JP2003152588A - マルチバンドアンテナスイッチ回路およびマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品並びにそれを用いた通信装置 - Google Patents
マルチバンドアンテナスイッチ回路およびマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品並びにそれを用いた通信装置Info
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 高調波発生量を抑制し、小型および低消費電
力のマルチバンドアンテナスイッチ回路および積層部品
を提供する。 【解決手段】 第１の送信端子と第２の受信端子と第１
の共通端子を有する第１のダイプレクサDip1と、第２の
送信端子と第１の受信端子と第２の共通端子を有する第
２のダイプレクサDip2と、第１の送受信端子と第２の送
受信端子とアンテナ端子を有し、前記第１の送受信端子
と前記第２の送受信端子とのいずれか一方が、前記アン
テナ端子に切り替え接続されるスイッチ回路SWとを有
し、前記第１の共通端子が前記第１の送受信端子に接続
され、前記第２の共通端子が前記第２の送受信端子に接
続され、前記アンテナ端子と前記スイッチ回路との間に
ノッチフィルタVNFを有するマルチバンドアンテナスイ
ッチ回路、またこの回路を構成するマルチバンドアンテ
ナスイッチ積層モジュール複合部品。
力のマルチバンドアンテナスイッチ回路および積層部品
を提供する。 【解決手段】 第１の送信端子と第２の受信端子と第１
の共通端子を有する第１のダイプレクサDip1と、第２の
送信端子と第１の受信端子と第２の共通端子を有する第
２のダイプレクサDip2と、第１の送受信端子と第２の送
受信端子とアンテナ端子を有し、前記第１の送受信端子
と前記第２の送受信端子とのいずれか一方が、前記アン
テナ端子に切り替え接続されるスイッチ回路SWとを有
し、前記第１の共通端子が前記第１の送受信端子に接続
され、前記第２の共通端子が前記第２の送受信端子に接
続され、前記アンテナ端子と前記スイッチ回路との間に
ノッチフィルタVNFを有するマルチバンドアンテナスイ
ッチ回路、またこの回路を構成するマルチバンドアンテ
ナスイッチ積層モジュール複合部品。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、マルチバンドアン
テナスイッチ回路およびマルチバンドアンテナスイッチ
積層モジュール複合部品及びこれらを用いた通信装置に
関し、特に２つ以上の異なる周波数の信号を１つのアン
テナを共用して送受信する無線通信システムに関する。
テナスイッチ回路およびマルチバンドアンテナスイッチ
積層モジュール複合部品及びこれらを用いた通信装置に
関し、特に２つ以上の異なる周波数の信号を１つのアン
テナを共用して送受信する無線通信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】携帯無線通信システムには、例えば主に
欧州で盛んなＥＧＳＭ（Ｅｘｔｅｎｄｅｄ Ｇｌｏｂａ
ｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕ
ｎｉｃａｔｉｏｎｓ）方式およびＤＣＳ（Ｄｉｇｉｔａ
ｌ Ｃｅｌｌｕｌａｒ Ｓｙｓｔｅｍ）方式、米国で盛
んなＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔ
ｉｏｎ Ｓｅｒｖｉｃｅ）方式、日本で採用されている
ＰＤＣ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｅｌｌ
ｕｌａｒ）方式などの様々なシステムがあるが、昨今の
携帯電話の急激な普及に伴い、特に先進国の主要な大都
市部においては各システムに割り当てられた周波数帯域
ではシステム利用者を賄いきれず、接続が困難であった
り、通話途中で接続が切断するなどの問題が生じてい
る。そこで、利用者が複数のシステムを利用できるよう
にして、実質的に利用可能な周波数の増加を図り、さら
にサービス区域の拡充や各システムの通信インフラを有
効活用することが提唱されている。
欧州で盛んなＥＧＳＭ（Ｅｘｔｅｎｄｅｄ Ｇｌｏｂａ
ｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕ
ｎｉｃａｔｉｏｎｓ）方式およびＤＣＳ（Ｄｉｇｉｔａ
ｌ Ｃｅｌｌｕｌａｒ Ｓｙｓｔｅｍ）方式、米国で盛
んなＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔ
ｉｏｎ Ｓｅｒｖｉｃｅ）方式、日本で採用されている
ＰＤＣ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｅｌｌ
ｕｌａｒ）方式などの様々なシステムがあるが、昨今の
携帯電話の急激な普及に伴い、特に先進国の主要な大都
市部においては各システムに割り当てられた周波数帯域
ではシステム利用者を賄いきれず、接続が困難であった
り、通話途中で接続が切断するなどの問題が生じてい
る。そこで、利用者が複数のシステムを利用できるよう
にして、実質的に利用可能な周波数の増加を図り、さら
にサービス区域の拡充や各システムの通信インフラを有
効活用することが提唱されている。
【０００３】前記利用者が複数のシステムを利用したい
場合には、各システムに対応した携帯通信機を必要な分
だけ持つか、あるいは複数のシステムで通信できる小型
軽量の携帯通信機を持つ必要がある。後者の場合、１台
の携帯通信機で複数のシステムを利用可能とするには、
システム毎の部品を用いて携帯通信機を構成すればよい
が、信号の送信系においては、例えば希望の送信周波数
の送信信号を通過させるフィルタ、送受信回路を切り換
える高周波スイッチや送受信信号を入放射するアンテ
ナ、また信号の受信系では、前記高周波スイッチを通過
した受信信号の希望の周波数を通過させるフィルタ等の
高周波回路部品が各システム毎に必要となる。このた
め、携帯通信機が高価になるとともに、体積および重量
ともに増加してしまい携帯用としては不適であった。そ
こで複数のシステムに対応した小型軽量の高周波回路部
品が必要になってきた。例えば、EGSMとDCSの２つのシ
ステムに対応した携帯通信機に用いられるデュアルバン
ド対応の高周波スイッチモジュールが特開平１１−２２
５０８８号公報および特開２００１−１８５９０２号公
報、米国特許公報第５８１５８０４号に開示されてい
る。
場合には、各システムに対応した携帯通信機を必要な分
だけ持つか、あるいは複数のシステムで通信できる小型
軽量の携帯通信機を持つ必要がある。後者の場合、１台
の携帯通信機で複数のシステムを利用可能とするには、
システム毎の部品を用いて携帯通信機を構成すればよい
が、信号の送信系においては、例えば希望の送信周波数
の送信信号を通過させるフィルタ、送受信回路を切り換
える高周波スイッチや送受信信号を入放射するアンテ
ナ、また信号の受信系では、前記高周波スイッチを通過
した受信信号の希望の周波数を通過させるフィルタ等の
高周波回路部品が各システム毎に必要となる。このた
め、携帯通信機が高価になるとともに、体積および重量
ともに増加してしまい携帯用としては不適であった。そ
こで複数のシステムに対応した小型軽量の高周波回路部
品が必要になってきた。例えば、EGSMとDCSの２つのシ
ステムに対応した携帯通信機に用いられるデュアルバン
ド対応の高周波スイッチモジュールが特開平１１−２２
５０８８号公報および特開２００１−１８５９０２号公
報、米国特許公報第５８１５８０４号に開示されてい
る。
【０００４】図１９に示した前者の特開平１１−２２５
０８８号公報での従来技術のスイッチ回路では、EGSM送
信端子（Tx）とEGSM受信端子（Rx）とを切り換えるスイ
ッチ回路SW1とDCS送信端子（Tx）とDCS受信端子（Rx）
とを切り換えるスイッチ回路SW2およびSW1とSW2に接続
されるダイプレクサDip（分波器）を有する。SW1とSW2
には図２０に示したPINダイオードスイッチを利用した
スイッチ回路が各々に利用される。したがって、EGSM、
DCS対応の高周波スイッチモジュールではPINダイオード
が合計４つ必要であり小型化の妨げになっていた。
０８８号公報での従来技術のスイッチ回路では、EGSM送
信端子（Tx）とEGSM受信端子（Rx）とを切り換えるスイ
ッチ回路SW1とDCS送信端子（Tx）とDCS受信端子（Rx）
とを切り換えるスイッチ回路SW2およびSW1とSW2に接続
されるダイプレクサDip（分波器）を有する。SW1とSW2
には図２０に示したPINダイオードスイッチを利用した
スイッチ回路が各々に利用される。したがって、EGSM、
DCS対応の高周波スイッチモジュールではPINダイオード
が合計４つ必要であり小型化の妨げになっていた。
【０００５】これに対し後者のうち特開２００１−１８
５９０２号では図２１に示すように、EGSM送信端子とDC
S送信端子とを分波する送信側のダイプレクサDip1と、E
GSM受信端子とDCS受信端子とを分波する受信側のダイプ
レクサDip2およびDip1とDip2に接続されるスイッチ回路
SWを有する。SWにはEGSM帯域〜DCS帯域の広い帯域をカ
バーするためにGaAsスイッチなどのFETスイッチ１個が
使用される。したがってPINダイオードスイッチを利用
したスイッチ回路と比較すると小型化が可能であり、さ
らに消費電力の低減も可能となった。
５９０２号では図２１に示すように、EGSM送信端子とDC
S送信端子とを分波する送信側のダイプレクサDip1と、E
GSM受信端子とDCS受信端子とを分波する受信側のダイプ
レクサDip2およびDip1とDip2に接続されるスイッチ回路
SWを有する。SWにはEGSM帯域〜DCS帯域の広い帯域をカ
バーするためにGaAsスイッチなどのFETスイッチ１個が
使用される。したがってPINダイオードスイッチを利用
したスイッチ回路と比較すると小型化が可能であり、さ
らに消費電力の低減も可能となった。
【０００６】他方、米国特許公報第５８１５８０４号で
は、EGSM受信端子とDCS送信端子とを分波するダイプレ
クサDip1と、EGSM送信端子とDCS受信端子とを分波する
ダイプレクサDip2と、Dip1とDip2に接続されるスイッチ
回路SWとを有し、このSWには上記例と同様にGaAsスイッ
チなどのFETスイッチ１個が使用されている。
は、EGSM受信端子とDCS送信端子とを分波するダイプレ
クサDip1と、EGSM送信端子とDCS受信端子とを分波する
ダイプレクサDip2と、Dip1とDip2に接続されるスイッチ
回路SWとを有し、このSWには上記例と同様にGaAsスイッ
チなどのFETスイッチ１個が使用されている。
【０００７】
【本発明が解決しようとする課題】図２１の特開２００
１−１８５９０２号の従来技術ではEGSM送信モードにお
いてスイッチ回路SWが送信側のダイプレクサDip1に接続
されているため、DCS送信端子から入力されるDCS帯域の
信号も通過させるという問題があった。EGSM送信モード
の場合はDCS側のパワーアンプは動作しないように設定
されているが、EGSM送信信号の２倍高調波による発振お
よびEGSM側のアンプとのクロストークのためにDCS側の
パワーアンプからも僅かに信号を発生する。この現象は
特にEGSMとDCSの２つのパワーアンプを１つのパッケー
ジにまとめたデュアルパワーアンプの場合に顕著であ
り、-15dBm程度の信号がDCS側のパワーアンプから出力
される場合がある。
１−１８５９０２号の従来技術ではEGSM送信モードにお
いてスイッチ回路SWが送信側のダイプレクサDip1に接続
されているため、DCS送信端子から入力されるDCS帯域の
信号も通過させるという問題があった。EGSM送信モード
の場合はDCS側のパワーアンプは動作しないように設定
されているが、EGSM送信信号の２倍高調波による発振お
よびEGSM側のアンプとのクロストークのためにDCS側の
パワーアンプからも僅かに信号を発生する。この現象は
特にEGSMとDCSの２つのパワーアンプを１つのパッケー
ジにまとめたデュアルパワーアンプの場合に顕著であ
り、-15dBm程度の信号がDCS側のパワーアンプから出力
される場合がある。
【０００８】つまり、EGSM送信モードにおいてEGSM送信
帯域の2倍の周波数に相当する1.8GHz帯の信号がDCS送信
端子に入力され、さらにダイプレクサDip1およびスイッ
チSWは1.8GHz帯域の信号をそのまま通過させてしまうた
め、EGSM送信の２倍高調波歪みがアンテナから放射され
問題となる。このアンテナから放射される２倍高調波発
生量は-36dBm以下が望ましく、図２１の従来技術では回
避できない問題点であった。
帯域の2倍の周波数に相当する1.8GHz帯の信号がDCS送信
端子に入力され、さらにダイプレクサDip1およびスイッ
チSWは1.8GHz帯域の信号をそのまま通過させてしまうた
め、EGSM送信の２倍高調波歪みがアンテナから放射され
問題となる。このアンテナから放射される２倍高調波発
生量は-36dBm以下が望ましく、図２１の従来技術では回
避できない問題点であった。
【０００９】また、特開２００１−１８５９０２号と米
国特許第５８１５８０４号と共にスイッチ回路にGaAsス
イッチを用いている。GaAsスイッチはPINダイオードを
使用した回路と比較すると高調波歪みが発生しやすいと
