JP2004348929A - 信号処理装置及び信号処理方法 - Google Patents
信号処理装置及び信号処理方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2004348929A JP2004348929A JP2003148122A JP2003148122A JP2004348929A JP 2004348929 A JP2004348929 A JP 2004348929A JP 2003148122 A JP2003148122 A JP 2003148122A JP 2003148122 A JP2003148122 A JP 2003148122A JP 2004348929 A JP2004348929 A JP 2004348929A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- signal
- adaptive equalization
- analog
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Abandoned
Links
Images
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/22—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor for reducing distortions
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
- G11B20/10046—Improvement or modification of read or write signals filtering or equalising, e.g. setting the tap weights of an FIR filter
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
- G11B20/10046—Improvement or modification of read or write signals filtering or equalising, e.g. setting the tap weights of an FIR filter
- G11B20/10055—Improvement or modification of read or write signals filtering or equalising, e.g. setting the tap weights of an FIR filter using partial response filtering when writing the signal to the medium or reading it therefrom
- G11B20/10111—Improvement or modification of read or write signals filtering or equalising, e.g. setting the tap weights of an FIR filter using partial response filtering when writing the signal to the medium or reading it therefrom partial response PR(1,2,2,1)
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/18—Error detection or correction; Testing, e.g. of drop-outs
- G11B20/1803—Error detection or correction; Testing, e.g. of drop-outs by redundancy in data representation
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/12—Formatting, e.g. arrangement of data block or words on the record carriers
- G11B2020/1264—Formatting, e.g. arrangement of data block or words on the record carriers wherein the formatting concerns a specific kind of data
- G11B2020/1288—Formatting by padding empty spaces with dummy data, e.g. writing zeroes or random data when de-icing optical discs
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B2220/00—Record carriers by type
- G11B2220/20—Disc-shaped record carriers
- G11B2220/25—Disc-shaped record carriers characterised in that the disc is based on a specific recording technology
- G11B2220/2537—Optical discs
- G11B2220/2541—Blu-ray discs; Blue laser DVR discs
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
Abstract
【課題】再生信号の非線形歪みを補正して、その結果ＰＬＬ性能を向上させ、それに追従して等化特性、最終的には信号処理システム全体のエラーレートを向上させる信号処理装置を提供する。
【解決手段】２次適応等化フィルタ１６は、アナログ等化信号ｘ（ｋ）が有する非線形歪を補正するために、１次適応等化フィルタ１５に並列に接続される。１次適応等化フィルタ１５と２次適応等化フィルタ１６のフィルタ出力は、加算器１７にて加算され、その加算出力は等化後出力ｙ（ｋ）として位相補間フィルタ１８に供給される。位相補間フィルタ１８は、１次適応等化フィルタ１５のフィルタ出力と２次適応等化フィルタ１６のフィルタ出力に基づいて位相の補間を行う。位相補間フィルタ１８のフィルタ出力は、ＩＴＲ−ＰＬＬ回路１９に供給される。
【選択図】 図１
【解決手段】２次適応等化フィルタ１６は、アナログ等化信号ｘ（ｋ）が有する非線形歪を補正するために、１次適応等化フィルタ１５に並列に接続される。１次適応等化フィルタ１５と２次適応等化フィルタ１６のフィルタ出力は、加算器１７にて加算され、その加算出力は等化後出力ｙ（ｋ）として位相補間フィルタ１８に供給される。位相補間フィルタ１８は、１次適応等化フィルタ１５のフィルタ出力と２次適応等化フィルタ１６のフィルタ出力に基づいて位相の補間を行う。位相補間フィルタ１８のフィルタ出力は、ＩＴＲ−ＰＬＬ回路１９に供給される。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、信号処理装置及び信号処理方法に関し、特に、非線形な歪をもつ再生信号が入力される信号処理装置及び信号処理方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
磁気記録技術、光記録技術等を利用したストレージ装置は、その信号の再生チャンネルとしてアナログ回路によって構成されたアナログ信号処理ブロックと、ディジタル回路によって構成されたディジタル信号処理ブロックを持つ。これらの信号処理ブロックは従来入力信号が線形であると仮定して構築された線形信号処理理論に基づいて設計されている。一般的に、アナログ回路は完全に理想的な線形な応答をすることはない。しかし、通常はその応答中の非線形性が十分に小さいため、近似的に線形な信号とみなすことが可能であり、線形理論に基づいた信号処理装置がその効果を十分に発揮してきた。
【０００３】
近年、ストレージ技術が発達し、その記録密度が向上するにつれて、再生信号中に無視できないほど大きな非線形があらわれるようになってきた。その非線形性が位相同期ループ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ ： ＰＬＬ）性能の悪化や、適応等化フィルタの収束性の悪化、さらにはデータの検出時における誤り率の劣化などをもたらしている。
【０００４】
これら再生信号の非線形性の原因として代表的なものは、信号検出器起因の非線形性、記録媒体起因の非線形性である。前者（信号検出器起因の非線形性）の代表的な例として、磁気記録の再生ヘッドとして用いられるＭＲ（Ｍａｇｎｅｔｏ Ｒｅｓｉｓｔｉｖｅ）ヘッドの磁界電圧変換特性の非線形応答、ベースライン・シフトなどが挙げられる。また光記録で用いられるフォト・デテクタの持つ非線形応答もある。検出器起因の非線形性ではないが、磁気記録媒体に対し、高密度データを書き込む際に、再生信号は非線形ビット・シフトを引き起こすことが広く知られている。
【０００５】
後者（記録媒体起因の非線形性）の例としては、相変化ディスクで顕著にあらわれる再生信号の上下非対称性などがある。代表的な例は、磁気記録、光記録媒体ともにその記録密度が高い状態における非線形符号間干渉（Ｎｏｎ Ｌｉｎｅａｒ Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ： ＮＬＩＳＩ）、光記録における媒体の反射率の非線形性がもたらす信号の上下非対称性などが挙げられる。
【０００６】
そして、近年、記録容量のさらなる向上を目指して試みられている媒体への高密度記録化によって発生する信号の非線形歪み及び高性能であるが非線形応答を持つ検出器を使用することで発生する信号の非線形歪みは、装置全体のさらなる性能向上を阻害する大きな要因となっている。
【０００７】
このような非線形歪みが従来の信号処理装置にもたらす悪影響をいくつか挙げる。まず一般的なディジタル信号処理装置に実装される最小誤差２乗法（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ：ＬＭＳ）アルゴリズムなどを用いた１次適応等化フィルタを例にする。この１次適応等化フィルタでは、まず非線形歪みの無い入力波形に対しては所定の等化方式に従った目標とする検出値と実際に検出された信号との間の誤差信号を検出する。そして、その誤差信号の２乗を最小にするようなタップ係数へ収束することが原理として保証されている。
【０００８】
ところが、その理論上では上下非対称性（アシンメトリ）に代表される非線形歪みを補正することはできない。しかし１次適応等化フィルタはそのアルゴリズムの性質上、ただ検出によって得られる２乗誤差を最小にするようなタップを探索する。このために、アシンメトリを持った入力波形は線形信号が本来収束するはずの理想的なタップ係数とはかけ離れたものに収束する可能性を持つ。
【０００９】
これは線形信号を等化することを目的とする１次適応等化フィルタに入力する信号が非線形歪みを持つ場合、本来、非線形等化誤差を補正することを想定していない適応等化アルゴリズムに従うことによる、予想外の新たな等化誤差をもたらす可能性を示している。例えば再生信号にＤＣ成分をもつ場合を考える。線形信号を等化することを目的とする１次適応等化フィルタは本来前記ＤＣ成分を持つ再生信号を補正することは不可能である。しかし、実際に、前記１次適応等化フィルタは、検出点での誤差を最小にしようとして信号の低域成分を犠牲にしてＤＣ成分を減少させる。これにより、検出点での信号誤差の分散値は減少するが、ストレージ製品において最も重要な要素の一つであるエラーレートの劣化をもたらす恐れがある。
【００１０】
また入力信号の非線形歪みは位相同期ループ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ ： ＰＬＬ）の位相誤差計算に悪影響を及ぼす。これは、以下の理由による。すなわち、通常の位相誤差計算は上下対称な信号を前提に行われている。このために、上下非対称な信号より位相誤差を計算してしまった場合、その計算精度が劣化する。また、位相誤差計算に使用するビット・バイ・ビット検出された検出値のエラーレートが劣化する。これら計算精度の劣化や、エラーレートの劣化が原因となり、結果的にＰＬＬの位相同期性能も大幅に劣化することになることとなる。
【００１１】
このように非線形歪みを持つ信号が信号処理装置に入力されることによって、ＰＬＬ性能が悪化し、それに伴いビット・バイ・ビット検出精度の悪化をもたらし、１次適応等化フィルタの収束性を劣化させる。さらには再生信号のエラーレートを悪化させることで、装置全体の性能を劣化させることが問題となっている。
【００１２】
ところで、非線形歪みを持つ信号を非線形等化するための方法として、多項式フィルタを適応等化フィルタとして実装する手法が様々な信号処理分野において提案されている。一般的に多項式フィルタはボルテラ・フィルタ（Ｖｏｌｔｅｒｒａ ｆｉｌｔｅｒ）と呼ばれ、その応用は多岐にわたる。ボルテラ・フィルタはＬＭＳやＲＬＳなどの適応等化理論にしたがってそのタップ係数を最適化することが可能である。文献「”Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｐｏｌｙｎｏｍｉａｌ Ｆｉｌｔｅｒｓ”， Ｖ． Ｊｏｈｎ Ｍａｔｈｅｗｓ， ＩＥＥＥ ＳＰ Ｍａｇａｚｉｎｅ， Ｊｕｌｙ， １９９１ ｐｐ１０−２６」には適応等化ボルテラ・フィルタの理論が詳細に記載されている。
【００１３】
アシンメトリに代表される非線形性を持つ信号が入力される信号処理装置の例として、ＭＲヘッドを使用したハードディスクドライブが挙げられる。しかしボルテラ・フィルタは従来の一般的なハードディスクドライブには用いられることがない。ＭＲヘッドを使用した一般的なハードディスクドライブにおいてはアナログまたはディジタル回路中にアシンメトリを補正する回路を実装し、出荷時の初期設定で最適なパラメータを決定し、設定レジスタに記憶させれば十分である。これは一般的なハードディスクドライブは媒体とヘッドが固定式であり、両者の機械的な相対位置の変動が起こりえないためである。また磁気ヘッドがエアベアリングによる浮上式であるため双方の磨耗など使用時の経時劣化がほとんど起こらないためでもある。
【００１４】
それに対してリムーバブル式ハードディスクドライブ、テープ媒体を使用したディジタルデータ磁気記録再生装置、リムーバブル式の光ディスク装置などは、媒体の交換によってヘッドと媒体の機械的な相対位置の変化が常に生じる。さらには各媒体の磁気・光学特性及びカートリッジ個々の機械的精度のばらつきもある。これら相対的位置の変化やばらつきなどから、同一ドライブ間及び他のドライブ間で再生信号に生じる非線形性は容易に変化する。また、例えばテープ媒体用のディジタルデータ磁気記録再生装置ではヘッドと媒体が接触しているために、ヘッド・媒体ともに磨耗による経時劣化が生じ、それがヘッド自体の非線形性を時々刻々変化させる要因となる。
【００１５】
以上の点からリムーバブル式または媒体とヘッドが接触するディジタル記録再生装置では、非線形性の補正によるエラーレートの改善を図る必要がある。しかし、そのエラーレートの改善には、ドライブの初期設定のみでは対応できず、カートリッジの交換時及び時間の経過とともに変化する非線形信号に対して、自動的に追従する適応等価フィルタを実装することが望ましい。これによって媒体の交換、経時劣化による再生ヘッドなどの非線形応答の変化にも十分に対応でき、良好なエラーレートを維持することが可能となる。
【００１６】
そこで、従来、前記非線形な歪をもつ再生信号、すなわち、ＨＤＤの磁気再生ヘッド及びフォト・デテクタなどから入力された再生信号を、適応等化器を用いた構成の信号処理装置によって処理することが考えられている。
【００１７】
例えば特開平１０−２６１２０５号公報には、磁気記録再生装置の非線形要因が混入するデータの再生系として、異なる等価特性を有する複数の等化器から構成される並列等化器群と、最小の誤差等化を示す等化器を判定する回路を備える構成の磁気記録再生装置及び再生補償装置が開示されている。
