JP2003312517A - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】ステアリングの切返し操舵による操舵フィーリ
ングの悪化を防止することができ、又、通常走行上、最
も多い直線走行では、非同期整流によるＰＷＭ駆動にて
行うため、昇圧回路の発熱を抑制できる電動パワーステ
アリング装置を提供する。 【解決手段】電動パワーステアリング装置の昇圧回路１
００はコイルＬ、第２トランジスタＱ２、第１トランジ
スタＱ１、コンデンサＣ２とを備える。昇圧回路１００
は第１トランジスタＱ１をＰＷＭ駆動信号によりオン、
オフすることにより、バッテリから昇圧用コイルに供給
される電流を制御し、コンデンサＣ２に昇圧電圧を充電
する。ＣＰＵ２１は、モータの負荷状態を判定し、モー
タが、高負荷のときは、第１トランジスタＱ１、第２ト
ランジスタＱ２を同期整流する。モータが低負荷のとき
は、低負荷状態が所定時間継続したときに、第１トラン
ジスタＱ１のみをＰＷＭ制御して非同期整流する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、自動車や車両の操
舵系にモータによるアシスト力を付与する電動パワース
テアリング装置に係り、詳しくは、車載バッテリからの
モータへの供給電流を調整することができる昇圧回路を
備えた電動パワーステアリング装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来から、モータの回転力を利用して、
ステアリングホイールの操作を補助する電動パワーステ
アリング装置が用いられている。

【０００３】このような電動パワーステアリング装置に
おいては、運転者がステアリングホイールを回転させて
操舵を行った時に、アシスト制御による操舵トルクに応
じたアシスト指令値が算出され、このアシスト指令値に
基づいた操舵補助力が、モータからステアリング機構に
与えられるようになっている。

【０００４】ところで、前記のような電動パワーステア
リング装置は大きなトルクを得ようとするために大電流
を必要とするシステムである。従来は、車載バッテリ
（ＤＣ１２Ｖ）を直に印加するようにしており、モータ
もＤＣ１２Ｖ仕様のものを使用し、大電流を前記モータ
に供給するために、モータの大型化、使用配線の大容量
化（太線化）は避けることはできない。

【０００５】この問題を解決するため、車載バッテリか
らの供給電流を調整することができる電動パワーステア
リング装置（特開平８−１２７３５０号公報）等が提案
されている。

【０００６】この電動パワーステアリング装置において
は、モータに電流を供給する回路に図１１に示すような
昇圧回路３００及び昇圧回路制御装置３０１を設けてい
る。昇圧回路３００は、車載バッテリからのバッテリ電
圧ＶPIG（ＤＣ１２Ｖ）の印加点Ｐ１と前記モータへの
電圧印加点Ｐ２との間に設けられている。昇圧回路３０
０はコンデンサＣ１，Ｃ２、コイルＬ、ダイオードＤ、
スイッチング用の第１トランジスタＱ１を備えている。

【０００７】昇圧回路制御装置３０１は、昇圧回路３０
０の第１トランジスタＱ１に対して、昇圧のためのＰＷ
Ｍ演算により制御量としてのデューティ比が演算され
る。そして、昇圧回路制御装置３０１は、このデューテ
ィ比に基づいてデューティ比駆動信号（ＰＷＭ駆動信
号）を出力し、このデューティ比駆動信号によって、第
１トランジスタＱ１をデューティ制御する。このデュー
ティ制御により、第１トランジスタＱ１が図１２に示す
ようにスイッチング動作を行ない、この結果、コイルＬ
でエネルギーの蓄積と放出とが繰り返され、ダイオード
Ｄのカソード側に放出の際の高電圧が現れる。なお、図
１２に示すように本明細書中、Ｔαはオン時間、Ｔはパ
ルス周期、αはデューティ比（オンデューティ）を示し
ている。第１トランジスタＱ１がオンとなるとコイルＬ
に電流が流れ、第１トランジスタＱ１がオフとなるとコ
イルＬに流れる電流が遮断される。

【０００８】コイルＬに流れる電流が遮断されると、こ
の電流の遮断による磁束の変化を妨げるように、ダイオ
ードＤのカソード側に高電圧が発生する。この繰り返し
によって、ダイオードＤのカソード側に高電圧が繰り返
し発生し、コンデンサＣ２で平滑（充電）され、出力電
圧ＶBPIG として電圧印加点Ｐ２に生じる。

【０００９】このとき、昇圧回路３００により、昇圧す
る電圧は昇圧回路制御装置３０１から出力されるデュー
ティ比駆動信号のデューティ比と関連する。デューティ
比が大きければ出力電圧ＶBPIGは高くなり、デューティ
比が小さければ出力電圧ＶBPIGは低くなる。

【００１０】上記の昇圧回路３００においては、ダイオ
ードＤを使用しているため、モータが回生状態に入った
とき、このダイオードＤのために電圧印加点Ｐ２側から
バッテリＢに電流が流れることができず、出力電圧ＶBP
IGが上昇する。この電圧の上昇により、昇圧回路３００
が破損する虞があった。例えば、上記例では、昇圧回路
３００を構成しているコンデンサＣ２が破壊される虞が
ある。

【００１１】そこで、本出願人は、ダイオードＤに代え
て、図４に示すように第２トランジスタＱ２を接続した
昇圧回路を提案している。すなわち、第２トランジスタ
Ｑ２は、ソースがコイルＬに接続され、ドレインが電圧
印加点Ｐ２に接続したものである。この構成において
は、第１トランジスタＱ１と第２トランジスタＱ２とを
交互にオンオフする、すなわち同期整流方式にて制御し
ている。

【００１２】従って、モータの回生状態時には、第２ト
ランジスタＱ２がデューティ制御によりオン作動し、回
生電流は第２トランジスタＱ２を介してバッテリＢに流
れることにより吸収される。この結果、コンデンサＣ２
の破壊を防止できる。

【００１３】ところで、この提案した構成において、力
行時にはモータの負荷状態に応じて、高負荷の場合、第
１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２を同期整流
方式で駆動し、低負荷の場合には、第１トランジスタＱ
１のみをＰＷＭ駆動し、第２トランジスタＱ２は全オフ
する非同期整流方式が考えられる。

【００１４】これは、モータが低負荷の場合には、第２
トランジスタＱ２のスイッチングロスがなくなるためで
好ましい。例えば、モータ回転数が高い領域の場合に
は、高負荷であるとして同期整流し、モータ回転数が低
い領域の場合、低負荷であるとして非同期整流を行うよ
うにする。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】しかし、このような場
合、ステアリングホイール（ハンドル）を左右に繰り返
し操舵していると、ステアリングホイールを切り返す瞬
間に、モータが一瞬停止するため、非同期整流に移行
し、ステアリングホイールが動き出すと、同期整流に移
行する。そのため、非同期整流・同期整流を繰り返すこ
とになる。