いう問題もある。特にEGSM送信では最大+36dBmの電力が
GaAsスイッチに投入される場合があり、２倍高調波発生
量を-36dBm以下に抑制するにはGaAsスイッチ自体で発生
するEGSM送信信号の２倍高調波発生量を-72dBc以下にす
る必要がある。しかしながら、このような高調波発生量
の少ないGaAsスイッチを入手することは現状困難であ
る。なぜならGaAsスイッチの高調波発生量を低減するに
は電源電圧を増加することにより容易に実現可能である
が、携帯電話に用いる部品として電源電圧の増加はバッ
テリーの電源電圧の増加に相当するため採用できないた
めである。
国特許第５８１５８０４号と共にスイッチ回路にGaAsス
イッチを用いている。GaAsスイッチはPINダイオードを
使用した回路と比較すると高調波歪みが発生しやすいと
いう問題もある。特にEGSM送信では最大+36dBmの電力が
GaAsスイッチに投入される場合があり、２倍高調波発生
量を-36dBm以下に抑制するにはGaAsスイッチ自体で発生
するEGSM送信信号の２倍高調波発生量を-72dBc以下にす
る必要がある。しかしながら、このような高調波発生量
の少ないGaAsスイッチを入手することは現状困難であ
る。なぜならGaAsスイッチの高調波発生量を低減するに
は電源電圧を増加することにより容易に実現可能である
が、携帯電話に用いる部品として電源電圧の増加はバッ
テリーの電源電圧の増加に相当するため採用できないた
めである。
【００１０】さらに、ダイプレクサを用いずに複数の周
波数の送受信信号をGaAsスイッチにより直接切り換える
回路の場合には、静電気破壊に対して弱いという問題が
ある。よって、アンテナとGaAsスイッチの間に静電サー
ジ対策用の回路を取り入れる必要がある。例えば従来の
静電サージ対策としては、特開２００１−４４８８３号
公報および特開２００１−１８６０４７号公報などで開
示されている。しかしながら、これらはPINダイオード
を用いた回路用のものであり、これらの静電サージ対策
回路はアンテナトップに使用するには相応しくなかっ
た。
波数の送受信信号をGaAsスイッチにより直接切り換える
回路の場合には、静電気破壊に対して弱いという問題が
ある。よって、アンテナとGaAsスイッチの間に静電サー
ジ対策用の回路を取り入れる必要がある。例えば従来の
静電サージ対策としては、特開２００１−４４８８３号
公報および特開２００１−１８６０４７号公報などで開
示されている。しかしながら、これらはPINダイオード
を用いた回路用のものであり、これらの静電サージ対策
回路はアンテナトップに使用するには相応しくなかっ
た。
【００１１】本発明では以上のような問題に鑑み、小
型、低消費電力および高調波発生量を抑制した、また静
電気破壊に対して強いマルチバンドアンテナスイッチ回
路およびマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール
複合部品並びにこれらを用いた通信装置を提供すること
を目的とする。
型、低消費電力および高調波発生量を抑制した、また静
電気破壊に対して強いマルチバンドアンテナスイッチ回
路およびマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール
複合部品並びにこれらを用いた通信装置を提供すること
を目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は従来のPINダイ
オードを使用したスイッチ回路の問題点であった小型
化、低消費電力化などを解決するために、GaAsスイッチ
などのFETスイッチ１つとダイプレクサ２つを用いた基
本構成を有するマルチバンドアンテナスイッチ回路であ
り、GaAsスイッチなどのFETスイッチを使用した場合に
懸念される高調波発生量を抑制するために、スイッチ回
路とアンテナとの間に送信信号の２倍又は３倍の周波数
を減衰させるフィルタを、例えばノッチフィルタを挿入
したことを要旨とするものである。また、本発明はGaAs
スイッチなどのFETスイッチ１つとダイプレクサ２つを
用いた基本構成を有するマルチバンドアンテナスイッチ
回路であり、GaAsスイッチなどのFETスイッチを使用し
た場合に問題となる静電気破壊を防止するために、スイ
ッチ回路とアンテナとの間に静電気放電によるサージ電
圧をグランドへ吸収させるフィルタを、例えばハイパス
フィルタを挿入したことを要旨とするものである。
オードを使用したスイッチ回路の問題点であった小型
化、低消費電力化などを解決するために、GaAsスイッチ
などのFETスイッチ１つとダイプレクサ２つを用いた基
本構成を有するマルチバンドアンテナスイッチ回路であ
り、GaAsスイッチなどのFETスイッチを使用した場合に
懸念される高調波発生量を抑制するために、スイッチ回
路とアンテナとの間に送信信号の２倍又は３倍の周波数
を減衰させるフィルタを、例えばノッチフィルタを挿入
したことを要旨とするものである。また、本発明はGaAs
スイッチなどのFETスイッチ１つとダイプレクサ２つを
用いた基本構成を有するマルチバンドアンテナスイッチ
回路であり、GaAsスイッチなどのFETスイッチを使用し
た場合に問題となる静電気破壊を防止するために、スイ
ッチ回路とアンテナとの間に静電気放電によるサージ電
圧をグランドへ吸収させるフィルタを、例えばハイパス
フィルタを挿入したことを要旨とするものである。
【００１３】即ち、本発明は、第１の送信端子と第２の
受信端子と第１の共通端子を有する第１のダイプレクサ
と、第２の送信端子と第１の受信端子と第２の共通端子
を有する第２のダイプレクサと、第１の送受信端子と第
２の送受信端子とアンテナ端子を有し、前記第１の送受
信端子と前記第２の送受信端子とのいずれか一方が、前
記アンテナ端子に切り替え接続されるスイッチ回路とを
有し、前記第１の共通端子が前記第１の送受信端子に接
続され、前記第２の共通端子が前記第２の送受信端子に
接続され、前記スイッチ回路とアンテナとの間に、前記
第１の送信端子又は前記第２の送信端子に入力される送
信信号の２倍又は３倍の周波数を減衰させるフィルタを
設けたマルチバンドアンテナスイッチ回路である。
受信端子と第１の共通端子を有する第１のダイプレクサ
と、第２の送信端子と第１の受信端子と第２の共通端子
を有する第２のダイプレクサと、第１の送受信端子と第
２の送受信端子とアンテナ端子を有し、前記第１の送受
信端子と前記第２の送受信端子とのいずれか一方が、前
記アンテナ端子に切り替え接続されるスイッチ回路とを
有し、前記第１の共通端子が前記第１の送受信端子に接
続され、前記第２の共通端子が前記第２の送受信端子に
接続され、前記スイッチ回路とアンテナとの間に、前記
第１の送信端子又は前記第２の送信端子に入力される送
信信号の２倍又は３倍の周波数を減衰させるフィルタを
設けたマルチバンドアンテナスイッチ回路である。
【００１４】また本発明は、第１の送信端子と第２の受
信端子と第１の共通端子を有する第１のダイプレクサ
と、第２の送信端子と第１の受信端子と第２の共通端子
を有する第２のダイプレクサと、第１の送受信端子と第
２の送受信端子とアンテナ端子を有し、前記第１の送受
信端子と前記第２の送受信端子とのいずれか一方が、前
記アンテナ端子に切り替え接続されるスイッチ回路とを
有し、前記第１の共通端子が前記第１の送受信端子に接
続され、前記第２の共通端子が前記第２の送受信端子に
接続され、前記スイッチ回路とアンテナとの間にノッチ
フィルタを設けたマルチバンドアンテナスイッチ回路で
ある。
信端子と第１の共通端子を有する第１のダイプレクサ
と、第２の送信端子と第１の受信端子と第２の共通端子
を有する第２のダイプレクサと、第１の送受信端子と第
２の送受信端子とアンテナ端子を有し、前記第１の送受
信端子と前記第２の送受信端子とのいずれか一方が、前
記アンテナ端子に切り替え接続されるスイッチ回路とを
有し、前記第１の共通端子が前記第１の送受信端子に接
続され、前記第２の共通端子が前記第２の送受信端子に
接続され、前記スイッチ回路とアンテナとの間にノッチ
フィルタを設けたマルチバンドアンテナスイッチ回路で
ある。
【００１５】上記発明において、以下の構成を採ること
は望ましいことである。前記ノッチフィルタがインダク
タ、ダイオード、容量、抵抗、および電源端子を有し、
前記電源端子に印加する電圧により共振周波数を可変と
すること。前記ノッチフィルタに前記ダイオードに逆電
圧を印加するための逆電圧端子を設けること。前記第１
の送信端子に第１のローパスフィルタを、第２の送信端
子に第２のローパスフィルタとを有すること。前記スイ
ッチ回路はGaAs半導体から構成すること。入力端子およ
び出力端子を有し、前記入力端子とグランドとの間に接
続された第１のインダクタ、前記入力端子と前記出力端
子との間に接続された第１の容量、前記出力端子に接続
された第２のインダクタ、およびこの第２のインダクタ
とグランドに接続された第２の容量とからなるハイパス
フィルタを、少なくとも前記ノッチフィルタとアンテナ
との間に設けること。前記ハイパスフィルタの第２のイ
ンダクタと前記出力端子との間に第３のインダクタおよ
び第３の容量からなる並列共振回路を挿入すること。
は望ましいことである。前記ノッチフィルタがインダク
タ、ダイオード、容量、抵抗、および電源端子を有し、
前記電源端子に印加する電圧により共振周波数を可変と
すること。前記ノッチフィルタに前記ダイオードに逆電
圧を印加するための逆電圧端子を設けること。前記第１
の送信端子に第１のローパスフィルタを、第２の送信端
子に第２のローパスフィルタとを有すること。前記スイ
ッチ回路はGaAs半導体から構成すること。入力端子およ
び出力端子を有し、前記入力端子とグランドとの間に接
続された第１のインダクタ、前記入力端子と前記出力端
子との間に接続された第１の容量、前記出力端子に接続
された第２のインダクタ、およびこの第２のインダクタ
とグランドに接続された第２の容量とからなるハイパス
フィルタを、少なくとも前記ノッチフィルタとアンテナ
との間に設けること。前記ハイパスフィルタの第２のイ
ンダクタと前記出力端子との間に第３のインダクタおよ
び第３の容量からなる並列共振回路を挿入すること。
【００１６】本発明は、第１の送信端子と第２の受信端
子と第１の共通端子を有する第１のダイプレクサと、第
２の送信端子と第１の受信端子と第２の共通端子を有す
る第２のダイプレクサと、第１の送受信端子と第２の送
受信端子とアンテナ端子を有し、前記第１の送受信端子
と前記第２の送受信端子とのいずれか一方が、前記アン
テナ端子に切り替え接続されるスイッチ回路とを有し、
前記第１の共通端子が前記第１の送受信端子に接続さ
れ、前記第２の共通端子が前記第２の送受信端子に接続
され、前記スイッチ回路とアンテナとの間に、静電気放
電によるサージ電圧をグランドへ吸収させるフィルタを
有するマルチバンドアンテナスイッチ回路である。
子と第１の共通端子を有する第１のダイプレクサと、第
２の送信端子と第１の受信端子と第２の共通端子を有す
る第２のダイプレクサと、第１の送受信端子と第２の送
受信端子とアンテナ端子を有し、前記第１の送受信端子
と前記第２の送受信端子とのいずれか一方が、前記アン
テナ端子に切り替え接続されるスイッチ回路とを有し、
前記第１の共通端子が前記第１の送受信端子に接続さ
れ、前記第２の共通端子が前記第２の送受信端子に接続
され、前記スイッチ回路とアンテナとの間に、静電気放
電によるサージ電圧をグランドへ吸収させるフィルタを
有するマルチバンドアンテナスイッチ回路である。
【００１７】また本発明は、第１の送信端子と第２の受
信端子と第１の共通端子を有する第１のダイプレクサ
と、第２の送信端子と第１の受信端子と第２の共通端子
を有する第２のダイプレクサと、第１の送受信端子と第
２の送受信端子とアンテナ端子を有し、前記第１の送受
信端子と前記第２の送受信端子とのいずれか一方が、前
記アンテナ端子に切り替え接続されるスイッチ回路とを
有し、前記第１の共通端子が前記第１の送受信端子に接
続され、前記第２の共通端子が前記第２の送受信端子に
接続され、前記スイッチ回路とアンテナとの間に、前記
アンテナに接続される入力端子および前記スイッチ回路
に接続される出力端子を有し、前記入力端子とグランド
との間に接続された第１のインダクタ、前記入力端子と
前記出力端子との間に接続された第１の容量、前記出力
端子に接続された第２のインダクタ、およびこの第２の
インダクタとグランドに接続された第２の容量とからな
るハイパスフィルタを有するマルチバンドアンテナスイ
ッチ回路である。ここで、前記ハイパスフィルタの第２
のインダクタと前記出力端子との間に第３のインダクタ
および第３の容量からなる並列共振回路を挿入しても良
い。
信端子と第１の共通端子を有する第１のダイプレクサ
と、第２の送信端子と第１の受信端子と第２の共通端子
を有する第２のダイプレクサと、第１の送受信端子と第
２の送受信端子とアンテナ端子を有し、前記第１の送受
信端子と前記第２の送受信端子とのいずれか一方が、前
記アンテナ端子に切り替え接続されるスイッチ回路とを
有し、前記第１の共通端子が前記第１の送受信端子に接
続され、前記第２の共通端子が前記第２の送受信端子に
接続され、前記スイッチ回路とアンテナとの間に、前記
アンテナに接続される入力端子および前記スイッチ回路
に接続される出力端子を有し、前記入力端子とグランド
との間に接続された第１のインダクタ、前記入力端子と
前記出力端子との間に接続された第１の容量、前記出力