【００１８】
また、従来非線形な歪を持たない再生信号を適応等化器によって等化するには、図１３に示すような構成の信号処理装置１００が一般的に用いられてきた。
【００１９】
図１３に構成を示す信号処理装置１００は、一般的に用いられているアナログ電圧制御発振器（ｖｏｌｔａｇｅ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：ＶＣＯ）ベース磁気記録用ＰＬＬ後段にディジタル適応等化フィルタを実装した装置例である。非線形な歪を持たないヘッド再生信号ｘ（ｔ）は、アナログ・フィルタ１０１により等化され、Ａ／Ｄコンバータ１０２によりディジタル信号へ変換される。このディジタル信号は、ディジタル適応等化フィルタ１０３及び位相誤差計算器１０５に供給される。
【００２０】
ディジタル適応等化フィルタ１０３は、ビタビ検出器１１１から得られた検出データを用い、前記ディジタル信号と理想的な等化後信号との間の残留等化誤差を求め、この残留等化誤差を用いて適応等化フィルタタップ係数を最終的に補正する。しかしながらＰＬＬ回路１０４には線形適応等化された信号ではなく、アナログフィルタによる等化のみが行われた信号が供給されることとなる。
【００２１】
ＰＬＬ回路１０４は、位相誤差計算器１０５と、ループフィルタ１０６と、Ｄ／Ａコンバータ１０７と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０８から構成される。位相誤差計算器１０６は、アナログフィルタ１０１によってアナログ等化された後、Ａ／Ｄコンバータ１０７でディジタル化された信号の位相誤差を計算する。ループフィルタ１０６は、前記位相誤差に適当なフィルタ係数を用いてその比例項、微分項、積分項を出力する。Ｄ／Ａコンバータ１０７は、位相誤差の積分値をアナログ信号に変換する。
【００２２】
ＶＣＯ１０８は、周波数シンセサイザ１０９からのチャンネル周波数ｆｃｈを用い、アナログ化された位相誤差信号から位相を補正するためのサンプリングクロックｆｓを生成し、Ａ／Ｄコンバータ１０２に供給する。そして、Ａ／Ｄコンバータ１０２は、前記サンプリングクロックｆｓを用いてアナログフィルタ１０１のフィルタ出力信号の位相を合わせる。
【００２３】
一般的な信号処理装置においては前記の例のようにＰＬＬ装置の後段に適応等化フィルタが実装されることが多い。しかし、理想的にはＰＬＬの前段に適応等化フィルタを実装し、ＰＬＬ動作は等化後の理想的な波形と比較した歪の少ないデータを用いてＰＬＬによる位相同期を行うことが望ましい。これは記録密度向上に伴う等化前の信号のＳＮＲが低い信号処理システムにおいて、等化誤差の大きい信号が入力される場合にはさらにビット・バイ・ビット検出のエラーレートが劣化し、位相誤差計算器が誤動作を行うためである。
【００２４】
それに対してディジタルＰＬＬとしてＰＬＬ前段に適応等化フィルタを実施することのできる構成例として、補間による位相同期 （Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｅｄ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ ： ＩＴＲ） 方式のディジタル信号処理用位相同期ループが実用化されている。文献「”Ａ ＭＭＳＥ Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｅｄ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ Ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ Ｔｈｅ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ”， Ｚｉ−Ｎｉｎｇ Ｗｕ， Ｊｏｈｎ Ｍ．Ｃｉｏｆｆｉ， ｅｔ ａｌ．， Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， １９９７． ＩＣＣ ’９７ Ｍｏｎｔｒｅａｌ， Ｔｏｗａｒｄｓ ｔｈｅ Ｋｎｏｗｌｅｄｇｅ Ｍｉｌｌｅｎｎｉｕｍ． １９９７ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ， Ｖｏｌｕｍｅ： ３， １９９７ ｐｐ１６２５ −１６２９ ｖｏｌ．３、」、及び文献「”Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｅｄ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ ｆｏｒ Ｈａｒｄ Ｄｉｓｋ Ｄｒｉｖｅ Ｒｅａｄ Ｃｈａｎｎｅｌｓ” Ｍａｒｋ Ｓｐｕｒｂｅｃｋ， Ｒｉｃｈａｒｄ Ｔ． Ｂｅｈｒｅｎｓ， Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， １９９７． ＩＣＣ ’９７ Ｍｏｎｔｒｅａｌ， Ｔｏｗａｒｄｓ ｔｈｅ Ｋｎｏｗｌｅｄｇｅ Ｍｉｌｌｅｎｎｉｕｍ． １９９７ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ， Ｖｏｌｕｍｅ： ３， １９９７ ｐｐ１６１８ −１６２４ ｖｏｌ．３」には、ＩＴＲ方式を用いたディジタルＰＬＬを磁気記録用データ再生の分野に応用する手法が記載されている。この方式は光記録再生信号用の構成にすることも容易である。
【００２５】
図１４には、磁気記録再生信号用ＩＴＲ−ＰＬＬ１２５の前段にディジタル適応等化フィルタを設けた代表的な構成の信号処理装置１２０を示す。非線形歪を持たないヘッド再生信号ｘ（ｔ）は、アナログフィルタ１２１に入力し、アンチ・エイリアシングされる。アンチ・エイリアシングされたヘッド再生信号は、Ａ／Ｄコンバータ１２２に入力される。
【００２６】
Ａ／Ｄコンバータ１２２には、周波数シンセサイザ１２６から、チャンネル周波数に対して若干高い周波数ｆｓ＝α・ｆｃｈ（α＞１．０）のサンプリングクロックが供給される。そして、Ａ／Ｄコンバータ１２２は、前記周波数ｆｓで前記ヘッド再生信号をサンプリングし、時刻ｋでサンプルされたヘッド再生信号ｘ（ｋ）を生成し、ディジタル適応等化フィルタ１２３に入力する。
【００２７】
ディジタル適応等化フィルタ１２３は、たとえばパーシャル・レスポンス・クラスＩ、ＩＩ、ＩＶ及びそれらの拡張パーシャル・レスポンスなど、所望の等化方式によって前記ヘッド再生信号ｘ（ｋ）を等化する。ＩＴＲ方式のディジタルＰＬＬは原理的にチャンネル周波数とサンプリング周波数の違いによって生じる余分な信号が発生する。これを信号の不整合が生じる点、すなわち位相のジャンプが生じる点として、後にデータ検出器においてそれを予測して間引くことで必要な信号のみを得ることが可能である。
【００２８】
ディジタル等化フィルタ１２３において所望の等化方式により等化された後の信号は、位相補間フィルタ１２４で所望の位相シフトをほどこすことで位相同期が取られる。ＩＴＲ方式を用いたディジタルＰＬＬ１２５におけるサンプリングデータの補間には、様々な方法が提案されている。
【００２９】
例えば、ＦＩＲフィルタによって位相を補間する場合、そのタップ係数として、Ｓｉｎｃ関数、ディジタル信号処理で用いられる各種の窓関数を乗じたＳｉｎｃ関数、所定の周波数特性を有するフィルタを逆フーリエ変換することによって得られるＦＩＲフィルタ・タップ係数等が用いられる。また、サンプリングした２点または複数点間を多項式で近似して補間する方法なども一般的に用いられる。
【００３０】
アナログＶＣＯベース磁気記録用ＰＬＬ前段にディジタルフィルタを設けた構成（図１３）と、ＩＴＲ方式ＰＬＬ前段に適応等化フィルタを設けた構成（図１４）の大きな違いは、ＰＬＬの前段に適応等化フィルタを実装できるかどうかの違いであり、それによって図１４の構成はＰＬＬ性能の向上が期待され、広くハードディスク製品などで採用されている。
【００３１】
【特許文献１】
特開平１０−２６１２０５号
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】
以上、述べてきたように、入力信号の非線形歪みは等化後の信号の等化特性、ＰＬＬ特性などに悪影響を及ぼし、再生信号のエラーレート特性を悪化させる。特にＰＬＬ特性への影響を考えた場合、ＰＬＬ位相誤差の計算誤差は位相同期性能を劣化させる。
【００３３】
とりわけ磁気再生ヘッドやフォト・デテクタなどから得られる再生信号の再生信号対雑音率（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）の低いシステム、媒体が着脱式のデータ再生装置におけるチャッキング時の機械的な相対位置誤差や、媒体性能のばらつき、さらには再生装置の再生条件によってはＰＬＬによる位相同期機能を破綻させ、信号再生装置システムを再生不能とする恐れがある。
【００３４】
本発明は、これらの観点から再生信号の非線形歪みを補正して、その結果ＰＬＬ性能を向上させ、それに追従して等化特性、最終的には信号処理システム全体のエラーレートを向上させる信号処理装置及び信号処理方法の提供を目的とする。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に係る信号処理装置は、前記課題を解決するために、非線形性な歪みをもつ再生信号を帯域制限すると共にアナログ等化するアナログフィルタ手段と、前記アナログフィルタ手段のフィルタ出力の線形信号を等化するための第１の適応等化フィルタ手段と、前記アナログフィルタ手段のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正するために前記第１の適応等化フィルタに並列に接続される第２の適応等化フィルタ手段とを備える。
【００３６】
この信号処理装置によれば、第１の適応等化フィルタ手段がアナログフィルタ手段のフィルタ出力の線形信号を等化し、この第１の適応等化フィルタに並列に接続される第２の適応等化フィルタ手段がアナログフィルタ手段のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正する。
【００３７】
本発明の請求項２に係る信号処理方法は、前記課題を解決するために、非線形性な歪みをもつ再生信号を帯域制限すると共にアナログ等化するアナログフィルタ工程と、前記アナログフィルタ工程のフィルタ出力の線形信号を等化するための第１の適応等化フィルタ工程と、前記アナログフィルタ工程のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正するために前記第１の適応等化フィルタ工程と並列に実行される第２の適応等化フィルタ工程とを備える。
【００３８】
この信号処理方法によれば、第１の適応等化フィルタ工程がアナログフィルタ工程のフィルタ出力の線形信号を等化し、この第１の適応等化フィルタ工程と並列に第２の適応等化フィルタ工程がアナログフィルタ工程のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正する。
【００３９】
本発明の請求項３に係る信号処理装置は、前記課題を解決するために、非線形性な歪みをもつ再生信号を帯域制限すると共にアナログ等化するアナログフィルタ手段と、前記アナログフィルタ手段のフィルタ出力の線形信号を等化する第１の適応等化フィルタ手段と、前記アナログフィルタ手段のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正するために前記第１の適応等化フィルタに並列に接続される第２の適応等化フィルタ手段と、前記第１の適応等化フィルタ手段のフィルタ出力と前記第２の適応等化フィルタ手段のフィルタ出力に基づいて位相の補間を行う位相補間手段と、前記位相補間手段から帰還された補間出力に基づいて前記位相補間手段の位相を同期させる位相同期ループ手段とを備える。
【００４０】
この信号処理装置によれば、第１の適応等化フィルタ手段がアナログフィルタ手段のフィルタ出力の線形信号を等化し、この第１の適応等化フィルタに並列に接続される第２の適応等化フィルタ手段がアナログフィルタ手段のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正する。そして、位相補間手段が第１の適応等化フィルタ手段のフィルタ出力と第２の適応等化フィルタ手段のフィルタ出力に基づいて位相の補間を行い、位相同期ループ手段が位相補間手段から帰還された補間出力に基づいて位相補間手段の位相を同期させる。
【００４１】
本発明の請求項４に係る信号処理方法は、前記課題を解決するために、非線形性な歪みをもつ再生信号を帯域制限すると共にアナログ等化するアナログフィルタ工程と、前記アナログフィルタ工程のフィルタ出力の線形信号を等化するための第１の適応等化フィルタ工程と、前記アナログフィルタ工程のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正するために前記第１の適応等化フィルタ工程と並列に実行される第２の適応等化フィルタ工程と、前記第１の適応等化フィルタ工程のフィルタ出力と前記第２の適応等化フィルタ手段のフィルタ出力に基づいて位相の補間を行う位相補間工程と、前記位相補間工程から帰還された補間出力に基づいて前記位相補間工程の位相を同期させる位相同期ループ工程とを備える。
【００４２】
この信号処理方法によれば、第１の適応等化フィルタ工程がアナログフィルタ工程のフィルタ出力の線形信号を等化し、この第１の適応等化フィルタ工程と並列に第２の適応等化フィルタ工程がアナログフィルタ工程のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正する。そして、位相補間工程が第１の適応等化フィルタ工程のフィルタ出力と第２の適応等化フィルタ工程のフィルタ出力に基づいて位相の補間を行い、位相同期ループ工程が位相補間手段から帰還された補間出力に基づいて位相補間工程の位相を同期させる。
【００４３】
以上の本発明では、入力される信号の非線形性の中で特に２次の非線形性の代表的な例である上下非対称性（アシンメトリ）の非線形等化の実現を中心に考え、適応等化フィルタとして従来の１次適応等化フィルタに加えて２次適応等化フィルタを並列に使用することで２次の非線形性を除去する。
【００４４】
このようなフィルタ構成を２次適応等化ボルテラ・フィルタという。本発明のように、１次、２次適応等化フィルタをディジタルＰＬＬの前段に位置することのできるＩＴＲ方式ディジタルＰＬＬは、非線形歪みを補正された信号に対してＩＴＲ−ＰＬＬ装置を動作させることで、位相誤差計算の上下非対称性起因の非線形誤差が少なくなり、位相誤差計算に用いるビット・バイ・ビット検出精度が向上し、結果的にＰＬＬ性能が向上する。
【００４５】
本発明で示す前記の構成において、ＰＬＬ出力信号は入力信号に含まれる２次までの非線形歪みを補正することが可能であり、ディジタルＰＬＬ後段のビタビ検出器など線形信号処理理論に基づいて設計された検出装置に、線形信号とほぼ同等の信号を供給することができるため、それらの性能も向上する。
【００４６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のいくつかの実施形態について図面を参照しながら説明する。第１の実施形態は、磁気抵抗（Ｍａｇｎｅｔｏ Ｒｅｓｉｓｔｉｖｅ：ＭＲ）ヘッドを使用したハードディスクドライブからのＭＲヘッド再生信号を処理する図１の磁気記録用再生信号処理装置１０である。この磁気記録用再生信号処理装置１０には、時刻ｔにおけるＭＲヘッドの再生信号ｒ（ｔ）が入力される。ＭＲヘッドは、磁界電圧変換特性が非線形応答する。このため、ＭＲヘッドの再生信号ｒ（ｔ）は、ＭＲヘッドが持つ非線形応答のために非線形歪を持つ。
【００４７】
先ず、磁気記録用再生信号処理装置１０の全体的な構成について説明する。再生信号ｒ（ｔ）は、可変利得増幅器（Ｖａｒｉａｂｌｅ ｇａｉｎ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＶＧＡ）１１を通過し、アンチエイリアシング・フィルタ１２に供給される。
【００４８】