【００１６】非同期整流から同期整流に移行する瞬間に
昇圧電圧が乱れるため、この結果、操舵フィーリングが
悪化する虞があった。本発明の目的は、上記問題点に着
目して、ステアリングの切返し操舵による操舵フィーリ
ングの悪化を防止することができ、又、通常走行上、最
も多い直線走行では、非同期整流によるＰＷＭ駆動にて
行うため、昇圧回路の発熱を抑制できる電動パワーステ
アリング装置を提供することにある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、請求項１に記載の発明は、電動機制御値に基づい
て電動機を駆動する電動機駆動手段と、直流電源と前記
電動機駆動手段間に設けられ、電源電圧を昇圧する昇圧
手段と、ＰＷＭ駆動信号を生成出力する昇圧制御手段と
を備え、前記昇圧手段は、直流電源の出力端子に接続さ
れた昇圧用コイルと、同昇圧用コイルの出力端子に対し
て共に接続された第１スイッチング素子と第２スイッチ
ング素子と、前記第２スイッチング素子の出力端子に接
続された昇圧用コンデンサとを備え、前記両スイッチン
グ素子の内少なくとも前記第１スイッチング素子を前記
ＰＷＭ駆動することにより、前記直流電源から昇圧用コ
イルに供給される電流を制御し、前記昇圧用コンデンサ
に昇圧電圧を充電する電動パワーステアリング装置にお
いて、電動機の負荷状態を判定する負荷状態判定手段を
設け、前記昇圧制御手段は、前記負荷状態判定手段の判
定結果により電動機が高負荷のときは、前記両スイッチ
ング素子を同期整流し、低負荷のときは、低負荷状態が
所定時間継続したときに第１スイッチング素子のみをＰ
ＷＭ制御して非同期整流することを特徴とする電動パワ
ーステアリング装置。

【００１８】請求項２の発明は、請求項１において、前
記昇圧制御手段は、高負荷のときは、ＰＷＭ駆動信号の
キャリア周期を高周期にして前記両スイッチング素子を
同期整流し、低負荷のときは、低負荷状態が所定時間継
続したときに前記両スイッチング素子の内、第１スイッ
チング素子のみを、ＰＷＭ駆動信号のキャリア周期を低
周期にして非同期整流することを特徴とする。

【００１９】請求項３の発明は、請求項１及び請求項２
において、操舵トルクを検出する操舵トルク検出手段を
備え、前記負荷状態判定手段は、前記操舵トルク検出手
段が検出した操舵トルクが小のときは、電動機の負荷状
態が低負荷であると判定し、操舵トルクが大のときは電
動機の負荷状態が高負荷であると判定することを特徴と
する。

【００２０】請求項４の発明は、請求項１及び請求項２
において、前記電動機の回転数を推定する電動機回転数
推定手段を備え、前記負荷状態判定手段は、前記電動機
回転数推定手段が推定した回転数が小のときは、電動機
の負荷状態が低負荷であると判定し、回転数が大のとき
は、電動機の負荷状態が高負荷であると判定することを
特徴とする。

【００２１】請求項５の発明は、請求項１及び請求項２
において、前記負荷状態判定手段は、前記電動機制御
値、又は、電動機に流れる実電流の検出値に基づいて電
動機の負荷状態を判定することを特徴とする。

【００２２】

【発明の実施の形態】（第１実施形態）以下、本発明を
具体化した電動パワーステアリング装置の実施形態を図
１〜図７に従って説明する。

【００２３】図１は、電動パワーステアリング装置の制
御装置２０の概略を示す。ステアリングホイール１（ハ
ンドル）に連結したステアリングシャフト２には、トー
ションバー３が設けられている。このトーションバー３
には、トルクセンサ４が装着されている。そして、ステ
アリングシャフト２が回転してトーションバー３に力が
加わると、加わった力に応じてトーションバー３が捩
れ、その捩れ、即ちステアリングホイール１にかかる操
舵トルクτをトルクセンサ４が検出している。

【００２４】トルクセンサ４は操舵トルク検出手段を構
成している。又、ステアリングシャフト２には減速機５
が固着されている。この減速機５には電動機としての電
動モータ（以下、モータ６という）の回転軸に取着した
ギア７が噛合されている。前記モータ６は、三相同期式
永久磁石モータで構成したブラシレスモータである。

【００２５】又、モータ６には、同モータ６の回転角を
検出するためのロータリエンコーダにより構成された回
転角センサ３０が組み付けられている（図２参照）。回
転角センサ３０は、モータ６の回転子の回転に応じてπ
／２ずつ位相の異なる２相パルス列信号と基準回転位置
を表す零相パルス列信号を出力する。

【００２６】更に、減速機５にはピニオンシャフト８が
固着されている。ピニオンシャフト８の先端には、ピニ
オン９が固着されるとともに、このピニオン９はラック
１０と噛合している。ラック１０の両端には、タイロッ
ド１２が固設されており、そのタイロッド１２の先端部
にはナックル１３が回動可能に連結されている。このナ
ックル１３には、タイヤとしての前輪１４が固着されて
いる。又、ナックル１３の一端は、クロスメンバ１５に
回動可能に連結されている。

【００２７】従って、モータ６が回転すると、その回転
数は減速機５によって減少されてピニオンシャフト８に
伝達され、ピニオン及びラック機構１１を介してラック
１０に伝達される。そして、ラック１０は、タイロッド
１２を介してナックル１３に設けられた前輪１４の向き
を変更して車両の進行方向を変えることができる。

【００２８】前輪１４には、車速センサ１６が設けられ
ている。次に、この電動パワーステアリング装置の制御
装置（以下、制御装置２０という）の電気的構成を示
す。

【００２９】トルクセンサ４は、ステアリングホイール
１の操舵トルクτに応じた電圧を出力している。車速セ
ンサ１６は、その時の車速を前輪１４の回転数に相対す
る周期のパルス信号として出力する。

【００３０】制御装置２０は、中央処理装置（ＣＰＵ２
１）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ２２）及びデータを
一時記憶する読み出し及び書き込み専用メモリ（ＲＡＭ
２３）を備えている。このＲＯＭ２２には、ＣＰＵ２１
による演算処理を行わせるための制御プログラムが格納
されている。ＲＡＭ２３は、ＣＰＵ２１が演算処理を行
うときの演算処理結果等を一時記憶する。

【００３１】ＲＯＭ２２は、図示しない基本アシストマ
ップが格納されている。基本アシストマップは、操舵ト
ルクτ（回動トルク）に対応し、かつ車速に応じた基本
アシスト電流を求めるためのものであり、操舵トルクτ
に対する基本アシスト電流が記憶されている。

【００３２】この制御装置２０が、三相同期式永久磁石
モータを駆動制御する機能は公知の構成であるため、簡
単に説明する。図３は、前記ＣＰＵ２１内部において、
プログラムで実行される機能を示す制御ブロック図であ
る。同制御ブロック図で図示されている各部は、独立し
たハードウエアを示すものではなく、ＣＰＵ２１で実行
される機能を示している。

