を求めるものである。
従来例２は、交流電動機に流れる電流を検出して磁束に平行な磁化電流成分と磁束と直交するトルク電流成分とに分解し、前記磁化電流検出値を所定の磁化電流指令値に一致させる調節演算を行い、この演算結果と別途に定める一次抵抗の電圧降下との加算結果から磁化電圧指令値を求め、この磁化電圧指令値と別途定めるトルク電圧指令値とで制御する電力変換手段が出力する交流電力で、交流電動機を所望速度で運転する交流電動機の制御方法において、前記磁化電流指令値と磁化電流検出値との偏差を積分演算し、または比例積分演算して一次抵抗推定値を求め、この一次抵抗推定値と前記磁化電流指令値とを乗算して一次抵抗による電圧降下分を求めて制御しようとするものである。
【０００３】
【特許文献１】
特開昭６０−１８３９５３号公報（第３図）
【特許文献２】
特開平８−３３１９４号公報（図１）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来例１においては、誘導電動機の二次回路時定数が大きい場合に、一次抵抗に流れる電流が定常状態になるまでの時間が長く、測定に長時間を必要とし、測定時にまだ十分に定常状態となっていない場合には測定誤差が大きくなるという問題がある。
また、従来例２で一次抵抗値を推定している方法は、磁化電流成分に基づいて測定しているため、磁化電流成分とトルク電流成分に分解する場合にその変換に用いる位相に誤差があった場合には、推定値にも誤差を生じるという問題がある。
そこで本発明は、短い時間で一次抵抗を精度よく測定でき、誤差の小さい高性能な運転を行うことのできる速度センサレスベクトル制御方法および装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明による誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方法は、インバータによって駆動される誘導電動機の数式モデルに基づいて、電流推定値および磁束推定値を演算する磁束オブザーバを有する速度センサレスベクトル制御方法において、前記インバータを構成する半導体電力変換素子の電圧降下分を補償する機能を使用しない状態として直流電流を出力し、前記磁束オブザーバの出力である電流推定値と実電流値の誤差を演算し、前記誤差と電流推定値の内積を演算し、この内積値を半導体電力変換素子の電圧降下分として用いるものである。
本発明ではさらに、その後の誘導電動機の運転開始時に直流電流を流し、磁束オブザーバの出力である電流推定値と実電流値の誤差を演算し、前記誤差と電流推定値の内積を演算し、この内積値から前記半導体電力変換素子の電圧降下分を減算した値をゼロとするように磁束オブザーバで用いる誘導電動機の数式モデルにおける一次抵抗を修正する。
【０００６】
また、本発明の速度センサレスベクトル制御装置は、インバータによって駆動される誘導電動機の数式モデルに基づいて、電流推定値および磁束推定値を演算する磁束オブザーバを有する速度センサレスベクトル制御装置において、前記磁束オブザーバの出力である電流推定値と実電流値の誤差と前記電流推定値の内積を演算する内積演算手段と、この内積値から、チューニング時は０で、通常運転時は後記の温度係数の出力値である電圧降下補償値を減算する手段と、電圧降下補償された内積値を積分する積分手段と、一次抵抗のオンラインチューニング時は前記積分手段の出力をそのまま温度係数として前記磁束オブザーバに出力し、通常運転時は温度係数の前回値を出力する切り替え手段とを有する一次抵抗オンラインチューニング手段を設けたものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態を、図１〜図６に基づいて説明する。
以下の説明では座標軸をステータに固定された三相交流をＵ、Ｖ、Ｗの相順で示し、三相交流を二相交流座標系に変換したときの座標はＵ相に固定されたａ軸とａ軸から９０度進んだところをｂ軸として表し、ロータの磁束に固定した回転座標系の磁束軸をｄ軸、ｄ軸から９０度進んだ位相をｑ軸として示している。また、ａ軸からみたｄ軸の位相をθｒとしている。ここでは速度センサレス制御として推定した位相を用いているので、