端子に接続された第２のインダクタ、およびこの第２の
インダクタとグランドに接続された第２の容量とからな
るハイパスフィルタを有するマルチバンドアンテナスイ
ッチ回路である。ここで、前記ハイパスフィルタの第２
のインダクタと前記出力端子との間に第３のインダクタ
および第３の容量からなる並列共振回路を挿入しても良
い。
【００１８】本発明は、上記したマルチバンドアンテナ
スイッチ回路を構成する伝送線路および容量の一部を積
層基板に内蔵し、前記マルチバンドアンテナスイッチ回
路の一部を構成するスイッチ素子、抵抗、容量およびイ
ンダクタなどのチップ部品を積層基板上に搭載したマル
チバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品であ
る。
スイッチ回路を構成する伝送線路および容量の一部を積
層基板に内蔵し、前記マルチバンドアンテナスイッチ回
路の一部を構成するスイッチ素子、抵抗、容量およびイ
ンダクタなどのチップ部品を積層基板上に搭載したマル
チバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品であ
る。
【００１９】さらに本発明は、上記したマルチバンドア
ンテナスイッチ回路、又はマルチバンドアンテナスイッ
チ積層モジュール複合部品を用いた通信装置である。
ンテナスイッチ回路、又はマルチバンドアンテナスイッ
チ積層モジュール複合部品を用いた通信装置である。
【００２０】
【発明の実施の形態】本発明のマルチバンドアンテナス
イッチ回路は以上のような構成としたので、第１のダイ
プレクサは周波数帯域の異なる信号を第１の送信端子お
よび第２の受信端子へ分波し、第２のダイプレクサは周
波数の異なる帯域の信号を第２の送信端子および第１の
受信端子へ分波する。さらにスイッチ回路はアンテナ端
子と前記第１のダイプレクサとの間、あるいはアンテナ
端子と前記第２のダイプレクサとの間の接続を切り換え
る。従って、第１の送信端子とアンテナ端子が接続され
ている場合は、第２の送信端子は前記スイッチ回路によ
り遮断されているため、従来技術で問題であったOFF状
態でのパワーアンプから出力される高調波歪みをアンテ
ナ端子へ通過させることがない。同様に第２の送信端子
とアンテナ端子が接続されている場合は、第１の送信端
子は前記スイッチ回路により遮断されているため、従来
技術で問題であったOFF状態のパワーアンプから出力さ
れる高調波歪みをアンテナ端子へ通過させることがな
い。
イッチ回路は以上のような構成としたので、第１のダイ
プレクサは周波数帯域の異なる信号を第１の送信端子お
よび第２の受信端子へ分波し、第２のダイプレクサは周
波数の異なる帯域の信号を第２の送信端子および第１の
受信端子へ分波する。さらにスイッチ回路はアンテナ端
子と前記第１のダイプレクサとの間、あるいはアンテナ
端子と前記第２のダイプレクサとの間の接続を切り換え
る。従って、第１の送信端子とアンテナ端子が接続され
ている場合は、第２の送信端子は前記スイッチ回路によ
り遮断されているため、従来技術で問題であったOFF状
態でのパワーアンプから出力される高調波歪みをアンテ
ナ端子へ通過させることがない。同様に第２の送信端子
とアンテナ端子が接続されている場合は、第１の送信端
子は前記スイッチ回路により遮断されているため、従来
技術で問題であったOFF状態のパワーアンプから出力さ
れる高調波歪みをアンテナ端子へ通過させることがな
い。
【００２１】また、本発明において第１の送信端子に接
続される第１のローパスフィルタは、前記第１の送信端
子に入力されるパワーアンプから出力された送信信号に
対して、基本周波数の信号のみを通過させ、高次高調波
歪みを低減する。同様に第２の送信端子に接続される第
２のローパスフィルタは、前記第２の送信端子に入力さ
れるパワーアンプから出力された送信信号に対して、基
本周波数の信号のみを通過させ、高次高調波歪みを低減
する。そして、スイッチ回路とアンテナとの間に接続さ
れたローパスフィルタであるとかノッチフィルタは、送
信信号の２倍もしくは３倍の周波数に減衰極をもつよう
に調整されている。したがってこれらのフィルタを接続
することにより、前記スイッチ回路で発生する２次ある
いは３次高調波歪みをも効果的に低減することができ
る。
続される第１のローパスフィルタは、前記第１の送信端
子に入力されるパワーアンプから出力された送信信号に
対して、基本周波数の信号のみを通過させ、高次高調波
歪みを低減する。同様に第２の送信端子に接続される第
２のローパスフィルタは、前記第２の送信端子に入力さ
れるパワーアンプから出力された送信信号に対して、基
本周波数の信号のみを通過させ、高次高調波歪みを低減
する。そして、スイッチ回路とアンテナとの間に接続さ
れたローパスフィルタであるとかノッチフィルタは、送
信信号の２倍もしくは３倍の周波数に減衰極をもつよう
に調整されている。したがってこれらのフィルタを接続
することにより、前記スイッチ回路で発生する２次ある
いは３次高調波歪みをも効果的に低減することができ
る。
【００２２】また、本発明のノッチフィルタは、インダ
クタ、ダイオードスイッチ、容量、抵抗、および電源端
子により構成され、前記電源端子に印加する電圧により
ノッチフィルタの共振周波数を変化させることが可能と
なる。したがって、ノッチフィルタの減衰極を第１の送
信端子がアンテナ端子に接続される場合には、第１の送
信信号の２倍あるいは３倍高調波の周波数に設定し、第
２の送信端子がアンテナ端子に接続される場合には、第
２の送信信号の２倍あるいは３倍高調波の周波数に設定
することにより、両方の帯域の高調波発生量を同時に低
減可能となる。また、前記ノッチフィルタを構成するダ
イオードスイッチに電圧が印加されていない状態ではノ
ッチフィルタ自体が高調波歪みを発生する。これを回避
するためには前記ダイオードスイッチに逆電圧を印加す
るための逆電圧端子を設けることが有効である。
クタ、ダイオードスイッチ、容量、抵抗、および電源端
子により構成され、前記電源端子に印加する電圧により
ノッチフィルタの共振周波数を変化させることが可能と
なる。したがって、ノッチフィルタの減衰極を第１の送
信端子がアンテナ端子に接続される場合には、第１の送
信信号の２倍あるいは３倍高調波の周波数に設定し、第
２の送信端子がアンテナ端子に接続される場合には、第
２の送信信号の２倍あるいは３倍高調波の周波数に設定
することにより、両方の帯域の高調波発生量を同時に低
減可能となる。また、前記ノッチフィルタを構成するダ
イオードスイッチに電圧が印加されていない状態ではノ
ッチフィルタ自体が高調波歪みを発生する。これを回避
するためには前記ダイオードスイッチに逆電圧を印加す
るための逆電圧端子を設けることが有効である。
【００２３】本発明に使用されるスイッチ回路には前記
ダイプレクサに入出力される低周波数および高周波数の
信号を低損失で通過させる必要があるため、通過帯域の
広いGaAs FETスイッチなどが用いられる。しかし、Ｇａ
Ａｓ ＦＥＴスイッチはPINダイオードなどと比較する
と静電気破壊に対して弱いというデメリットがある。こ
れに対しては、スイッチ回路とアンテナとの間に静電サ
ージ電圧をグランドへ吸収させるフィルタを設けること
により解消できる。より具体的なハイパスフィルタによ
れば第１のインダクタと第１の容量により静電気放電に
よるサージ電圧をグランド側へ逃がし、第２のインダク
タとグランドに接続された第２の容量からなる直列共振
回路により共振周波数帯での静電サージを効果的にグラ
ンドへ吸収すると共に900MHz帯域〜1.8GHz帯域までの広
帯域での整合を取ることが出来る。
ダイプレクサに入出力される低周波数および高周波数の
信号を低損失で通過させる必要があるため、通過帯域の
広いGaAs FETスイッチなどが用いられる。しかし、Ｇａ
Ａｓ ＦＥＴスイッチはPINダイオードなどと比較する
と静電気破壊に対して弱いというデメリットがある。こ
れに対しては、スイッチ回路とアンテナとの間に静電サ
ージ電圧をグランドへ吸収させるフィルタを設けること
により解消できる。より具体的なハイパスフィルタによ
れば第１のインダクタと第１の容量により静電気放電に
よるサージ電圧をグランド側へ逃がし、第２のインダク
タとグランドに接続された第２の容量からなる直列共振
回路により共振周波数帯での静電サージを効果的にグラ
ンドへ吸収すると共に900MHz帯域〜1.8GHz帯域までの広
帯域での整合を取ることが出来る。
【００２４】また、マルチバンドアンテナスイッチ回路
を構成するダイプレクサとスイッチ回路の伝送線路およ
び容量の一部を積層基板に内蔵し一体化するため、ダイ
プレクサとスイッチ回路との配線も積層基板の表面又は
内部に形成され、配線による損失を低減し、また両者間
の整合調整が容易となる。一方、マルチバンドアンテナ
スイッチ回路の一部を構成するスイッチ素子、抵抗、容
量およびインダクタなどのチップ部品は積層基板上に搭
載することにより、小型で安価なマルチバンドアンテナ
スイッチ積層モジュール複合部品が得られる。また、こ
れらのマルチバンドアンテナスイッチ回路、又はマルチ
バンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品を用い
た通信装置は装置の小型化と低消費電力仕様となる。以
上のことより、本発明のアンテナスイッチ回路およびマ
ルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品並
びに通信装置は、パワーアンプでの高調波発生量および
スイッチ回路での高調波発生量の抑制、GaAs FETスイッ
チの静電破壊の保護、小型化、低コスト化、低消費電力
化を図ることができる。
を構成するダイプレクサとスイッチ回路の伝送線路およ
び容量の一部を積層基板に内蔵し一体化するため、ダイ
プレクサとスイッチ回路との配線も積層基板の表面又は
内部に形成され、配線による損失を低減し、また両者間
の整合調整が容易となる。一方、マルチバンドアンテナ
スイッチ回路の一部を構成するスイッチ素子、抵抗、容
量およびインダクタなどのチップ部品は積層基板上に搭
載することにより、小型で安価なマルチバンドアンテナ
スイッチ積層モジュール複合部品が得られる。また、こ
れらのマルチバンドアンテナスイッチ回路、又はマルチ
バンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品を用い
た通信装置は装置の小型化と低消費電力仕様となる。以
上のことより、本発明のアンテナスイッチ回路およびマ
ルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品並
びに通信装置は、パワーアンプでの高調波発生量および
スイッチ回路での高調波発生量の抑制、GaAs FETスイッ
チの静電破壊の保護、小型化、低コスト化、低消費電力
化を図ることができる。
【００２５】以下、本発明に係るマルチバンドアンテナ
スイッチ回路、およびマルチバンドアンテナスイッチ積
層モジュール複合部品並びに通信装置の実施形態につい
て図面を参照して説明する。まず、図２は本発明に係わ
るマルチバンドアンテナスイッチ回路の一例である、EG
SM、DCS対応のアンテナスイッチ回路のブロック図を示
す。第１のダイプレクサDip1はEGSM送信信号（880MHz〜
915MHz）とDCS受信信号（1805MHz〜1880MHz）を分波合
成する。第２のダイプレクサDip2はEGSM受信信号（925M
Hz〜960MHz）とDCS送信信号（1710MHz〜1785MHz）を分
波合成する。スイッチ回路SWはDip1およびDip2に接続さ
れ、アンテナ端子ANTとDip1との間、あるいはANT端子と
Dip2の間の接続を切り換える。この場合、スイッチ回路
はEGSMおよびDCS帯域の信号を低損失で通過させる必要
があり、通過帯域の広いSPDT(Single Pole Dual Throw)
と呼ばれるＧａＡｓ ＦＥＴスイッチなどが用いられ
る。従って、ANT端子とDip1が接続し、EGSM送信端子とA
NT端子が接続されている場合は、DCS送信端子はSWによ
り遮断される。EGSM送信モードの場合はDCS側のパワー
アンプは動作しないように設定されているが、EGSM送信
信号の２倍高調波による発振およびEGSM側のアンプとの
クロストークのためにDCS側のパワーアンプからも僅か
に信号を発生する。つまり、EGSM側のパワーアンプで発
生したEGSM送信信号の２倍高調波（1760MHz〜1830MHz）
が、EGSMとDCSのパワーアンプ間のクロストークによりD
CS送信端子から入力され、Dip2を通過する。しかしSWに
よりANT端子とDip2の間が遮断されるためANT端子側には
通過できないことになる。これに対し、図２１の従来技
術ではEGSM送信モードにおいてDCS送信端子とANT端子間
が接続されているため、EGSM送信信号の２倍高調波はAN
T端子へ通過してしまい問題であった。以上のことより
本発明の回路構成により、まずはEGSM送信モードにおけ
るEGSM送信信号の２倍高調波発生量を低減可能となる。
スイッチ回路、およびマルチバンドアンテナスイッチ積
層モジュール複合部品並びに通信装置の実施形態につい
て図面を参照して説明する。まず、図２は本発明に係わ
るマルチバンドアンテナスイッチ回路の一例である、EG
SM、DCS対応のアンテナスイッチ回路のブロック図を示
す。第１のダイプレクサDip1はEGSM送信信号（880MHz〜