【００３３】ＣＰＵ２１は内部にて、指令トルクτ＊を
計算するための基本アシスト力演算部５１、戻し力演算
部５２及び加算部５３を備える。基本アシスト力演算部
５１は、トルクセンサ４からの操舵トルクτ及び車速セ
ンサ１６によって検出された車速Ｖを入力し、操舵トル
クτの増加にしたがって増加するとともに車速Ｖの増加
にしたがって減少するアシストトルクを計算する。

【００３４】戻し力演算部５２は、車速Ｖと共にモータ
６の回転子の電気角θ（回転角に相当）及び角速度ωを
入力し、これらの入力値に基づいてステアリングシャフ
ト２の基本位置への復帰力及びステアリングシャフト２
の回転に対する抵抗力に対応した戻しトルクを計算す
る。加算部５３は、アシストトルクと戻しトルクを加算
することにより指令トルクτ＊を計算し、指令電流設定
部５４に出力する。

【００３５】指令電流設定部５４は、指令トルクτ＊に
基づいて、２相のｄ軸指令電流Ｉd*，ｑ軸指令電流Ｉq*
を計算する。両指令電流は、モータ６の回転子上の永久
磁石が作り出す回転磁束と同期した回転座標系におい
て、永久磁石の磁束の方向と同一方向のｄ軸及びこれに
直交したｑ軸にそれぞれ対応する。

【００３６】ｄ軸指令電流Ｉd*，ｑ軸指令電流Ｉq*は減
算器５５，５６に供給される。減算器５５，５６は、ｄ
軸指令電流Ｉd*，ｑ軸指令電流Ｉq*と、ｄ軸検出電流Ｉ
ｄ及びｑ軸検出電流Ｉqとのそれぞれの差分値ΔＩd，Δ
Ｉqを演算し、その結果をＰＩ制御部（比例積分制御
部）５７，５８に供給する。

【００３７】ＰＩ制御部５７，５８は、差分値ΔＩd，
ΔＩqに基づきｄ軸検出電流Ｉd及びｑ軸検出電流Ｉqが
ｄ軸指令電流Ｉd*，ｑ軸指令電流Ｉq*に追従するように
ｄ軸指令電圧Ｖd*及びｑ軸指令電圧Ｖq*をそれぞれ計算
する。

【００３８】ｄ軸指令電圧Ｖd*及びｑ軸指令電圧Ｖq*
は、非干渉制御補正値演算部６３及び減算器５９，６０
により、ｄ軸補正指令電圧Ｖd**及びｑ軸補正指令電圧
Ｖq**に補正されて２相／３相座標変換部６１に供給さ
れる。

【００３９】非干渉制御補正値演算部６３は、ｄ軸検出
電流Ｉd及びｑ軸検出電流Ｉq及びモータ６の回転子の角
速度ωに基づいて、ｄ軸指令電圧Ｖd*及びｑ軸指令電圧
Ｖq*のための非干渉制御補正値 ω・Ｌa・Ｉq，−ω・
(φa＋Ｌa・Ｉd)を計算する。なお、インダクタンスＬ
ａ、及び磁束φａは、予め決められた定数である。

【００４０】減算器５９，６０は、ｄ軸指令電圧Ｖd*及
びｑ軸指令電圧Ｖq*から前記非干渉制御補正値をそれぞ
れ減算することにより、ｄ軸補正指令電圧Ｖd**及びｑ
軸補正指令電圧Ｖq**を算出して、２相／３相座標変換
部６１に出力する。２相／３相座標変換部６１は、ｄ軸
補正指令電圧Ｖd**及びｑ軸補正指令電圧Ｖq**を３相指
令電圧Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に変換して、同変換した３相指
令電圧Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*をＰＷＭ制御部６２に出力す
る。

【００４１】ＰＷＭ制御部６２は、この３相指令電圧Ｖ
u*，Ｖv*，Ｖw*に対応したＰＷＭ制御信号UU，VU，WU
（ＰＷＭ波信号及びモータ６の回転方向を表す信号を含
む）に変換し、インバータ回路であるモータ駆動装置３
５に出力する。

【００４２】前記ｑ軸指令電流Ｉq*は電動機制御値に相
当する。モータ駆動装置３５は、電動機駆動手段に相当
する。モータ駆動装置３５は、図２に示すようにＦＥＴ
(Field-Effect Transistor)８１Ｕ，８２Ｕの直列回路
と、ＦＥＴ８１Ｖ，８２Ｖの直列回路と、ＦＥＴ８１
Ｗ，８２Ｗの直列回路とを並列に接続して構成されてい
る。各直列回路には、車両に搭載されたバッテリの電圧
よりも昇圧された電圧が印加されている。そして、ＦＥ
Ｔ８１Ｕ，８２Ｕ間の接続点８３Ｕがモータ６のＵ相巻
線に接続され、ＦＥＴ８１Ｖ，８２Ｖ間の接続点８３Ｖ
がモータ６のＶ相巻線に接続され、ＦＥＴ８１Ｗ，８２
Ｗ間の接続点８３Ｗがモータ６のＷ相巻線に接続されて
いる。

【００４３】ＦＥＴ８１Ｕ，８２Ｕ、ＦＥＴ８１Ｖ，８
２Ｖ及びＦＥＴ８１Ｗ，８２Ｗには、それぞれＰＷＭ制
御部６２からＰＷＭ制御信号UU，VU，WU（各相のＰＷＭ
制御信号にはＰＷＭ波信号及びモータ６の回転方向を表
す信号を含む）が入力される。

【００４４】モータ駆動装置３５は、ＰＷＭ制御信号U
U，VU，WUに対応した３相の励磁電流を発生して、３相
の励磁電流路を介してモータ６にそれぞれ供給する。３
相の励磁電流路のうちの２つには電流センサ７１，７２
が設けられ、各電流センサ７１，７２は、モータ６に対
する３相の励磁電流Ｉu，Ｉv，Ｉwのうちの２つの励磁
電流Ｉu，Ｉvを検出して図３に示す３相／２相座標変換
部７３に出力する。

【００４５】なお、３相／２相座標変換部７３には、演
算器７４にて励磁電流Ｉu，Ｉvに基づいて計算された励
磁電流Ｉwが入力される。３相／２相座標変換部７３
は、これらの励磁電流Ｉu，Ｉv，Ｉwを２相のｄ軸検出
電流Ｉd及びｑ軸検出電流Ｉqに変換し、減算器５５，５
６、非干渉制御補正値演算部６３に入力する。

【００４６】又、回転角センサ３０からの２相パルス列
信号及び零相パルス列信号は、所定のサンプリング周期
で電気角変換部６４に連続的に供給されている。電気角
変換部６４は、前記各パルス列信号に基づいてモータ６
における回転子の固定子に対する電気角θを演算し、演
算された電気角θを角速度変換部６５に入力する。角速
度変換部６５は、電気角θを微分して回転子の固定子に
対する角速度ωを演算する。角速度ωは、正により回転
子の正方向の回転を表し、負により回転子の負方向の回
転を表している。