【数１】
として表記している。
【０００８】
図１は一般的な誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置の構成の一例を示すブロック図である。これは本発明の説明のために適用する対象の一例を示したものであり、従来技術であるので、概略のみを説明する。
この図１の制御装置は、速度指令値と速度推定値
【数２】
が一致するように誘導電動機に出力電圧を印加する構成である。
【０００９】
速度制御器１は速度指令値と速度推定値
【数３】
が一致するように比例積分制御を行いトルク電流に相当するｑ軸電流指令ｉｑ＊を出力している。ｑ軸電流制御器２はｑ軸電流指令ｉｑ＊とｑ軸電流検出値ｉｑが一致するように比例積分制御してｑ軸電圧指令ｖｑ＊を出力している。励磁電流演算器３は磁束指令に基づいた磁束を作るように磁束電流であるｄ軸電流指令ｉｄ＊を出力する。ｄ軸電流制御器４はｄ軸電流指令ｉｄ＊とｄ軸電流検出値ｉｄが一致するように比例積分制御してｄ軸電圧指令ｖｄ＊を出力している。ベクトル演算回路５はｖｑ＊、ｖｄ＊および
【数４】
に基づきａ−ｂ座標系の電圧指令値ｖｓａ＊、ｖｓｂ＊を演算している。
【００１０】
インバータ回路６はｖｓａ＊、ｖｓｂ＊に基づいて、半導体電力変換素子をスイッチングし、誘導電動機７に電圧を供給している。インバータ回路６には外部から電源が供給されており、ｖｓａ＊、ｖｓｂ＊に基づいて半導体電力変換素子を制御するための回路も含まれている。誘導電動機に供給される電流値は電流検出器８、９で検出し、三相−二相変換器１０に入力される。三相−二相変換器１０は、電流検出器８、９で検出した信号を電流値に換算するとともに三相交流座標系から二相交流座標系のｉｓａ、ｉｓｂに変換する演算を行う。ｄ−ｑ変換機１１は、ｉｓａ、ｉｓｂをｄ−ｑ座標系の電流値ｉｄ、ｉｑに変換している。この座標変換の公式は周知のものである。磁束オブザーバ１２は、電圧指令値ｖｓａ、ｖｓｂおよび電流検出値ｉｓａ、ｉｓｂから磁束推定値
【数５】
を演算している。ここでは電圧指令値を用いているが、電圧検出器が設けられている場合には、電圧検出値を用いても良い。磁束オブザーバにおける
【数６】
の推定式を（１）式に示す。
【００１１】
【数７】
ただし、
【００１２】
【数８】
Ｒｓ：一次（ステータ）抵抗、Ｒｒ：二次（ロータ）抵抗、
Ｌｍ：ロータ、ステータ相互コンダクタンス、
Ｌｓ：ステータ自己インダクタンス（Ｌｍ＋Ｌ１）、
Ｌｒ：ロータ自己インダクタンス（Ｌｍ＋Ｌ２）
ｇ１、ｇ２、ｇ３、ｇ４：オブザーバフィードバックゲイン
【数９】
【数１０】
【００１３】
【数１１】
を行っている。
【００１４】
また、実際の処理はマイクロコンピュータでデジタル処理するため、これらの式をサンプリング時間で離散化して取り扱っているが、本発明の適用部分の説明においては、このままでも差し支えない。
図２は誘導電動機の等価回路図である。直流を印加して定常状態になった場合には、一次抵抗Ｒｓ、漏れインダクタンスＬ１と相互インダクタンスＬｍの直列回路となり、Ｒｓは印加電圧を電流値で除算することで求まる。これは、前述の従来例１のように周知の技術である。
【００１５】
次に、図３から図６に基づいて本発明の処理を説明する。
図３は周知の誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置において本発明のオンラインチューニングを適用するときの構成を示したブロック図である。図１の構成において、磁束オブザーバ１２で演算される
【数１２】
を入力として、一次抵抗の補正量である温度係数Ｋｔｐを演算する一次抵抗オンラインチューニング演算器１４を追加した構成となっている。一次抵抗オンラインチューニング演算器１４の出力Ｋｔｐによって、磁束オブザーバ１４の演算で用いている一次抵抗値Ｒｓを修正する。
つぎに、一次抵抗オンラインチューニング演算器１４の構成を図４を用いて説明する。
【００１６】
図４は一次抵抗オンラインチューニング演算器１４の構成を示したブロック図である。内積演算器１５では
【数１３】
の演算を行っている。