アンチエイリアシング・フィルタ１２は、ＶＧＡ１１を通過した前記再生信号に帯域制限及びアナログ等化を施す。アナログ・アンチエイリアシング・フィルタ１２のアナログ・フィルタ出力はアナログ自動利得（Ａｕｔｏ ｇａｉｎ ｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＧＣ）回路１３に供給される。アナログＡＧＣ回路１３は、前記アナログ・フィルタ１２の出力波形振幅のピーク値を求め、理想検出値との誤差（レベルエラー）を計算する。このレベルエラーは、アナログ積分フィルタに供給され、その誤差量が積分される。アナログ積分フィルタにて積分された誤差量は、ＶＧＡ１１に帰還される。ＶＧＡ１１は、再生信号ｒ（ｔ）の振幅のレベルを調整する。
【００４９】
アナログ・アンチエイリアシング・フィルタ１２のアナログ・フィルタ出力、すなわち、等化された信号（アナログ等化信号）ｘ（ｔ）は、Ａ／Ｄコンバータ１４にも供給される。Ａ／Ｄコンバータ１４は、所定のサンプリング周波数にて前記アナログ等化信号ｘ（ｔ）をサンプリングする。このＡ／Ｄコンバータ１４で時刻ｋにサンプリングされた信号をｘ（ｋ）とする。この時刻ｋにサンプリングされたアナログ等化信号ｘ（ｋ）は、１次適応等化フィルタ１５及び２次適応等化フィルタ１６に供給される。
【００５０】
１次適応等化フィルタ１５は、前記アナログ等化信号ｘ（ｋ）の線形信号を等化する。最小誤差２乗法（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ：ＬＭＳ）アルゴリズムなどを用いている。この１次適応等化フィルタ１５では、非線形歪みの無い入力波形に対しては所定の等化方式に従った目標とする検出値と実際に検出された信号との間の誤差信号を検出する。そして、誤差信号の２乗を最小にするようなタップ係数へ収束することが原理として保証されている。
【００５１】
２次適応等化フィルタ１６は、前記アナログ等化信号ｘ（ｋ）が有する非線形歪を補正するために、１次適応等化フィルタ１５に並列に接続される。２次適応等化フィルタ１６は、多項式フィルタを適用したものであり、ボルテラ・フィルタ（Ｖｏｌｔｅｒｒａ ｆｉｌｔｅｒ）と呼ばれる。ボルテラ・フィルタはＬＭＳなどの適応等化理論にしたがってそのタップ係数を最適化することが可能である。
【００５２】
１次適応等化フィルタ１５と２次適応等化フィルタ１６のフィルタ出力は、加算器１７にて加算され、その加算出力は等化後出力ｙ（ｋ）として位相補間フィルタ１８に供給される。位相補間フィルタ１８は、１次適応等化フィルタ１５のフィルタ出力と２次適応等化フィルタ１６の和であるフィルタ出力に基づいて位相の補間を行う。
【００５３】
位相補間フィルタ１８のフィルタ出力は、ＩＴＲ−ＰＬＬ回路１９に供給される。さらに、位相補間フィルタ１８からのＰＬＬ後出力ｚ（ｋ）は外部に導出されると共に、ビタビ検出器２０、ビット・バイ・ビット検出器２１にも供給される。ビタビ検出器２０の検出結果は１次適応等化フィルタ１５及び２次適応等化フィルタ１６に帰還される。
【００５４】
次に、磁気記録用再生信号処理装置１０の動作について説明する。ＶＧＡ１１は、アナログ・アンチエイリアシングフィルタ１２のフィルタ出力を基にしてＡＧＣ回路１３が求めた前記アナログ・フィルタ出力の波形振幅のピーク値と理想検出値とのレベルエラーの積分値の帰還を受けて前記再生信号ｒ（ｔ）のレベルを調整する。
【００５５】
アナログ・アンチエイリアシング・フィルタ１２は、７ポール２ゼロ（７ ｐｏｌｅ ２ ｚｅｒｏ）フィルタをＰＲ４等化用にパラメータ最適化したものを用いた。このアナログ・アンチエイリアシング・フィルタ１２のアナログ・フィルタ出力からアナログＡＧＣ１３はその波形振幅のピーク値を求め理想検出値との誤差（レベルエラー）を計算する。その後、アナログ積分フィルタでその誤差量を積分し、ＶＧＡ１１に帰還することで振幅をＡ／Ｄコンバータ１４の入力に適正なレベルに調整する。
【００５６】
Ａ／Ｄコンバータ１４は、サンプリング周波数をｆｓ＝α・ｆｃｈ（α＝１６／１５）とした。Ａ／Ｄコンバータ１４は、サンプリング周波数ｆｓ＝α・ｆｃｈ（α＝１６／１５）のクロックにて前記アナログ等化信号ｘ（ｔ）をサンプリングする。
【００５７】
１次適応等化フィルタ１５と２次適応等化フィルタ１６は、次の式（１）の各項として示すことができる。
【００５８】
【数１】
【００５９】
前記式（１）の右辺第一項が１次適応等化フィルタ、右辺第二項が２次適応等化フィルタを示す。ｘ（ｋ）は時刻ｋにサンプリングされた入力信号、ｙ（ｋ）は１次、２次適応等化フィルタの出力の和である。Ｍ１は１次適応等化フィルタ１５のタップ長、Ｍ２は２次適応等化フィルタ１６のタップ長であり、実際にはＭ２×Ｍ２だけの２次タップ数を持つ。ｈ（１）（ｋ，ｉ）は、１次適応等化フィルタ１５の時刻ｋにおける更新タップ係数で、そのＬＭＳアルゴリズムによる更新式は式（２）で表される。
【００６０】
【数２】
【００６１】
ただし時刻ｋにおける望みのフィルタ出力をｄ（ｋ）とすれば、望みの出力とフィルタ出力の間の誤差信号は式（３）で表される。
【００６２】
【数３】
【００６３】
またμ（１）は１次適応等化フィルタ１５のステップサイズパラメータである。ｈ（２）（ｋ，ｉ１，ｉ２）は２次適応等化フィルタ１６の時刻ｋにおける更新タップ係数で、そのＬＭＳアルゴリズムによる更新式は、以下の式（４）で表される。
【００６４】
【数４】
【００６５】
μ（２）は２次適応等化フィルタ１６のステップサイズパラメータである。第１の実施形態におけるタップ長として、１次適応等化フィルタ１５はＭ１＝１２、２次適応等化フィルタ１６ではＭ２＝８を用いた。
【００６６】
位相補間フィルタ１８は、所望の位相シフトを施すことで位相同期が取られる。ＩＴＲ方式を用いたディジタルＰＬＬ１９におけるサンプリングデータの補間には、様々な方法が提案されている。
【００６７】
ここでは、位相補間フィルタ１８のタップ長は、１０タップとした。また、位相補間フィルタ１８のタップ係数には時間軸上でチャンネル周期Ｔｃｈ毎にヌルｎｕｌｌ点を持つＳｉｎｃ関数を用い、位相の分解能は（Ｔｃｈ／ １２８）とした。
【００６８】
なお、ＦＩＲフィルタによって位相を補間する場合、そのタップ係数として、Ｓｉｎｃ関数を用いる他、ディジタル信号処理で用いられる各種の窓関数を乗じたＳｉｎｃ関数、所定の周波数特性を有するフィルタを逆フーリエ変換することによって得られるＦＩＲフィルタ・タップ係数等を用いてもよい。また、サンプリングした２点または複数点間を多項式で近似して補間する方法などを用いてもよい。
【００６９】
ＩＴＲ方式のディジタルＰＬＬについては既知の技術であり、前に示した文献「”Ａ ＭＭＳＥ Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｅｄ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ Ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ Ｔｈｅ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ”， Ｚｉ−Ｎｉｎｇ Ｗｕ， Ｊｏｈｎ Ｍ．Ｃｉｏｆｆｉ， ｅｔ ａｌ．， Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， １９９７． ＩＣＣ ’９７ Ｍｏｎｔｒｅａｌ， Ｔｏｗａｒｄｓ ｔｈｅ Ｋｎｏｗｌｅｄｇｅ Ｍｉｌｌｅｎｎｉｕｍ． １９９７ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ， Ｖｏｌｕｍｅ： ３， １９９７ ｐｐ１６２５ −１６２９ ｖｏｌ．３、」、及び文献「”Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｅｄ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ ｆｏｒ Ｈａｒｄ Ｄｉｓｋ Ｄｒｉｖｅ Ｒｅａｄ Ｃｈａｎｎｅｌｓ” Ｍａｒｋ Ｓｐｕｒｂｅｃｋ， Ｒｉｃｈａｒｄ Ｔ． Ｂｅｈｒｅｎｓ， Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， １９９７． ＩＣＣ ’９７ Ｍｏｎｔｒｅａｌ， Ｔｏｗａｒｄｓ ｔｈｅ Ｋｎｏｗｌｅｄｇｅ Ｍｉｌｌｅｎｎｉｕｍ． １９９７ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ， Ｖｏｌｕｍｅ： ３， １９９７ ｐｐ１６１８ −１６２４ ｖｏｌ．３」にその構成が詳しく述べられている。
【００７０】
適応等化フィルタはこれらの文献に記述されているＩｎｖｅｒｓｅ ＩＴＲの理論によってその検出点誤差を線形補間することで、前段のチャンネル周波数に非同期な適応等化フィルタに供給する。前記１次、２次適応等化フィルタは従来のＩＴＲ方式ＰＬＬ装置の適応等化フィルタ部を置換し、チャンネル周波数に非同期な１次、２次適応等化フィルタとして動作する。
【００７１】
ビタビ検出器２０は、例えばＰＲ４用ビタビ検出器であり、時刻ｋにおける適応等化後のＰＬＬ出力のエラーレートを検出する。ビット・バイ・ビット検出器２１も、時刻ｋにおける適応等化後のＰＬＬ出力のエラーレートを検出する。
【００７２】
次に、磁気記録用再生信号処理装置の効果について説明する。ここでは、磁気記録用再生信号処理装置に入力する非線形性歪を持つＭＲヘッド再生波形をモデリングにより求めた。
【００７３】
先ず、非線形性歪を持つＭＲヘッド再生波形のモデリング方法を示す。磁気記録された媒体におけるデータ記録部分の磁化反転部分における再生波形のシミュレーションには磁気記録の再生波形の近似に一般的に用いられるローレンツ波形を用いた。式（５）にその関数形を示す。
【００７４】
【数５】
【００７５】
ただしｐｗはローレンツ波形の半値幅で、所定の記録密度において孤立再生波の半値幅をチャンネル・クロックの周期Ｔｃｈで除算したものである。それを規格化線密度（Ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄ Ｌｉｎｅａｒ Ｄｅｎｓｉｔｙ ：ＮＬＤ）として定義する。またＡはローレンツ波形で表した磁化反転領域の孤立再生波のピーク振幅である。
【００７６】
ＭＲ再生ヘッドへ入力される線形な磁界は式（１）で表されたローレンツ波形と再生符号パターンとの畳み込みによって生成させた。ＭＲヘッドの非線形応答は、前記入力磁界に対して出力電圧が非線形な応答をすることである。第１の実施形態においてはＭＲヘッドの応答曲線がａｒｃｔａｎ型であると仮定した。図２にその入出力特性を示す。ここでは比較のために線形応答ｙ＝ｘとＭＲヘッドモデル非線形応答ｙ＝ａｒｃｔａｎ（ｘ）を示し、ｘ軸はＭＲヘッドへの入力信号、ｙ軸は非線形出力を示した。この図２においてｙ＝ａｒｃｔａｎ（ｘ）の入力範囲でｘが−０．５から０．５までの範囲が適正なバイアス領域であると仮定する。線形なヘッド再生波形を最大振幅１．０のローレンツ波形の重ね合わせで生成すると、その振幅はノイズや符号間干渉の影響を考えてもピークトウピーク（ｐｅａｋ ｔｏ ｐｅａｋ）でおよそ±１．０であると考えられる。したがって入力波形ｘの範囲（−１．０ ．．． １．０ ）をａｒｃｔａｎ型の線形な応答をする入力定義域（−０．５ ．．． ０．５ ）に写像し、得られた出力ｙを２倍すればａｒｃｔａｎ型の非線形写像によるヘッド再生波形の変換が行われる。非線形性を表現するにはバイアスポイントを変化させればよい。以下の式（６）に第１の実施形態で用いたａｒｃｔａｎ型のＭＲヘッド非線形写像の変換式を示す。
【００７７】
【数６】
【００７８】
ここでΔｘはバイアスポイントを示すパラメータで、それによって生じたオフセットを第二項で補正している。次に再生信号の非線形性を示すパラメータを定義する。図３にはＭＲヘッド再生波形のアシンメトリ・モデルを示す。孤立再生波形において、正の再生電圧の波高値をα、負の波高値をβとしたとき、以下の式（７）でアシンメトリ率Ｒを定義する。
【００７９】
【数７】
【００８０】
ただし、α、βは式（７）より以下の式（８）、（９）で表される。
【００８１】
【数８】
【００８２】
【数９】
【００８３】
このときバイアスポイントパラメータΔｘとアシンメトリ率Ｒには図４で示す関係があることがわかる。ただし規格化線密度は２．２５とし、それぞれの磁化反転領域は十分に離れている。このとき得られるアシンメトリを持った孤立再生波形の平均振幅Ｖａｖｅは式（１０）で表される。
【００８４】
【数１０】
【００８５】
以降、アシンメトリを持つ孤立再生波の平均波高値を１．０とすることで重畳する白色ガウスノイズ（ＡＷＧＮ：Ａｄｄｉｔｉｖｅ Ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｎｏｉｓｅ）の大きさを決定する。ＭＲヘッド出力後の振幅補正ゲインＧＭＲを、平均波高値が１．０になるような値、すなわち式（１１）とする。
【００８６】
【数１１】
【００８７】
振幅補正ゲインＧＭＲを用いることでアシンメトリを持つ孤立再生波形の平均振幅は１．０となり、孤立再生波形の信号振幅を１．０とみなすことができる。この仮定のもとで適当な入力ＳＮＲを持つようにＡＷＧＮの分散の大きさを決定して加算する。
【００８８】
図５には以上に説明したａｒｃｔａｎ型の非線形性を持たせたＭＲヘッド再生波形ｘ（ｔ）の生成ブロックの構成図を示す。図５において、線形再生波形生成部３１は、前記式（５）のローレンツ波形を生成する。ＭＲヘッド非線形写像部３２は前記式（６）の変換式にしたがってａｒｃｔａｎ型の非線形写像によるヘッド再生波形の変換を行う。
【００８９】
また、図５において、乗算部３３は、前記式（１１）に従ったＭＲヘッド出力後の振幅補正ゲインＧＭＲを、ＭＲヘッド非線形写像部３２の変換出力に乗算する。また、加算部３４は、乗算部３３の乗算出力に、適当な入力ＳＮＲを持つようにＡＷＧＮの分散の大きさを決定して加算する。これにより、ＭＲヘッド再生波形ｘ（ｔ）を生成することができる。
【００９０】
以上に説明したモデリング方法により生成したＭＲヘッド再生波形ｘ（ｔ）を入力した磁気記録用再生信号処理装置１０の効果の詳細について以下に説明する。
【００９１】
アシンメトリを持った前記ＭＲヘッド再生波形ｘ（ｔ）が、図１のＡ／Ｄコンバータ１４によるＡ／Ｄ変換後であって、ＩＴＲ方式ディジタルＰＬＬ装置１９の前段に、１次適応等化フィルタ１５に並列に接続された２次適応等化フィルタ１６によってその性能がどのように向上するかが判る。
【００９２】
始めに、ランダムデータ１００，０００点で適応等化フィルタのタップをトレーニングし、その収束したタップ係数をタップの初期値として利用する。そして、適応等化動作を停止した状態でランダムデータ１，０００，０００による適応等化後ＳＤＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ａｎｄ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）、エラーレート（ビット・バイ・ビット検出器）、エラーレート（ＰＲ４用ビタビ検出器）、位相誤差分散を計算する。パラメータはヘッド再生信号の入力ＳＮＲである。使用した符号は８／９レートのＤＣフリー符号で、パーシャル・レスポンス・クラスＩＶ（ＰＲ４）をターゲットとして適応等化を行った。入力信号は孤立再生波の波高値が１．０のとき、アシンメトリ率Ｒ＝０．２２とした。以下、簡単のために２次適応等化フィルタ動作をオフした場合を条件（１）、オンにした場合を条件（２）と呼ぶ。入力ＳＮＲは２１〜２７ｄＢの範囲で変化させた。
【００９３】
先ず、２次適応等化フィルタ１６の非線形歪み補正効果、とりわけアシンメトリ補正の効果を調べるために、同じ条件下でノイズを加算しない適応等化後のＰＲ４アイ・パターンを示す。図６には条件（１）の等化後アイ・パターン、図７には条件（２）の等化後アイ・パターンを示す。
【００９４】
２次適応等化フィルタ１６を使用していない図６のアイ・パターンは中心線Ｃの上半分（Ｕ）と下半分（Ｄ）のアイの大きさが非対称であり、ヘッド再生信号に与えたアシンメトリが補正されていないことがわかる。それに対して図７のように第１の実施形態で用いた２次適応等化フィルタ１６による等化後信号は中心線Ｃの上半分（Ｕ）と下半分（Ｄ）のアイが対称であり、アシンメトリを完全に補正していることがわかる。
【００９５】
次に条件（１）、条件（２）について適応等化後ＳＤＮＲの結果を図８に示す。ここでＳＤＮＲは検出点と実際の信号の２乗誤差分散をσ２、ＰＲ４の検出点レベルを（−Ｓ，０，Ｓ）としたとき、ＳＤＮＲは以下の式（１２）で定義する。ただし第１の実施形態ではＳ＝１．０としている。