【００４７】次に、バッテリ電圧を昇圧する昇圧回路１
００及び同昇圧回路１００を制御する昇圧回路制御装置
について説明する。本実施形態では、昇圧回路制御装置
は、前記ＣＰＵ２１が兼用している。昇圧回路１００は
昇圧手段に相当する。

【００４８】昇圧回路１００は、直流電源としての車載
バッテリ（以下、バッテリＢという）とモータ駆動装置
３５間の電流供給回路に設けられている。本実施形態の
昇圧回路１００においては、印加点Ｐ１と電圧印加点Ｐ
２間に、昇圧用コイル（以下、単にコイルＬという）
と、第２トランジスタＱ２が接続されている。前記第２
トランジスタＱ２は、ソースがコイルＬの出力端子に接
続され、ドレインが電圧印加点Ｐ２に接続されている。
又、第２トランジスタＱ２のゲートは制御装置２０のＣ
ＰＵ２１に接続されている。Ｄ２は第２トランジスタＱ
２の寄生ダイオードである。

【００４９】又、印加点Ｐ１は整流用のコンデンサＣ１
を介して接地されている。印加点Ｐ１は、直流電源の出
力端子に相当する。電圧印加点Ｐ２は昇圧用のコンデン
サＣ２を介して接地されている。

【００５０】前記コンデンサＣ２は第２トランジスタＱ
２の出力端子となるドレインに接続されている。コンデ
ンサＣ２は、昇圧用コイルによる昇圧電圧を充電する昇
圧用コンデンサに相当する。

【００５１】第１トランジスタＱ１は、ドレインがコイ
ルＬの出力端子と第２トランジスタＱ２の接続点に接続
され、ソースが接地されている。又、第１トランジスタ
Ｑ１のゲートは昇圧回路制御装置１０１のＣＰＵ２１に
接続されている。Ｄ１は第１トランジスタＱ１の寄生ダ
イオードである。電圧印加点Ｐ２の電圧検出のために、
電圧印加点Ｐ２は制御装置２０のＣＰＵ２１の図示しな
い電圧入力ポートに接続され、出力電圧ＶBPIGを実測値
として検出可能にされている。

【００５２】前記第１トランジスタＱ１及び第２トラン
ジスタＱ２はｎチャンネル形のＭＯＳＦＥＴからなる。
第１トランジスタＱ１は第１スイッチング素子を構成
し、第２トランジスタＱ２は第２スイッチング素子に相
当する。

【００５３】次に、前記両トランジスタを制御するＣＰ
Ｕ２１について説明する。図５は、ＣＰＵ２１の機能ブ
ロック図を示している。すなわち、ＣＰＵ２１内部にお
いて、プログラムで実行される機能を示す制御ブロック
図である。

【００５４】同制御ブロック図で図示されている各部
は、独立したハードウエアを示すものではなく、ＣＰＵ
２１で実行される機能を示す。ＣＰＵ２１は昇圧制御手
段及び負荷状態判定手段を構成する。

【００５５】ＣＰＵ２１は、演算器１１０、ＰＩＤ制御
部１２０、ＰＷＭ演算部１３０、Ａ／Ｄ変換部１５０を
備えている。演算器１１０は、ＲＯＭ２２に予め格納さ
れている目標出力電圧ＶBPIG＊（本実施形態では２０
Ｖ）と、Ａ／Ｄ変換部１５０を介して入力したＶBPIGと
の偏差を算出し、ＰＩＤ制御部１２０にその偏差を供給
する。

【００５６】ＰＩＤ制御部１２０は、その偏差を縮小す
べく、すなわち、フィードバック制御を行うために、比
例（Ｐ）・積分（Ｉ）・微分（Ｄ）処理を施して、第１
トランジスタＱ１，第２トランジスタＱ２の制御量を演
算する回路である。ＰＩＤ制御部１２０にて演算された
制御量は、さらにＰＷＭ演算部１３０によって制御量に
対応するデューティ比αが演算されてデューティ比駆動
信号（ＰＷＭ駆動信号）に変換され、該変換されたデュ
ーティ比駆動信号が昇圧回路１００の各トランジスタに
印加される。

【００５７】なお、本実施形態では、前記演算されたデ
ューティ比駆動信号を、第１トランジスタＱ１と第２ト
ランジスタＱ２に対して印加して交互にオンオフ制御す
る同期整流方式（図６（ａ）参照）、又は第１トランジ
スタＱ１のみに印加してＰＷＭ駆動する非同期整流方式
にて行われる（図６（ｂ）参照）。

【００５８】同期整流方式は、力行時のモータ６の高負
荷のとき及び回生時に行われ、非同期整流方式は、力行
時のモータ６の低負荷のときに行われる。なお、低負荷
は、本明細書では負荷が印加されない無負荷の場合も含
む趣旨である。

【００５９】図６（ａ）は第１トランジスタＱ１に印加
するパルス信号（デューティ比駆動信号）を示してお
り、Ｔαはオン時間、Ｔはパルス周期、αは第１トラン
ジスタＱ１に係るデューティ比（オンデューティ）であ
る。なお、第２トランジスタＱ２に係るデューティ比は
（１−｜α｜）となる。

【００６０】なお、デューティ比αが「＋」のときは力
行状態、「−」のときは回生状態である。第１実施形態
では、力行状態でのデューティ比αは、０≦α≦α０＜
１としている。α０は制限値であり、ＰＷＭ演算部１３
０にてデューティ比αを算出した結果が、α０を超える
場合には、デューティ比αとして、α０が決定される。

【００６１】回生状態でのデューティ比αは、０≦｜α
｜≦１としている。なお、第１実施形態を始めとして、
他の実施形態において、第２トランジスタＱ２が第１ト
ランジスタＱ１と交互にオンオフする場合、第２トラン
ジスタＱ２のデューティ比については（１−｜α｜）に
て算出できるため、特に断らない限り説明を省略する。

【００６２】又、第２トランジスタＱ２に対しては、第
１トランジスタＱ１がオンのときは、オフとし、第１ト
ランジスタＱ１がオフのときには、オンするパルス信号
（デューティ比駆動信号）が印加される。

【００６３】（第１実施形態の作用）さて、図７は、Ｃ
ＰＵ２１が実行する力行時に実行される制御プログラム
のフローチャートであり、デューティ比αが「＋」のと
きに所定の制御周期で実行される。

【００６４】Ｓ１０では、操舵トルクτ及び閾値τ０を
読込む。なお、閾値τ０は、予めＲＯＭ２２に格納され
ている。Ｓ２０においては、操舵トルクτと閾値τ０と
の大小関係を判定する。すなわち、モータ６が低負荷状
態か、或いは高負荷状態かを判定する。操舵トルクτ
が、閾値τ０以下の場合には、モータ６が低負荷である
として、Ｓ４０に移行し、操舵トルクτが閾値τ０を越
えている場合には、モータ６が高負荷であるとして、Ｓ
３０に移行する。

