JPH0793914A - 復号装置 - Google Patents
復号装置Info
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- JPH0793914A JPH0793914A JP25892593A JP25892593A JPH0793914A JP H0793914 A JPH0793914 A JP H0793914A JP 25892593 A JP25892593 A JP 25892593A JP 25892593 A JP25892593 A JP 25892593A JP H0793914 A JPH0793914 A JP H0793914A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 パーシャルレスポンス方式での記録／再生を
行い、ビタビ復号を実行する復号装置において、３値等
化波形信号に非対称な波形歪が残留していても、良好な
ビタビ復号を可能にして、符号誤り率を有効に抑制す
る。 【構成】 クロック再生系10では、３値等化波形信号の
Ａ／Ｄ変換とビタビ復号に用いるビットクロックのジッ
タを防止するために、比較器13の出力をＬＰＦ15で帰還
させるオートスライス方式が採用されているが、そのス
ライスレベルは再生信号を２値等化した信号の平均化レ
ベルのシフト量に対応している。マイクロコンピュータ
回路21はそのシフト情報を用いて復号制御信号を演算作
成し、ビタビ復号器22がその復号制御信号に基づいて差
メトリックで定まるパス成立条件を信号の非対称歪発生
態様に対応させて緩和する。
行い、ビタビ復号を実行する復号装置において、３値等
化波形信号に非対称な波形歪が残留していても、良好な
ビタビ復号を可能にして、符号誤り率を有効に抑制す
る。 【構成】 クロック再生系10では、３値等化波形信号の
Ａ／Ｄ変換とビタビ復号に用いるビットクロックのジッ
タを防止するために、比較器13の出力をＬＰＦ15で帰還
させるオートスライス方式が採用されているが、そのス
ライスレベルは再生信号を２値等化した信号の平均化レ
ベルのシフト量に対応している。マイクロコンピュータ
回路21はそのシフト情報を用いて復号制御信号を演算作
成し、ビタビ復号器22がその復号制御信号に基づいて差
メトリックで定まるパス成立条件を信号の非対称歪発生
態様に対応させて緩和する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は復号装置に係り、ディジ
タルＶＴＲや光ディスク装置等に適用され、多値等化さ
れた再生信号をサンプリングクロックで同期をとりなが
ら検出してビタビ復号を行う場合に、再生信号の対称性
が不十分な場合でも正確なビタビ復号を行えるようにす
るための改良に関する。
タルＶＴＲや光ディスク装置等に適用され、多値等化さ
れた再生信号をサンプリングクロックで同期をとりなが
ら検出してビタビ復号を行う場合に、再生信号の対称性
が不十分な場合でも正確なビタビ復号を行えるようにす
るための改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】最近、ディジタルＶＴＲ等に代表される
ディジタル情報の記録/再生装置では、記録媒体に対す
る情報の高密度記録に伴い、ＮＲＺＩ(Non Return to Z
ero Inverted)符号やインタリーブドＮＲＺＩ符号のよ
うなパーシャルレスポンス(ＰＲ)方式による記録/再生
が採用されるようになり、またデータの復号処理にはビ
タビ復号器が用いられることが多い。
ディジタル情報の記録/再生装置では、記録媒体に対す
る情報の高密度記録に伴い、ＮＲＺＩ(Non Return to Z
ero Inverted)符号やインタリーブドＮＲＺＩ符号のよ
うなパーシャルレスポンス(ＰＲ)方式による記録/再生
が採用されるようになり、またデータの復号処理にはビ
タビ復号器が用いられることが多い。
【０００３】これは、ＰＲ方式を採用すると、記録／再
生系の周波数特性に見合った電力スペクトルを有した信
号伝送を行うことができ、不要帯域の雑音によるＳ／Ｎ
比の劣化が少なく、高密度化が可能になるという利点が
あり、また、ビタビ復号器を用いると、再生信号に含ま
れている情報を最大限に利用しながら優れたＳ／Ｎ比や
低い符号誤り率での復号が可能になるからである。
生系の周波数特性に見合った電力スペクトルを有した信
号伝送を行うことができ、不要帯域の雑音によるＳ／Ｎ
比の劣化が少なく、高密度化が可能になるという利点が
あり、また、ビタビ復号器を用いると、再生信号に含ま
れている情報を最大限に利用しながら優れたＳ／Ｎ比や
低い符号誤り率での復号が可能になるからである。
【０００４】そして、従来から、ディジタルＶＴＲの記
録／再生回路は図６に示すような基本的構成を有してお
り、記録媒体(磁気テープ等)を介して記録／再生チャネ
ルが構成されている。同図において、記録系のディジタ
ル信号処理部から入力された記録データはプリコーダ1
によって所定の符号相関がかけられ、その変調記録信号
が信号記録系2[記録増幅器2a,記録部(磁気ヘッドやロー
タリトランス等)2b]を介して記録媒体3に記録される。
一方、記録媒体3の記録信号は信号再生系4[再生部(磁気
ヘッドやロータリートランス)4a,再生増幅器4b]で読取