【００９６】
【数１２】
【００９７】
このとき図８より、条件（２）はすべての入力ＳＮＲ領域において条件（１）のＳＤＮＲを上回っており、これより第１の実施形態によって付加させた２次適応等化フィルタの効果によってアシンメトリを補正し、検出点での誤差分散を小さくしていることが判る。
【００９８】
次にＰＬＬで使用する位相誤差の分散を計算した結果を示す。第１の実施形態で用いた位相誤差の計算式は、文献「Ｒｏｙ Ｄ． Ｃｉｄｅｃｉｙａｎ， Ｆ． Ｄｏｌｉｖｏ， ｅｔ ａｌ． ”Ａ ＰＲＭＬ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ” ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｎ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， Ｖｏｌｕｍｅ： １０， ＮＯ．１， Ｊａｎｕａｒｙ １９９２． Ｐａｇｅ（ｓ）： ３８−５６．」に記載されているタイミング勾配の式（１３）を用いた。
【００９９】
【数１３】
【０１００】
ここでΔτ（ｋ）は時刻ｋにおける位相誤差の計算量、ｚ（ｋ）は時刻ｋにおける適応等化後ＰＬＬ出力、ｚ＾（ｋ）は時刻ｋにおけるｚ（ｋ）のビット・バイ・ビット検出値（−１， ０， １）である。このとき１，０００，０００点のランダムデータにおける位相誤差分散を条件（１）、条件（２）について計算した結果を図９に示す。このとき単位系は任意の単位系である。図９よりすべての入力ＳＮＲの値において、条件（１）よりも条件（２）の方が位相誤差分散が小さいことがわかる。これは第１の実施形態における２次適応等化フィルタ１６がＰＬＬの前段に置かれたことにより非線形歪みが補正され、位相誤差計算に用いられる信号の精度が向上し、ＰＬＬの位相誤差計算に用いられるビット・バイ・ビット検出値のエラーレートが改善され、その結果位相誤差の分散が小さくなり、ＰＬＬ性能が向上していることを示す。
【０１０１】
最後に適応等化後のエラーレートをビット・バイ・ビット検出器２１及びＰＲ４等化用ビタビ検出器２０を用いて条件（１）、条件（２）について計算した結果を図１０に示す。ビット・バイ・ビット検出器２１によるエラーレートもビタビ検出器２０によるエラーレートも条件（２）のほうが条件（１）よりもエラーレート性能が向上していることがわかる。ビット・バイ・ビット検出のエラーレート向上はＰＬＬの位相誤差計算の性能を向上させるため、図９で示したＰＬＬ位相誤差分散の性能が向上していることと矛盾しない。また非線形歪みの補正及びＰＬＬ性能の向上によって、複合的にＰＬＬ後段の検出器の性能が向上することも示されている。この結果から第１の実施形態で２次適応等化フィルタ（１６）を用いることにより、アシンメトリを代表とする非線形歪みを補正し、ＰＬＬ性能を向上させ、結果的にデータ再生装置のエラーレート性能を向上させていることが示された。
【０１０２】
次に、第２の実施形態について説明する。第２の実施形態は、２７ＧＢ相当の容量をもつ直径１２ｃｍの相変化方式光ディスクを再生する図１１の再生信号処理装置４０である。相変化方式光ディスクでは、ラジアル方向のスキューの影響により、再生信号の上下非対称性が顕著にあらわれることがある。この第２の実施形態の再生信号処理装置は相変化方式光ディスクのラジアル方向のスキューにより生じる再生信号の上下非対称性を除去することを目的とする。
【０１０３】
前記相変化方式光ディスクは、図１１に示す光ディスク再生部４１により再生される。光ディスク再生部４１は、実験用スピンスタンドを備えており、ラジアル・スキューを発生できるものとする。光ディスク再生部４１において再生信号は、アナログフィルタによりアンチ・エイリアシングされ、再生信号ｘ（ｔ）としてＡ／Ｄコンバータ４２に供給される。
【０１０４】
Ａ／Ｄコンバータ４２は、所定のサンプリング周波数にてアナログ等化信号ｘ（ｔ）をサンプリングする。このＡ／Ｄコンバータ４２で時刻ｋにサンプリングされた信号をｘ（ｋ）とする。この時刻ｋにサンプリングされた等化信号ｘ（ｋ）は、１次適応フィルタ４３及び２次適応フィルタ４４に供給される。
【０１０５】
１次適応フィルタ４３及び２次適応フィルタ４４、加算器４５、位相補間フィルタ４６、ＩＴＲ−ＰＬＬ回路４７、ビタビ検出器４８、ビット・バイ・ビット検出器４９は、前記第１の実施形態と同様であるのでここでは説明を省略する。ただし、本実施形態では、前記等化信号ｘ（ｋ）をＰＲ（１ ２ ２ １）に適応等化した。そして、ビタビ検出器４８によりエラーレートを測定した。なお、ビタビ検出器４によるエラーレートの測定は、１次適応等化フィルタ４３、２次適応等化フィルタ４４にて、充分にタップ係数を収束させた後に行った。
【０１０６】
１次適応等化フィルタのみを用いた場合（１）と、１次・２次適応等化フィルタを併用した場合（２）とで、前記エラーレートを比較した。その比較結果を図１２に示した。図１２によると、ラジアル・スキューが大きい（±０．４以上）の領域において、１次・２次フィルタを実装した例（２）が良好なエラーレートを得ていることがわかる。これによって、第２の実施形態では光ディスクのラジアル・スキューにおけるドライブ性能のマージンが向上していることがわかる。
【０１０７】
【発明の効果】
本発明に係る信号処理装置は、第１の適応等化フィルタ手段によりアナログフィルタ手段のフィルタ出力の線形信号を等化し、前記第１の適応等化フィルタに並列に接続される第２の適応等化フィルタ手段によりアナログフィルタ手段のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正するので、非線形性を持つ再生信号を除去することができる。
【０１０８】
本発明に係る信号処理方法は、第１の適応等化フィルタ工程がアナログフィルタ工程のフィルタ出力の線形信号を等化し、この第１の適応等化フィルタ工程と並列に第２の適応等化フィルタ工程がアナログフィルタ工程のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正するので、非線形性を持つ再生信号を除去することができる。
【０１０９】
本発明に係る信号処理装置は、第１の適応等化フィルタ手段がアナログフィルタ手段のフィルタ出力の線形信号を等化し、この第１の適応等化フィルタに並列に接続される第２の適応等化フィルタ手段がアナログフィルタ手段のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正する。そして、位相補間手段が第１の適応等化フィルタ手段のフィルタ出力と第２の適応等化フィルタ手段のフィルタ出力に基づいて位相の補間を行い、位相同期ループ手段が位相補間手段から帰還された補間出力に基づいて位相補間手段の位相を同期させるので、非線形性を持つ再生信号をＰＬＬ前段で適応等化することでＰＬＬ性能の向上を図ることができる。
【０１１０】
本発明に係る信号処理装置は、第１の適応等化フィルタ工程がアナログフィルタ工程のフィルタ出力の線形信号を等化し、この第１の適応等化フィルタ工程と並列に第２の適応等化フィルタ工程がアナログフィルタ工程のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正する。そして、位相補間工程が第１の適応等化フィルタ工程のフィルタ出力と第２の適応等化フィルタ工程のフィルタ出力に基づいて位相の補間を行い、位相同期ループ工程が位相補間手段から帰還された補間出力に基づいて位相補間工程の位相を同期させるので、非線形性を持つ再生信号をＰＬＬ前段で適応等化することでＰＬＬ性能の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態である磁気記録用再生信号処理装置のブロック図である。
【図２】ａｒｃｔａｎ型ＭＲヘッド非線形応答モデルを示す特性図である。
【図３】ＭＲヘッド再生波形のアシンメトリ・モデルを示す特性図である。
【図４】バイアスポイントパラメータとアシンメトリ率の関係を示す特性図である。
【図５】ａｒｃｔａｎ型の非線形性ＭＲヘッド再生波形生成ブロックの構成図である。
【図６】条件（１）（加算ノイズなし）でのアイ・パターン図である。
【図７】条件（２）（加算ノイズなし）でのアイ・パターン図である。
【図８】適応等化後ＳＤＮＲ対入力ＳＮＲの比較図である。
【図９】位相誤差分散対入力ＳＮＲの比較図である。
【図１０】エラーレート対入力ＳＮＲの比較図である。
【図１１】第２の実施形態の再生信号処理装置のブロック図である。
【図１２】光ディスクのラジアル・スキュー変化時のエラーレート特性図である。
【図１３】アナログＶＣＯベース磁気記録用ＰＬＬ前段にディジタルフィルタを実装した装置のブロック図である。
【図１４】磁気記録再生信号用ＩＴＲ−ＰＬＬの代表的な装置のブロック図である。
【符号の説明】
１０ 磁気記録用再生信号処理装置、１２ アナログフィルタ、１５ １次適応等化フィルタ、１６ ２次適応等化フィルタ、１７ 加算器、１８ 位相補間フィルタ、１９ ＩＴＲ−ＰＬＬ回路、２０ ビタビ検出器、２１ ビット・バイ・ビット検出器、４０ 再生信号処理装置、４１ 光ディスク再生部、４３ １次適応等化フィルタ、４４ ２次適応等化フィルタ
【発明の属する技術分野】
本発明は、信号処理装置及び信号処理方法に関し、特に、非線形な歪をもつ再生信号が入力される信号処理装置及び信号処理方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
磁気記録技術、光記録技術等を利用したストレージ装置は、その信号の再生チャンネルとしてアナログ回路によって構成されたアナログ信号処理ブロックと、ディジタル回路によって構成されたディジタル信号処理ブロックを持つ。これらの信号処理ブロックは従来入力信号が線形であると仮定して構築された線形信号処理理論に基づいて設計されている。一般的に、アナログ回路は完全に理想的な線形な応答をすることはない。しかし、通常はその応答中の非線形性が十分に小さいため、近似的に線形な信号とみなすことが可能であり、線形理論に基づいた信号処理装置がその効果を十分に発揮してきた。
【０００３】
近年、ストレージ技術が発達し、その記録密度が向上するにつれて、再生信号中に無視できないほど大きな非線形があらわれるようになってきた。その非線形性が位相同期ループ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ ： ＰＬＬ）性能の悪化や、適応等化フィルタの収束性の悪化、さらにはデータの検出時における誤り率の劣化などをもたらしている。
【０００４】
これら再生信号の非線形性の原因として代表的なものは、信号検出器起因の非線形性、記録媒体起因の非線形性である。前者（信号検出器起因の非線形性）の代表的な例として、磁気記録の再生ヘッドとして用いられるＭＲ（Ｍａｇｎｅｔｏ Ｒｅｓｉｓｔｉｖｅ）ヘッドの磁界電圧変換特性の非線形応答、ベースライン・シフトなどが挙げられる。また光記録で用いられるフォト・デテクタの持つ非線形応答もある。検出器起因の非線形性ではないが、磁気記録媒体に対し、高密度データを書き込む際に、再生信号は非線形ビット・シフトを引き起こすことが広く知られている。
【０００５】
後者（記録媒体起因の非線形性）の例としては、相変化ディスクで顕著にあらわれる再生信号の上下非対称性などがある。代表的な例は、磁気記録、光記録媒体ともにその記録密度が高い状態における非線形符号間干渉（Ｎｏｎ Ｌｉｎｅａｒ Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ： ＮＬＩＳＩ）、光記録における媒体の反射率の非線形性がもたらす信号の上下非対称性などが挙げられる。
【０００６】
そして、近年、記録容量のさらなる向上を目指して試みられている媒体への高密度記録化によって発生する信号の非線形歪み及び高性能であるが非線形応答を持つ検出器を使用することで発生する信号の非線形歪みは、装置全体のさらなる性能向上を阻害する大きな要因となっている。
【０００７】
このような非線形歪みが従来の信号処理装置にもたらす悪影響をいくつか挙げる。まず一般的なディジタル信号処理装置に実装される最小誤差２乗法（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ：ＬＭＳ）アルゴリズムなどを用いた１次適応等化フィルタを例にする。この１次適応等化フィルタでは、まず非線形歪みの無い入力波形に対しては所定の等化方式に従った目標とする検出値と実際に検出された信号との間の誤差信号を検出する。そして、その誤差信号の２乗を最小にするようなタップ係数へ収束することが原理として保証されている。
【０００８】
ところが、その理論上では上下非対称性（アシンメトリ）に代表される非線形歪みを補正することはできない。しかし１次適応等化フィルタはそのアルゴリズムの性質上、ただ検出によって得られる２乗誤差を最小にするようなタップを探索する。このために、アシンメトリを持った入力波形は線形信号が本来収束するはずの理想的なタップ係数とはかけ離れたものに収束する可能性を持つ。
【０００９】
これは線形信号を等化することを目的とする１次適応等化フィルタに入力する信号が非線形歪みを持つ場合、本来、非線形等化誤差を補正することを想定していない適応等化アルゴリズムに従うことによる、予想外の新たな等化誤差をもたらす可能性を示している。例えば再生信号にＤＣ成分をもつ場合を考える。線形信号を等化することを目的とする１次適応等化フィルタは本来前記ＤＣ成分を持つ再生信号を補正することは不可能である。しかし、実際に、前記１次適応等化フィルタは、検出点での誤差を最小にしようとして信号の低域成分を犠牲にしてＤＣ成分を減少させる。これにより、検出点での信号誤差の分散値は減少するが、ストレージ製品において最も重要な要素の一つであるエラーレートの劣化をもたらす恐れがある。
【００１０】
また入力信号の非線形歪みは位相同期ループ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ ： ＰＬＬ）の位相誤差計算に悪影響を及ぼす。これは、以下の理由による。すなわち、通常の位相誤差計算は上下対称な信号を前提に行われている。このために、上下非対称な信号より位相誤差を計算してしまった場合、その計算精度が劣化する。また、位相誤差計算に使用するビット・バイ・ビット検出された検出値のエラーレートが劣化する。これら計算精度の劣化や、エラーレートの劣化が原因となり、結果的にＰＬＬの位相同期性能も大幅に劣化することになることとなる。
【００１１】
このように非線形歪みを持つ信号が信号処理装置に入力されることによって、ＰＬＬ性能が悪化し、それに伴いビット・バイ・ビット検出精度の悪化をもたらし、１次適応等化フィルタの収束性を劣化させる。さらには再生信号のエラーレートを悪化させることで、装置全体の性能を劣化させることが問題となっている。
【００１２】
ところで、非線形歪みを持つ信号を非線形等化するための方法として、多項式フィルタを適応等化フィルタとして実装する手法が様々な信号処理分野において提案されている。一般的に多項式フィルタはボルテラ・フィルタ（Ｖｏｌｔｅｒｒａ ｆｉｌｔｅｒ）と呼ばれ、その応用は多岐にわたる。ボルテラ・フィルタはＬＭＳやＲＬＳなどの適応等化理論にしたがってそのタップ係数を最適化することが可能である。文献「”Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｐｏｌｙｎｏｍｉａｌ Ｆｉｌｔｅｒｓ”， Ｖ． Ｊｏｈｎ Ｍａｔｈｅｗｓ， ＩＥＥＥ ＳＰ Ｍａｇａｚｉｎｅ， Ｊｕｌｙ， １９９１ ｐｐ１０−２６」には適応等化ボルテラ・フィルタの理論が詳細に記載されている。
【００１３】
アシンメトリに代表される非線形性を持つ信号が入力される信号処理装置の例として、ＭＲヘッドを使用したハードディスクドライブが挙げられる。しかしボルテラ・フィルタは従来の一般的なハードディスクドライブには用いられることがない。ＭＲヘッドを使用した一般的なハードディスクドライブにおいてはアナログまたはディジタル回路中にアシンメトリを補正する回路を実装し、出荷時の初期設定で最適なパラメータを決定し、設定レジスタに記憶させれば十分である。これは一般的なハードディスクドライブは媒体とヘッドが固定式であり、両者の機械的な相対位置の変動が起こりえないためである。また磁気ヘッドがエアベアリングによる浮上式であるため双方の磨耗など使用時の経時劣化がほとんど起こらないためでもある。