リミッタ（Ａ）１６はノイズなどによる異常なデータによって演算の際にオーバフローなどを生じることによる誤動作を防止するために、異常に大きいデータを排除するために設けている。（３）式の演算に用いる電流値には半導体電力変換素子のスイッチング周波数成分のノイズが乗っているため、このノイズを除去するためにローパスフィルタ１７を設けている。フィルタ１７の出力値から後述のオフセット値ｄｒｏｐ＿ｖｏｌｔ＿ｓｅｔを減算した値を積分器１８で積分する。
【００１７】
リミッタ（Ｂ）１９は通電開始直後などの過渡的な状態で積分が過大に溜まったときに出力値をリミットして誤動作を防止するために設けている。切り替えスイッチ２０は一次抵抗オンラインチューニング時とその他の場合で出力を切り替えるためのものである。一次抵抗オンラインチューニング中は、リミッタ（Ｂ）１９の出力値を温度係数Ｋｔｐとして出力するようになっており、内積演算器１５の出力がゼロでない場合は、この内積値が積分器１８で積分されて温度係数Ｋｔｐとして出力されるので、これに基づき磁束オブザーバ１２で用いている一次抵抗値Ｒｓを調整している。温度係数Ｋｔｐは内積演算器１５の出力が０となると、積分器１８の入力が０となり、一定値となる。この時のＲｓの値をその後の実運転で使用する。
一次抵抗オンラインチューニングが終了すると切り替えスイッチ２０を通常側へ切り替え温度係数Ｋｔｐの前回値を出力することで、チューニング完了時の値を保持して出力する。Ｚ−１のブロック２１は、前回値を出力する処理を示している。
【００１８】
図５は、本発明の第１の手順の内容を図３および図４の構成を用いて実行する場合の処理手順を示したフロー図である。
図５の処理が開始されると、図４の切り替えスイッチ２０をチューニング側にし（Ｓ１）、通常の運転時に用いている半導体電力変換素子の電圧降下補償を使用しないようにし（Ｓ２）、図４のｄｒｏｐ＿ｖｏｌｔ＿ｓｅｔ＝０とする（Ｓ３）。
ｄ軸電流指令値ｉｄ＊ あるいは ｑ軸電流指令値ｉｑ＊を与え、電流を流す（Ｓ４）。このときもう一方の軸の電流指令値はゼロとしておく。
図４の処理を実行し、出力値Ｋｔｐが収束するまで所定の時間待ち（Ｓ５）、Ｋｔｐの値をｄｒｏｐ＿ｖｏｌｔ＿ｓｅｔとして、メモリに記憶する（Ｓ６）。なお、このときのｄｒｏｐ＿ｖｏｌｔ＿ｓｅｔが半導体電力変換素子の電圧降下分に相当する。通常の運転時に用いている半導体電力変換素子の電圧降下補償を使用するように戻し（Ｓ７）、処理を終了する。
そのまま実運転を行う場合は、引き続き図６の処理を実行する。
【００１９】
図６は、本発明の第２の手順の内容を図３および図４の構成を用いて実行する場合の処理手順を示したフロー図である。この処理は、第１の手順の処理を実行後、運転を開始する毎に、その始動時に実行する。運転の開始の命令を受けると、図４の切り替えスイッチ２０をチューニング側に切り替え（Ｓ８）、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊あるいはｑ軸電流指令値ｉｑ＊を与え、電流を流す（Ｓ９）。このときもう一方の軸の電流指令値はゼロとしておく。図４の処理を実行し、出力Ｋｔｐの値に応じて一次抵抗値Ｒｓを修正（Ｓ１０）しながら、出力値Ｋｔｐが収束するまでの所定の時間待ち（Ｓ１１）、切り替えスイッチ２０を通常側にする（Ｓ１２）。これにより、一次抵抗オンラインチューニング演算器１４の出力が保持されるので、引き続き、通常運転を開始する。
なお、上記のＫｔｐが収束するまでの所定の時間は、別途あらかじめ設定しておき、その設定時間は、実験等により適用する装置に応じて最適な値を定めることが望ましいが、実用上はローパスフィルタ１７の時定数Ｔｆや積分器１８の積分時間Ｔｉに応じて、これらが収束・安定するのに十分な値に設定しておけばよい。
以上の処理により運転開始毎に一次抵抗値Ｒｓの修正を行うので、周囲温度の変化や連続運転による誘導電動機の温度上昇などによる一次抵抗Ｒｓの変化分を随時修正できるので、誘導電動機の高性能な制御を実現することができる。
【００２０】
【発明の効果】