【００６５】Ｓ３０では、同期整流方式で、ＣＰＵ２１
は第１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２をＰＷ
Ｍ駆動する。すなわち、図６（ａ）に示す駆動パターン
のデューティ比駆動信号により、第１トランジスタＱ
１，第２トランジスタＱ２を交互にオンオフ駆動する。

【００６６】詳説すると、力行時の高負荷時において
は、昇圧回路１００では前記デューティ比駆動信号によ
るデューティ制御により、第１トランジスタＱ１がスイ
ッチング動作を行なう。この結果、コイルＬでエネルギ
ーの蓄積と放出とが繰り返され、第２トランジスタＱ２
のドレイン側に放出の際、高電圧が現れる。すなわち、
第１トランジスタＱ１がオンして、第２トランジスタＱ
２がオフすると、第１トランジスタＱ１を介して接地側
に電流が流れる。次に第１トランジスタＱ１がオフとな
ると、コイルＬに流れる電流が遮断される。コイルＬ１
に流れる電流が遮断されると、この電流の遮断による磁
束の変化を妨げるように、オン作動している第２トラン
ジスタＱ２のドレイン側に高電圧が発生する。この繰り
返しによって、第２トランジスタＱ２のドレイン側に高
電圧が繰り返し発生し、コンデンサＣ２で平滑（充電）
され、出力電圧ＶBPIG として電圧印加点Ｐ２に生じ
る。

【００６７】このとき、昇圧回路１００により、昇圧さ
れる電圧はＣＰＵ２１から出力されるデューティ比駆動
信号のデューティ比αと関連する。デューティ比αが大
きければ出力電圧ＶBPIGは高くなり、デューティ比αが
小さければ出力電圧ＶBPIGは低くなる。

【００６８】Ｓ３０の処理後、一旦このフローチャート
を終了する。Ｓ４０では、カウンタＣを１つインクリメ
ントし、Ｓ５０でカウンタＣの値が所定時間Ｃ０を経過
したか否かを判定する。カウンタＣの値が所定時間Ｃ０
を経過していない場合には、Ｓ３０で同期整流を行う。

【００６９】Ｓ５０でカウンタＣの値が所定時間Ｃ０を
経過している場合には、Ｓ６０に移行する。Ｓ６０に移
行すると、ＣＰＵ２１は、非同期整流にて、第１トラン
ジスタＱ１のみをＰＷＭ駆動した後、Ｓ７０で、カウン
タＣの値を０にリセットした後、一旦このフローチャー
トを終了する。

【００７０】非同期整流について説明する。非同期整流
は、昇圧回路１００の熱発生抑制モードに相当する。非
同期整流では、第２トランジスタＱ２を常時オフとし、
第１トランジスタＱ１のみを前記デューティ比駆動信号
にてＰＷＭ駆動する。この非同期整流の場合、コンデン
サＣ２が充電されて、電圧印加点Ｐ２の電圧が目標出力
電圧ＶBPIG＊に達していると、実際には、第１トランジ
スタＱ１のデューティ比（オンデューティ）は０に近い
ものとなる。

【００７１】この理由は、モータ６が低負荷であるた
め、コンデンサＣ２からのモータ６に供給される放電電
流が少なく、特に無負荷の場合には、放電電流が流れる
ことはない。

【００７２】そして、このような状態のもと、図５に示
すように、フィードバック制御を行っているため、一
旦、電圧印加点Ｐ２の電圧が目標出力電圧ＶBPIG＊に達
してしまうと、昇圧のためのデューティ比（オンデュー
ティ）が０に近くなるためである。なお、デューティ比
（オンデューティ）が０に近くなるとは、コンデンサＣ
２には漏れ電流が生じて、実際には、少しずつ電荷が抜
け、その分に見合うだけのフィードバック制御が行われ
て完全にデューティ比が０となることはないためであ
る。

【００７３】なお、モータ６の力行時において、同期整
流方式だけで、第１トランジスタＱ１及び第２トランジ
スタＱ２をオンオフ駆動すると、モータ６が低負荷の場
合、モータ６が駆動されず、コンデンサＣ２の放電電流
が消費されない。すなわち、この状態で、コンデンサＣ
２に充電された電荷は、第２トランジスタＱ２がオンさ
れると、コイルＬを介してバッテリＢに返してしまうこ
とになる。このとき、第２トランジスタＱ２のオンオフ
によるスイッチングロスと、コイルＬの発熱が生ずる。
このように、第２トランジスタＱ２のスイッチングロス
の発生及びコイルＬの発熱により、昇圧回路１００が発
熱してしまい、大変効率が悪くなる。

【００７４】しかし、本実施形態のように、モータ６が
低負荷時、非同期整流で、第２トランジスタＱ２を全オ
フし、かつ、第１トランジスタＱ１をＰＷＭ駆動する
と、第２トランジスタＱ２のオンオフによるスイッチン
グロスが解消されるとともに、コイルＬへは、コンデン
サＣ２から電荷がコイルＬに流れることがない。このた
め、第２トランジスタＱ２のスイッチングロス及びコイ
ルＬの発熱がなくなり、昇圧回路１００の温度上昇を抑
制することができる。

【００７５】なお、モータ６の力行時において、非同期
整流だけで、第１トランジスタＱ１のみをＰＷＭ駆動で
オンオフ駆動する場合、第２トランジスタＱ２の寄生ダ
イオードＤ２を介して電圧印加点Ｐ２側へ電流を供給す
る形になる。この場合、モータ６の高負荷時において
は、電圧印加点Ｐ２側への電流値が大きくなり、第２ト
ランジスタＱ２（寄生ダイオードＤ２）での損失（発
熱）が大きくなり、好ましくない。

【００７６】なお、モータ６が回生状態に入ったときに
は、同期整流方式でＣＰＵ２１は第１トランジスタＱ
１、第２トランジスタＱ２をＰＷＭ駆動する。このと
き、モータ６からの回生電流により出力電圧ＶBPIGが上
昇するが、第２トランジスタＱ２がデューティ制御によ
りオン作動している。このため、第２トランジスタＱ２
を介してバッテリＢに回生電流が流れて吸収される。

【００７７】第１実施形態によれば、以下のような特徴
がある。 （１） 第１実施形態の電動パワーステアリング装置
は、ｑ軸指令電流Ｉq*（電動機制御値）に基づいてモー
タ６（電動機）を駆動するモータ駆動装置３５（電動機
駆動手段）を備えている。

【００７８】又、電動パワーステアリング装置はバッテ
リＢ（直流電源）とモータ駆動装置３５間に設けられ、
バッテリ電圧（電源電圧）を昇圧する昇圧回路１００
（昇圧手段）と、デューティ比駆動信号（ＰＷＭ駆動信
号）を生成出力するＣＰＵ２１（昇圧制御手段）を備え
ている。