【００１４】
それに対してリムーバブル式ハードディスクドライブ、テープ媒体を使用したディジタルデータ磁気記録再生装置、リムーバブル式の光ディスク装置などは、媒体の交換によってヘッドと媒体の機械的な相対位置の変化が常に生じる。さらには各媒体の磁気・光学特性及びカートリッジ個々の機械的精度のばらつきもある。これら相対的位置の変化やばらつきなどから、同一ドライブ間及び他のドライブ間で再生信号に生じる非線形性は容易に変化する。また、例えばテープ媒体用のディジタルデータ磁気記録再生装置ではヘッドと媒体が接触しているために、ヘッド・媒体ともに磨耗による経時劣化が生じ、それがヘッド自体の非線形性を時々刻々変化させる要因となる。
【００１５】
以上の点からリムーバブル式または媒体とヘッドが接触するディジタル記録再生装置では、非線形性の補正によるエラーレートの改善を図る必要がある。しかし、そのエラーレートの改善には、ドライブの初期設定のみでは対応できず、カートリッジの交換時及び時間の経過とともに変化する非線形信号に対して、自動的に追従する適応等価フィルタを実装することが望ましい。これによって媒体の交換、経時劣化による再生ヘッドなどの非線形応答の変化にも十分に対応でき、良好なエラーレートを維持することが可能となる。
【００１６】
そこで、従来、前記非線形な歪をもつ再生信号、すなわち、ＨＤＤの磁気再生ヘッド及びフォト・デテクタなどから入力された再生信号を、適応等化器を用いた構成の信号処理装置によって処理することが考えられている。
【００１７】
例えば特開平１０−２６１２０５号公報には、磁気記録再生装置の非線形要因が混入するデータの再生系として、異なる等価特性を有する複数の等化器から構成される並列等化器群と、最小の誤差等化を示す等化器を判定する回路を備える構成の磁気記録再生装置及び再生補償装置が開示されている。
【００１８】
また、従来非線形な歪を持たない再生信号を適応等化器によって等化するには、図１３に示すような構成の信号処理装置１００が一般的に用いられてきた。
【００１９】
図１３に構成を示す信号処理装置１００は、一般的に用いられているアナログ電圧制御発振器（ｖｏｌｔａｇｅ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：ＶＣＯ）ベース磁気記録用ＰＬＬ後段にディジタル適応等化フィルタを実装した装置例である。非線形な歪を持たないヘッド再生信号ｘ（ｔ）は、アナログ・フィルタ１０１により等化され、Ａ／Ｄコンバータ１０２によりディジタル信号へ変換される。このディジタル信号は、ディジタル適応等化フィルタ１０３及び位相誤差計算器１０５に供給される。
【００２０】
ディジタル適応等化フィルタ１０３は、ビタビ検出器１１１から得られた検出データを用い、前記ディジタル信号と理想的な等化後信号との間の残留等化誤差を求め、この残留等化誤差を用いて適応等化フィルタタップ係数を最終的に補正する。しかしながらＰＬＬ回路１０４には線形適応等化された信号ではなく、アナログフィルタによる等化のみが行われた信号が供給されることとなる。
【００２１】
ＰＬＬ回路１０４は、位相誤差計算器１０５と、ループフィルタ１０６と、Ｄ／Ａコンバータ１０７と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０８から構成される。位相誤差計算器１０６は、アナログフィルタ１０１によってアナログ等化された後、Ａ／Ｄコンバータ１０７でディジタル化された信号の位相誤差を計算する。ループフィルタ１０６は、前記位相誤差に適当なフィルタ係数を用いてその比例項、微分項、積分項を出力する。Ｄ／Ａコンバータ１０７は、位相誤差の積分値をアナログ信号に変換する。
【００２２】
ＶＣＯ１０８は、周波数シンセサイザ１０９からのチャンネル周波数ｆｃｈを用い、アナログ化された位相誤差信号から位相を補正するためのサンプリングクロックｆｓを生成し、Ａ／Ｄコンバータ１０２に供給する。そして、Ａ／Ｄコンバータ１０２は、前記サンプリングクロックｆｓを用いてアナログフィルタ１０１のフィルタ出力信号の位相を合わせる。
【００２３】
一般的な信号処理装置においては前記の例のようにＰＬＬ装置の後段に適応等化フィルタが実装されることが多い。しかし、理想的にはＰＬＬの前段に適応等化フィルタを実装し、ＰＬＬ動作は等化後の理想的な波形と比較した歪の少ないデータを用いてＰＬＬによる位相同期を行うことが望ましい。これは記録密度向上に伴う等化前の信号のＳＮＲが低い信号処理システムにおいて、等化誤差の大きい信号が入力される場合にはさらにビット・バイ・ビット検出のエラーレートが劣化し、位相誤差計算器が誤動作を行うためである。
【００２４】
それに対してディジタルＰＬＬとしてＰＬＬ前段に適応等化フィルタを実施することのできる構成例として、補間による位相同期 （Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｅｄ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ ： ＩＴＲ） 方式のディジタル信号処理用位相同期ループが実用化されている。文献「”Ａ ＭＭＳＥ Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｅｄ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ Ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ Ｔｈｅ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ”， Ｚｉ−Ｎｉｎｇ Ｗｕ， Ｊｏｈｎ Ｍ．Ｃｉｏｆｆｉ， ｅｔ ａｌ．， Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， １９９７． ＩＣＣ ’９７ Ｍｏｎｔｒｅａｌ， Ｔｏｗａｒｄｓ ｔｈｅ Ｋｎｏｗｌｅｄｇｅ Ｍｉｌｌｅｎｎｉｕｍ． １９９７ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ， Ｖｏｌｕｍｅ： ３， １９９７ ｐｐ１６２５ −１６２９ ｖｏｌ．３、」、及び文献「”Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｅｄ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ ｆｏｒ Ｈａｒｄ Ｄｉｓｋ Ｄｒｉｖｅ Ｒｅａｄ Ｃｈａｎｎｅｌｓ” Ｍａｒｋ Ｓｐｕｒｂｅｃｋ， Ｒｉｃｈａｒｄ Ｔ． Ｂｅｈｒｅｎｓ， Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， １９９７． ＩＣＣ ’９７ Ｍｏｎｔｒｅａｌ， Ｔｏｗａｒｄｓ ｔｈｅ Ｋｎｏｗｌｅｄｇｅ Ｍｉｌｌｅｎｎｉｕｍ． １９９７ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ， Ｖｏｌｕｍｅ： ３， １９９７ ｐｐ１６１８ −１６２４ ｖｏｌ．３」には、ＩＴＲ方式を用いたディジタルＰＬＬを磁気記録用データ再生の分野に応用する手法が記載されている。この方式は光記録再生信号用の構成にすることも容易である。
【００２５】
図１４には、磁気記録再生信号用ＩＴＲ−ＰＬＬ１２５の前段にディジタル適応等化フィルタを設けた代表的な構成の信号処理装置１２０を示す。非線形歪を持たないヘッド再生信号ｘ（ｔ）は、アナログフィルタ１２１に入力し、アンチ・エイリアシングされる。アンチ・エイリアシングされたヘッド再生信号は、Ａ／Ｄコンバータ１２２に入力される。
【００２６】
Ａ／Ｄコンバータ１２２には、周波数シンセサイザ１２６から、チャンネル周波数に対して若干高い周波数ｆｓ＝α・ｆｃｈ（α＞１．０）のサンプリングクロックが供給される。そして、Ａ／Ｄコンバータ１２２は、前記周波数ｆｓで前記ヘッド再生信号をサンプリングし、時刻ｋでサンプルされたヘッド再生信号ｘ（ｋ）を生成し、ディジタル適応等化フィルタ１２３に入力する。
【００２７】
ディジタル適応等化フィルタ１２３は、たとえばパーシャル・レスポンス・クラスＩ、ＩＩ、ＩＶ及びそれらの拡張パーシャル・レスポンスなど、所望の等化方式によって前記ヘッド再生信号ｘ（ｋ）を等化する。ＩＴＲ方式のディジタルＰＬＬは原理的にチャンネル周波数とサンプリング周波数の違いによって生じる余分な信号が発生する。これを信号の不整合が生じる点、すなわち位相のジャンプが生じる点として、後にデータ検出器においてそれを予測して間引くことで必要な信号のみを得ることが可能である。
【００２８】
ディジタル等化フィルタ１２３において所望の等化方式により等化された後の信号は、位相補間フィルタ１２４で所望の位相シフトをほどこすことで位相同期が取られる。ＩＴＲ方式を用いたディジタルＰＬＬ１２５におけるサンプリングデータの補間には、様々な方法が提案されている。
【００２９】
例えば、ＦＩＲフィルタによって位相を補間する場合、そのタップ係数として、Ｓｉｎｃ関数、ディジタル信号処理で用いられる各種の窓関数を乗じたＳｉｎｃ関数、所定の周波数特性を有するフィルタを逆フーリエ変換することによって得られるＦＩＲフィルタ・タップ係数等が用いられる。また、サンプリングした２点または複数点間を多項式で近似して補間する方法なども一般的に用いられる。
【００３０】
アナログＶＣＯベース磁気記録用ＰＬＬ前段にディジタルフィルタを設けた構成（図１３）と、ＩＴＲ方式ＰＬＬ前段に適応等化フィルタを設けた構成（図１４）の大きな違いは、ＰＬＬの前段に適応等化フィルタを実装できるかどうかの違いであり、それによって図１４の構成はＰＬＬ性能の向上が期待され、広くハードディスク製品などで採用されている。
【００３１】
【特許文献１】
特開平１０−２６１２０５号
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】
以上、述べてきたように、入力信号の非線形歪みは等化後の信号の等化特性、ＰＬＬ特性などに悪影響を及ぼし、再生信号のエラーレート特性を悪化させる。特にＰＬＬ特性への影響を考えた場合、ＰＬＬ位相誤差の計算誤差は位相同期性能を劣化させる。
【００３３】
とりわけ磁気再生ヘッドやフォト・デテクタなどから得られる再生信号の再生信号対雑音率（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）の低いシステム、媒体が着脱式のデータ再生装置におけるチャッキング時の機械的な相対位置誤差や、媒体性能のばらつき、さらには再生装置の再生条件によってはＰＬＬによる位相同期機能を破綻させ、信号再生装置システムを再生不能とする恐れがある。
【００３４】
本発明は、これらの観点から再生信号の非線形歪みを補正して、その結果ＰＬＬ性能を向上させ、それに追従して等化特性、最終的には信号処理システム全体のエラーレートを向上させる信号処理装置及び信号処理方法の提供を目的とする。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に係る信号処理装置は、前記課題を解決するために、非線形性な歪みをもつ再生信号を帯域制限すると共にアナログ等化するアナログフィルタ手段と、前記アナログフィルタ手段のフィルタ出力の線形信号を等化するための第１の適応等化フィルタ手段と、前記アナログフィルタ手段のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正するために前記第１の適応等化フィルタに並列に接続される第２の適応等化フィルタ手段とを備える。
【００３６】
この信号処理装置によれば、第１の適応等化フィルタ手段がアナログフィルタ手段のフィルタ出力の線形信号を等化し、この第１の適応等化フィルタに並列に接続される第２の適応等化フィルタ手段がアナログフィルタ手段のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正する。
【００３７】
本発明の請求項２に係る信号処理方法は、前記課題を解決するために、非線形性な歪みをもつ再生信号を帯域制限すると共にアナログ等化するアナログフィルタ工程と、前記アナログフィルタ工程のフィルタ出力の線形信号を等化するための第１の適応等化フィルタ工程と、前記アナログフィルタ工程のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正するために前記第１の適応等化フィルタ工程と並列に実行される第２の適応等化フィルタ工程とを備える。
【００３８】
この信号処理方法によれば、第１の適応等化フィルタ工程がアナログフィルタ工程のフィルタ出力の線形信号を等化し、この第１の適応等化フィルタ工程と並列に第２の適応等化フィルタ工程がアナログフィルタ工程のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正する。
【００３９】
本発明の請求項３に係る信号処理装置は、前記課題を解決するために、非線形性な歪みをもつ再生信号を帯域制限すると共にアナログ等化するアナログフィルタ手段と、前記アナログフィルタ手段のフィルタ出力の線形信号を等化する第１の適応等化フィルタ手段と、前記アナログフィルタ手段のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正するために前記第１の適応等化フィルタに並列に接続される第２の適応等化フィルタ手段と、前記第１の適応等化フィルタ手段のフィルタ出力と前記第２の適応等化フィルタ手段のフィルタ出力に基づいて位相の補間を行う位相補間手段と、前記位相補間手段から帰還された補間出力に基づいて前記位相補間手段の位相を同期させる位相同期ループ手段とを備える。
【００４０】
この信号処理装置によれば、第１の適応等化フィルタ手段がアナログフィルタ手段のフィルタ出力の線形信号を等化し、この第１の適応等化フィルタに並列に接続される第２の適応等化フィルタ手段がアナログフィルタ手段のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正する。そして、位相補間手段が第１の適応等化フィルタ手段のフィルタ出力と第２の適応等化フィルタ手段のフィルタ出力に基づいて位相の補間を行い、位相同期ループ手段が位相補間手段から帰還された補間出力に基づいて位相補間手段の位相を同期させる。
【００４１】
本発明の請求項４に係る信号処理方法は、前記課題を解決するために、非線形性な歪みをもつ再生信号を帯域制限すると共にアナログ等化するアナログフィルタ工程と、前記アナログフィルタ工程のフィルタ出力の線形信号を等化するための第１の適応等化フィルタ工程と、前記アナログフィルタ工程のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正するために前記第１の適応等化フィルタ工程と並列に実行される第２の適応等化フィルタ工程と、前記第１の適応等化フィルタ工程のフィルタ出力と前記第２の適応等化フィルタ手段のフィルタ出力に基づいて位相の補間を行う位相補間工程と、前記位相補間工程から帰還された補間出力に基づいて前記位相補間工程の位相を同期させる位相同期ループ工程とを備える。
【００４２】
この信号処理方法によれば、第１の適応等化フィルタ工程がアナログフィルタ工程のフィルタ出力の線形信号を等化し、この第１の適応等化フィルタ工程と並列に第２の適応等化フィルタ工程がアナログフィルタ工程のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正する。そして、位相補間工程が第１の適応等化フィルタ工程のフィルタ出力と第２の適応等化フィルタ工程のフィルタ出力に基づいて位相の補間を行い、位相同期ループ工程が位相補間手段から帰還された補間出力に基づいて位相補間工程の位相を同期させる。
【００４３】
以上の本発明では、入力される信号の非線形性の中で特に２次の非線形性の代表的な例である上下非対称性（アシンメトリ）の非線形等化の実現を中心に考え、適応等化フィルタとして従来の１次適応等化フィルタに加えて２次適応等化フィルタを並列に使用することで２次の非線形性を除去する。
【００４４】