本発明によれば、一次抵抗オンラインチューニング手段によって一次抵抗値の修正を行うので、短い時間で一次抵抗が精度よく測定できる。また、起動運転毎に自動的に実行するので、気温の変化や連続運転での温度上昇などによる誘導電動機の一次抵抗の変化を補償することができ、常に正確な一次抵抗値に基づく制御ができるため、誘導電動機の高性能な運転を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の説明のための、一般的な誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置の構成の一例のブロック図である。
【図２】誘導電動機のＴ型等価回路である。
【図３】本発明を実施した図１の構成に適用した場合のブロック図である。
【図４】一次抵抗オンラインチューニング演算器の構成のブロック図である。
【図５】本発明の実施の形態の第１の手順を示すフロー図である。
【図６】本発明の実施の形態の第２の手順を示すフロー図である。
【符号の説明】
１ 速度制御器
２ ｑ軸電流制御器
３ 励磁電流演算器
４ ｄ軸電流制御器
５ ベクトル演算回路
６ インバータ回路
７ 誘導電動機
８ 電流検出器
９ 電流検出器
１０ 三相−二相変換器
１１ ｄ−ｑ変換器
１２ 磁束オブザーバ
１３ 位相演算器
１４ 一次抵抗オンラインチューニング演算器
１５ 内積演算器
１６ リミッタ（Ａ）
１７ ローパスフィルタ
１８ 積分器
１９ リミッタ（Ｂ）
２０ 切り替えスイッチ
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ駆動による誘導電動機の速度センサレス制御装置において、誘導電動機の一次抵抗を自動的に測定する誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方法および装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘導電動機を駆動するインバータで誘導電動機の電動機定数を自動的に測定する従来技術としては、特開昭６０−１８３９５３号公報（特許文献１）記載の方法（従来例１）や特開平８−３３１９４号公報（特許文献２）記載の方法（従来例２）がある。
従来例１は、実運転前に直流励磁してその時の出力電圧値と出力電流値から一次抵抗を求めるものである。
従来例２は、交流電動機に流れる電流を検出して磁束に平行な磁化電流成分と磁束と直交するトルク電流成分とに分解し、前記磁化電流検出値を所定の磁化電流指令値に一致させる調節演算を行い、この演算結果と別途に定める一次抵抗の電圧降下との加算結果から磁化電圧指令値を求め、この磁化電圧指令値と別途定めるトルク電圧指令値とで制御する電力変換手段が出力する交流電力で、交流電動機を所望速度で運転する交流電動機の制御方法において、前記磁化電流指令値と磁化電流検出値との偏差を積分演算し、または比例積分演算して一次抵抗推定値を求め、この一次抵抗推定値と前記磁化電流指令値とを乗算して一次抵抗による電圧降下分を求めて制御しようとするものである。
【０００３】
【特許文献１】
特開昭６０−１８３９５３号公報（第３図）
【特許文献２】
特開平８−３３１９４号公報（図１）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来例１においては、誘導電動機の二次回路時定数が大きい場合に、一次抵抗に流れる電流が定常状態になるまでの時間が長く、測定に長時間を必要とし、測定時にまだ十分に定常状態となっていない場合には測定誤差が大きくなるという問題がある。
また、従来例２で一次抵抗値を推定している方法は、磁化電流成分に基づいて測定しているため、磁化電流成分とトルク電流成分に分解する場合にその変換に用いる位相に誤差があった場合には、推定値にも誤差を生じるという問題がある。
そこで本発明は、短い時間で一次抵抗を精度よく測定でき、誤差の小さい高性能な運転を行うことのできる速度センサレスベクトル制御方法および装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明による誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方法は、インバータによって駆動される誘導電動機の数式モデルに基づいて、電流推定値および磁束推定値を演算する磁束オブザーバを有する速度センサレスベクトル制御方法において、前記インバータを構成する半導体電力変換素子の電圧降下分を補償する機能を使用しない状態として直流電流を出力し、前記磁束オブザーバの出力である電流推定値と実電流値の誤差を演算し、前記誤差と電流推定値の内積を演算し、この内積値を半導体電力変換素子の電圧降下分として用いるものである。