【００７９】又、昇圧回路１００は、コイルＬ（昇圧用
コイル）、第２トランジスタＱ２（第２スイッチング素
子）、第１トランジスタＱ１（第１スイッチング素
子）、コンデンサＣ２（昇圧コンデンサ）とを備えてい
る。そして、昇圧回路１００は第１トランジスタＱ１を
ＰＷＭ駆動信号によりオン、オフすることにより、バッ
テリＢから昇圧用コイルに供給される電流を制御し、コ
ンデンサＣ２に昇圧電圧を充電するようにした。

【００８０】又、ＣＰＵ２１（負荷状態判定手段、昇圧
制御手段）は、モータ６の負荷状態を判定し、モータ６
が、高負荷のときは、第１トランジスタＱ１、第２トラ
ンジスタＱ２を同期整流した。又、モータ６が、低負荷
のときは、低負荷状態が所定時間Ｃ０継続したときに、
第１トランジスタＱ１のみをＰＷＭ制御して非同期整流
した。

【００８１】この結果、ステアリングホイールを左右に
繰り返し、操舵した場合、ステアリングホイール１を切
返す瞬間にもモータ６の一瞬停止し、ＣＰＵ２１は低負
荷であると判定する。しかし、低負荷状態が所定時間Ｃ
０継続しないと、非同期整流に移行しないため、すなわ
ち、所定時間Ｃ０内は同期整流となるため、非同期整流
・同期整流を、繰り返すことはない。このため、操舵フ
ィーリングが悪化することはない。

【００８２】又、モータ６が低負荷の場合、例えば、走
行上、最も多い直線走行では、非同期整流によるＰＷＭ
駆動を行うため、昇圧回路１００の発熱を抑制すること
ができる。

【００８３】この結果、モータ６の低負荷時において
は、高負荷時に比して昇圧回路１００の発熱の抑制がで
きる。 （２） 第１実施形態では、操舵トルクτを検出するト
ルクセンサ４（操舵トルク検出手段）を備えた。そし
て、ＣＰＵ２１（負荷状態判定手段）は、トルクセンサ
４が検出した操舵トルクτが閾値τ０以下のときは、モ
ータ６の負荷状態が低負荷であると判定し、操舵トルク
τが閾値τ０を越えたときはモータ６の負荷状態が高負
荷であると判定するようにした。

【００８４】この結果、操舵トルクτと閾値τ０とによ
り、モータ６が低負荷か高負荷の判定を容易にできる。 （第２実施形態）次に、第２実施形態を図８を参照して
説明する。

【００８５】第１実施形態では、モータ６の負荷状態を
判定するパラメータとして、操舵トルクτとしたが、第
２実施形態ではモータ６の負荷状態を判定するパラメー
タとして、モータ６のモータ回転数ｎを使用していると
ころが異なる。

【００８６】すなわち、本実施形態では、回転角センサ
３０は、モータ６の回転位置を検出する回転位置センサ
を兼用し、ＣＰＵ２１は、昇圧制御手段、負荷状態判定
手段、及び電動機回転数推定手段に相当する。

【００８７】図８はＣＰＵ２１が実行する力行時に実行
される制御プログラムのフローチャートであり、デュー
ティ比αが「＋」のときに所定の制御周期で実行され
る。第２実施形態では、第１実施形態のＳ１０，Ｓ２０
の代わりにそれぞれＳ１０Ａ，Ｓ２０Ａが実行される。

【００８８】Ｓ１０Ａでは、ＣＰＵ２１は、回転角セン
サ３０からの検出信号に基づいて、公知の演算式を使用
してモータ回転数ｎを算出する。Ｓ２０Ａでは、モータ
回転数ｎと予めＲＯＭ２２に格納した回転数閾値ｎ０と
の大小関係、すなわち、モータ６が低負荷状態か、或い
は高負荷状態かを判定する。モータ回転数ｎが回転数閾
値ｎ０以下の場合には、モータ６が低負荷であるとし
て、Ｓ４０に移行し、モータ回転数ｎが回転数閾値ｎ０
よりも大きい場合には、モータ６が高負荷であるとし
て、Ｓ３０に移行する。

【００８９】第２実施形態では第１実施形態の（１）の
他、以下のような特徴がある。 （１） 第２実施形態では、ＣＰＵ２１はモータ６の回
転数を推定する電動機回転数推定手段としている。そし
て、ＣＰＵ２１（負荷状態判定手段）は、推定したモー
タ６の回転数（モータ回転数ｎ）が回転数閾値ｎ０以下
のときは、モータ６の負荷状態が低負荷であると判定
し、モータ回転数ｎが回転数閾値ｎ０を越えるときは、
モータ６の負荷状態が高負荷であると判定するようにし
た。

【００９０】この結果、モータ回転数ｎと回転数閾値ｎ
０とにより、モータ６が低負荷か高負荷の判定を容易に
できる。第２実施形態の構成を下記のように変更しても
よい。

【００９１】（Ａ） 第２実施形態では、ブラシレスモ
ータを使用したが、ブラシレスモータの代わりにブラシ
付モータ（以下、この項において、単にモータという）
に変更してもよい。この場合においても、図８のフロー
チャートを実行するものとする。

【００９２】Ｓ１０Ａにおいては、下記のようにして、
モータ回転数ｎを演算（推定）する。なお、モータのモ
ータ電流を検出するために、モータにはモータ電流検出
回路（図示しない）及びモータ端子間電圧を検出するた
めのモータ端子電圧検出回路（図示しない）が設けられ
ている。

【００９３】ＣＰＵ２１は、前記モータのモータ回転数
ｎを算出するため、まず、前記モータ電流検出回路（図
示しない）によって検出されるモータ電流の平均値（モ
ータ電流平均値Ｉａ）と、モータ端子電圧検出回路によ
って検出される端子間電圧の平均値（端子間電圧平均値
Ｖａ）とを求める。求めたモータ電流平均値Ｉａ及び端
子間電圧平均値Ｖａから、式（１）に従ってモータの内
部抵抗の瞬時値（モータ内部抵抗瞬時値Ｒ）を算出す
る。

【００９４】Ｒ＝Ｖａ／Ｉａ …（１） 続いて、モータ内部抵抗瞬時値Ｒを時間積分してモータ
の内部抵抗値Ｒｉを求め、この内部抵抗値Ｒi、モータ
電流平均値Ｉａと端子間電圧平均値Ｖａに基づいて式
（２）を使用してモータの逆起電圧Ｖｃを求める。

【００９５】Ｖｃ＝Ｖａ−Ｉａ・Ｒｉ …（２） 続いて、（３）式を使用して、逆起電圧Ｖｃに、逆起電
圧Ｖｃに対する回転数の比であるモータ発電定数Ｋを乗
算し、モータ回転数ｎを算出する。

【００９６】モータ回転数ｎはモータの逆起電圧Ｖｃの
符号に対応した符号を有する。なお、モータ回転数ｎに
はモータの右方向回転に対しては正の値をとり、モータ
の左方向回転に対しては負の値をとる。すなわち、モー
タ回転数ｎは、モータの回転方向成分を含む回転速度で
ある。