915MHz）とDCS受信信号（1805MHz〜1880MHz）を分波合
成する。第２のダイプレクサDip2はEGSM受信信号（925M
Hz〜960MHz）とDCS送信信号（1710MHz〜1785MHz）を分
波合成する。スイッチ回路SWはDip1およびDip2に接続さ
れ、アンテナ端子ANTとDip1との間、あるいはANT端子と
Dip2の間の接続を切り換える。この場合、スイッチ回路
はEGSMおよびDCS帯域の信号を低損失で通過させる必要
があり、通過帯域の広いSPDT(Single Pole Dual Throw)
と呼ばれるＧａＡｓ ＦＥＴスイッチなどが用いられ
る。従って、ANT端子とDip1が接続し、EGSM送信端子とA
NT端子が接続されている場合は、DCS送信端子はSWによ
り遮断される。EGSM送信モードの場合はDCS側のパワー
アンプは動作しないように設定されているが、EGSM送信
信号の２倍高調波による発振およびEGSM側のアンプとの
クロストークのためにDCS側のパワーアンプからも僅か
に信号を発生する。つまり、EGSM側のパワーアンプで発
生したEGSM送信信号の２倍高調波（1760MHz〜1830MHz）
が、EGSMとDCSのパワーアンプ間のクロストークによりD
CS送信端子から入力され、Dip2を通過する。しかしSWに
よりANT端子とDip2の間が遮断されるためANT端子側には
通過できないことになる。これに対し、図２１の従来技
術ではEGSM送信モードにおいてDCS送信端子とANT端子間
が接続されているため、EGSM送信信号の２倍高調波はAN
T端子へ通過してしまい問題であった。以上のことより
本発明の回路構成により、まずはEGSM送信モードにおけ
るEGSM送信信号の２倍高調波発生量を低減可能となる。
【００２６】（実施例１）図１は本発明のマルチバンド
アンテナスイッチ回路の一実施例である、EGSM、DCS対
応のアンテナスイッチ回路のブロック図を示す。この実
施例では上記実施例の回路に加えて、Dip1とEGSM送信端
子の間にローパスフィルタLPF1、Dip2とDCS送信端子の
間にローパスフィルタLPF2、ANTとSWとの間に可変ノッ
チフィルタVNFがそれぞれ挿入されている。LPF1はEGSM
送信信号に含まれる高次高調波歪みを抑制するため、EG
SM送信信号のみを通過し、EGSM送信信号の２倍以上の周
波数を減衰するような特性のフィルタが用いられる。同
様にLPF2はDCS送信信号に含まれる高次高調波歪みを抑
制するため、DCS送信信号のみを通過し、DCS送信信号の
２倍以上の周波数を減衰するような特性のフィルタが用
いられる。したがってパワーアンプで発生される高調波
歪みがLPF1、LPF2により低減されるため、アンテナから
放射される高調波発生量を低減可能である。さらに、可
変ノッチフィルタVNFは前記GaAs FETスイッチで発生す
る高調波発生量を低減するために、EGSM送信モードにお
いてはEGSM送信信号の２倍あるいは３倍の周波数に減衰
極をもつようなノッチフィルタであり、DCS送信モード
においてはDCS送信信号の２倍あるいは３倍の周波数に
減衰極をもつような特性のノッチフィルタが望ましく、
本実施例ではEGSM、DCS各モードにおいて上記のように
共振周波数が変化する可変ノッチフィルタを採用した。
したがってGaAs FETスイッチで発生する高調波歪みをVN
Fにより低減可能である。尚、本発明では実施例のよう
な可変ノッチフィルタVNFに限るものではなく、通常の
ノッチフィルタNFを用いても良いことは言うまでもな
い。さらに言えばノッチフィルタに限るものでもなく、
要は各種送信信号の２倍又は３倍の周波数を減衰させる
フィルタであれば良い。
アンテナスイッチ回路の一実施例である、EGSM、DCS対
応のアンテナスイッチ回路のブロック図を示す。この実
施例では上記実施例の回路に加えて、Dip1とEGSM送信端
子の間にローパスフィルタLPF1、Dip2とDCS送信端子の
間にローパスフィルタLPF2、ANTとSWとの間に可変ノッ
チフィルタVNFがそれぞれ挿入されている。LPF1はEGSM
送信信号に含まれる高次高調波歪みを抑制するため、EG
SM送信信号のみを通過し、EGSM送信信号の２倍以上の周
波数を減衰するような特性のフィルタが用いられる。同
様にLPF2はDCS送信信号に含まれる高次高調波歪みを抑
制するため、DCS送信信号のみを通過し、DCS送信信号の
２倍以上の周波数を減衰するような特性のフィルタが用
いられる。したがってパワーアンプで発生される高調波
歪みがLPF1、LPF2により低減されるため、アンテナから
放射される高調波発生量を低減可能である。さらに、可
変ノッチフィルタVNFは前記GaAs FETスイッチで発生す
る高調波発生量を低減するために、EGSM送信モードにお
いてはEGSM送信信号の２倍あるいは３倍の周波数に減衰
極をもつようなノッチフィルタであり、DCS送信モード
においてはDCS送信信号の２倍あるいは３倍の周波数に
減衰極をもつような特性のノッチフィルタが望ましく、
本実施例ではEGSM、DCS各モードにおいて上記のように
共振周波数が変化する可変ノッチフィルタを採用した。
したがってGaAs FETスイッチで発生する高調波歪みをVN
Fにより低減可能である。尚、本発明では実施例のよう
な可変ノッチフィルタVNFに限るものではなく、通常の
ノッチフィルタNFを用いても良いことは言うまでもな
い。さらに言えばノッチフィルタに限るものでもなく、
要は各種送信信号の２倍又は３倍の周波数を減衰させる
フィルタであれば良い。
【００２７】図８に本実施例の具体的な等価回路の一例
を示した。ダイプレクサDip1は伝送線路またはインダク
タL7〜L9および容量C8〜C11により構成される。L8とC8
は直列共振回路を形成し、DCS受信帯域に共振周波数を
持つように設計することが望ましい。本実施例では1.8G
Hzに減衰極をあわせた。L9とC10は直列共振回路を形成
し、EGSM送信帯域に共振周波数を持つように設計するこ
とが望ましい。本実施例では0.9GHzに減衰極をあわせ
た。この回路により、EGSM送信信号とDCS受信信号を分
波合成することが可能となる。ダイプレクサDip2は伝送
線路またはインダクタL4〜L6および容量C4〜C7により構
成される。L5とC4は直列共振回路を形成し、DCS送信帯
域に共振周波数を持つように設計することが望ましい。
本実施例では1.8GHzに減衰極をあわせた。L6とC6は直列
共振回路を形成し、EGSM受信帯域に共振周波数を持つよ
うに設計することが望ましい。本実施例では0.9GHzに減
衰極をあわせた。この回路により、DCS送信信号とEGSM
受信信号を分波合成することが可能となる。
を示した。ダイプレクサDip1は伝送線路またはインダク
タL7〜L9および容量C8〜C11により構成される。L8とC8
は直列共振回路を形成し、DCS受信帯域に共振周波数を
持つように設計することが望ましい。本実施例では1.8G
Hzに減衰極をあわせた。L9とC10は直列共振回路を形成
し、EGSM送信帯域に共振周波数を持つように設計するこ
とが望ましい。本実施例では0.9GHzに減衰極をあわせ
た。この回路により、EGSM送信信号とDCS受信信号を分
波合成することが可能となる。ダイプレクサDip2は伝送
線路またはインダクタL4〜L6および容量C4〜C7により構
成される。L5とC4は直列共振回路を形成し、DCS送信帯
域に共振周波数を持つように設計することが望ましい。
本実施例では1.8GHzに減衰極をあわせた。L6とC6は直列
共振回路を形成し、EGSM受信帯域に共振周波数を持つよ
うに設計することが望ましい。本実施例では0.9GHzに減
衰極をあわせた。この回路により、DCS送信信号とEGSM
受信信号を分波合成することが可能となる。
【００２８】ローパスフィルタLPF1は、伝送線路または
インダクタL11および容量C15〜C17により構成される。
このときL11とC15は並列共振回路を形成し、その共振周
波数はEGSM送信周波数の２倍あるいは３倍に設定するの
が望ましい。本実施例では３倍の2.7GHzに設定した。こ
の回路によりパワーアンプで発生するEGSM送信の３倍高
調波発生量の低減が可能となる。ローパスフィルタLPF2
は、伝送線路またはインダクタL10および容量C12〜C14
により構成される。このときL10とC12は並列共振回路を
形成し、その共振周波数はDCS送信周波数の２倍あるい
は３倍に設定するのが望ましい。本実施例では２倍の3.
6GHzに設定した。この回路によりパワーアンプで発生す
るDCS送信の２倍高調波発生量の低減が可能となる。
インダクタL11および容量C15〜C17により構成される。
このときL11とC15は並列共振回路を形成し、その共振周
波数はEGSM送信周波数の２倍あるいは３倍に設定するの
が望ましい。本実施例では３倍の2.7GHzに設定した。こ
の回路によりパワーアンプで発生するEGSM送信の３倍高
調波発生量の低減が可能となる。ローパスフィルタLPF2
は、伝送線路またはインダクタL10および容量C12〜C14
により構成される。このときL10とC12は並列共振回路を
形成し、その共振周波数はDCS送信周波数の２倍あるい
は３倍に設定するのが望ましい。本実施例では２倍の3.
6GHzに設定した。この回路によりパワーアンプで発生す
るDCS送信の２倍高調波発生量の低減が可能となる。
【００２９】可変ノッチフィルタVNFは、伝送線路また
はインダクタL1、チョークコイルL2、容量C1〜C3、ダイ
オードスイッチDおよび抵抗Rにより構成される。L1、D
およびC3は直列共振回路を形成し、その共振周波数はダ
イオードDのON/OFF状態により変化する。通常ダイオー
ドはON状態ではショートに近く、OFF状態では0.1〜1.0p
Fの容量値をもつ。このため、ON状態ではL1とC3の直列
共振回路、OFF状態ではL1とC3およびダイオードの容量
値との直列共振回路を形成する。本実施例で使用したVN
Fの特性を図６に示す。ダイオードがON状態ではEGSM送
信信号の３倍の周波数（約2.7GHz）に減衰極をもち、ダ
イオードがOFF状態ではDCS送信信号の２倍の周波数（約
3.6GHz）に減衰極をもつ特性が得られる。なお、ダイオ
ードがONの場合の共振周波数、およびOFFの場合の共振
周波数は、L1およびC3の組み合わせにより任意に調整可
能である。ダイオードDがON状態となるためにはダイオ
ードに約0.7V以上の電圧を印加して直流電流を流す必要
があり、チョークコイルL2はこの直流電流を流すために
必要である。また、L2はEGSMおよびDCS帯域の信号に対
し、インピーダンスが大きくなるように20nH〜100nHが
望ましい。本実施例では27nHを使用した。また、抵抗R
はダイオードDに流れる電流値を制限する。本実施例で
は1kΩを使用した。
はインダクタL1、チョークコイルL2、容量C1〜C3、ダイ
オードスイッチDおよび抵抗Rにより構成される。L1、D
およびC3は直列共振回路を形成し、その共振周波数はダ
イオードDのON/OFF状態により変化する。通常ダイオー
ドはON状態ではショートに近く、OFF状態では0.1〜1.0p
Fの容量値をもつ。このため、ON状態ではL1とC3の直列
共振回路、OFF状態ではL1とC3およびダイオードの容量
値との直列共振回路を形成する。本実施例で使用したVN
Fの特性を図６に示す。ダイオードがON状態ではEGSM送
信信号の３倍の周波数（約2.7GHz）に減衰極をもち、ダ
イオードがOFF状態ではDCS送信信号の２倍の周波数（約
3.6GHz）に減衰極をもつ特性が得られる。なお、ダイオ
ードがONの場合の共振周波数、およびOFFの場合の共振
周波数は、L1およびC3の組み合わせにより任意に調整可
能である。ダイオードDがON状態となるためにはダイオ
ードに約0.7V以上の電圧を印加して直流電流を流す必要
があり、チョークコイルL2はこの直流電流を流すために
必要である。また、L2はEGSMおよびDCS帯域の信号に対
し、インピーダンスが大きくなるように20nH〜100nHが
望ましい。本実施例では27nHを使用した。また、抵抗R
はダイオードDに流れる電流値を制限する。本実施例で
は1kΩを使用した。
【００３０】尚、チョークコイルL2はアンテナ直下で、
かつグランドに接続されているため、外部から静電サー
ジが加わった場合でもL2によりサージがグランドへ逃げ
やすくなる。このため、SW回路およびそれ以降に接続さ
れるSAWフィルタ、パワーアンプ、ローノイズアンプな
どの静電破壊に対して弱い部品の保護という機能も兼ね
備えたアンテナスイッチ回路となっている。また、ある
いは下記する図１８（ａ）（ｂ）のようなインダクター
を挿入した回路を設けることによっても静電気放電によ
るサージ電圧をグランドへ吸収させるフィルタの作用を
なし、GaAsスイッチを用いたアンテナスイッチ回路にお
いては有効である。しかしながら、（ｂ）ではインダク
タおよび容量を多数必要とするため、小型化、低コスト
化の妨げになり、挿入損失の劣化の原因にもなってい
た。（ａ）では分波器の一部にインダクタを追加したも
のであり、GaAsスイッチを静電サージから保護するため
にはグランドに落ちるインダクタを５nH以下に設定する
必要があるが、アンテナトップに５nH以下のインダクタ
を接続した場合900MHz帯域〜1.8GHz帯域までの広帯域で
の整合を取ることが困難になる。これらの不具合を解消