本発明ではさらに、その後の誘導電動機の運転開始時に直流電流を流し、磁束オブザーバの出力である電流推定値と実電流値の誤差を演算し、前記誤差と電流推定値の内積を演算し、この内積値から前記半導体電力変換素子の電圧降下分を減算した値をゼロとするように磁束オブザーバで用いる誘導電動機の数式モデルにおける一次抵抗を修正する。
【０００６】
また、本発明の速度センサレスベクトル制御装置は、インバータによって駆動される誘導電動機の数式モデルに基づいて、電流推定値および磁束推定値を演算する磁束オブザーバを有する速度センサレスベクトル制御装置において、前記磁束オブザーバの出力である電流推定値と実電流値の誤差と前記電流推定値の内積を演算する内積演算手段と、この内積値から、チューニング時は０で、通常運転時は後記の温度係数の出力値である電圧降下補償値を減算する手段と、電圧降下補償された内積値を積分する積分手段と、一次抵抗のオンラインチューニング時は前記積分手段の出力をそのまま温度係数として前記磁束オブザーバに出力し、通常運転時は温度係数の前回値を出力する切り替え手段とを有する一次抵抗オンラインチューニング手段を設けたものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態を、図１〜図６に基づいて説明する。
以下の説明では座標軸をステータに固定された三相交流をＵ、Ｖ、Ｗの相順で示し、三相交流を二相交流座標系に変換したときの座標はＵ相に固定されたａ軸とａ軸から９０度進んだところをｂ軸として表し、ロータの磁束に固定した回転座標系の磁束軸をｄ軸、ｄ軸から９０度進んだ位相をｑ軸として示している。また、ａ軸からみたｄ軸の位相をθｒとしている。ここでは速度センサレス制御として推定した位相を用いているので、
【数１】
【０００８】
図１は一般的な誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置の構成の一例を示すブロック図である。これは本発明の説明のために適用する対象の一例を示したものであり、従来技術であるので、概略のみを説明する。
この図１の制御装置は、速度指令値と速度推定値
【数２】
【０００９】
速度制御器１は速度指令値と速度推定値
【数３】
【数４】
【００１０】
インバータ回路６はｖｓａ＊、ｖｓｂ＊に基づいて、半導体電力変換素子をスイッチングし、誘導電動機７に電圧を供給している。インバータ回路６には外部から電源が供給されており、ｖｓａ＊、ｖｓｂ＊に基づいて半導体電力変換素子を制御するための回路も含まれている。誘導電動機に供給される電流値は電流検出器８、９で検出し、三相−二相変換器１０に入力される。三相−二相変換器１０は、電流検出器８、９で検出した信号を電流値に換算するとともに三相交流座標系から二相交流座標系のｉｓａ、ｉｓｂに変換する演算を行う。ｄ−ｑ変換機１１は、ｉｓａ、ｉｓｂをｄ−ｑ座標系の電流値ｉｄ、ｉｑに変換している。この座標変換の公式は周知のものである。磁束オブザーバ１２は、電圧指令値ｖｓａ、ｖｓｂおよび電流検出値ｉｓａ、ｉｓｂから磁束推定値
【数５】
【数６】
【００１１】
【数７】
【００１２】
【数８】
Ｌｍ：ロータ、ステータ相互コンダクタンス、
Ｌｓ：ステータ自己インダクタンス（Ｌｍ＋Ｌ１）、
Ｌｒ：ロータ自己インダクタンス（Ｌｍ＋Ｌ２）
ｇ１、ｇ２、ｇ３、ｇ４：オブザーバフィードバックゲイン
【数９】
【数１１】
【００１４】
また、実際の処理はマイクロコンピュータでデジタル処理するため、これらの式をサンプリング時間で離散化して取り扱っているが、本発明の適用部分の説明においては、このままでも差し支えない。
図２は誘導電動機の等価回路図である。直流を印加して定常状態になった場合には、一次抵抗Ｒｓ、漏れインダクタンスＬ１と相互インダクタンスＬｍの直列回路となり、Ｒｓは印加電圧を電流値で除算することで求まる。これは、前述の従来例１のように周知の技術である。