【００９７】ｎ＝Ｋ・Ｖｃ … （３） 従って、この変形例では、Ｓ２０Ａでは、｜ｎ｜＞ｎ０
にて、大小関係を判定する。

【００９８】他の構成は、第２実施形態と同様である。
ＣＰＵ２１は、昇圧制御手段、負荷状態判定手段、及び
電動機回転数推定手段に相当する。

【００９９】（Ｂ） 又、ステアリングホイール１（ハ
ンドル）の回転数を検出するハンドル回転数センサを設
け、このハンドル回転数センサが検出したハンドル回転
数に基づいて、ＣＰＵ２１はモータ回転数ｎを算出（推
定）するようにしてもよい。ハンドル回転数とモータ回
転数ｎとは比例関係にあるため、これでもよい。

【０１００】この場合においても、ＣＰＵ２１は、昇圧
制御手段、負荷状態判定手段、及び電動機回転数推定手
段に相当する。 （第３実施形態）次に、第３実施形態を図９を参照して
説明する。

【０１０１】第１実施形態では、モータ６の負荷状態を
判定するパラメータとして、操舵トルクτとしたが、第
３実施形態ではモータ６の負荷状態を判定するパラメー
タとして、アシスト指令電流、すなわちｑ軸指令電流Ｉ
q*（電動機制御値）を使用しているところが異なる。

【０１０２】すなわち、本実施形態においても、ＣＰＵ
２１は、昇圧制御手段、負荷状態判定手段に相当する。
図９はＣＰＵ２１が実行する力行時に実行される制御プ
ログラムのフローチャートであり、デューティ比αが
「＋」のときに所定の制御周期で実行される。

【０１０３】第３実施形態では、第１実施形態のＳ１
０，Ｓ２０の代わりにそれぞれＳ１０Ｂ，Ｓ２０Ｂが実
行される。Ｓ１０Ｂでは、ＣＰＵ２１は、ｑ軸指令電流
Ｉq*（電動機制御値）を読込む。

【０１０４】Ｓ２０Ｂでは、ｑ軸指令電流Ｉq*と、予め
ＲＯＭ２２に格納した指令値閾値Ｉq*sとの大小関係、
すなわち、モータ６が低負荷状態か、或いは高負荷状態
かを判定する。

【０１０５】ｑ軸指令電流Ｉq*が、それぞれ指令値閾値
Ｉq*s以下の場合には、モータ６が低負荷であるとし
て、Ｓ４０に移行し、ｑ軸指令電流Ｉq*が、それぞれ指
令値閾値Ｉq*sよりも大きい場合には、モータ６が高負
荷であるとして、Ｓ３０に移行する。

【０１０６】第３実施形態では第１実施形態の（１）の
他、以下のような特徴がある。 （１） 第３実施形態では、ＣＰＵ２１（負荷状態判定
手段）は、ｑ軸指令電流Ｉq*（電動機制御値）に基づい
て、モータ６の負荷状態が低負荷か高負荷であると判定
するようにした。

【０１０７】すなわち、ｑ軸指令電流Ｉq*と、予めＲＯ
Ｍ２２に格納した指令値閾値Ｉq*sとの大小関係によ
り、モータ６が低負荷状態か、或いは高負荷状態かを判
定するようにした。

【０１０８】この結果、ｑ軸指令電流Ｉq*と、予めＲＯ
Ｍ２２に格納した指令値閾値Ｉq*sとにより、モータ６
が低負荷か高負荷の判定を容易にできる。第３実施形態
の構成を下記のように変更してもよい。 ○ 第３実施形態では、ｑ軸指令電流Ｉq*（電動機制御
値）に基づいて、モータ６の負荷状態が低負荷か高負荷
であると判定するようにした。これに代えて、ｑ軸検出
電流Ｉqと、予めＲＯＭ２２に格納した閾値との大小関
係に基づいてモータ６の負荷を判定するようにしてもよ
い。

【０１０９】すなわち、ＣＰＵ２１は、閾値よりもｑ軸
検出電流Ｉqが越えていれば、モータ６が高負荷状態で
あると判定し、ｑ軸検出電流Ｉqが閾値以下であれば、
モータ６が低負荷状態であると判定するようにする。

【０１１０】電流センサ７１，７２はモータ６に流れる
実電流を検出する実電流検出手段に相当する。前記ｑ軸
検出電流Ｉqは、モータ６に流れる実電流の検出値に相
当する。

【０１１１】この場合、ＣＰＵ２１は昇圧制御手段、負
荷状態判定手段に相当する。 （第４実施形態）次に第４実施形態を図１０を参照して
説明する。

【０１１２】第４実施形態は、第１実施形態の構成中、
フローチャートにおいて、Ｓ３０、Ｓ６０の代わりに、
Ｓ３０Ａ、Ｓ６０Ａが実行されるところが異なり、他の
構成は同一となっている。

【０１１３】Ｓ３０Ａでは、操舵トルクτが閾値τ０よ
りも大きいと、モータ６が高負荷であると判定されてい
るため、第１トランジスタＱ１，第２トランジスタＱ２
をＰＷＭ駆動信号のキャリア周期を高周期で同期整流す
る。

【０１１４】又、Ｓ６０Ａでは、操舵トルクτが閾値τ
０以下であると、モータ６が低負荷であると判定されて
いるため、ＰＷＭ駆動信号のキャリア周期を低周期にし
て第１トランジスタＱ１のみを非同期整流する。

【０１１５】この結果、第４実施形態では、モータ６が
低負荷の場合、ＰＷＭ駆動信号のキャリア周期を低周期
にしているため、スイッチングロスが少なくなり、スイ
ッチングロスによるトランジスタの発熱が少なくなり、
昇圧回路１００の発熱を抑制できる。

【０１１６】一方、Ｓ３０Ａでは、モータ６が高負荷の
場合、第１トランジスタＱ１，第２トランジスタＱ２を
高周期で同期整流しているため、各トランジスタのオン
オフ時のリップル電圧を小さくできる。

【０１１７】従って、高周期で両トランジスタを同期整
流すると、モータ６は高負荷状態、すなわち、操舵トル
クτが出ている状態であるため、リップル電圧が抑制さ
れているほど、操舵フィーリングの悪化を防止できる。

【０１１８】なお、モータ６が低負荷の場合は、特に、
無負荷の場合は、モータ６は電力消費がないため、ＰＷ
Ｍ駆動信号のキャリア周期を長くし（低周期）て、両ト
ランジスタを同期整流している。すなわち、この場合、
操舵トルクτが出ていない状態（操舵していない状態）
であり、このため、操舵フィーリングに影響が出ること
はない。

【０１１９】なお、ＣＰＵ２１は、昇圧制御手段、負荷
状態判定手段に相当する。従って、第４実施形態では、
第１実施形態の（１）の効果の他、下記の特徴がある。

【０１２０】（１） 第４実施形態では、ＣＰＵ２１
（昇圧制御手段）は、モータ６が高負荷のときは、ＰＷ
Ｍ駆動信号のキャリア周期を高周期にして第１トランジ
スタＱ１，第２トランジスタＱ２の両トランジスタ（両
スイッチング素子）を同期整流するようにした。又、Ｃ
ＰＵ２１は、モータ６が低負荷のときは、低負荷状態が
所定時間継続したときに、ＰＷＭ駆動信号のキャリア周
期を低周期にして第１トランジスタＱ１，第２トランジ
スタＱ２の両トランジスタを同期整流するようにした。