するためには後述するハイパスフィルタ回路を用いるこ
とがより望ましい。
かつグランドに接続されているため、外部から静電サー
ジが加わった場合でもL2によりサージがグランドへ逃げ
やすくなる。このため、SW回路およびそれ以降に接続さ
れるSAWフィルタ、パワーアンプ、ローノイズアンプな
どの静電破壊に対して弱い部品の保護という機能も兼ね
備えたアンテナスイッチ回路となっている。また、ある
いは下記する図１８（ａ）（ｂ）のようなインダクター
を挿入した回路を設けることによっても静電気放電によ
るサージ電圧をグランドへ吸収させるフィルタの作用を
なし、GaAsスイッチを用いたアンテナスイッチ回路にお
いては有効である。しかしながら、（ｂ）ではインダク
タおよび容量を多数必要とするため、小型化、低コスト
化の妨げになり、挿入損失の劣化の原因にもなってい
た。（ａ）では分波器の一部にインダクタを追加したも
のであり、GaAsスイッチを静電サージから保護するため
にはグランドに落ちるインダクタを５nH以下に設定する
必要があるが、アンテナトップに５nH以下のインダクタ
を接続した場合900MHz帯域〜1.8GHz帯域までの広帯域で
の整合を取ることが困難になる。これらの不具合を解消
するためには後述するハイパスフィルタ回路を用いるこ
とがより望ましい。
【００３１】スイッチ回路SWは、Dip1、Dip2、およびVN
Fに接続され、VC1がHighの場合はVNF〜Dip1間が接続さ
れ、VNF〜Dip2間は遮断される。逆にVC2がHighの場合は
VNF〜Dip2間が接続され、VNF〜Dip1間は遮断される。C
1、C2、C18、C19はスイッチ回路SWの切り換え、ダイオ
ードDのON/OFFのために必要なDCカットコンデンサであ
る。
Fに接続され、VC1がHighの場合はVNF〜Dip1間が接続さ
れ、VNF〜Dip2間は遮断される。逆にVC2がHighの場合は
VNF〜Dip2間が接続され、VNF〜Dip1間は遮断される。C
1、C2、C18、C19はスイッチ回路SWの切り換え、ダイオ
ードDのON/OFFのために必要なDCカットコンデンサであ
る。
【００３２】表１に本実施例の動作モードと電源電圧の
関係を示した。表１の電源電圧レベルのHighは+1V〜＋5
V、Lowは-0.5V〜＋0.5Vが望ましい。EGSM送信モードに
おいてはVC1、VC3がHighでVC2がLowになり、SWはANTとD
ip1との間を接続し、ANTとDip2はオープンになる。ま
た、ノッチフィルタVNFの共振周波数はダイオードDがON
状態になるため、EGSM送信信号の３倍の周波数約2.7GHz
になる。DCS送信モードにおいてはVC2がHighでVC1、VC3
がLowになり、SWはANTとDip2との間を接続し、ANTとDip
1はオープンになる。また、ノッチフィルタVNFの共振周
波数はダイオードDがOFF状態になるため、DCS送信信号
の２倍の周波数約3.6GHzになる。EGSM受信モードにおい
てはVC2がONでVC1、VC3がLowになり、SWはANTとDip2と
の間を接続し、ANTとDip1はオープンになる。また、ノ
ッチフィルタVNFの共振周波数はダイオードDがOFF状態
になるため、約3.6GHzになる。DCS受信モードにおいて
はVC1がONでVC2、VC3がLowになり、SWはANTとDip1との
間を接続し、ANTとDip2はオープンになる。また、ノッ
チフィルタVNFの共振周波数はダイオードDがOFF状態に
なるため、約3.6GHzになる。
関係を示した。表１の電源電圧レベルのHighは+1V〜＋5
V、Lowは-0.5V〜＋0.5Vが望ましい。EGSM送信モードに
おいてはVC1、VC3がHighでVC2がLowになり、SWはANTとD
ip1との間を接続し、ANTとDip2はオープンになる。ま
た、ノッチフィルタVNFの共振周波数はダイオードDがON
状態になるため、EGSM送信信号の３倍の周波数約2.7GHz
になる。DCS送信モードにおいてはVC2がHighでVC1、VC3
がLowになり、SWはANTとDip2との間を接続し、ANTとDip
1はオープンになる。また、ノッチフィルタVNFの共振周
波数はダイオードDがOFF状態になるため、DCS送信信号
の２倍の周波数約3.6GHzになる。EGSM受信モードにおい
てはVC2がONでVC1、VC3がLowになり、SWはANTとDip2と
の間を接続し、ANTとDip1はオープンになる。また、ノ
ッチフィルタVNFの共振周波数はダイオードDがOFF状態
になるため、約3.6GHzになる。DCS受信モードにおいて
はVC1がONでVC2、VC3がLowになり、SWはANTとDip1との
間を接続し、ANTとDip2はオープンになる。また、ノッ
チフィルタVNFの共振周波数はダイオードDがOFF状態に
なるため、約3.6GHzになる。
【００３３】
【表１】
【００３４】次に、本実施例による高調波抑制効果につ
いて測定した結果を表２に示す。測定は図２のようにノ
ッチフィルタがない場合と図１の実施例のようにノッチ
フィルタ等を設けた本発明の場合について、２倍、３倍
高調波（2f、3f）の減衰量（dB）の特性値を測定した。
この結果から明らかなように本発明によって20dB以上の
抑制効果が確認できた。以上の実施例により、本発明の
アンテナスイッチ回路によれば、パワーアンプでの高調
波発生量の抑制、スイッチ回路での高調波発生量の抑
制、および静電破壊の保護などが可能であることが明ら
かである。
いて測定した結果を表２に示す。測定は図２のようにノ
ッチフィルタがない場合と図１の実施例のようにノッチ
フィルタ等を設けた本発明の場合について、２倍、３倍
高調波（2f、3f）の減衰量（dB）の特性値を測定した。
この結果から明らかなように本発明によって20dB以上の
抑制効果が確認できた。以上の実施例により、本発明の
アンテナスイッチ回路によれば、パワーアンプでの高調
波発生量の抑制、スイッチ回路での高調波発生量の抑
制、および静電破壊の保護などが可能であることが明ら
かである。
【００３５】
【表２】
【００３６】（実施例２）次に、図１０に本発明の他の
実施例である、EGSM、DCS対応のアンテナスイッチ回路
の等価回路図を示す。この実施例では実施例１の図８に
示した可変ノッチフィルタVNFを変更したものである。
本実施例のVNFは伝送線路またはインダクタL1、チョー
クコイルL2、L3、容量C1〜C3、ダイオードスイッチDお
よび抵抗Rにより構成される。L1、DおよびC3は直列共振
回路を形成し、実施例１と同様にその共振周波数はダイ
オードDのON/OFF状態により変化する。本実施例に示し
たVNFはダイオードDに逆電圧が印加可能であることが特
徴である。
実施例である、EGSM、DCS対応のアンテナスイッチ回路
の等価回路図を示す。この実施例では実施例１の図８に
示した可変ノッチフィルタVNFを変更したものである。
本実施例のVNFは伝送線路またはインダクタL1、チョー
クコイルL2、L3、容量C1〜C3、ダイオードスイッチDお
よび抵抗Rにより構成される。L1、DおよびC3は直列共振
回路を形成し、実施例１と同様にその共振周波数はダイ
オードDのON/OFF状態により変化する。本実施例に示し
たVNFはダイオードDに逆電圧が印加可能であることが特
徴である。
【００３７】一般的にダイオードなどの非線形デバイス
に高電力の高周波信号を投入すると、高調波歪みが発生
することが知られている。特にPINダイオードの場合はO
FF状態の時が顕著である。この理由は図９に示すダイオ
ードのV-I特性からも明らかであり、ON状態ではコント
ロール電源の電圧Vcにより比較的線形性の良い動作点で
ダイオードが駆動しているため、高周波信号による電圧
変動に対しても線形的な応答をするため高調波発生量は
少ない。これに対し、OFF状態ではV=0付近が動作点とな
り、高周波信号による電圧変動に対しても非線形的な応
答をする。このため高調波発生量が大きくなる。本実施
例の動作モードと電源電圧の関係は表１と同様である。
実施例１との違いは、DCS送信モードにおいて、VC2がHi
gh、VC3がLowとなり、ダイオードDに逆電圧が印加でき
ることである。ダイオードに逆電圧を印加した場合、図
９に示すように高周波信号による電圧変動に対しても線
形的な応答をするためノッチフィルタでの高調波発生量
が低減できる。DCS送信モードにおいてはVC2がHighでVC
1、VC3がLowになり、SWはANTとDip2との間を接続し、AN
TとDip1はオープンになる。また、ノッチフィルタVNFの
共振周波数はダイオードDがOFF状態になるが逆電圧がか
かっている。チョークコイルL3はEGSMおよびDCS帯域の
信号に対し、インピーダンスが大きくなるように20nH〜
100nHが望ましい。本実施例では27nHを使用した。ま
た、抵抗RはダイオードDに流れる電流値を制限する。本
実施例では1kΩを使用した。さらにインダクタL2をANT
直下に接続することにより静電破壊保護機能も実現可能
となっている。以上の実施例により、実施例１の問題点
であるダイオードDのOFF状態での高調波発生量を低減可
能なマルチバンドアンテナスイッチ回路が得られる。
に高電力の高周波信号を投入すると、高調波歪みが発生
することが知られている。特にPINダイオードの場合はO
FF状態の時が顕著である。この理由は図９に示すダイオ
ードのV-I特性からも明らかであり、ON状態ではコント
ロール電源の電圧Vcにより比較的線形性の良い動作点で
ダイオードが駆動しているため、高周波信号による電圧
変動に対しても線形的な応答をするため高調波発生量は
少ない。これに対し、OFF状態ではV=0付近が動作点とな
り、高周波信号による電圧変動に対しても非線形的な応
答をする。このため高調波発生量が大きくなる。本実施
例の動作モードと電源電圧の関係は表１と同様である。
実施例１との違いは、DCS送信モードにおいて、VC2がHi
gh、VC3がLowとなり、ダイオードDに逆電圧が印加でき
ることである。ダイオードに逆電圧を印加した場合、図
９に示すように高周波信号による電圧変動に対しても線
形的な応答をするためノッチフィルタでの高調波発生量
が低減できる。DCS送信モードにおいてはVC2がHighでVC
1、VC3がLowになり、SWはANTとDip2との間を接続し、AN
TとDip1はオープンになる。また、ノッチフィルタVNFの
共振周波数はダイオードDがOFF状態になるが逆電圧がか
かっている。チョークコイルL3はEGSMおよびDCS帯域の
信号に対し、インピーダンスが大きくなるように20nH〜
100nHが望ましい。本実施例では27nHを使用した。ま
た、抵抗RはダイオードDに流れる電流値を制限する。本
実施例では1kΩを使用した。さらにインダクタL2をANT
直下に接続することにより静電破壊保護機能も実現可能
となっている。以上の実施例により、実施例１の問題点
であるダイオードDのOFF状態での高調波発生量を低減可
能なマルチバンドアンテナスイッチ回路が得られる。
【００３８】（実施例３）図３に本発明の他の実施例で
ある、EGSM、DCS、PCS対応のトリプルバンドアンテナス
イッチ回路のブロック図を示す。この実施例は実施例１
のスイッチ回路にPCS受信端子を加えたものである。
尚、本発明はGaAsスイッチ等のFETスイッチ１つとダイ
プレクサ２つを用いた基本構成を備えたアンテナスイッ
チ回路に関しており、この基本構成を備えている限り、
他に複数の送受信系システムが加わろうとも本発明のマ
ルチバンドアンテナスイッチ回路であると言える。以下
の実施例についても同様である。さて、本実施例ではこ
のスイッチとしてSP3T（Single Pole 3 Throw）とよば
れるＧａＡｓ ＦＥＴスイッチを使用した。さらにDCS
送信端子とPCS送信端子を共通にすることにより、回路
の簡略化が可能となる。この場合、DCS送信（1710MHz〜
1785MHz）とPCS送信（1850MHz〜1910MHz）とが比較的近
い周波数にあるため、パワーアンプも共通化可能であ
る。他詳細な説明は上記実施例と同様であるので省略す
るが、本実施例によればEGSM、DCS、PCS対応のトリプル
バンドアンテナスイッチ回路が得られる。
ある、EGSM、DCS、PCS対応のトリプルバンドアンテナス
イッチ回路のブロック図を示す。この実施例は実施例１
のスイッチ回路にPCS受信端子を加えたものである。
尚、本発明はGaAsスイッチ等のFETスイッチ１つとダイ
プレクサ２つを用いた基本構成を備えたアンテナスイッ
チ回路に関しており、この基本構成を備えている限り、
他に複数の送受信系システムが加わろうとも本発明のマ
ルチバンドアンテナスイッチ回路であると言える。以下
の実施例についても同様である。さて、本実施例ではこ
のスイッチとしてSP3T（Single Pole 3 Throw）とよば
れるＧａＡｓ ＦＥＴスイッチを使用した。さらにDCS
送信端子とPCS送信端子を共通にすることにより、回路
の簡略化が可能となる。この場合、DCS送信（1710MHz〜
1785MHz）とPCS送信（1850MHz〜1910MHz）とが比較的近
い周波数にあるため、パワーアンプも共通化可能であ
る。他詳細な説明は上記実施例と同様であるので省略す
るが、本実施例によればEGSM、DCS、PCS対応のトリプル
バンドアンテナスイッチ回路が得られる。
【００３９】（実施例４）図４に本発明の他の実施例で
ある、EGSM、DAMPS、DCS、PCS対応のクワッドバンドア
ンテナスイッチ回路のブロック図を示す。この実施例で