【００１５】
次に、図３から図６に基づいて本発明の処理を説明する。
図３は周知の誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置において本発明のオンラインチューニングを適用するときの構成を示したブロック図である。図１の構成において、磁束オブザーバ１２で演算される
【数１２】
つぎに、一次抵抗オンラインチューニング演算器１４の構成を図４を用いて説明する。
【００１６】
図４は一次抵抗オンラインチューニング演算器１４の構成を示したブロック図である。内積演算器１５では
【数１３】
リミッタ（Ａ）１６はノイズなどによる異常なデータによって演算の際にオーバフローなどを生じることによる誤動作を防止するために、異常に大きいデータを排除するために設けている。（３）式の演算に用いる電流値には半導体電力変換素子のスイッチング周波数成分のノイズが乗っているため、このノイズを除去するためにローパスフィルタ１７を設けている。フィルタ１７の出力値から後述のオフセット値ｄｒｏｐ＿ｖｏｌｔ＿ｓｅｔを減算した値を積分器１８で積分する。
【００１７】
リミッタ（Ｂ）１９は通電開始直後などの過渡的な状態で積分が過大に溜まったときに出力値をリミットして誤動作を防止するために設けている。切り替えスイッチ２０は一次抵抗オンラインチューニング時とその他の場合で出力を切り替えるためのものである。一次抵抗オンラインチューニング中は、リミッタ（Ｂ）１９の出力値を温度係数Ｋｔｐとして出力するようになっており、内積演算器１５の出力がゼロでない場合は、この内積値が積分器１８で積分されて温度係数Ｋｔｐとして出力されるので、これに基づき磁束オブザーバ１２で用いている一次抵抗値Ｒｓを調整している。温度係数Ｋｔｐは内積演算器１５の出力が０となると、積分器１８の入力が０となり、一定値となる。この時のＲｓの値をその後の実運転で使用する。
一次抵抗オンラインチューニングが終了すると切り替えスイッチ２０を通常側へ切り替え温度係数Ｋｔｐの前回値を出力することで、チューニング完了時の値を保持して出力する。Ｚ−１のブロック２１は、前回値を出力する処理を示している。
【００１８】
図５は、本発明の第１の手順の内容を図３および図４の構成を用いて実行する場合の処理手順を示したフロー図である。
図５の処理が開始されると、図４の切り替えスイッチ２０をチューニング側にし（Ｓ１）、通常の運転時に用いている半導体電力変換素子の電圧降下補償を使用しないようにし（Ｓ２）、図４のｄｒｏｐ＿ｖｏｌｔ＿ｓｅｔ＝０とする（Ｓ３）。
ｄ軸電流指令値ｉｄ＊ あるいは ｑ軸電流指令値ｉｑ＊を与え、電流を流す（Ｓ４）。このときもう一方の軸の電流指令値はゼロとしておく。
図４の処理を実行し、出力値Ｋｔｐが収束するまで所定の時間待ち（Ｓ５）、Ｋｔｐの値をｄｒｏｐ＿ｖｏｌｔ＿ｓｅｔとして、メモリに記憶する（Ｓ６）。なお、このときのｄｒｏｐ＿ｖｏｌｔ＿ｓｅｔが半導体電力変換素子の電圧降下分に相当する。通常の運転時に用いている半導体電力変換素子の電圧降下補償を使用するように戻し（Ｓ７）、処理を終了する。
そのまま実運転を行う場合は、引き続き図６の処理を実行する。
【００１９】
図６は、本発明の第２の手順の内容を図３および図４の構成を用いて実行する場合の処理手順を示したフロー図である。この処理は、第１の手順の処理を実行後、運転を開始する毎に、その始動時に実行する。運転の開始の命令を受けると、図４の切り替えスイッチ２０をチューニング側に切り替え（Ｓ８）、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊あるいはｑ軸電流指令値ｉｑ＊を与え、電流を流す（Ｓ９）。このときもう一方の軸の電流指令値はゼロとしておく。図４の処理を実行し、出力Ｋｔｐの値に応じて一次抵抗値Ｒｓを修正（Ｓ１０）しながら、出力値Ｋｔｐが収束するまでの所定の時間待ち（Ｓ１１）、切り替えスイッチ２０を通常側にする（Ｓ１２）。これにより、一次抵抗オンラインチューニング演算器１４の出力が保持されるので、引き続き、通常運転を開始する。