られ、その読取り信号がデータ復号系5へ出力される。
録／再生回路は図６に示すような基本的構成を有してお
り、記録媒体(磁気テープ等)を介して記録／再生チャネ
ルが構成されている。同図において、記録系のディジタ
ル信号処理部から入力された記録データはプリコーダ1
によって所定の符号相関がかけられ、その変調記録信号
が信号記録系2[記録増幅器2a,記録部(磁気ヘッドやロー
タリトランス等)2b]を介して記録媒体3に記録される。
一方、記録媒体3の記録信号は信号再生系4[再生部(磁気
ヘッドやロータリートランス)4a,再生増幅器4b]で読取
られ、その読取り信号がデータ復号系5へ出力される。
【０００５】データ復号系5では、読取り信号に含まれ
ている歪を波形等化回路6で除去し、３値等化回路7で３
値等化波形信号とされ、その信号をＡ／Ｄ変換器8でサ
ンプリングしながらディジタル信号へ変換し、ビタビ復
号器9で復号を行うことにより再生信号を得る。また、
その再生信号はビタビ復号器9から再生系ディジタル信
号処理部へ出力されて、表示出力等のために所定の処理
が施される。
ている歪を波形等化回路6で除去し、３値等化回路7で３
値等化波形信号とされ、その信号をＡ／Ｄ変換器8でサ
ンプリングしながらディジタル信号へ変換し、ビタビ復
号器9で復号を行うことにより再生信号を得る。また、
その再生信号はビタビ復号器9から再生系ディジタル信
号処理部へ出力されて、表示出力等のために所定の処理
が施される。
【０００６】ところで、ＮＲＺＩやインタリーブドＮＲ
ＺＩ等のように３値で再生されるＰＲ方式を採用する
と、３値等化回路7で波形等化を行うためにＡ／Ｄ変換
器8によるサンプリング点(データ点)での検出レベルが
多値となり、その等化波形からサンプリングのためのク
ロック情報(位相点)を直接抽出することが困難である。
そこで、データ復号系5とは別にクロック再生系10を設
け、独立にクロック情報を生成させてＡ／Ｄ変換器8と
ビタビ復号器9へ同期用ビットクロックとして供給して
いる。
ＺＩ等のように３値で再生されるＰＲ方式を採用する
と、３値等化回路7で波形等化を行うためにＡ／Ｄ変換
器8によるサンプリング点(データ点)での検出レベルが
多値となり、その等化波形からサンプリングのためのク
ロック情報(位相点)を直接抽出することが困難である。
そこで、データ復号系5とは別にクロック再生系10を設
け、独立にクロック情報を生成させてＡ／Ｄ変換器8と
ビタビ復号器9へ同期用ビットクロックとして供給して
いる。
【０００７】そのクロック再生系10は、前記の波形等化
回路6から得られる信号を２値等化回路11で２値等化波
形信号とし、増幅器12で増幅した後、比較器13でエッジ
検出を行って位相を抽出し、その位相に基づいてＰＬＬ
(Phase Locked Loop)回路14で同期用ビットクロックを
生成させるものである。しかし、前記の信号記録系2や
信号再生系4では記録信号自体のデューティ比の不揃い
や系の非対称性に起因して信号波形に非対称歪が発生し
ていることが多く、そのような波形歪に対しては波形等
化回路6で完全に歪の除去を行うことが困難であるた
め、２値等化再生波と３値等化再生波には非対称歪が残
留している。
回路6から得られる信号を２値等化回路11で２値等化波
形信号とし、増幅器12で増幅した後、比較器13でエッジ
検出を行って位相を抽出し、その位相に基づいてＰＬＬ
(Phase Locked Loop)回路14で同期用ビットクロックを
生成させるものである。しかし、前記の信号記録系2や
信号再生系4では記録信号自体のデューティ比の不揃い
や系の非対称性に起因して信号波形に非対称歪が発生し
ていることが多く、そのような波形歪に対しては波形等
化回路6で完全に歪の除去を行うことが困難であるた
め、２値等化再生波と３値等化再生波には非対称歪が残
留している。
【０００８】そのような場合における記録信号と２値等
化再生波と３値等化再生波と再生信号の関係は図７に示
される。尚、同図はＮＲＺＩ符号方式で記録／再生が行
われている場合の関係を示している。記録信号(ａ)に対
して、もし波形等化回路6で完全な歪除去が行われてい
たとすると、２値等化再生波と３値等化再生波はそれぞ
れ(ｂ)と(ｃ)のように基準レベルに関して対称性を有し
た波形になるが、前記の要因によって記録信号(ａ)の立
下りや立上りに対して記録媒体3からの読取り信号に非
対称性が発生し、それを波形等化回路6で除去できなか
った場合には、２値等化再生波と３値等化再生波はそれ
ぞれ(ｄ)と(ｅ)や(ｇ)と(ｈ)のように非対称な波形歪を
残留させており、本来の基準レベル(一点鎖線)からずれ
たレベルにアイパターンの中心レベル(点線)がシフトす
る。即ち、２値等化再生波と３値等化再生波の中心レベ
ルは、立下りが相対的に大きくなったときにはマイナス
側へΔＥ2,ΔＥ3だけシフトし、逆に立下りが相対的に
大きくなったときにはプラス側へΔＥ2,ΔＥ3だけシフ
トすることになる。従って、単純に一定のスライスレベ
ルを設定した比較器13でエッジ検出を行うと、再生信号
のデューティ比が(ｆ)や(ｉ)に示すように不揃いになり
(図７の斜線部分だけパルス幅が変化する)、それに対応
してＰＬＬ回路14から出力される同期用ビットクロック
のジッタが大きくなり、結果的にサンプリング点がずれ