は実施例４のスイッチ回路にダイプレクサDip3を接続
し、DAMPS受信端子を追加した回路になっている。さら
にEGSM送信端子とDAMPS送信端子を共通にすることによ
り、回路の簡略化が可能となる。この場合、EGSM送信
（880MHz〜915MHz）とDAMPS送信（824MHz〜849MHz）と
が比較的近い周波数にあるため、パワーアンプも共通化
可能である。以上本実施例によればEGSM、DAMPS、DCS、
PCS対応のクワッドバンドアンテナスイッチ回路が得ら
れる。
ある、EGSM、DAMPS、DCS、PCS対応のクワッドバンドア
ンテナスイッチ回路のブロック図を示す。この実施例で
は実施例４のスイッチ回路にダイプレクサDip3を接続
し、DAMPS受信端子を追加した回路になっている。さら
にEGSM送信端子とDAMPS送信端子を共通にすることによ
り、回路の簡略化が可能となる。この場合、EGSM送信
（880MHz〜915MHz）とDAMPS送信（824MHz〜849MHz）と
が比較的近い周波数にあるため、パワーアンプも共通化
可能である。以上本実施例によればEGSM、DAMPS、DCS、
PCS対応のクワッドバンドアンテナスイッチ回路が得ら
れる。
【００４０】（実施例５）図１２に本発明の他の実施例
である、EGSM、DCS、PCS、W-CDMA対応のクワッドバンド
アンテナスイッチ回路のブロック図を示す。本例のスイ
ッチとしてSP4T（Single Pole 4 Throw）とよばれるＧ
ａＡｓ ＦＥＴスイッチを使用した。さらにW-CDMA送受
信端子の後段にデュプレクサDupを接続した回路となっ
ている。この場合、デュプレクサDupはW-CDMA帯域（192
0MHz〜2170MHz）の送受信信号を分波合成し、W-CDMAの
送信と受信を切り換えることができ、TDMA系とCDMA系の
異なるシステムにも対応できる。以上本実施例によれば
EGSM、DCS、PCS、W-CDMA対応のクワッドバンドアンテナ
スイッチ回路が得られる。
である、EGSM、DCS、PCS、W-CDMA対応のクワッドバンド
アンテナスイッチ回路のブロック図を示す。本例のスイ
ッチとしてSP4T（Single Pole 4 Throw）とよばれるＧ
ａＡｓ ＦＥＴスイッチを使用した。さらにW-CDMA送受
信端子の後段にデュプレクサDupを接続した回路となっ
ている。この場合、デュプレクサDupはW-CDMA帯域（192
0MHz〜2170MHz）の送受信信号を分波合成し、W-CDMAの
送信と受信を切り換えることができ、TDMA系とCDMA系の
異なるシステムにも対応できる。以上本実施例によれば
EGSM、DCS、PCS、W-CDMA対応のクワッドバンドアンテナ
スイッチ回路が得られる。
【００４１】（実施例６）一般的にGaAsスイッチはダイ
オードスイッチと比較すると高価であり、さらに実施例
３、実施例４で使用したSP3T型、実施例５で使用したSP
4T型のGaAsスイッチは実施例１、２で使用したSPDT型の
GaAsスイッチより更に高価となり携帯電話端末に使用す
る部品としては不向きである。その点の一つの改良とし
て図５に本発明の他の実施例である、EGSM、DAMPS、DC
S、PCS対応のクワッドバンドアンテナスイッチ回路のブ
ロック図を示す。本実施例では実施例１の回路に加え
て、Dip1に位相分波器PS2、Dip2に位相分波器PS1を接続
した回路になっている。この実施例で使用するGaAsスイ
ッチはSPDTであるため、SP3T、SP4Tを使用した場合と比
較すると低コストの部品が実現可能となる。図１１に本
実施例の具体的な等価回路を示す。Dip1、Dip2、SW、LP
F1、LPF2およびVNFは実施例１で説明したものと同じで
あるのでここでの説明は省略する。
オードスイッチと比較すると高価であり、さらに実施例
３、実施例４で使用したSP3T型、実施例５で使用したSP
4T型のGaAsスイッチは実施例１、２で使用したSPDT型の
GaAsスイッチより更に高価となり携帯電話端末に使用す
る部品としては不向きである。その点の一つの改良とし
て図５に本発明の他の実施例である、EGSM、DAMPS、DC
S、PCS対応のクワッドバンドアンテナスイッチ回路のブ
ロック図を示す。本実施例では実施例１の回路に加え
て、Dip1に位相分波器PS2、Dip2に位相分波器PS1を接続
した回路になっている。この実施例で使用するGaAsスイ
ッチはSPDTであるため、SP3T、SP4Tを使用した場合と比
較すると低コストの部品が実現可能となる。図１１に本
実施例の具体的な等価回路を示す。Dip1、Dip2、SW、LP
F1、LPF2およびVNFは実施例１で説明したものと同じで
あるのでここでの説明は省略する。
【００４２】位相分波器PS1は伝送線路L12、L13、DAMPS
受信用のSAWフィルタSAW1、およびEGSM受信用のSAWフィ
ルタSAW2より構成される。伝送線路L13はDAMPS受信周波
数（869MHz〜894MHz）で共振するように伝送線路の長さ
が調節されたλ/４共振器である。伝送線路L12はEGSM受
信周波数（925MHz〜960MHz）で共振するように伝送線路
の長さが調節されたλ/４共振器である。λ/4共振器は
終端条件によりインピーダンスが大きく変化する特性を
持ち、50Ω終端の場合は50Ω、ショート終端の場合はオ
ープン、オープン終端の場合にはショートのインピーダ
ンスを持つ。一方SAWフィルタの特性は、通過帯域では5
0Ω、通過帯域近傍の周波数ではショートに近いインピ
ーダンスを持つ。したがって、DAMPS受信帯域において
は、ダイプレクサDip2から見たEGSM受信端子のインピー
ダンスはオープン、DAMPS受信端子のインピーダンスは5
0Ωになり、DAMPS受信信号はDAMPS受信端子側へ分波さ
れる。逆にEGSM受信帯域においては、ダイプレクサDip2
から見たDAMPS受信端子のインピーダンスはオープン、E
GSM受信端子のインピーダンスは50Ωになり、EGSM受信
信号はEGSM受信端子側へ分波される。以上の動作でPS1
はDAMPS受信信号とEGSM受信信号とを分波できる。
受信用のSAWフィルタSAW1、およびEGSM受信用のSAWフィ
ルタSAW2より構成される。伝送線路L13はDAMPS受信周波
数（869MHz〜894MHz）で共振するように伝送線路の長さ
が調節されたλ/４共振器である。伝送線路L12はEGSM受
信周波数（925MHz〜960MHz）で共振するように伝送線路
の長さが調節されたλ/４共振器である。λ/4共振器は
終端条件によりインピーダンスが大きく変化する特性を
持ち、50Ω終端の場合は50Ω、ショート終端の場合はオ
ープン、オープン終端の場合にはショートのインピーダ
ンスを持つ。一方SAWフィルタの特性は、通過帯域では5
0Ω、通過帯域近傍の周波数ではショートに近いインピ
ーダンスを持つ。したがって、DAMPS受信帯域において
は、ダイプレクサDip2から見たEGSM受信端子のインピー
ダンスはオープン、DAMPS受信端子のインピーダンスは5
0Ωになり、DAMPS受信信号はDAMPS受信端子側へ分波さ
れる。逆にEGSM受信帯域においては、ダイプレクサDip2
から見たDAMPS受信端子のインピーダンスはオープン、E
GSM受信端子のインピーダンスは50Ωになり、EGSM受信
信号はEGSM受信端子側へ分波される。以上の動作でPS1
はDAMPS受信信号とEGSM受信信号とを分波できる。
【００４３】位相分波器PS2は伝送線路L14、L15、DCS受
信用のSAWフィルタSAW3、およびPCS受信用のSAWフィル
タSAW4より構成される。伝送線路L15はDCS受信周波数
（1805MHz〜1880MHz）で共振するように伝送線路の長さ
が調節されたλ/４共振器である。伝送線路L14はPCS受
信周波数（1930MHz〜1990MHz）で共振するように伝送線
路の長さが調節されたλ/４共振器である。λ/4共振器
は終端条件によりインピーダンスが大きく変化する特性
を持ち、50Ω終端の場合は50Ω、ショート終端の場合は
オープン、オープン終端の場合にはショートのインピー
ダンスを持つ。一方SAWフィルタの特性は、通過帯域で
は50Ω、通過帯域近傍の周波数ではショートに近いイン
ピーダンスを持つ。したがって、DCS受信帯域において
は、ダイプレクサDip1から見たPCS受信端子のインピー
ダンスはオープン、DCS受信端子のインピーダンスは50
Ωになり、DCS受信信号はDCS受信端子側へ分波される。
逆にPCS受信帯域においては、ダイプレクサDip1から見
たDCS受信端子のインピーダンスはオープン、PCS受信端
子のインピーダンスは50Ωになり、PCS受信信号はPCS受
信端子側へ分波される。以上の動作でPS2はDCS受信信号
とPCS受信信号とを分波できる。
信用のSAWフィルタSAW3、およびPCS受信用のSAWフィル
タSAW4より構成される。伝送線路L15はDCS受信周波数
（1805MHz〜1880MHz）で共振するように伝送線路の長さ
が調節されたλ/４共振器である。伝送線路L14はPCS受
信周波数（1930MHz〜1990MHz）で共振するように伝送線
路の長さが調節されたλ/４共振器である。λ/4共振器
は終端条件によりインピーダンスが大きく変化する特性
を持ち、50Ω終端の場合は50Ω、ショート終端の場合は
オープン、オープン終端の場合にはショートのインピー
ダンスを持つ。一方SAWフィルタの特性は、通過帯域で
は50Ω、通過帯域近傍の周波数ではショートに近いイン
ピーダンスを持つ。したがって、DCS受信帯域において
は、ダイプレクサDip1から見たPCS受信端子のインピー
ダンスはオープン、DCS受信端子のインピーダンスは50
Ωになり、DCS受信信号はDCS受信端子側へ分波される。
逆にPCS受信帯域においては、ダイプレクサDip1から見
たDCS受信端子のインピーダンスはオープン、PCS受信端
子のインピーダンスは50Ωになり、PCS受信信号はPCS受
信端子側へ分波される。以上の動作でPS2はDCS受信信号
とPCS受信信号とを分波できる。
【００４４】さらに、EGSM送信端子とDAMPS送信端子を
共通にすることにより、回路の簡略化が可能となる。こ
の場合、EGSM送信（880MHz〜915MHz）とDAMPS送信（824
MHz〜849MHz）とが比較的近い周波数にあるため、パワ
ーアンプも共通化可能である。同様にDCS送信端子とPCS
送信端子を共通にすることにより、回路の簡略化が可能
となる。この場合、DCS送信（1710MHz〜1785MHz）とPCS
送信（1850MHz〜1910MHz）とが比較的近い周波数にある
ため、パワーアンプも共通化可能である。以上の実施例
によれば、SPDTのGaAsスイッチ１個を使用するだけでEG
SM、DAMPS、DCS、PCS対応のクアッドバンドアンテナス
イッチ回路が得られ、小型化、低コスト化が図れる。
共通にすることにより、回路の簡略化が可能となる。こ
の場合、EGSM送信（880MHz〜915MHz）とDAMPS送信（824
MHz〜849MHz）とが比較的近い周波数にあるため、パワ
ーアンプも共通化可能である。同様にDCS送信端子とPCS
送信端子を共通にすることにより、回路の簡略化が可能
となる。この場合、DCS送信（1710MHz〜1785MHz）とPCS
送信（1850MHz〜1910MHz）とが比較的近い周波数にある
ため、パワーアンプも共通化可能である。以上の実施例
によれば、SPDTのGaAsスイッチ１個を使用するだけでEG
SM、DAMPS、DCS、PCS対応のクアッドバンドアンテナス
イッチ回路が得られ、小型化、低コスト化が図れる。
【００４５】次に、静電サージ対策用のハイパスフィル
タについて説明する。図１３はその一実施例を示す等価
回路図である。図１３においてインダクタL1は入力端子
P1とグランドとの間に接続され、容量C1は入力端子P1と
出力端子P2との間に挿入され、インダクタL2と容量C2か
らなる直列共振回路は出力端子P2とグランドとの間に接
続されている。この場合、L1とC1の値を適宜選択するこ
とによって静電サージはグランドへ逃がし、高周波信号
は低損失で伝達するようなハイパスフィルタが構成され
る。ここでL1は50nH以下、C1は10pF以下が望ましい。ま
た、L2およびC2からなる直列共振回路は、その共振周波
数が100MHz〜500MHzの間に設定されるようにL、Cの値を
設定する。この場合C2は10pF以上、L2は50nH以下が望ま
しい。これにより静電破壊で問題となる前記共振周波数
帯での静電サージをグランドへ吸収することができ、静
電サージ対策をより効率的に行うことが出来る。
タについて説明する。図１３はその一実施例を示す等価
回路図である。図１３においてインダクタL1は入力端子
P1とグランドとの間に接続され、容量C1は入力端子P1と
出力端子P2との間に挿入され、インダクタL2と容量C2か
らなる直列共振回路は出力端子P2とグランドとの間に接
続されている。この場合、L1とC1の値を適宜選択するこ
とによって静電サージはグランドへ逃がし、高周波信号
は低損失で伝達するようなハイパスフィルタが構成され
る。ここでL1は50nH以下、C1は10pF以下が望ましい。ま
た、L2およびC2からなる直列共振回路は、その共振周波
数が100MHz〜500MHzの間に設定されるようにL、Cの値を
設定する。この場合C2は10pF以上、L2は50nH以下が望ま