このようなフィルタ構成を２次適応等化ボルテラ・フィルタという。本発明のように、１次、２次適応等化フィルタをディジタルＰＬＬの前段に位置することのできるＩＴＲ方式ディジタルＰＬＬは、非線形歪みを補正された信号に対してＩＴＲ−ＰＬＬ装置を動作させることで、位相誤差計算の上下非対称性起因の非線形誤差が少なくなり、位相誤差計算に用いるビット・バイ・ビット検出精度が向上し、結果的にＰＬＬ性能が向上する。
【００４５】
本発明で示す前記の構成において、ＰＬＬ出力信号は入力信号に含まれる２次までの非線形歪みを補正することが可能であり、ディジタルＰＬＬ後段のビタビ検出器など線形信号処理理論に基づいて設計された検出装置に、線形信号とほぼ同等の信号を供給することができるため、それらの性能も向上する。
【００４６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のいくつかの実施形態について図面を参照しながら説明する。第１の実施形態は、磁気抵抗（Ｍａｇｎｅｔｏ Ｒｅｓｉｓｔｉｖｅ：ＭＲ）ヘッドを使用したハードディスクドライブからのＭＲヘッド再生信号を処理する図１の磁気記録用再生信号処理装置１０である。この磁気記録用再生信号処理装置１０には、時刻ｔにおけるＭＲヘッドの再生信号ｒ（ｔ）が入力される。ＭＲヘッドは、磁界電圧変換特性が非線形応答する。このため、ＭＲヘッドの再生信号ｒ（ｔ）は、ＭＲヘッドが持つ非線形応答のために非線形歪を持つ。
【００４７】
先ず、磁気記録用再生信号処理装置１０の全体的な構成について説明する。再生信号ｒ（ｔ）は、可変利得増幅器（Ｖａｒｉａｂｌｅ ｇａｉｎ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＶＧＡ）１１を通過し、アンチエイリアシング・フィルタ１２に供給される。
【００４８】
アンチエイリアシング・フィルタ１２は、ＶＧＡ１１を通過した前記再生信号に帯域制限及びアナログ等化を施す。アナログ・アンチエイリアシング・フィルタ１２のアナログ・フィルタ出力はアナログ自動利得（Ａｕｔｏ ｇａｉｎ ｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＧＣ）回路１３に供給される。アナログＡＧＣ回路１３は、前記アナログ・フィルタ１２の出力波形振幅のピーク値を求め、理想検出値との誤差（レベルエラー）を計算する。このレベルエラーは、アナログ積分フィルタに供給され、その誤差量が積分される。アナログ積分フィルタにて積分された誤差量は、ＶＧＡ１１に帰還される。ＶＧＡ１１は、再生信号ｒ（ｔ）の振幅のレベルを調整する。
【００４９】
アナログ・アンチエイリアシング・フィルタ１２のアナログ・フィルタ出力、すなわち、等化された信号（アナログ等化信号）ｘ（ｔ）は、Ａ／Ｄコンバータ１４にも供給される。Ａ／Ｄコンバータ１４は、所定のサンプリング周波数にて前記アナログ等化信号ｘ（ｔ）をサンプリングする。このＡ／Ｄコンバータ１４で時刻ｋにサンプリングされた信号をｘ（ｋ）とする。この時刻ｋにサンプリングされたアナログ等化信号ｘ（ｋ）は、１次適応等化フィルタ１５及び２次適応等化フィルタ１６に供給される。
【００５０】
１次適応等化フィルタ１５は、前記アナログ等化信号ｘ（ｋ）の線形信号を等化する。最小誤差２乗法（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ：ＬＭＳ）アルゴリズムなどを用いている。この１次適応等化フィルタ１５では、非線形歪みの無い入力波形に対しては所定の等化方式に従った目標とする検出値と実際に検出された信号との間の誤差信号を検出する。そして、誤差信号の２乗を最小にするようなタップ係数へ収束することが原理として保証されている。
【００５１】
２次適応等化フィルタ１６は、前記アナログ等化信号ｘ（ｋ）が有する非線形歪を補正するために、１次適応等化フィルタ１５に並列に接続される。２次適応等化フィルタ１６は、多項式フィルタを適用したものであり、ボルテラ・フィルタ（Ｖｏｌｔｅｒｒａ ｆｉｌｔｅｒ）と呼ばれる。ボルテラ・フィルタはＬＭＳなどの適応等化理論にしたがってそのタップ係数を最適化することが可能である。
【００５２】
１次適応等化フィルタ１５と２次適応等化フィルタ１６のフィルタ出力は、加算器１７にて加算され、その加算出力は等化後出力ｙ（ｋ）として位相補間フィルタ１８に供給される。位相補間フィルタ１８は、１次適応等化フィルタ１５のフィルタ出力と２次適応等化フィルタ１６の和であるフィルタ出力に基づいて位相の補間を行う。
【００５３】
位相補間フィルタ１８のフィルタ出力は、ＩＴＲ−ＰＬＬ回路１９に供給される。さらに、位相補間フィルタ１８からのＰＬＬ後出力ｚ（ｋ）は外部に導出されると共に、ビタビ検出器２０、ビット・バイ・ビット検出器２１にも供給される。ビタビ検出器２０の検出結果は１次適応等化フィルタ１５及び２次適応等化フィルタ１６に帰還される。
【００５４】
次に、磁気記録用再生信号処理装置１０の動作について説明する。ＶＧＡ１１は、アナログ・アンチエイリアシングフィルタ１２のフィルタ出力を基にしてＡＧＣ回路１３が求めた前記アナログ・フィルタ出力の波形振幅のピーク値と理想検出値とのレベルエラーの積分値の帰還を受けて前記再生信号ｒ（ｔ）のレベルを調整する。
【００５５】
アナログ・アンチエイリアシング・フィルタ１２は、７ポール２ゼロ（７ ｐｏｌｅ ２ ｚｅｒｏ）フィルタをＰＲ４等化用にパラメータ最適化したものを用いた。このアナログ・アンチエイリアシング・フィルタ１２のアナログ・フィルタ出力からアナログＡＧＣ１３はその波形振幅のピーク値を求め理想検出値との誤差（レベルエラー）を計算する。その後、アナログ積分フィルタでその誤差量を積分し、ＶＧＡ１１に帰還することで振幅をＡ／Ｄコンバータ１４の入力に適正なレベルに調整する。
【００５６】
Ａ／Ｄコンバータ１４は、サンプリング周波数をｆｓ＝α・ｆｃｈ（α＝１６／１５）とした。Ａ／Ｄコンバータ１４は、サンプリング周波数ｆｓ＝α・ｆｃｈ（α＝１６／１５）のクロックにて前記アナログ等化信号ｘ（ｔ）をサンプリングする。
【００５７】
１次適応等化フィルタ１５と２次適応等化フィルタ１６は、次の式（１）の各項として示すことができる。
【００５８】
【数１】
前記式（１）の右辺第一項が１次適応等化フィルタ、右辺第二項が２次適応等化フィルタを示す。ｘ（ｋ）は時刻ｋにサンプリングされた入力信号、ｙ（ｋ）は１次、２次適応等化フィルタの出力の和である。Ｍ１は１次適応等化フィルタ１５のタップ長、Ｍ２は２次適応等化フィルタ１６のタップ長であり、実際にはＭ２×Ｍ２だけの２次タップ数を持つ。ｈ（１）（ｋ，ｉ）は、１次適応等化フィルタ１５の時刻ｋにおける更新タップ係数で、そのＬＭＳアルゴリズムによる更新式は式（２）で表される。
【００６０】
【数２】
ただし時刻ｋにおける望みのフィルタ出力をｄ（ｋ）とすれば、望みの出力とフィルタ出力の間の誤差信号は式（３）で表される。
【００６２】
【数３】
またμ（１）は１次適応等化フィルタ１５のステップサイズパラメータである。ｈ（２）（ｋ，ｉ１，ｉ２）は２次適応等化フィルタ１６の時刻ｋにおける更新タップ係数で、そのＬＭＳアルゴリズムによる更新式は、以下の式（４）で表される。
【００６４】
【数４】
μ（２）は２次適応等化フィルタ１６のステップサイズパラメータである。第１の実施形態におけるタップ長として、１次適応等化フィルタ１５はＭ１＝１２、２次適応等化フィルタ１６ではＭ２＝８を用いた。
【００６６】
位相補間フィルタ１８は、所望の位相シフトを施すことで位相同期が取られる。ＩＴＲ方式を用いたディジタルＰＬＬ１９におけるサンプリングデータの補間には、様々な方法が提案されている。
【００６７】
ここでは、位相補間フィルタ１８のタップ長は、１０タップとした。また、位相補間フィルタ１８のタップ係数には時間軸上でチャンネル周期Ｔｃｈ毎にヌルｎｕｌｌ点を持つＳｉｎｃ関数を用い、位相の分解能は（Ｔｃｈ／ １２８）とした。
【００６８】
なお、ＦＩＲフィルタによって位相を補間する場合、そのタップ係数として、Ｓｉｎｃ関数を用いる他、ディジタル信号処理で用いられる各種の窓関数を乗じたＳｉｎｃ関数、所定の周波数特性を有するフィルタを逆フーリエ変換することによって得られるＦＩＲフィルタ・タップ係数等を用いてもよい。また、サンプリングした２点または複数点間を多項式で近似して補間する方法などを用いてもよい。
【００６９】
ＩＴＲ方式のディジタルＰＬＬについては既知の技術であり、前に示した文献「”Ａ ＭＭＳＥ Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｅｄ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ Ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ Ｔｈｅ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ”， Ｚｉ−Ｎｉｎｇ Ｗｕ， Ｊｏｈｎ Ｍ．Ｃｉｏｆｆｉ， ｅｔ ａｌ．， Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， １９９７． ＩＣＣ ’９７ Ｍｏｎｔｒｅａｌ， Ｔｏｗａｒｄｓ ｔｈｅ Ｋｎｏｗｌｅｄｇｅ Ｍｉｌｌｅｎｎｉｕｍ． １９９７ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ， Ｖｏｌｕｍｅ： ３， １９９７ ｐｐ１６２５ −１６２９ ｖｏｌ．３、」、及び文献「”Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｅｄ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ ｆｏｒ Ｈａｒｄ Ｄｉｓｋ Ｄｒｉｖｅ Ｒｅａｄ Ｃｈａｎｎｅｌｓ” Ｍａｒｋ Ｓｐｕｒｂｅｃｋ， Ｒｉｃｈａｒｄ Ｔ． Ｂｅｈｒｅｎｓ， Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， １９９７． ＩＣＣ ’９７ Ｍｏｎｔｒｅａｌ， Ｔｏｗａｒｄｓ ｔｈｅ Ｋｎｏｗｌｅｄｇｅ Ｍｉｌｌｅｎｎｉｕｍ． １９９７ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ， Ｖｏｌｕｍｅ： ３， １９９７ ｐｐ１６１８ −１６２４ ｖｏｌ．３」にその構成が詳しく述べられている。
【００７０】
適応等化フィルタはこれらの文献に記述されているＩｎｖｅｒｓｅ ＩＴＲの理論によってその検出点誤差を線形補間することで、前段のチャンネル周波数に非同期な適応等化フィルタに供給する。前記１次、２次適応等化フィルタは従来のＩＴＲ方式ＰＬＬ装置の適応等化フィルタ部を置換し、チャンネル周波数に非同期な１次、２次適応等化フィルタとして動作する。
【００７１】
ビタビ検出器２０は、例えばＰＲ４用ビタビ検出器であり、時刻ｋにおける適応等化後のＰＬＬ出力のエラーレートを検出する。ビット・バイ・ビット検出器２１も、時刻ｋにおける適応等化後のＰＬＬ出力のエラーレートを検出する。
【００７２】
次に、磁気記録用再生信号処理装置の効果について説明する。ここでは、磁気記録用再生信号処理装置に入力する非線形性歪を持つＭＲヘッド再生波形をモデリングにより求めた。
【００７３】
先ず、非線形性歪を持つＭＲヘッド再生波形のモデリング方法を示す。磁気記録された媒体におけるデータ記録部分の磁化反転部分における再生波形のシミュレーションには磁気記録の再生波形の近似に一般的に用いられるローレンツ波形を用いた。式（５）にその関数形を示す。
【００７４】
【数５】
ただしｐｗはローレンツ波形の半値幅で、所定の記録密度において孤立再生波の半値幅をチャンネル・クロックの周期Ｔｃｈで除算したものである。それを規格化線密度（Ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄ Ｌｉｎｅａｒ Ｄｅｎｓｉｔｙ ：ＮＬＤ）として定義する。またＡはローレンツ波形で表した磁化反転領域の孤立再生波のピーク振幅である。
【００７６】
ＭＲ再生ヘッドへ入力される線形な磁界は式（１）で表されたローレンツ波形と再生符号パターンとの畳み込みによって生成させた。ＭＲヘッドの非線形応答は、前記入力磁界に対して出力電圧が非線形な応答をすることである。第１の実施形態においてはＭＲヘッドの応答曲線がａｒｃｔａｎ型であると仮定した。図２にその入出力特性を示す。ここでは比較のために線形応答ｙ＝ｘとＭＲヘッドモデル非線形応答ｙ＝ａｒｃｔａｎ（ｘ）を示し、ｘ軸はＭＲヘッドへの入力信号、ｙ軸は非線形出力を示した。この図２においてｙ＝ａｒｃｔａｎ（ｘ）の入力範囲でｘが−０．５から０．５までの範囲が適正なバイアス領域であると仮定する。線形なヘッド再生波形を最大振幅１．０のローレンツ波形の重ね合わせで生成すると、その振幅はノイズや符号間干渉の影響を考えてもピークトウピーク（ｐｅａｋ ｔｏ ｐｅａｋ）でおよそ±１．０であると考えられる。したがって入力波形ｘの範囲（−１．０ ．．． １．０ ）をａｒｃｔａｎ型の線形な応答をする入力定義域（−０．５ ．．． ０．５ ）に写像し、得られた出力ｙを２倍すればａｒｃｔａｎ型の非線形写像によるヘッド再生波形の変換が行われる。非線形性を表現するにはバイアスポイントを変化させればよい。以下の式（６）に第１の実施形態で用いたａｒｃｔａｎ型のＭＲヘッド非線形写像の変換式を示す。
【００７７】
【数６】
ここでΔｘはバイアスポイントを示すパラメータで、それによって生じたオフセットを第二項で補正している。次に再生信号の非線形性を示すパラメータを定義する。図３にはＭＲヘッド再生波形のアシンメトリ・モデルを示す。孤立再生波形において、正の再生電圧の波高値をα、負の波高値をβとしたとき、以下の式（７）でアシンメトリ率Ｒを定義する。
【００７９】
【数７】
ただし、α、βは式（７）より以下の式（８）、（９）で表される。
【００８１】
【数８】
【数９】
このときバイアスポイントパラメータΔｘとアシンメトリ率Ｒには図４で示す関係があることがわかる。ただし規格化線密度は２．２５とし、それぞれの磁化反転領域は十分に離れている。このとき得られるアシンメトリを持った孤立再生波形の平均振幅Ｖａｖｅは式（１０）で表される。
【００８４】
【数１０】
以降、アシンメトリを持つ孤立再生波の平均波高値を１．０とすることで重畳する白色ガウスノイズ（ＡＷＧＮ：Ａｄｄｉｔｉｖｅ Ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｎｏｉｓｅ）の大きさを決定する。ＭＲヘッド出力後の振幅補正ゲインＧＭＲを、平均波高値が１．０になるような値、すなわち式（１１）とする。
【００８６】
【数１１】
振幅補正ゲインＧＭＲを用いることでアシンメトリを持つ孤立再生波形の平均振幅は１．０となり、孤立再生波形の信号振幅を１．０とみなすことができる。この仮定のもとで適当な入力ＳＮＲを持つようにＡＷＧＮの分散の大きさを決定して加算する。
【００８８】
図５には以上に説明したａｒｃｔａｎ型の非線形性を持たせたＭＲヘッド再生波形ｘ（ｔ）の生成ブロックの構成図を示す。図５において、線形再生波形生成部３１は、前記式（５）のローレンツ波形を生成する。ＭＲヘッド非線形写像部３２は前記式（６）の変換式にしたがってａｒｃｔａｎ型の非線形写像によるヘッド再生波形の変換を行う。
【００８９】
また、図５において、乗算部３３は、前記式（１１）に従ったＭＲヘッド出力後の振幅補正ゲインＧＭＲを、ＭＲヘッド非線形写像部３２の変換出力に乗算する。また、加算部３４は、乗算部３３の乗算出力に、適当な入力ＳＮＲを持つようにＡＷＧＮの分散の大きさを決定して加算する。これにより、ＭＲヘッド再生波形ｘ（ｔ）を生成することができる。
【００９０】
以上に説明したモデリング方法により生成したＭＲヘッド再生波形ｘ（ｔ）を入力した磁気記録用再生信号処理装置１０の効果の詳細について以下に説明する。
【００９１】
アシンメトリを持った前記ＭＲヘッド再生波形ｘ（ｔ）が、図１のＡ／Ｄコンバータ１４によるＡ／Ｄ変換後であって、ＩＴＲ方式ディジタルＰＬＬ装置１９の前段に、１次適応等化フィルタ１５に並列に接続された２次適応等化フィルタ１６によってその性能がどのように向上するかが判る。
【００９２】