てビタビ復号の符号誤り率が大きくなるという問題を生
じる。
化再生波と３値等化再生波と再生信号の関係は図７に示
される。尚、同図はＮＲＺＩ符号方式で記録／再生が行
われている場合の関係を示している。記録信号(ａ)に対
して、もし波形等化回路6で完全な歪除去が行われてい
たとすると、２値等化再生波と３値等化再生波はそれぞ
れ(ｂ)と(ｃ)のように基準レベルに関して対称性を有し
た波形になるが、前記の要因によって記録信号(ａ)の立
下りや立上りに対して記録媒体3からの読取り信号に非
対称性が発生し、それを波形等化回路6で除去できなか
った場合には、２値等化再生波と３値等化再生波はそれ
ぞれ(ｄ)と(ｅ)や(ｇ)と(ｈ)のように非対称な波形歪を
残留させており、本来の基準レベル(一点鎖線)からずれ
たレベルにアイパターンの中心レベル(点線)がシフトす
る。即ち、２値等化再生波と３値等化再生波の中心レベ
ルは、立下りが相対的に大きくなったときにはマイナス
側へΔＥ2,ΔＥ3だけシフトし、逆に立下りが相対的に
大きくなったときにはプラス側へΔＥ2,ΔＥ3だけシフ
トすることになる。従って、単純に一定のスライスレベ
ルを設定した比較器13でエッジ検出を行うと、再生信号
のデューティ比が(ｆ)や(ｉ)に示すように不揃いになり
(図７の斜線部分だけパルス幅が変化する)、それに対応
してＰＬＬ回路14から出力される同期用ビットクロック
のジッタが大きくなり、結果的にサンプリング点がずれ
てビタビ復号の符号誤り率が大きくなるという問題を生
じる。
【０００９】そこで、従来から、前記の２値等化再生波
のように等化後に直流成分を含まない変調信号(ＤＣフ
リーコード)に対しては、比較器13の出力をＬＰＦ(Low
PassFilter)15を介して比較器13の比較レベル端子側へ
帰還させるオートスライサが用いられ、比較器13の出力
に直流成分が含まれないようにしている。即ち、２値等
化再生波における前記のシフト量に対応させて比較器13
のスライスレベルを変化させ、ＰＬＬ回路14の同期用ビ
ットクロックのジッタを防止することでデューティ比が
揃った再生信号を得られるようにしている。
のように等化後に直流成分を含まない変調信号(ＤＣフ
リーコード)に対しては、比較器13の出力をＬＰＦ(Low
PassFilter)15を介して比較器13の比較レベル端子側へ
帰還させるオートスライサが用いられ、比較器13の出力
に直流成分が含まれないようにしている。即ち、２値等
化再生波における前記のシフト量に対応させて比較器13
のスライスレベルを変化させ、ＰＬＬ回路14の同期用ビ
ットクロックのジッタを防止することでデューティ比が
揃った再生信号を得られるようにしている。
【００１０】ところで、前記のオートスライサはクロッ
ク再生系10で同期用ビットクロックの適正化を図るもの
であり、３値等化再生波に関しては波形歪が残留してお
り、また前記の中心レベルがシフトしたままＡ／Ｄ変換
されてビタビ復号器9へ入力される。従って、その信号
をビタビ復号器9で復号すると、３値等化再生波の波形
歪とアイパターンの中心レベルがシフトしていることに
よって符号誤り率が大きくなる。
ク再生系10で同期用ビットクロックの適正化を図るもの
であり、３値等化再生波に関しては波形歪が残留してお
り、また前記の中心レベルがシフトしたままＡ／Ｄ変換
されてビタビ復号器9へ入力される。従って、その信号
をビタビ復号器9で復号すると、３値等化再生波の波形
歪とアイパターンの中心レベルがシフトしていることに
よって符号誤り率が大きくなる。
【００１１】そして、前記のようなビタビ復号における
問題点に関して、「信号のピークの平均レベルＡpを求
め、その平均レベルＡpを用いてビタビ復号器における
メトリックの計算を行うと同時に、信号自体の平均レベ
ルｍを求め、その平均レベルｍをビタビ復号器の入力か
ら差し引くことによって信号の変動に影響されることが
少ないビタビ復号器」の提案(特開昭62-18118号)がなさ
れており、信号の記録／再生系の特性に起因して読取り
信号のピークレベルや中心レベルの変動があっても、ビ
タビ復号が適正に行える改善策を与えている。
問題点に関して、「信号のピークの平均レベルＡpを求
め、その平均レベルＡpを用いてビタビ復号器における
メトリックの計算を行うと同時に、信号自体の平均レベ
ルｍを求め、その平均レベルｍをビタビ復号器の入力か
ら差し引くことによって信号の変動に影響されることが
少ないビタビ復号器」の提案(特開昭62-18118号)がなさ
れており、信号の記録／再生系の特性に起因して読取り
信号のピークレベルや中心レベルの変動があっても、ビ
タビ復号が適正に行える改善策を与えている。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記の
提案において、信号の振幅変動はＡＧＣ(Automatic Gai
n Controller)を用いれば十分に抑圧することが可能で
あり、また信号自体の平均レベルｍは所謂ＤＣ変動であ
ることから、上記のように３値等化再生波に非対称な波
形歪が残留している場合に対しては有効に機能しないと
考えられる。
提案において、信号の振幅変動はＡＧＣ(Automatic Gai
n Controller)を用いれば十分に抑圧することが可能で
あり、また信号自体の平均レベルｍは所謂ＤＣ変動であ