しい。これにより静電破壊で問題となる前記共振周波数
帯での静電サージをグランドへ吸収することができ、静
電サージ対策をより効率的に行うことが出来る。
【００４６】図１４は静電サージ対策用ハイパスフィル
タ回路の他の実施例である。図１４においてインダクタ
L1、L2、容量C1、C2の役割は図１３に示したものと同じ
であるが、容量C1と出力端子P2の間に容量C3およびイン
ダクタL3から構成される並列共振回路が挿入されている
点が異なる。この並列共振回路は送信信号のN倍の周波
数に減衰極を持つように設定することにより、アンテナ
から発信する高調波ノイズ信号を除去する働きをする。
また、C3、L3の値を調整することにより静電サージ回路
全体の整合が調整可能となり、より効果的である。
タ回路の他の実施例である。図１４においてインダクタ
L1、L2、容量C1、C2の役割は図１３に示したものと同じ
であるが、容量C1と出力端子P2の間に容量C3およびイン
ダクタL3から構成される並列共振回路が挿入されている
点が異なる。この並列共振回路は送信信号のN倍の周波
数に減衰極を持つように設定することにより、アンテナ
から発信する高調波ノイズ信号を除去する働きをする。
また、C3、L3の値を調整することにより静電サージ回路
全体の整合が調整可能となり、より効果的である。
【００４７】実際の携帯端末で起こりうる静電サージに
よる破壊は、人体が帯電した状態で携帯端末のアンテナ
に接触した場合が想定される。この状況を実験的に再現
する方法としてHuman Body Modelが一般的に用いられ
る。このモデルより人体からのサージ波形はDC〜300MHz
までの周波数成分が支配的であることが知られている。
そこで、本発明の図１３の静電サージ対策回路と図１８
（ａ）（ｂ）で示す回路についてDC〜2GHzまでの減衰特
性を測定した。図１６に減衰特性を、図１７に反射特性
をそれぞれ示す。特性比較として、通過させる信号は図
中△印で示す900MHz帯域、1800MHz帯域を想定し、図１
７に示すようにそれぞれの帯域での反射特性V.S.W.Rが
1.5以下となるように設定した。図１６の減衰特性より
静電破壊で問題となる300MHz以下の周波数帯での減衰量
は、図１８（ａ）（ｂ）の静電サージ対策回路では5dB
以下であるのに対し、図１３の静電サージ対策回路では
30dB以上であり、こちらの静電サージ対策回路の方が25
dB強（17倍以上）の減衰量（静電サージ除去効果）が確
保できている。
よる破壊は、人体が帯電した状態で携帯端末のアンテナ
に接触した場合が想定される。この状況を実験的に再現
する方法としてHuman Body Modelが一般的に用いられ
る。このモデルより人体からのサージ波形はDC〜300MHz
までの周波数成分が支配的であることが知られている。
そこで、本発明の図１３の静電サージ対策回路と図１８
（ａ）（ｂ）で示す回路についてDC〜2GHzまでの減衰特
性を測定した。図１６に減衰特性を、図１７に反射特性
をそれぞれ示す。特性比較として、通過させる信号は図
中△印で示す900MHz帯域、1800MHz帯域を想定し、図１
７に示すようにそれぞれの帯域での反射特性V.S.W.Rが
1.5以下となるように設定した。図１６の減衰特性より
静電破壊で問題となる300MHz以下の周波数帯での減衰量
は、図１８（ａ）（ｂ）の静電サージ対策回路では5dB
以下であるのに対し、図１３の静電サージ対策回路では
30dB以上であり、こちらの静電サージ対策回路の方が25
dB強（17倍以上）の減衰量（静電サージ除去効果）が確
保できている。
【００４８】（実施例７）図１５は静電サージ対策用の
ハイパスフィルタを備えたトリプルバンドアンテナスイ
ッチ回路の実施例である。この例の場合SP3Tスイッチは
アンテナ端子から入出力された信号のうちEGSM送信信
号、DCS受信信号を分波器Dip1へ切り換え、DCS/PCS送信
信号、EGSM受信信号を分波器Dip2へ切り換え、PCS受信
信号をPCS受信のSAWへそれぞれ切り換えを行う。ローパ
スフィルタLPF1へはＥＧＳＭ ＴＸ端子から入力される
送信信号に含まれるN次高調波歪を減衰する役割を担
い、LPF2はＤＣＳ／ＰＣＳ ＴＸ端子から入力される送
信信号に含まれるN次高調波歪を減衰する役割を担う。S
AWフィルタSAW1、SAW2、SAW3はそれぞれEGSM受信信号、
DCS受信信号、PCS受信信号に含まれる受信帯域外のノイ
ズを除去する役割を担う。分波器Dip1はLPF1およびSAW2
に接続され、分波器Dip2はLPF2およびSAW1に接続され
る。
ハイパスフィルタを備えたトリプルバンドアンテナスイ
ッチ回路の実施例である。この例の場合SP3Tスイッチは
アンテナ端子から入出力された信号のうちEGSM送信信
号、DCS受信信号を分波器Dip1へ切り換え、DCS/PCS送信
信号、EGSM受信信号を分波器Dip2へ切り換え、PCS受信
信号をPCS受信のSAWへそれぞれ切り換えを行う。ローパ
スフィルタLPF1へはＥＧＳＭ ＴＸ端子から入力される
送信信号に含まれるN次高調波歪を減衰する役割を担
い、LPF2はＤＣＳ／ＰＣＳ ＴＸ端子から入力される送
信信号に含まれるN次高調波歪を減衰する役割を担う。S
AWフィルタSAW1、SAW2、SAW3はそれぞれEGSM受信信号、
DCS受信信号、PCS受信信号に含まれる受信帯域外のノイ
ズを除去する役割を担う。分波器Dip1はLPF1およびSAW2
に接続され、分波器Dip2はLPF2およびSAW1に接続され
る。
【００４９】静電サージ対策回路はアンテナ端子ANTとS
P3Tスイッチの間に挿入され、アンテナから入力された
静電サージをグランドへ吸収する。点線枠内に示したイ
ンダクタL3とコンデンサーC3で構成される並列共振回路
はオプションであるが、この並列共振回路を設けた場合
は、減衰極をＤＣＳ／ＰＣＳ Ｔｘの２倍の周波数（34
20MHz〜3820MHz）に調整することにより、EGSM送信の4
倍の周波数(3520MHz〜3660MHz)も同時に減衰させること
ができるため、DCS/PCS送信の２倍減衰量、EGSM送信の
４倍減衰量を同時に減衰させることができる。また並列
共振回路L3、C3は整合回路としての機能も兼ね備えてい
るため、アンテナスイッチ全体のマッチング調整用とし
て有用である。この静電サージ対策回路はアンテナトッ
プだけではなく必要に応じてDipとLPFの間、またDipとS
AWの間などに適宜挿入してもよい。また、本例ではノッ
チフィルタを省いているが、上述してきたノッチフィル
タ等を組み合わせて設けても良いことは無論である。以
上により、SP3Tスイッチ、受信のSAWフィルタ、送信端
子に接続されるパワーアンプ、受信端子に接続されるロ
ーノイズアンプなどの回路を静電サージから効率的に保
護することが出来る。
P3Tスイッチの間に挿入され、アンテナから入力された
静電サージをグランドへ吸収する。点線枠内に示したイ
ンダクタL3とコンデンサーC3で構成される並列共振回路
はオプションであるが、この並列共振回路を設けた場合
は、減衰極をＤＣＳ／ＰＣＳ Ｔｘの２倍の周波数（34
20MHz〜3820MHz）に調整することにより、EGSM送信の4
倍の周波数(3520MHz〜3660MHz)も同時に減衰させること
ができるため、DCS/PCS送信の２倍減衰量、EGSM送信の
４倍減衰量を同時に減衰させることができる。また並列
共振回路L3、C3は整合回路としての機能も兼ね備えてい
るため、アンテナスイッチ全体のマッチング調整用とし
て有用である。この静電サージ対策回路はアンテナトッ
プだけではなく必要に応じてDipとLPFの間、またDipとS
AWの間などに適宜挿入してもよい。また、本例ではノッ
チフィルタを省いているが、上述してきたノッチフィル
タ等を組み合わせて設けても良いことは無論である。以
上により、SP3Tスイッチ、受信のSAWフィルタ、送信端
子に接続されるパワーアンプ、受信端子に接続されるロ
ーノイズアンプなどの回路を静電サージから効率的に保
護することが出来る。
【００５０】（実施例８）本発明におけるダイプレク
サ、ローパスフィルタおよび可変ノッチフィルタを構成
する伝送線路および容量の一部は誘電体積層基板に内蔵
可能であり、スイッチ回路として用いたSPDT、SP3T、SP
4TなどのＧａＡｓ ＦＥＴスイッチ素子、および抵抗、
容量、チョークコイルなどのチップ部品を前記誘電体積
層基板上に搭載することにより、小型で安価なマルチバ
ンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品が得られ
る。図７は図８の等価回路で示されるアンテナスイッチ
積層モジュール複合部品の斜視図を示した。積層体の内
部にはダイプレクサDip1、Dip2、ローパスフィルタLPF
1、LPF2および可変ノッチフィルタVNFを構成する伝送線
路および容量が複数の層に分けられて印刷されるため、
小型化軽量化が可能となる。また、本実施例では積層基
板は９５０℃以下の低温焼成が可能なセラミック誘電材
料（ＬＴＣＣ）を用いており、焼成前のセラミックグリ
ーンシートは伝送線路、容量を形成しやすいように、シ
ート厚みが４０〜２００μｍのものを使用した。このセ
ラミックグリーンシートを複数積層し、個片にカットし
側面電極を印刷した後に、９５０℃で焼成することによ
り、アンテナスイッチ積層モジュール複合部品の積層体
が得られる。さらに、得られた積層体上にGaAs FETスイ
ッチ、チップ抵抗、チップコンデンサおよびチョークコ
イルを実装する事により、図８の等価回路で示されるア
ンテナスイッチ積層モジュール複合部品が得られる。
サ、ローパスフィルタおよび可変ノッチフィルタを構成
する伝送線路および容量の一部は誘電体積層基板に内蔵
可能であり、スイッチ回路として用いたSPDT、SP3T、SP
4TなどのＧａＡｓ ＦＥＴスイッチ素子、および抵抗、
容量、チョークコイルなどのチップ部品を前記誘電体積
層基板上に搭載することにより、小型で安価なマルチバ
ンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品が得られ
る。図７は図８の等価回路で示されるアンテナスイッチ
積層モジュール複合部品の斜視図を示した。積層体の内
部にはダイプレクサDip1、Dip2、ローパスフィルタLPF
1、LPF2および可変ノッチフィルタVNFを構成する伝送線
路および容量が複数の層に分けられて印刷されるため、
小型化軽量化が可能となる。また、本実施例では積層基
板は９５０℃以下の低温焼成が可能なセラミック誘電材
料（ＬＴＣＣ）を用いており、焼成前のセラミックグリ
ーンシートは伝送線路、容量を形成しやすいように、シ
ート厚みが４０〜２００μｍのものを使用した。このセ
ラミックグリーンシートを複数積層し、個片にカットし
側面電極を印刷した後に、９５０℃で焼成することによ
り、アンテナスイッチ積層モジュール複合部品の積層体
が得られる。さらに、得られた積層体上にGaAs FETスイ
ッチ、チップ抵抗、チップコンデンサおよびチョークコ
イルを実装する事により、図８の等価回路で示されるア
ンテナスイッチ積層モジュール複合部品が得られる。
【００５１】（その他の実施例）以上の実施例ではEGS
M、DCS、DAMPS、PCS、W-CDMAに対応した、マルチバンド
アンテナスイッチ回路について述べたが、これ以外にも
PDC800帯域(810〜960MHz)、GPS帯域(1575.42MHz)、PHS
帯域(1895〜1920MHz)、Bluetooth帯域(2400〜2484MHz)
や、米国で普及が見込まれるCDMA2000、中国で普及が見
込まれるTD-SCDMAなどの場合も同様の効果が期待でき
る。したがって、本発明によれば高調波発生量を抑制し
た、デュアルバンド、３バンド、４バンド、５バンド等
のマルチモードマルチバンドのアンテナスイッチ回路が
得られ、しかも従来のPINダイオードを用いた回路と比
較して、小型化、低消費電力化が可能となる。
M、DCS、DAMPS、PCS、W-CDMAに対応した、マルチバンド
アンテナスイッチ回路について述べたが、これ以外にも
PDC800帯域(810〜960MHz)、GPS帯域(1575.42MHz)、PHS
帯域(1895〜1920MHz)、Bluetooth帯域(2400〜2484MHz)
や、米国で普及が見込まれるCDMA2000、中国で普及が見
込まれるTD-SCDMAなどの場合も同様の効果が期待でき
る。したがって、本発明によれば高調波発生量を抑制し
た、デュアルバンド、３バンド、４バンド、５バンド等
のマルチモードマルチバンドのアンテナスイッチ回路が
得られ、しかも従来のPINダイオードを用いた回路と比
較して、小型化、低消費電力化が可能となる。
【００５２】
【発明の効果】本発明によれば、GaAsスイッチなどのFE
Tスイッチと２つのダイプレクサを用い、ダイプレクサ
の送信端子にローパスフィルタを接続し、アンテナ端子
とスイッチとの間にノッチフィルタすることによりGaAs
スイッチなどのFETスイッチを使用した場合に懸念され
る高調波発生量を抑制することができる。また、静電サ
ージ対策回路を用いればアンテナ端子からの静電サージ
をグランドに逃がし、かつ広範囲の周波数帯に対して静
電サージを吸収し、より完全に静電破壊対策ができる。
また、ダイプレクサとスイッチ回路の伝送線路および容
量の一部を積層基板に内蔵し一体化するため、ダイプレ
クサとスイッチ回路との配線も積層基板の表面又は内部
に形成され、配線による損失を低減し、また両者間の整