なお、上記のＫｔｐが収束するまでの所定の時間は、別途あらかじめ設定しておき、その設定時間は、実験等により適用する装置に応じて最適な値を定めることが望ましいが、実用上はローパスフィルタ１７の時定数Ｔｆや積分器１８の積分時間Ｔｉに応じて、これらが収束・安定するのに十分な値に設定しておけばよい。
以上の処理により運転開始毎に一次抵抗値Ｒｓの修正を行うので、周囲温度の変化や連続運転による誘導電動機の温度上昇などによる一次抵抗Ｒｓの変化分を随時修正できるので、誘導電動機の高性能な制御を実現することができる。
【００２０】
【発明の効果】
本発明によれば、一次抵抗オンラインチューニング手段によって一次抵抗値の修正を行うので、短い時間で一次抵抗が精度よく測定できる。また、起動運転毎に自動的に実行するので、気温の変化や連続運転での温度上昇などによる誘導電動機の一次抵抗の変化を補償することができ、常に正確な一次抵抗値に基づく制御ができるため、誘導電動機の高性能な運転を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の説明のための、一般的な誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置の構成の一例のブロック図である。
【図２】誘導電動機のＴ型等価回路である。
【図３】本発明を実施した図１の構成に適用した場合のブロック図である。
【図４】一次抵抗オンラインチューニング演算器の構成のブロック図である。
【図５】本発明の実施の形態の第１の手順を示すフロー図である。
【図６】本発明の実施の形態の第２の手順を示すフロー図である。
【符号の説明】
１ 速度制御器
２ ｑ軸電流制御器
３ 励磁電流演算器
４ ｄ軸電流制御器
５ ベクトル演算回路
６ インバータ回路
７ 誘導電動機
８ 電流検出器
９ 電流検出器
１０ 三相−二相変換器
１１ ｄ−ｑ変換器
１２ 磁束オブザーバ
１３ 位相演算器
１４ 一次抵抗オンラインチューニング演算器
１５ 内積演算器
１６ リミッタ（Ａ）
１７ ローパスフィルタ
１８ 積分器
１９ リミッタ（Ｂ）
２０ 切り替えスイッチ
Claims (3)
- インバータによって駆動される誘導電動機の数式モデルに基づいて、電流推定値および磁束推定値を演算する磁束オブザーバを有する速度センサレスベクトル制御方法において、
前記インバータを構成する半導体電力変換素子の電圧降下分を補償する機能を使用しない状態として直流電流を出力し、前記磁束オブザーバの出力である電流推定値と実電流値の誤差を演算し、前記誤差と電流推定値の内積を演算し、この内積値を半導体電力変換素子の電圧降下分として用いることを特徴とする誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方法。 - 前記誘導電動機の運転開始時に直流電流を流し、前記磁束オブザーバの出力である電流推定値と実電流値の誤差を演算し、前記誤差と電流推定値の内積を演算し、この内積値から前記半導体電力変換素子の電圧降下分を減算した値をゼロとするように前記磁束オブザーバで用いる誘導電動機の数式モデルにおける一次抵抗を修正することを特徴とする請求項１記載の誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方法。
- インバータによって駆動される誘導電動機の数式モデルに基づいて、電流推定値および磁束推定値を演算する磁束オブザーバを有する速度センサレスベクトル制御装置において、
前記磁束オブザーバの出力である電流推定値と実電流値の誤差と前記電流推定値の内積を演算する内積演算手段と、
この内積値から、チューニング時は０で、通常運転時は後記の温度係数の出力値である電圧降下補償値を減算する手段と、
電圧降下補償された内積値を積分する積分手段と、
一次抵抗のオンラインチューニング時は前記積分手段の出力をそのまま温度係数として前記磁束オブザーバに出力し、通常運転時は温度係数の前回値を出力する切り替え手段と
を有する一次抵抗オンラインチューニング手段を設けたことを特徴とする速度センサレスベクトル制御装置。
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