ることから、上記のように３値等化再生波に非対称な波
形歪が残留している場合に対しては有効に機能しないと
考えられる。
【００１３】そこで、本発明は、図６で示したようにク
ロック再生系でオートスライサを用いて同期用ビットク
ロックのジッタを防止している復号装置において、３値
等化再生波に非対称な波形歪が含まれている場合にも、
オートスライサのスライスレベルの変化を利用して良好
なビタビ復号を行える復号装置を提供することを目的と
して創作された。
ロック再生系でオートスライサを用いて同期用ビットク
ロックのジッタを防止している復号装置において、３値
等化再生波に非対称な波形歪が含まれている場合にも、
オートスライサのスライスレベルの変化を利用して良好
なビタビ復号を行える復号装置を提供することを目的と
して創作された。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明は、再生信号から
多値等化波形信号を得る多値等化手段と、前記再生信号
から２値等化波形信号を得る２値等化手段と、前記２値
等化手段による２値等化波形信号を用いてサンプリング
クロックを生成する手段であり、入力される２値等化波
形信号の平均化レベルを求めて、その平均化レベルと入
力される２値等化波形信号とのレベル差を検出すること
によりサンプリングクロックのジッタを補正するクロッ
ク生成手段と、前記クロック生成手段のサンプリングク
ロックを用いて前記多値等化手段で得られた多値等化波
形信号をサンプリングする信号検出手段と、前記信号検
出手段によるサンプリング信号を復号するビタビ復号手
段を有した復号装置において、前記クロック生成手段か
ら得られる平均化レベルと一定の基準レベルとのレベル
差を求め、そのレベル差に対応した復号制御信号を作成
する演算手段を設け、その復号制御信号に基づいて、前
記ビタビ復号手段が差メトリックで定まるパス成立条件
を前記レベル差の発生態様に応じて緩和させることを特
徴とした復号装置に係る。
多値等化波形信号を得る多値等化手段と、前記再生信号
から２値等化波形信号を得る２値等化手段と、前記２値
等化手段による２値等化波形信号を用いてサンプリング
クロックを生成する手段であり、入力される２値等化波
形信号の平均化レベルを求めて、その平均化レベルと入
力される２値等化波形信号とのレベル差を検出すること
によりサンプリングクロックのジッタを補正するクロッ
ク生成手段と、前記クロック生成手段のサンプリングク
ロックを用いて前記多値等化手段で得られた多値等化波
形信号をサンプリングする信号検出手段と、前記信号検
出手段によるサンプリング信号を復号するビタビ復号手
段を有した復号装置において、前記クロック生成手段か
ら得られる平均化レベルと一定の基準レベルとのレベル
差を求め、そのレベル差に対応した復号制御信号を作成
する演算手段を設け、その復号制御信号に基づいて、前
記ビタビ復号手段が差メトリックで定まるパス成立条件
を前記レベル差の発生態様に応じて緩和させることを特
徴とした復号装置に係る。
【００１５】
【作用】再生信号の歪除去が十分でない場合には、残留
した波形歪によって２値等化波形信号の平均化レベルが
変動する。そして、再生信号に残留した波形歪は当然に
多値等化波形信号にも波形歪や平均化レベルの変動を生
じさせるが、それらは２値等化波形信号の波形歪や平均
化レベルの変動と一定の相関関係を有している。従っ
て、多値等化波形信号の波形歪や平均化レベルは、クロ
ック生成手段から得られる平均化レベルと一定の基準レ
ベルのレベル差の変動に対応して変化することになる。
した波形歪によって２値等化波形信号の平均化レベルが
変動する。そして、再生信号に残留した波形歪は当然に
多値等化波形信号にも波形歪や平均化レベルの変動を生
じさせるが、それらは２値等化波形信号の波形歪や平均
化レベルの変動と一定の相関関係を有している。従っ
て、多値等化波形信号の波形歪や平均化レベルは、クロ
ック生成手段から得られる平均化レベルと一定の基準レ
ベルのレベル差の変動に対応して変化することになる。
【００１６】一方、後述するように、ビタビ復号手段で
は差メトリックを求めながら対応するパス成立条件に基
づいて生き残りパスを決定するが、前記のように多値等
化波形信号に波形歪等が存在する場合には、通常のパス
成立条件を適用すると誤ったパスが選択されることがあ
る。
は差メトリックを求めながら対応するパス成立条件に基
づいて生き残りパスを決定するが、前記のように多値等
化波形信号に波形歪等が存在する場合には、通常のパス
成立条件を適用すると誤ったパスが選択されることがあ
る。
【００１７】本発明では、演算手段が前記のレベル差を
求めると共に、そのレベル差に対応した復号制御信号を
作成し、ビタビ復号手段がその復号制御信号に基づいて
パス成立条件を補正するようにしている。即ち、前記の
クロック生成手段から得られるレベル差と多値等化波形
信号の非対称性との対応関係に基づいて、復号制御信号
はそのレベル差の変動方向と変動量に応じてビタビ復号
手段でのパス成立条件を緩和させる情報を有し、多値等
化波形信号の波形歪に起因してビタビ復号手段が誤った
パス選択を行ってしまうことを防止する。
求めると共に、そのレベル差に対応した復号制御信号を
作成し、ビタビ復号手段がその復号制御信号に基づいて