始めに、ランダムデータ１００，０００点で適応等化フィルタのタップをトレーニングし、その収束したタップ係数をタップの初期値として利用する。そして、適応等化動作を停止した状態でランダムデータ１，０００，０００による適応等化後ＳＤＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ａｎｄ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）、エラーレート（ビット・バイ・ビット検出器）、エラーレート（ＰＲ４用ビタビ検出器）、位相誤差分散を計算する。パラメータはヘッド再生信号の入力ＳＮＲである。使用した符号は８／９レートのＤＣフリー符号で、パーシャル・レスポンス・クラスＩＶ（ＰＲ４）をターゲットとして適応等化を行った。入力信号は孤立再生波の波高値が１．０のとき、アシンメトリ率Ｒ＝０．２２とした。以下、簡単のために２次適応等化フィルタ動作をオフした場合を条件（１）、オンにした場合を条件（２）と呼ぶ。入力ＳＮＲは２１〜２７ｄＢの範囲で変化させた。
【００９３】
先ず、２次適応等化フィルタ１６の非線形歪み補正効果、とりわけアシンメトリ補正の効果を調べるために、同じ条件下でノイズを加算しない適応等化後のＰＲ４アイ・パターンを示す。図６には条件（１）の等化後アイ・パターン、図７には条件（２）の等化後アイ・パターンを示す。
【００９４】
２次適応等化フィルタ１６を使用していない図６のアイ・パターンは中心線Ｃの上半分（Ｕ）と下半分（Ｄ）のアイの大きさが非対称であり、ヘッド再生信号に与えたアシンメトリが補正されていないことがわかる。それに対して図７のように第１の実施形態で用いた２次適応等化フィルタ１６による等化後信号は中心線Ｃの上半分（Ｕ）と下半分（Ｄ）のアイが対称であり、アシンメトリを完全に補正していることがわかる。
【００９５】
次に条件（１）、条件（２）について適応等化後ＳＤＮＲの結果を図８に示す。ここでＳＤＮＲは検出点と実際の信号の２乗誤差分散をσ２、ＰＲ４の検出点レベルを（−Ｓ，０，Ｓ）としたとき、ＳＤＮＲは以下の式（１２）で定義する。ただし第１の実施形態ではＳ＝１．０としている。
【００９６】
【数１２】
このとき図８より、条件（２）はすべての入力ＳＮＲ領域において条件（１）のＳＤＮＲを上回っており、これより第１の実施形態によって付加させた２次適応等化フィルタの効果によってアシンメトリを補正し、検出点での誤差分散を小さくしていることが判る。
【００９８】
次にＰＬＬで使用する位相誤差の分散を計算した結果を示す。第１の実施形態で用いた位相誤差の計算式は、文献「Ｒｏｙ Ｄ． Ｃｉｄｅｃｉｙａｎ， Ｆ． Ｄｏｌｉｖｏ， ｅｔ ａｌ． ”Ａ ＰＲＭＬ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ” ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｎ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， Ｖｏｌｕｍｅ： １０， ＮＯ．１， Ｊａｎｕａｒｙ １９９２． Ｐａｇｅ（ｓ）： ３８−５６．」に記載されているタイミング勾配の式（１３）を用いた。
【００９９】
【数１３】
ここでΔτ（ｋ）は時刻ｋにおける位相誤差の計算量、ｚ（ｋ）は時刻ｋにおける適応等化後ＰＬＬ出力、ｚ＾（ｋ）は時刻ｋにおけるｚ（ｋ）のビット・バイ・ビット検出値（−１， ０， １）である。このとき１，０００，０００点のランダムデータにおける位相誤差分散を条件（１）、条件（２）について計算した結果を図９に示す。このとき単位系は任意の単位系である。図９よりすべての入力ＳＮＲの値において、条件（１）よりも条件（２）の方が位相誤差分散が小さいことがわかる。これは第１の実施形態における２次適応等化フィルタ１６がＰＬＬの前段に置かれたことにより非線形歪みが補正され、位相誤差計算に用いられる信号の精度が向上し、ＰＬＬの位相誤差計算に用いられるビット・バイ・ビット検出値のエラーレートが改善され、その結果位相誤差の分散が小さくなり、ＰＬＬ性能が向上していることを示す。
【０１０１】
最後に適応等化後のエラーレートをビット・バイ・ビット検出器２１及びＰＲ４等化用ビタビ検出器２０を用いて条件（１）、条件（２）について計算した結果を図１０に示す。ビット・バイ・ビット検出器２１によるエラーレートもビタビ検出器２０によるエラーレートも条件（２）のほうが条件（１）よりもエラーレート性能が向上していることがわかる。ビット・バイ・ビット検出のエラーレート向上はＰＬＬの位相誤差計算の性能を向上させるため、図９で示したＰＬＬ位相誤差分散の性能が向上していることと矛盾しない。また非線形歪みの補正及びＰＬＬ性能の向上によって、複合的にＰＬＬ後段の検出器の性能が向上することも示されている。この結果から第１の実施形態で２次適応等化フィルタ（１６）を用いることにより、アシンメトリを代表とする非線形歪みを補正し、ＰＬＬ性能を向上させ、結果的にデータ再生装置のエラーレート性能を向上させていることが示された。
【０１０２】
次に、第２の実施形態について説明する。第２の実施形態は、２７ＧＢ相当の容量をもつ直径１２ｃｍの相変化方式光ディスクを再生する図１１の再生信号処理装置４０である。相変化方式光ディスクでは、ラジアル方向のスキューの影響により、再生信号の上下非対称性が顕著にあらわれることがある。この第２の実施形態の再生信号処理装置は相変化方式光ディスクのラジアル方向のスキューにより生じる再生信号の上下非対称性を除去することを目的とする。
【０１０３】
前記相変化方式光ディスクは、図１１に示す光ディスク再生部４１により再生される。光ディスク再生部４１は、実験用スピンスタンドを備えており、ラジアル・スキューを発生できるものとする。光ディスク再生部４１において再生信号は、アナログフィルタによりアンチ・エイリアシングされ、再生信号ｘ（ｔ）としてＡ／Ｄコンバータ４２に供給される。
【０１０４】
Ａ／Ｄコンバータ４２は、所定のサンプリング周波数にてアナログ等化信号ｘ（ｔ）をサンプリングする。このＡ／Ｄコンバータ４２で時刻ｋにサンプリングされた信号をｘ（ｋ）とする。この時刻ｋにサンプリングされた等化信号ｘ（ｋ）は、１次適応フィルタ４３及び２次適応フィルタ４４に供給される。
【０１０５】
１次適応フィルタ４３及び２次適応フィルタ４４、加算器４５、位相補間フィルタ４６、ＩＴＲ−ＰＬＬ回路４７、ビタビ検出器４８、ビット・バイ・ビット検出器４９は、前記第１の実施形態と同様であるのでここでは説明を省略する。ただし、本実施形態では、前記等化信号ｘ（ｋ）をＰＲ（１ ２ ２ １）に適応等化した。そして、ビタビ検出器４８によりエラーレートを測定した。なお、ビタビ検出器４によるエラーレートの測定は、１次適応等化フィルタ４３、２次適応等化フィルタ４４にて、充分にタップ係数を収束させた後に行った。
【０１０６】
１次適応等化フィルタのみを用いた場合（１）と、１次・２次適応等化フィルタを併用した場合（２）とで、前記エラーレートを比較した。その比較結果を図１２に示した。図１２によると、ラジアル・スキューが大きい（±０．４以上）の領域において、１次・２次フィルタを実装した例（２）が良好なエラーレートを得ていることがわかる。これによって、第２の実施形態では光ディスクのラジアル・スキューにおけるドライブ性能のマージンが向上していることがわかる。
【０１０７】
【発明の効果】
本発明に係る信号処理装置は、第１の適応等化フィルタ手段によりアナログフィルタ手段のフィルタ出力の線形信号を等化し、前記第１の適応等化フィルタに並列に接続される第２の適応等化フィルタ手段によりアナログフィルタ手段のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正するので、非線形性を持つ再生信号を除去することができる。
【０１０８】
本発明に係る信号処理方法は、第１の適応等化フィルタ工程がアナログフィルタ工程のフィルタ出力の線形信号を等化し、この第１の適応等化フィルタ工程と並列に第２の適応等化フィルタ工程がアナログフィルタ工程のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正するので、非線形性を持つ再生信号を除去することができる。
【０１０９】
本発明に係る信号処理装置は、第１の適応等化フィルタ手段がアナログフィルタ手段のフィルタ出力の線形信号を等化し、この第１の適応等化フィルタに並列に接続される第２の適応等化フィルタ手段がアナログフィルタ手段のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正する。そして、位相補間手段が第１の適応等化フィルタ手段のフィルタ出力と第２の適応等化フィルタ手段のフィルタ出力に基づいて位相の補間を行い、位相同期ループ手段が位相補間手段から帰還された補間出力に基づいて位相補間手段の位相を同期させるので、非線形性を持つ再生信号をＰＬＬ前段で適応等化することでＰＬＬ性能の向上を図ることができる。
【０１１０】
本発明に係る信号処理装置は、第１の適応等化フィルタ工程がアナログフィルタ工程のフィルタ出力の線形信号を等化し、この第１の適応等化フィルタ工程と並列に第２の適応等化フィルタ工程がアナログフィルタ工程のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正する。そして、位相補間工程が第１の適応等化フィルタ工程のフィルタ出力と第２の適応等化フィルタ工程のフィルタ出力に基づいて位相の補間を行い、位相同期ループ工程が位相補間手段から帰還された補間出力に基づいて位相補間工程の位相を同期させるので、非線形性を持つ再生信号をＰＬＬ前段で適応等化することでＰＬＬ性能の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態である磁気記録用再生信号処理装置のブロック図である。
【図２】ａｒｃｔａｎ型ＭＲヘッド非線形応答モデルを示す特性図である。
【図３】ＭＲヘッド再生波形のアシンメトリ・モデルを示す特性図である。
【図４】バイアスポイントパラメータとアシンメトリ率の関係を示す特性図である。
【図５】ａｒｃｔａｎ型の非線形性ＭＲヘッド再生波形生成ブロックの構成図である。
【図６】条件（１）（加算ノイズなし）でのアイ・パターン図である。
【図７】条件（２）（加算ノイズなし）でのアイ・パターン図である。
【図８】適応等化後ＳＤＮＲ対入力ＳＮＲの比較図である。
【図９】位相誤差分散対入力ＳＮＲの比較図である。
【図１０】エラーレート対入力ＳＮＲの比較図である。
【図１１】第２の実施形態の再生信号処理装置のブロック図である。
【図１２】光ディスクのラジアル・スキュー変化時のエラーレート特性図である。
【図１３】アナログＶＣＯベース磁気記録用ＰＬＬ前段にディジタルフィルタを実装した装置のブロック図である。
【図１４】磁気記録再生信号用ＩＴＲ−ＰＬＬの代表的な装置のブロック図である。
【符号の説明】
１０ 磁気記録用再生信号処理装置、１２ アナログフィルタ、１５ １次適応等化フィルタ、１６ ２次適応等化フィルタ、１７ 加算器、１８ 位相補間フィルタ、１９ ＩＴＲ−ＰＬＬ回路、２０ ビタビ検出器、２１ ビット・バイ・ビット検出器、４０ 再生信号処理装置、４１ 光ディスク再生部、４３ １次適応等化フィルタ、４４ ２次適応等化フィルタ
Claims (4)
- 非線形性な歪みをもつ再生信号を帯域制限すると共にアナログ等化するアナログフィルタ手段と、
前記アナログフィルタ手段のフィルタ出力の線形信号を等化するための第１の適応等化フィルタ手段と、
前記アナログフィルタ手段のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正するために前記第１の適応等化フィルタ手段に並列に接続される第２の適応等化フィルタ手段と
を備えることを特徴とする信号処理装置。 - 非線形性な歪みをもつ再生信号を帯域制限すると共にアナログ等化するアナログフィルタ工程と、
前記アナログフィルタ工程のフィルタ出力の線形信号を等化するための第１の適応等化フィルタ工程と、
前記アナログフィルタ工程のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正するために前記第１の適応等化フィルタ工程と並列に実行される第２の適応等化フィルタ工程と
を備えることを特徴とする信号処理方法。 - 非線形性な歪みをもつ再生信号を帯域制限すると共にアナログ等化するアナログフィルタ手段と、
前記アナログフィルタ手段のフィルタ出力の線形信号を等化する第１の適応等化フィルタ手段と、
前記アナログフィルタ手段のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正するために前記第１の適応等化フィルタに並列に接続される第２の適応等化フィルタ手段と、
前記第１の適応等化フィルタ手段のフィルタ出力と前記第２の適応等化フィルタ手段のフィルタ出力に基づいて位相の補間を行う位相補間手段と、
前記位相補間手段から帰還された補間出力に基づいて前記位相補間手段の位相を同期させる位相同期ループ手段と
を備えることを特徴とする信号処理装置。 - 非線形性な歪みをもつ再生信号を帯域制限すると共にアナログ等化するアナログフィルタ工程と、
前記アナログフィルタ工程のフィルタ出力の線形信号を等化するための第１の適応等化フィルタ工程と、
前記アナログフィルタ工程のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正するために前記第１の適応等化フィルタ工程と並列に実行される第２の適応等化フィルタ工程と、
前記第１の適応等化フィルタ工程のフィルタ出力と前記第２の適応等化フィルタ手段のフィルタ出力に基づいて位相の補間を行う位相補間工程と、
前記位相補間工程から帰還された補間出力に基づいて前記位相補間工程の位相を同期させる位相同期ループ工程と
を備えることを特徴とする信号処理方法。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003148122A JP2004348929A (ja) | 2003-05-26 | 2003-05-26 | 信号処理装置及び信号処理方法 |
| US10/518,677 US20050219727A1 (en) | 2003-05-26 | 2004-05-25 | Signal processing device and signal processing method |
| PCT/JP2004/007451 WO2004105025A1 (ja) | 2003-05-26 | 2004-05-25 | 信号処理装置及び信号処理方法 |
| EP04734742A EP1511033A4 (en) | 2003-05-26 | 2004-05-25 | APPARATUS AND METHOD FOR SIGNAL TRANSMISSION |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003148122A JP2004348929A (ja) | 2003-05-26 | 2003-05-26 | 信号処理装置及び信号処理方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004348929A true JP2004348929A (ja) | 2004-12-09 |
Family
ID=33475384
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003148122A Abandoned JP2004348929A (ja) | 2003-05-26 | 2003-05-26 | 信号処理装置及び信号処理方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20050219727A1 (ja) |
| EP (1) | EP1511033A4 (ja) |
| JP (1) | JP2004348929A (ja) |
| WO (1) | WO2004105025A1 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006318529A (ja) * | 2005-05-10 | 2006-11-24 | Sony Corp | 位相同期装置および方法、データ再生装置および方法、並びに、プログラム |
| JP2006318530A (ja) * | 2005-05-10 | 2006-11-24 | Sony Corp | 位相同期装置および方法、データ再生装置および方法、並びに、プログラム |