【０１２１】この結果、低周期で非同期整流すると、ス
イッチングロスによるトランジスタの発熱が少なくな
り、昇圧回路１００の発熱を抑制できる。又、モータ６
は高負荷状態では、ＰＷＭ駆動信号のキャリア周期を高
周期で両トランジスタを同期整流しているため、リップ
ル電圧が抑制され、操舵フィーリングの悪化を防止でき
る。

【０１２２】なお、第４実施形態を、下記のように変更
してもよい。 （Ａ） 第４実施形態のフローチャートのうち、Ｓ１
０、Ｓ２０を第２実施形態のＳ１０Ａ、Ｓ２０Ａにそれ
ぞれ変更すること。その結果、第２実施形態の上記
（１）の効果を奏する。

【０１２３】（Ｂ） 第４実施形態のフローチャートの
うち、Ｓ１０、Ｓ２０を第３実施形態のＳ１０Ｂ、Ｓ２
０Ｂにそれぞれ変更すること。その結果、第３実施形態
の上記（１）の効果を奏する。

【０１２４】なお、本発明の実施形態は以下のように変
更してもよい。 ○ 前記各実施形態では、操舵トルクτと、車速Ｖとを
使用した実施形態に代えて、操舵トルクτのみで、電動
機制御値を決定するようにしてもよい。

【０１２５】

【発明の効果】以上詳述したように、請求項１乃至請求
項５の発明は、ステアリングの切返し操舵による操舵フ
ィーリングの悪化を防止することができ、又、通常走行
上、最も多い直線走行では、非同期整流によるＰＷＭ駆
動にて行うため、昇圧回路の発熱を抑制できる効果を奏
する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施形態に具体化した電動パワー
ステアリング装置の概略図。

【図２】同じく電動パワーステアリング装置の制御ブロ
ックダイヤグラム。

【図３】同じくＣＰＵ２１の制御ブロック図。

【図４】同じく昇圧回路の電気回路図。

【図５】同じく昇圧時の制御装置の制御ブロックダイヤ
グラム。

【図６】（ａ）は同期整流方式の場合における両トラン
ジスタのＰＷＭ駆動信号の波形図、（ｂ）は、非同期整
流方式の場合における両トランジスタのＰＷＭ駆動信号
等の波形図。

【図７】第１実施形態のＣＰＵ２１が実行する制御プロ
グラムのフローチャート。

【図８】第２実施形態のＣＰＵ２１が実行する制御プロ
グラムのフローチャート。

【図９】第３実施形態のＣＰＵ２１が実行する制御プロ
グラムのフローチャート。

【図１０】第４実施形態のＣＰＵ２１が実行する制御プ
ログラムのフローチャート。

【図１１】従来の電動パワーステアリング装置の昇圧回
路の電気回路図。

【図１２】同じくトランジスタのＰＷＭ駆動信号の波形
図。

【符号の説明】

４…トルクセンサ（操舵トルク検出手段） ６…モータ（電動機） ２０…制御装置 ２１…ＣＰＵ（昇圧制御手段、負荷状態判定手段、及び
電動機回転数推定手段） ３５…モータ駆動装置（電動機駆動手段） １００…昇圧回路（昇圧手段） Ｂ…バッテリ（直流電源） Ｌ…コイル（昇圧用コイル） Ｃ２…コンデンサ（昇圧用コンデンサ） Ｑ１…第１トランジスタ（第１スイッチング素子） Ｑ２…第２トランジスタ（第２スイッチング素子）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3D032 DA15 DA23 DA65 DC01 DC31 DD10 EC24 GG01 3D033 CA03 CA13 CA16 CA20 5H576 AA15 BB05 CC02 DD02 DD07 EE01 EE10 EE11 GG02 GG04 HA03 HB02 JJ03 JJ22 JJ23 JJ24 KK06 LL07 LL22 LL38 LL41

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電動機制御値に基づいて電動機を駆動す
   る電動機駆動手段と、直流電源と前記電動機駆動手段間
   に設けられ、電源電圧を昇圧する昇圧手段と、ＰＷＭ駆
   動信号を生成出力する昇圧制御手段とを備え、前記昇圧
   手段は、直流電源の出力端子に接続された昇圧用コイル
   と、同昇圧用コイルの出力端子に対して共に接続された
   第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、前記
   第２スイッチング素子の出力端子に接続された昇圧用コ
   ンデンサとを備え、前記両スイッチング素子の内少なく
   とも前記第１スイッチング素子を前記ＰＷＭ駆動するこ
   とにより、前記直流電源から昇圧用コイルに供給される
   電流を制御し、前記昇圧用コンデンサに昇圧電圧を充電
   する電動パワーステアリング装置において、 電動機の負荷状態を判定する負荷状態判定手段を設け、 前記昇圧制御手段は、前記負荷状態判定手段の判定結果
   により電動機が高負荷のときは、前記両スイッチング素
   子を同期整流し、低負荷のときは、低負荷状態が所定時
   間継続したときに第１スイッチング素子のみをＰＷＭ制
   御して非同期整流することを特徴とする電動パワーステ
   アリング装置。
2. 【請求項２】 前記昇圧制御手段は、高負荷のときは、
   ＰＷＭ駆動信号のキャリア周期を高周期にして前記両ス
   イッチング素子を同期整流し、低負荷のときは、低負荷
   状態が所定時間継続したときに前記両スイッチング素子
   の内、第１スイッチング素子のみを、ＰＷＭ駆動信号の
   キャリア周期を低周期にして非同期整流することを特徴
   とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
3. 【請求項３】 操舵トルクを検出する操舵トルク検出手
   段を備え、 前記負荷状態判定手段は、前記操舵トルク検出手段が検
   出した操舵トルクが小のときは、電動機の負荷状態が低
   負荷であると判定し、操舵トルクが大のときは電動機の
   負荷状態が高負荷であると判定することを特徴とする請
   求項１及び請求項２に記載の電動パワーステアリング装
   置。
4. 【請求項４】 前記電動機の回転数を推定する電動機回
   転数推定手段を備え、 前記負荷状態判定手段は、前記電動機回転数推定手段が
   推定した回転数が小のときは、電動機の負荷状態が低負
   荷であると判定し、回転数が大のときは、電動機の負荷
   状態が高負荷であると判定することを特徴とする請求項
   １及び請求項２に記載の電動パワーステアリング装置。
5. 【請求項５】 前記負荷状態判定手段は、前記電動機制
   御値、又は、電動機に流れる実電流の検出値に基づいて
   電動機の負荷状態を判定することを特徴とする請求項１
   及び請求項２に記載の電動パワーステアリング装置。