パス成立条件を補正するようにしている。即ち、前記の
クロック生成手段から得られるレベル差と多値等化波形
信号の非対称性との対応関係に基づいて、復号制御信号
はそのレベル差の変動方向と変動量に応じてビタビ復号
手段でのパス成立条件を緩和させる情報を有し、多値等
化波形信号の波形歪に起因してビタビ復号手段が誤った
パス選択を行ってしまうことを防止する。
【００１８】
【実施例】以下、本発明に係る復号装置の実施例を図１
から図５を用いて詳細に説明する。 先ず、図１は本実
施例に係るディジタルＶＴＲの記録／再生回路を示す。
そして、同図で示される回路構成は図６で説明したもの
とほぼ同様であり、また同一符号で表現した各ユニット
は同様の機能を有していることから、ここでは各ユニッ
トとその動作に関する説明は省略する。本実施例回路の
特徴は、クロック再生系10にＡ／Ｄ変換器内蔵型のマイ
クロコンピュータ(マイコン)回路21が設けられている
点、及びビタビ復号器22がそのパス成立条件式をマイコ
ン回路21からの制御信号に基づいて変化させる点にあ
る。
から図５を用いて詳細に説明する。 先ず、図１は本実
施例に係るディジタルＶＴＲの記録／再生回路を示す。
そして、同図で示される回路構成は図６で説明したもの
とほぼ同様であり、また同一符号で表現した各ユニット
は同様の機能を有していることから、ここでは各ユニッ
トとその動作に関する説明は省略する。本実施例回路の
特徴は、クロック再生系10にＡ／Ｄ変換器内蔵型のマイ
クロコンピュータ(マイコン)回路21が設けられている
点、及びビタビ復号器22がそのパス成立条件式をマイコ
ン回路21からの制御信号に基づいて変化させる点にあ
る。
【００１９】具体的には、マイコン回路21は常にＬＰＬ
15の出力から得られるスライスレベルと基準電圧レベル
[０(Ｖ)]とのレベル差を求め、その正負に係る情報(以
下「(±)情報」という)とレベル差の絶対値を２乗した値
に比例する情報(以下「α情報」という)を復号制御信号と
してビタビ復号器22へ出力する。尚、本実施例でも図７
で示したＮＲＺＩ符号方式での記録／再生を行ってお
り、２値等化再生波の基準レベルを０(Ｖ)として設定し
ていることから、α情報はα∝(ΔＥ2)2で与えられる。
15の出力から得られるスライスレベルと基準電圧レベル
[０(Ｖ)]とのレベル差を求め、その正負に係る情報(以
下「(±)情報」という)とレベル差の絶対値を２乗した値
に比例する情報(以下「α情報」という)を復号制御信号と
してビタビ復号器22へ出力する。尚、本実施例でも図７
で示したＮＲＺＩ符号方式での記録／再生を行ってお
り、２値等化再生波の基準レベルを０(Ｖ)として設定し
ていることから、α情報はα∝(ΔＥ2)2で与えられる。
【００２０】一方、ビタビ復号器22はパス条件式を変化
させることが可能なものであるが、本実施例回路の動作
説明の前に、ビタビ復号をＮＲＺＩ符号方式へ適用した
場合の復号原理を説明しておく。先ず、図２はＮＲＺＩ
符号方式での記録再生伝達系をモデル化した図である。 時刻:Kにおける送信信号ａKをプリコードして中間系列
ｂK＝−ａKｂK-1を得て記録／再生チャネルに通す。そ
の場合、ディジタルＶＴＲのように磁気記録系は微分特
性を有することから、高周波域の振幅低下を補正すれ
ば、その出力はｚK＝ｂK−ｂK-1となる。そして、一般
的に、ｇを離散化したインパルス応答として［ｇ0,ｇ1,
……,ｇL］(但し、Ｌはチャネルの符号間干渉の長さ)で
与えると、チャネルを通過した信号は、雑音がない場合
にはｚK＝ａKｇ0＋ａK-1ｇ1＋……ａK-LｇLとなり、雑
音ｎKが加わると受信信号はｙK＝ｚK＋ｎKとなる。尚、
ａKは２値信号であり、ここでは図７の記録信号に基づ
いて０又は１をとる。
させることが可能なものであるが、本実施例回路の動作
説明の前に、ビタビ復号をＮＲＺＩ符号方式へ適用した
場合の復号原理を説明しておく。先ず、図２はＮＲＺＩ
符号方式での記録再生伝達系をモデル化した図である。 時刻:Kにおける送信信号ａKをプリコードして中間系列
ｂK＝−ａKｂK-1を得て記録／再生チャネルに通す。そ
の場合、ディジタルＶＴＲのように磁気記録系は微分特
性を有することから、高周波域の振幅低下を補正すれ
ば、その出力はｚK＝ｂK−ｂK-1となる。そして、一般
的に、ｇを離散化したインパルス応答として［ｇ0,ｇ1,
……,ｇL］(但し、Ｌはチャネルの符号間干渉の長さ)で
与えると、チャネルを通過した信号は、雑音がない場合
にはｚK＝ａKｇ0＋ａK-1ｇ1＋……ａK-LｇLとなり、雑
音ｎKが加わると受信信号はｙK＝ｚK＋ｎKとなる。尚、
ａKは２値信号であり、ここでは図７の記録信号に基づ
いて０又は１をとる。
【００２１】従って、ｚKに係る前記の各式を比較する
と、ＮＲＺＩ符号方式の場合にはｇ0＝１，ｇ1＝−１，
ｇX＝０(但し、Ｘ＝２,…,Ｌ)の場合に相当し、また時
刻:Kの状態ＳKはＳK＝ｂKで与えられｂKは−１又は１で
あることから状態数は２となり、状態推移図は図３に示
すようになる。また、図３の状態推移図に基づいて、そ
の状態推移を時系列的に表すと図４のトリレス線図とな
る。
と、ＮＲＺＩ符号方式の場合にはｇ0＝１，ｇ1＝−１，
ｇX＝０(但し、Ｘ＝２,…,Ｌ)の場合に相当し、また時
刻:Kの状態ＳKはＳK＝ｂKで与えられｂKは−１又は１で