合調整が容易となる。さらに、スイッチ素子、抵抗、容
量およびインダクタなどのチップ部品は積層基板上に搭
載するので、一層小型で安価な積層モジュール複合部品
となる。以上によりこれらのマルチバンドアンテナスイ
ッチ回路、又はマルチバンドアンテナスイッチ積層モジ
ュール複合部品を用いた通信装置は、従来のPINダイオ
ードを用いた回路と比較して装置の小型化と低消費電力
が可能となる。
Tスイッチと２つのダイプレクサを用い、ダイプレクサ
の送信端子にローパスフィルタを接続し、アンテナ端子
とスイッチとの間にノッチフィルタすることによりGaAs
スイッチなどのFETスイッチを使用した場合に懸念され
る高調波発生量を抑制することができる。また、静電サ
ージ対策回路を用いればアンテナ端子からの静電サージ
をグランドに逃がし、かつ広範囲の周波数帯に対して静
電サージを吸収し、より完全に静電破壊対策ができる。
また、ダイプレクサとスイッチ回路の伝送線路および容
量の一部を積層基板に内蔵し一体化するため、ダイプレ
クサとスイッチ回路との配線も積層基板の表面又は内部
に形成され、配線による損失を低減し、また両者間の整
合調整が容易となる。さらに、スイッチ素子、抵抗、容
量およびインダクタなどのチップ部品は積層基板上に搭
載するので、一層小型で安価な積層モジュール複合部品
となる。以上によりこれらのマルチバンドアンテナスイ
ッチ回路、又はマルチバンドアンテナスイッチ積層モジ
ュール複合部品を用いた通信装置は、従来のPINダイオ
ードを用いた回路と比較して装置の小型化と低消費電力
が可能となる。
【図１】 本発明の一実施例を示すEGSM、DCS対応アン
テナスイッチ回路のブロック図である。
テナスイッチ回路のブロック図である。
【図２】 EGSM、DCS対応アンテナスイッチ回路の一例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図３】 本発明に係る他の実施例で、EGSM、DCS、PCS
対応アンテナスイッチ回路のブロック図である。
対応アンテナスイッチ回路のブロック図である。
【図４】 本発明に係る他の実施例で、EGSM、DAMPS、D
CS、PCS対応アンテナスイッチ回路のブロック図であ
る。
CS、PCS対応アンテナスイッチ回路のブロック図であ
る。
【図５】 本発明に係る他の実施例で、EGSM、DAMPS、D
CS、PCS対応アンテナスイッチ回路のブロック図であ
る。
CS、PCS対応アンテナスイッチ回路のブロック図であ
る。
【図６】 本発明に用いる可変ノッチフィルタの特性を
示す図である。
示す図である。
【図７】 本発明であるEGSM、DCS対応アンテナスイッ
チ積層モジュール複合部品の斜視図である。
チ積層モジュール複合部品の斜視図である。
【図８】 本発明に係る図１に示したEGSM、DCS対応ア
ンテナスイッチ回路の等価回路図である。
ンテナスイッチ回路の等価回路図である。
【図９】 ＰＩＮダイオードの動作点を示す図である。
【図１０】 本発明に係る他の実施例で、逆電圧印加型
の可変ノッチフィルタを使用したEGSM、DCS対応アンテ
ナスイッチ回路の等価回路図である。
の可変ノッチフィルタを使用したEGSM、DCS対応アンテ
ナスイッチ回路の等価回路図である。
【図１１】 本発明に係る図５に示したEGSM、DAMPS、D
CS、PCS対応アンテナスイッチ回路の等価回路図であ
る。
CS、PCS対応アンテナスイッチ回路の等価回路図であ
る。
【図１２】 本発明に係る他の実施例で、EGSM、W-CDM
A、DCS、PCS対応アンテナスイッチ回路のブロック図で
ある。
A、DCS、PCS対応アンテナスイッチ回路のブロック図で
ある。
【図１３】 本発明に係る静電サージ対策用ハイパスフ
ィルタの実施例の等価回路図である。
ィルタの実施例の等価回路図である。
【図１４】 本発明に係る他の静電サージ対策用ハイパ
スフィルタの等価回路図である。
スフィルタの等価回路図である。
【図１５】 本発明に係る他の実施例で、静電サージ対
策用ハイパスフィルタを用いたアンテナスイッチ回路の
ブロック図である。
策用ハイパスフィルタを用いたアンテナスイッチ回路の
ブロック図である。
【図１６】 本発明の静電サージ対策回路の減衰特性を
示す図である。
示す図である。
【図１７】 本発明の静電サージ対策回路の反射特性を
示す図である。
示す図である。
【図１８】 静電サージ対策回路の例を示す等価回路図
である。
である。
【図１９】 従来技術によるPINダイオードスイッチを
使用したEGSM、DCS対応アンテナスイッチ回路のブロッ
ク図である。
使用したEGSM、DCS対応アンテナスイッチ回路のブロッ
ク図である。
【図２０】 従来技術によるPINダイオードスイッチを
使用したスイッチ回路の等価回路を示す図である。
使用したスイッチ回路の等価回路を示す図である。
【図２１】 従来技術によるGaAsスイッチを使用したEG
SM、DCS対応アンテナスイッチ回路のブロック図であ
る。
SM、DCS対応アンテナスイッチ回路のブロック図であ
る。
ＡＮＴ：アンテナ端子
ＴＸ：送信端子
ＲＸ：受信端子
Ｄｉｐ、Ｄｉｐ１、Ｄｉｐ２：ダイプレクサ
Ｄｕｐ：デュプレクサ
ＬＰＦ１、ＬＰＦ２：ローパスフィルタ
ＳＷ、ＳＷ１、ＳＷ２：スイッチ回路
ＶＮＦ：可変ノッチフィルタ
Ｌ１〜Ｌ１７：伝送線路、インダクタまたはチョークコ
イル Ｃ、Ｃ１〜Ｃ１９：容量 Ｄ：ＰＩＮダイオード Ｒ：抵抗 ＶＣ、ＶＣ１、ＶＣ２、ＶＣ３：コントロール電源 １：積層誘電体 ２：SPDT GaAs FETスイッチ ３：ダイオードスイッチ ４：チップコンデンサ ５：チョークコイル ６：チップ抵抗 ７：側面電極端子
イル Ｃ、Ｃ１〜Ｃ１９：容量 Ｄ：ＰＩＮダイオード Ｒ：抵抗 ＶＣ、ＶＣ１、ＶＣ２、ＶＣ３：コントロール電源 １：積層誘電体 ２：SPDT GaAs FETスイッチ ３：ダイオードスイッチ ４：チップコンデンサ ５：チョークコイル ６：チップ抵抗 ７：側面電極端子
Claims (16)
- 【請求項１】 第１の送信端子と第２の受信端子と第１
の共通端子を有する第１のダイプレクサと、 第２の送信端子と第１の受信端子と第２の共通端子を有
する第２のダイプレクサと、 第１の送受信端子と第２の送受信端子とアンテナ端子を
有し、前記第１の送受信端子と前記第２の送受信端子と
のいずれか一方が、前記アンテナ端子に切り替え接続さ
れるスイッチ回路とを有し、 前記第１の共通端子が前記第１の送受信端子に接続さ
れ、前記第２の共通端子が前記第２の送受信端子に接続
され、 前記スイッチ回路とアンテナとの間に、前記第１の送信
端子又は前記第２の送信端子に入力される送信信号の２
倍又は３倍の周波数を減衰させるフィルタを有すること
を特徴とするマルチバンドアンテナスイッチ回路。 - 【請求項２】 前記フィルタがノッチフィルタであり、
インダクタ、ダイオード、容量、抵抗、および電源端子
を有し、前記電源端子に印加する電圧により共振周波数
が可変となることを特徴とする請求項１記載のマルチバ
ンドアンテナスイッチ回路。 - 【請求項３】 第１の送信端子と第２の受信端子と第１
の共通端子を有する第１のダイプレクサと、 第２の送信端子と第１の受信端子と第２の共通端子を有
する第２のダイプレクサと、 第１の送受信端子と第２の送受信端子とアンテナ端子を
有し、前記第１の送受信端子と前記第２の送受信端子と
のいずれか一方が、前記アンテナ端子に切り替え接続さ
れるスイッチ回路とを有し、 前記第１の共通端子が前記第１の送受信端子に接続さ
れ、前記第２の共通端子が前記第２の送受信端子に接続
され、 前記スイッチ回路とアンテナとの間に、ノッチフィルタ
を有することを特徴とするマルチバンドアンテナスイッ
チ回路。 - 【請求項４】 前記ノッチフィルタがインダクタ、ダイ
オード、容量、抵抗、および電源端子を有し、前記電源
端子に印加する電圧により共振周波数が可変となること
を特徴とする請求項３記載のマルチバンドアンテナスイ
ッチ回路。 - 【請求項５】 前記ノッチフィルタが前記ダイオードに
逆電圧を印加するための逆電圧端子を有したことを特徴
とする請求項２〜４のいずれかに記載のマルチバンドア
ンテナスイッチ回路。 - 【請求項６】 入力端子および出力端子を有し、前記入
力端子とグランドとの間に接続された第１のインダク
タ、前記入力端子と前記出力端子との間に接続された第
１の容量、前記出力端子に接続された第２のインダク
タ、およびこの第２のインダクタとグランドに接続され
た第２の容量とからなるハイパスフィルタを、少なくと
も前記ノッチフィルタとアンテナとの間に設けたことを
特徴とする請求項２〜５のいずれかに記載のマルチバン
ドアンテナスイッチ回路。 - 【請求項７】 前記ハイパスフィルタの第２のインダク
タと前記出力端子との間に第３のインダクタおよび第３
の容量からなる並列共振回路を挿入したことを特徴とす
る請求項６記載のマルチバンドアンテナスイッチ回路。 - 【請求項８】 第１の送信端子と第２の受信端子と第１
の共通端子を有する第１のダイプレクサと、 第２の送信端子と第１の受信端子と第２の共通端子を有
する第２のダイプレクサと、 第１の送受信端子と第２の送受信端子とアンテナ端子を
有し、前記第１の送受信端子と前記第２の送受信端子と
のいずれか一方が、前記アンテナ端子に切り替え接続さ
れるスイッチ回路とを有し、 前記第１の共通端子が前記第１の送受信端子に接続さ
れ、前記第２の共通端子が前記第２の送受信端子に接続
され、 前記スイッチ回路とアンテナとの間に、静電気放電によ
るサージ電圧をグランドへ吸収させるフィルタを有する
ことを特徴とするマルチバンドアンテナスイッチ回路。 - 【請求項９】 前記フィルタが前記アンテナに接続され
る入力端子および前記スイッチ回路に接続される出力端
子を有し、前記入力端子とグランドとの間に接続された
第１のインダクタ、前記入力端子と前記出力端子との間
に接続された第１の容量、前記出力端子に接続された第
２のインダクタ、およびこの第２のインダクタとグラン
ドに接続された第２の容量とからなるハイパスフィルタ
であることを特徴とする請求項８記載のマルチバンドア
ンテナスイッチ回路。 - 【請求項１０】 第１の送信端子と第２の受信端子と第
１の共通端子を有する第１のダイプレクサと、 第２の送信端子と第１の受信端子と第２の共通端子を有
する第２のダイプレクサと、 第１の送受信端子と第２の送受信端子とアンテナ端子を
有し、前記第１の送受信端子と前記第２の送受信端子と
のいずれか一方が、前記アンテナ端子に切り替え接続さ
れるスイッチ回路とを有し、 前記第１の共通端子が前記第１の送受信端子に接続さ
れ、前記第２の共通端子が前記第２の送受信端子に接続
され、 前記スイッチ回路とアンテナとの間に、前記アンテナに
接続される入力端子および前記スイッチ回路に接続され
る出力端子を有し、前記入力端子とグランドとの間に接
続された第１のインダクタ、前記入力端子と前記出力端
子との間に接続された第１の容量、前記出力端子に接続
された第２のインダクタ、およびこの第２のインダクタ
とグランドに接続された第２の容量とからなるハイパス
フィルタを有することを特徴とするマルチバンドアンテ
ナスイッチ回路。 - 【請求項１１】 前記ハイパスフィルタの第２のインダ
クタと前記出力端子との間に第３のインダクタおよび第
３の容量からなる並列共振回路を挿入したことを特徴と
する請求項９又は１０に記載のマルチバンドアンテナス
イッチ回路。 - 【請求項１２】 第１の送信端子と第２の受信端子と第
１の共通端子を有する第１のダイプレクサと、 第２の送信端子と第１の受信端子と第２の共通端子を有
する第２のダイプレクサと、 第１の送受信端子と第２の送受信端子とアンテナ端子を
有し、前記第１の送受信端子と前記第２の送受信端子と
のいずれか一方が、前記アンテナ端子に切り替え接続さ
れるスイッチ回路とを有し、 前記第１の共通端子が前記第１の送受信端子に接続さ
れ、前記第２の共通端子が前記第２の送受信端子に接続
され、 前記スイッチ回路とアンテナとの間に、静電気放電によ
るサージ電圧をグランドへ吸収させるフィルタと、前記
第１の送信端子又は前記第２の送信端子に入力される送
信信号の２倍又は３倍の周波数を減衰させるフィルタを
有することを特徴とするマルチバンドアンテナスイッチ
回路。 - 【請求項１３】 前記第１の送信端子に接続された第１
のローパスフィルタと、前記第２の送信端子に接続され
た第２のローパスフィルタとを有することを特徴とする
請求項１〜１２のいずれかに記載のマルチバンドアンテ
ナスイッチ回路。 - 【請求項１４】 前記スイッチ回路が、GaAs半導体から
なることを特徴とする請求項１〜１３のいずれかに記載
のマルチバンドアンテナスイッチ回路。 - 【請求項１５】 請求項１〜１４のいずれかに記載のマ
ルチバンドアンテナスイッチ回路を構成する伝送線路お
よび容量の一部を積層基板に内蔵し、前記マルチバンド
アンテナスイッチ回路の一部を構成するスイッチ素子、
抵抗、容量およびインダクタなどのチップ部品を積層基
板上に搭載したことを特徴とするマルチバンドアンテナ
スイッチ積層モジュール複合部品。 - 【請求項１６】 前記請求項１〜１４のいずれかに記載
のマルチバンドアンテナスイッチ回路、又は請求項１５
記載のマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複
合部品を用いたことを特徴とする通信装置。
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