| JP2006318531A (ja) * | 2005-05-10 | 2006-11-24 | Sony Corp | データ再生装置および方法、並びに、プログラム |
| JP2008243340A (ja) * | 2007-03-29 | 2008-10-09 | Institute Of National Colleges Of Technology Japan | 光ディスク用再生等化方法および再生等化回路 |
| JP2009049882A (ja) * | 2007-08-22 | 2009-03-05 | Mobile Techno Corp | 伝搬路推定装置及び受信装置 |
| JP2012069179A (ja) * | 2010-09-21 | 2012-04-05 | Jvc Kenwood Corp | 等化器および等化方法 |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100614241B1 (ko) * | 2005-02-07 | 2006-08-21 | 삼성전자주식회사 | 적응형 등화기의 초기값 설정 방법 및 장치 |
| US7236319B2 (en) * | 2005-06-08 | 2007-06-26 | Fujifilm Corporation | Reproducing method, reproducing apparatus, recording and reproducing apparatus, and magnetic recording medium |
| JP4945955B2 (ja) * | 2005-08-19 | 2012-06-06 | ソニー株式会社 | タップ係数設計方法及びタップ係数設計装置 |
| JP2008159138A (ja) * | 2006-12-22 | 2008-07-10 | Sony Corp | 再生装置および再生方法、信号処理装置および信号処理方法、並びにプログラム |
| CN101320982B (zh) * | 2007-06-06 | 2011-12-07 | 智原科技股份有限公司 | 时序回复参数产生电路以及信号接收电路 |
| US7633704B2 (en) * | 2008-04-28 | 2009-12-15 | Seagate Technology Llc | Regulating tuning rate of adaptive filter coefficients for feed-forward disturbance rejection in a servo control loop |
| US8296638B2 (en) * | 2009-05-04 | 2012-10-23 | Seagate Technology Llc | Viterbi detector that associates multiple data dependent noise prediction filters with each possible bit pattern |
| US8611820B2 (en) * | 2009-09-22 | 2013-12-17 | Qualcomm Incorporated | Signal separation for energy harvesting |
| US20110069749A1 (en) * | 2009-09-24 | 2011-03-24 | Qualcomm Incorporated | Nonlinear equalizer to correct for memory effects of a transmitter |
| EP2337241B1 (en) * | 2009-12-18 | 2013-12-18 | Alcatel Lucent | Carrier phase estimator for non-linear impairment monitoring and mitigation in coherent optical system |
| US8810949B2 (en) * | 2012-12-21 | 2014-08-19 | Lsi Corporation | Equalization combining outputs of multiple component filters |
| EP4275231A4 (en) | 2021-01-11 | 2024-05-22 | YSI, Inc. | INDUCED CROSSTALK CIRCUIT FOR IMPROVED SENSOR LINEARITY |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IT1118625B (it) * | 1979-05-11 | 1986-03-03 | Cselt Centro Studi Lab Telecom | Perfezionamenti agli equializzatori per trasmissione di segnali numeri ci |
| WO1999041839A1 (en) * | 1998-02-12 | 1999-08-19 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | A method and device for nonlinear likelihood sequence estimation |
| US6519715B1 (en) * | 1998-05-22 | 2003-02-11 | Hitachi, Ltd. | Signal processing apparatus and a data recording and reproducing apparatus including local memory processor |
| US7012772B1 (en) * | 1998-09-02 | 2006-03-14 | Cirrus Logic, Inc. | Sampled amplitude read channel employing an adaptive non-linear correction circuit for correcting non-linear distortions in a read signal |
| JP3486145B2 (ja) * | 2000-01-17 | 2004-01-13 | 松下電器産業株式会社 | デジタル記録データ再生装置 |
| JP2001344903A (ja) * | 2000-06-02 | 2001-12-14 | Hitachi Ltd | デジタル情報再生装置 |
| US7251297B2 (en) * | 2000-11-22 | 2007-07-31 | Broadcom Corporation | Method and system to identify and characterize nonlinearities in optical communications channels |
| US6678105B2 (en) * | 2001-05-17 | 2004-01-13 | International Business Machines Corporation | Nonlinear equalizer and decoding circuit and method using same |
| WO2002103696A2 (en) * | 2001-06-19 | 2002-12-27 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Apparatus for reproducing digital information signal with means for asymmetry parameter estimation |
| US6788482B2 (en) * | 2001-06-29 | 2004-09-07 | Infineon Technologies Ag | Method and apparatus for Viterbi detector state metric re-normalization |
-
2003
- 2003-05-26 JP JP2003148122A patent/JP2004348929A/ja not_active Abandoned
-
2004
- 2004-05-25 EP EP04734742A patent/EP1511033A4/en not_active Withdrawn
- 2004-05-25 WO PCT/JP2004/007451 patent/WO2004105025A1/ja not_active Application Discontinuation
- 2004-05-25 US US10/518,677 patent/US20050219727A1/en not_active Abandoned
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006318529A (ja) * | 2005-05-10 | 2006-11-24 | Sony Corp | 位相同期装置および方法、データ再生装置および方法、並びに、プログラム |
| JP2006318530A (ja) * | 2005-05-10 | 2006-11-24 | Sony Corp | 位相同期装置および方法、データ再生装置および方法、並びに、プログラム |
| JP2006318531A (ja) * | 2005-05-10 | 2006-11-24 | Sony Corp | データ再生装置および方法、並びに、プログラム |
| JP4581828B2 (ja) * | 2005-05-10 | 2010-11-17 | ソニー株式会社 | データ再生装置および方法、並びに、プログラム |
| JP4665597B2 (ja) * | 2005-05-10 | 2011-04-06 | ソニー株式会社 | 位相同期装置および方法、データ再生装置および方法、並びに、プログラム |
| JP4696672B2 (ja) * | 2005-05-10 | 2011-06-08 | ソニー株式会社 | 位相同期装置および方法、データ再生装置および方法、並びに、プログラム |
| JP2008243340A (ja) * | 2007-03-29 | 2008-10-09 | Institute Of National Colleges Of Technology Japan | 光ディスク用再生等化方法および再生等化回路 |
| JP2009049882A (ja) * | 2007-08-22 | 2009-03-05 | Mobile Techno Corp | 伝搬路推定装置及び受信装置 |
| JP2012069179A (ja) * | 2010-09-21 | 2012-04-05 | Jvc Kenwood Corp | 等化器および等化方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1511033A1 (en) | 2005-03-02 |
| WO2004105025A1 (ja) | 2004-12-02 |
| US20050219727A1 (en) | 2005-10-06 |
| EP1511033A4 (en) | 2006-10-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2004348929A (ja) | 信号処理装置及び信号処理方法 | |
| US7551668B2 (en) | Adaptive equalizing apparatus and method | |
| US6449110B1 (en) | Optimizing operation of a disk storage system by increasing the gain of a non-linear transducer and correcting the non-linear distortions using a non-linear correction circuit | |
| US7012772B1 (en) | Sampled amplitude read channel employing an adaptive non-linear correction circuit for correcting non-linear distortions in a read signal | |
| US6208481B1 (en) | Gain and phase constrained adaptive equalizing filter in a sampled amplitude read channel for magnetic recording | |
| US7602567B2 (en) | Feed-forward DC restoration in a perpendicular magnetic read channel | |
| US6819514B1 (en) | Adaptive equalization and interpolated timing recovery in a sampled amplitude read channel for magnetic recording | |
| US5786951A (en) | Sampled amplitude read channel employing a discrete time noise generator for calibration | |
| US7653125B2 (en) | Tap coefficient determining method and apparatus, and digital signal phase locking method and apparatus | |
| JPWO2005071680A1 (ja) | 信号処理装置、及び信号処理方法 | |
| JP4199907B2 (ja) | 垂直磁気記録再生装置および信号処理回路 | |
| WO2005101714A1 (en) | Adaptive viterbi detector | |
| JP4480584B2 (ja) | 適応等化回路及び適応等化方法 | |
| JP2895747B2 (ja) | デジタル再生信号検出方法とその装置 | |
| US7697640B2 (en) | Method for adaptive bit recovery | |
| US20060133252A1 (en) | Electronic circuit for decoding a read signal from an optical storage medium | |
| US7978792B2 (en) | Reproducing apparatus and method, signal processing apparatus and method, and program | |
| KR20040034434A (ko) | 오프셋 보정 장치 및 방법 | |
| TWI391918B (zh) | 資料復原裝置與方法 | |
| JP2004342290A (ja) | 光学記憶媒体からの読み出し信号を復号するための電子回路、光学記憶媒体を読み出すための電子装置、光学記憶媒体を読み出すための方法及びコンピュータプログラム製品 | |
| JPH0831101A (ja) | 復号装置 | |
| JP3638801B2 (ja) | デジタル信号再生装置 | |
| JP2007157184A (ja) | 情報記録再生装置 | |
| JP2007172685A (ja) | データ再生装置、及び、利得調整器 | |
| JPH0793914A (ja) | 復号装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20041116 |
|
| A762 | Written abandonment of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A762 Effective date: 20070116 |