あることから状態数は２となり、状態推移図は図３に示
すようになる。また、図３の状態推移図に基づいて、そ
の状態推移を時系列的に表すと図４のトリレス線図とな
る。
【００２２】そこで、図４に示すように各状態に応じて
２種類のメトリックＬK(+),ＬK(-)を定義すると、時刻:
K-1の状態Ｓ＝−１及び１から時刻:Kに向けてそれぞれ
２本ずつパスがでるが、時刻:Kの各状態で前記の２本の
パスの内、メトリックの大きいパスを正しいパスとして
選択することになる。即ち、 ＬK(+)＝max[ＬK-1(+)＋{−(ｙK−０)2}，ＬK-1(-)＋
{−(ｙK−２)2}] ＬK(-)＝max[ＬK-1(+)＋{−(ｙK＋２)2}，ＬK-1(-)＋
{−(ｙK−０)2}] の式に従ってメトリックが決定される。しかし、その数
式から明らかなように、時間が経過するに従って各メト
リックには次第に負の数が累積されてその絶対値が無限
に大きくなるため、実際の回路に適用して演算させるこ
とができない。
２種類のメトリックＬK(+),ＬK(-)を定義すると、時刻:
K-1の状態Ｓ＝−１及び１から時刻:Kに向けてそれぞれ
２本ずつパスがでるが、時刻:Kの各状態で前記の２本の
パスの内、メトリックの大きいパスを正しいパスとして
選択することになる。即ち、 ＬK(+)＝max[ＬK-1(+)＋{−(ｙK−０)2}，ＬK-1(-)＋
{−(ｙK−２)2}] ＬK(-)＝max[ＬK-1(+)＋{−(ｙK＋２)2}，ＬK-1(-)＋
{−(ｙK−０)2}] の式に従ってメトリックが決定される。しかし、その数
式から明らかなように、時間が経過するに従って各メト
リックには次第に負の数が累積されてその絶対値が無限
に大きくなるため、実際の回路に適用して演算させるこ
とができない。
【００２３】一方、パスを決定するのに必要な情報は２
つの状態におけるメトリックの差であって絶対値ではな
い。従って、差メトリックをΔＬKとして、 ΔＬK＝ＬK(+)−ＬK(-) ＝max[ＬK-1(+)＋{−(ｙK−０)2}，ＬK-1(-)＋{−(ｙK−２)2}] −max[ＬK-1(+)＋{−(ｙK＋２)2}，ＬK-1(-)＋{−(ｙK−０)2}] を求めると、ΔＬKは有限であり、４通りのパスの組合
せに分けて計算することが可能になる。但し、実際には
図４におけるパスが交差する場合の組合せが存在しない
ことから、図５に示すように、３つのパスの態様に応じ
て次の３つのパス成立条件に分類できる。 ΔＬK＝４ｙK−４ ４ｙK−ΔＬK-1＞４ …(イ) ΔＬK＝ΔＬK-1 ４≧４ｙK−ΔＬK-1＞−４ …(ロ) ΔＬK＝４ｙK＋４ −４≧４ｙK−ΔＬK-1 …(ハ)
つの状態におけるメトリックの差であって絶対値ではな
い。従って、差メトリックをΔＬKとして、 ΔＬK＝ＬK(+)−ＬK(-) ＝max[ＬK-1(+)＋{−(ｙK−０)2}，ＬK-1(-)＋{−(ｙK−２)2}] −max[ＬK-1(+)＋{−(ｙK＋２)2}，ＬK-1(-)＋{−(ｙK−０)2}] を求めると、ΔＬKは有限であり、４通りのパスの組合
せに分けて計算することが可能になる。但し、実際には
図４におけるパスが交差する場合の組合せが存在しない
ことから、図５に示すように、３つのパスの態様に応じ
て次の３つのパス成立条件に分類できる。 ΔＬK＝４ｙK−４ ４ｙK−ΔＬK-1＞４ …(イ) ΔＬK＝ΔＬK-1 ４≧４ｙK−ΔＬK-1＞−４ …(ロ) ΔＬK＝４ｙK＋４ −４≧４ｙK−ΔＬK-1 …(ハ)
【００２４】そして、これらの数式(イ),(ロ),(ハ)に基
づいて、時刻:K-1の差メトリックΔＬK-1と時刻:KのｙK
が与えられると次の差メトリックΔＬKが決まり、その
演算を各時刻で巡回的に実行することにより生き残りパ
スを決定することができる。
づいて、時刻:K-1の差メトリックΔＬK-1と時刻:KのｙK
が与えられると次の差メトリックΔＬKが決まり、その
演算を各時刻で巡回的に実行することにより生き残りパ
スを決定することができる。
【００２５】図６で説明した従来の記録／再生回路にお
けるビタビ復号器9では、前記の原理に基づいて再生信
号の復号を行っているが、３値等化回路7によって得ら
れた３値等化再生波に非対称歪が残留して、そのアイパ
ターンの中心レベルがずれていると、前記の数式(イ),
(ロ),(ハ)をそのまま適用したのでは符号誤り率が大き
くなる。
けるビタビ復号器9では、前記の原理に基づいて再生信
号の復号を行っているが、３値等化回路7によって得ら
れた３値等化再生波に非対称歪が残留して、そのアイパ
ターンの中心レベルがずれていると、前記の数式(イ),
(ロ),(ハ)をそのまま適用したのでは符号誤り率が大き
くなる。
【００２６】本実施例回路では、前記のようにマイコン
回路21がＬＰＦ15から比較器13へ出力されるスライスレ
ベルに基づいて作成した(±)情報とα情報[∝(ΔＥ2)2]
を復号制御信号としてビタビ復号器22へ出力させてい
る。そして、ビタビ復号器22は、その復号制御信号に基
づいて、前記の３つのパス成立条件(イ),(ロ),(ハ)を次
のように適応的に変化させる。即ち、(±)情報がマイナ
スであった場合[図７(ｄ)のように２値等化再生波の中
心レベルがマイナス方向へシフトしている場合]には次
の数式〜に基づいたパス成立条件を設定し、逆に
(±)情報がプラスであった場合[図７(ｇ)のように２値
等化再生波の中心レベルがプラス方向へシフトしている
場合]には数式〜に基づいたパス成立条件を設定す
る。
回路21がＬＰＦ15から比較器13へ出力されるスライスレ
ベルに基づいて作成した(±)情報とα情報[∝(ΔＥ2)2]
を復号制御信号としてビタビ復号器22へ出力させてい
る。そして、ビタビ復号器22は、その復号制御信号に基
づいて、前記の３つのパス成立条件(イ),(ロ),(ハ)を次
のように適応的に変化させる。即ち、(±)情報がマイナ
スであった場合[図７(ｄ)のように２値等化再生波の中
心レベルがマイナス方向へシフトしている場合]には次
の数式〜に基づいたパス成立条件を設定し、逆に
(±)情報がプラスであった場合[図７(ｇ)のように２値
等化再生波の中心レベルがプラス方向へシフトしている
場合]には数式〜に基づいたパス成立条件を設定す
る。
【００２７】(±)情報がマイナスの場合； ΔＬK＝４ｙK−４＋α ４ｙK−ΔＬK-1＞４−α … ΔＬK＝ΔＬK-1 ４−α≧４ｙK−ΔＬK-1＞−４ … ΔＬK＝４ｙK＋４ −４ ≧４ｙK−ΔＬK-1 … (±)情報がプラスの場合； ΔＬK＝４ｙK−４ ４ｙK−ΔＬK-1＞４ … ΔＬK＝ΔＬK-1 ４ ≧４ｙK−ΔＬK-1＞−４＋α … ΔＬK＝４ｙK＋４−α −４＋α≧４ｙK−ΔＬK-1 …
【００２８】そして、このようなビタビ復号器22におけ
るパス成立条件の設定は、図７の(ｅ)と(ｈ)に示される
ような３値等化再生波の残留歪や中心レベルのシフトに
対して、それぞれ図５に示した(イ)と(ハ)のパスをとる
条件を緩和することに他ならない。具体的には、前記の
数式,は３値等化再生波の中心レベルがマイナス側
へシフトした場合に、図５の(イ)で示すパス選択条件を
緩和しており、数式,は３値等化再生波の中心レベ
ルがプラス側へシフトした場合に、図５の(ハ)で示すパ
ス選択条件を緩和している。従って、記録／再生系2,4
で信号の非対称性や波形歪が生じ、波形等化回路6で十
分な歪除去がなされずに、３値等化再生波に非線形な残
留歪やアイパターンの中心レベルの変動が発生している
場合にも、常に良好なビタビ復号を行うことが可能にな
り、符号誤り率を有効に抑制することができる。
るパス成立条件の設定は、図７の(ｅ)と(ｈ)に示される
ような３値等化再生波の残留歪や中心レベルのシフトに
対して、それぞれ図５に示した(イ)と(ハ)のパスをとる
条件を緩和することに他ならない。具体的には、前記の
数式,は３値等化再生波の中心レベルがマイナス側
へシフトした場合に、図５の(イ)で示すパス選択条件を
緩和しており、数式,は３値等化再生波の中心レベ
ルがプラス側へシフトした場合に、図５の(ハ)で示すパ
ス選択条件を緩和している。従って、記録／再生系2,4
で信号の非対称性や波形歪が生じ、波形等化回路6で十
分な歪除去がなされずに、３値等化再生波に非線形な残
留歪やアイパターンの中心レベルの変動が発生している
場合にも、常に良好なビタビ復号を行うことが可能にな
り、符号誤り率を有効に抑制することができる。
【００２９】
【発明の効果】本発明の復号装置は、以上の構成を有し
ていることにより、次のような効果を奏する。ＰＲ方式
での記録／再生を行い、またビタビ復号手段で復号を実
行する復号装置において、記録／再生系で信号の非対称
歪が発生し、波形等化によっても十分な歪除去が行われ
ない場合には、再生対象である多値等化波形信号に非対
称な歪が残留してビタビ復号のエラー率が大きくなる
が、本発明では、クロック生成手段がサンプリングクロ
ックのジッタを補正するために２値等化波形信号の平均
化レベルを求めることを利用し、その平均化レベルと一
定の基準レベルとのレベル差に基づいて演算作成される
復号制御信号でビタビ復号手段のパス成立条件を適応的
に緩和させるようにしているため、信号波形の非対称歪
やアイパターンの中心のずれがあっても常に良好なビタ
ビ復号が可能になり、符号誤り率を抑制することができ
る。
ていることにより、次のような効果を奏する。ＰＲ方式
での記録／再生を行い、またビタビ復号手段で復号を実
行する復号装置において、記録／再生系で信号の非対称
歪が発生し、波形等化によっても十分な歪除去が行われ
ない場合には、再生対象である多値等化波形信号に非対
称な歪が残留してビタビ復号のエラー率が大きくなる
が、本発明では、クロック生成手段がサンプリングクロ
ックのジッタを補正するために２値等化波形信号の平均
化レベルを求めることを利用し、その平均化レベルと一
定の基準レベルとのレベル差に基づいて演算作成される
復号制御信号でビタビ復号手段のパス成立条件を適応的
に緩和させるようにしているため、信号波形の非対称歪
やアイパターンの中心のずれがあっても常に良好なビタ
ビ復号が可能になり、符号誤り率を抑制することができ
る。
【図１】本発明の復号装置の実施例に係るディジタルＶ
ＴＲの記録／再生回路を示すブロック回路図である。
ＴＲの記録／再生回路を示すブロック回路図である。
【図２】ＮＲＺＩ符号方式での記録再生伝達系をモデル
化した図である。
化した図である。
【図３】ビタビ復号をＮＲＺＩ符号方式に適用した場合
の状態推移図である。
の状態推移図である。
【図４】ビタビ復号をＮＲＺＩ符号方式に適用した場合
のトリレス線図である。
のトリレス線図である。
【図５】ビタビ復号をＮＲＺＩ符号方式に適用した場合
のパス分類図である。
のパス分類図である。
【図６】従来のディジタルＶＴＲの記録／再生回路を示
すブロック回路図である。
すブロック回路図である。
【図７】記録信号と２値等化再生波と３値等化再生波と
再生信号の関係を、正常な場合と非対称な波形歪が発生
している場合について表した信号タイミングチャートで
ある。
再生信号の関係を、正常な場合と非対称な波形歪が発生
している場合について表した信号タイミングチャートで
ある。
1…プリコーダ、2…信号記録系、2a…記録増幅器、2b…
記録部、3…記録媒体、4…信号再生系、4a…再生部、4b
…再生増幅器、5…データ復号系、6…波形等化回路、7
…３値等化回路(多値等化手段)、8…Ａ／Ｄ変換器(信号
検出手段)、9,22…ビタビ復号器(ビタビ復号手段)、10
…クロック再生系、11…２値等化回路(２値等化手段)、
12…増幅器、13…比較器(クロック生成手段)、14…ＰＬ
Ｌ回路(クロック生成手段)、15…ＬＰＦ(クロック生成
手段)、21…マイコン回路(演算手段)。
記録部、3…記録媒体、4…信号再生系、4a…再生部、4b
…再生増幅器、5…データ復号系、6…波形等化回路、7
…３値等化回路(多値等化手段)、8…Ａ／Ｄ変換器(信号
検出手段)、9,22…ビタビ復号器(ビタビ復号手段)、10
…クロック再生系、11…２値等化回路(２値等化手段)、
12…増幅器、13…比較器(クロック生成手段)、14…ＰＬ
Ｌ回路(クロック生成手段)、15…ＬＰＦ(クロック生成
手段)、21…マイコン回路(演算手段)。
Claims (1)
- 【請求項１】 再生信号から多値等化波形信号を得る多
値等化手段と、前記再生信号から２値等化波形信号を得
る２値等化手段と、前記２値等化手段による２値等化波
形信号を用いてサンプリングクロックを生成する手段で
あり、入力される２値等化波形信号の平均化レベルを求
めて、その平均化レベルと入力される２値等化波形信号
とのレベル差を検出することによりサンプリングクロッ
クのジッタを補正するクロック生成手段と、前記クロッ
ク生成手段のサンプリングクロックを用いて前記多値等
化手段で得られた多値等化波形信号をサンプリングする
信号検出手段と、前記信号検出手段によるサンプリング
信号を復号するビタビ復号手段を有した復号装置におい
て、前記クロック生成手段から得られる平均化レベルと
一定の基準レベルとのレベル差を求め、そのレベル差に
対応した復号制御信号を作成する演算手段を設け、その
復号制御信号に基づいて、前記ビタビ復号手段が差メト
リックで定まるパス成立条件を前記レベル差の発生態様
に応じて緩和させることを特徴とした復号装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25892593A JPH0793914A (ja) | 1993-09-24 | 1993-09-24 | 復号装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25892593A JPH0793914A (ja) | 1993-09-24 | 1993-09-24 | 復号装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0793914A true JPH0793914A (ja) | 1995-04-07 |
Family
ID=17326950
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25892593A Pending JPH0793914A (ja) | 1993-09-24 | 1993-09-24 | 復号装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0793914A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6477125B1 (en) | 1998-12-04 | 2002-11-05 | Victor Company Of Japan, Ltd. | Decoding apparatus |
| US7386068B2 (en) | 2003-12-03 | 2008-06-10 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Decoder and receiver |
-
1993
- 1993-09-24 JP JP25892593A patent/JPH0793914A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6477125B1 (en) | 1998-12-04 | 2002-11-05 | Victor Company Of Japan, Ltd. | Decoding apparatus |
| US7386068B2 (en) | 2003-12-03 | 2008-06-10 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Decoder and receiver |
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