JP2002190165A - デジタルデータ再生装置及びデジタルデータ再生方法 - Google Patents
デジタルデータ再生装置及びデジタルデータ再生方法Info
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Abstract
乃至7となるPRクラスの場合にも、ユーザデータ領域
で再生されたデータとリカバリされたチャネルクロック
との同期制御を、高い信頼性をもって可能とし得るデジ
タルデータ再生装置及びデジタルデータ再生方法を提供
することを目的としている。 【解決手段】記録媒体から読み取った信号をクロック周
期でサンプリングしてデジタルデータに変換する変換手
段と、このデジタルデータをクロックに基づいてパーシ
ャルレスポンスのクラスに合致した波形に等化する等化
手段と、この等化された信号波形に対してクロックに基
づいてデータ検出を行なう検出手段と、等化された信号
波形とクロックとの位相誤差の勾配を検出する位相誤差
勾配検出手段と、この手段で検出された位相誤差勾配に
基づいてクロックの周波数を制御する制御手段とを備え
ている。
Description
等の記録媒体に、光学的、磁気的または光磁気的に記録
されたデジタルデータを再生するデジタルデータ再生装
置及びデジタルデータ再生方法の改良に関する。
磁気的にデータパターンを記録する記憶装置の再生信号
処理系は、一般に、記録媒体から再生ヘッドにより読み
出された再生信号を増幅し、さらに波形等化器で再生信
号波形を等化した後、データ検出器に入力してデータ識
別を行ない、デコーダで復号を行なうことにより、再生
データを得る構成となっている。
録チャンネルを通過した結果生じた歪みが補正されて、
信号の誤り検出率が許容範囲内に収められ、データ検出
器により、波形のピーク位置や、微分してゼロクロス点
が求められる。近年のPRML(Partial Response Max
imum Likelihood)信号処理方式では、信号の前後の相
関を利用してシーケンスとして検出する方法が使われて
いる。
タが記録された間隔、すなわちチャネルクロックの周波
数とその位相情報とが必要である。このチャンネルクロ
ックは、再生された信号から、フェーズロックドループ
(PLL)を使うことによってリカバリ(回復)され
る。
を引き込むために、データを記録するクロックの整数倍
の単一繰り返しデータパターンで信号が記録されたVF
C領域が、データの最初の部分に存在する。波形等化後
のVFC信号のピーク位置、あるいは、特定の閾値を信
号が横切る位置を検出し、このタイミングでPLLを引
き込むことにより、記録されたデータの周波数と位相に
同期させることができる。
を使用して検出を行なうが、ディスクの回転数の変動等
で、データの始めの部分と後の部分とでは、その位相は
必ずしも合っていない。そこで、データの再生中でも、
データの検出タイミングとPLLによる再生クロックと
の位相のずれをPLLにフィードバックして、データ部
分での位相のドリフトにもクロックを追従させるように
している。
の位相信号が得られるが、データ部分は複雑な波形であ
るため、位相差の検出できる位置も少なく、波形干渉の
影響で、その品位も低くなっている。PLLは、通常、
VFC領域では、“引き込みモード”といって、高速に
周波数を引き込み、その位相に追従するが、データ領域
では、“トレースモード”というPLLのループゲイン
を低く抑えた動作に移行する。トレースモードでは、回
転変動のような緩やかな周波数変動には追従するが、ノ
イズや波形干渉等によるビット単位の急激な変動には、
追従することができない。
形等化器に入力する前に、A/Dコンバータを使用して
離散時間で量子化する場合が多い。この場合の、A/D
コンバータに与えるサンプリングクロックも、PLLを
使用してリカバリしたチャネルクロックが使用される。
信号処理で多用されるような離散時間で再生信号をサン
プリングするのではなく、連続時間で閾値を検出し、デ
ータの検出を行なう場合の、光ディスク装置の信号が示
されている。
ランダムな組み合わせのデータ列であるが、記録媒体に
記録するには、図25(a)に示すような1と1との間
の0の数が特定の範囲に制御されるランレングス制限
(RLL)符号に変調される。データの書き込み信号
は、マークエッジ記録の場合に、データ(a)が1の位
置でオン/オフをトグルさせた信号(b)になり、その
結果、媒体上には、マーク(c)が記録される。このマ
ーク(c)を読み出した場合の再生信号(d)は、微分
回路に通されることで、微分波形(e)が得られる。微
分波形(e)のピークは、データ(a)のRLL符号で
変調されたデータの1の位置に対応する。
カバリされたチャネルクロックが(g)であったとする
と、このクロック(g)を基にして、データ検出ウィン
ドウ(f)を作ることができる。このデータ検出ウィン
ドウ(f)内に微分波形のピークがあれば1、ピークが
ない場合には0を出力するようにすれば、検出データ
(h)を求めることができる。これは、データ(a)が
RLL符号データであるから、これを復号回路に通せ
ば、記録されたユーザデータを復元することができる。
とが一致している場合には、微分信号(e)のピーク
は、データ検出ウィンドウ(f)の中央に位置してい
て、データ検出ウィンドウ(f)内にピークがあるか否
かを検出するのは容易であるが、位相がずれてくると、
微分信号(e)のピークがデータ検出ウィンドウ(f)
の端の方にずれて行き、最後には隣のウィンドウに入っ
てしまって検出誤りを生じる。
ピーク位置とチャネルクロックとの位相差をPLLの位
相比較器で検出し、チャージポンプで電圧値に変換し、
その結果で電圧制御発振器(VCO)を制御する。これ
により、再生信号とPLLでリカバリされるクロックの
位相を一致させることができる。
データ検出ウィンドウ内の時間で立ち上がっていないと
検出誤りを起こし易い。記録密度を高くしていくと、媒
体の周波数応答特性の影響でエッジの立ち上がりが緩慢
になる。これを、より急峻な立ち上がりに補正するため
には、波形等化器で高周波特性を持ち上げる必要があ
る。しかしながら、この補正は、高域の雑音成分をも持
ち上げるためS/Nが悪化する。このため、こうした信
号処理方式では、高密度化には限界がある。
ML信号処理方式である。PRMLでは、あるビットに
対する応答波形の影響が隣接または複数のビットに及ぶ
ことを許容するので、信号の周波数帯域を上げずに、よ
り高密度な記録を行なうことができる。
いは、PRクラスにより決められた値に制御される必要
がある。ビット相互の干渉の度合いが制御されているの
で、閾値では検出できないような緩慢な変化を持つ波形
も、波形のシーケンスで最尤検出(ML検出)すること
で、誤りなくデータを検出することができる。
ML方式ではどうなるかを示している。図27(c)
は、チャネルクロック毎の書き込み信号(b)がオンの
場合を1、オフの場合を0としたビット列である。今、
仮に、PRのクラスを(d)に示したように(1,2,
2,1)であると仮定する。
ある場合にチャネルから再生される応答波形が(d)の
ようであることを意味し、書き込みビット列(c)に対
応する再生波形は、(e)に示すように、各ビットの応
答波形の重ね合わせとして表わされ、(f)のような波
形が得られる。
より制御され、ML検出器の入力として用いられるの
は、サンプリングの時点における振幅値である。このた
め、PRML信号処理では、再生信号を等化器に入力す
る前に、A/Dコンバータにより、チャネルクロック毎
の離散時間で量子化された振幅値系列に変換し、以後、
デジタル回路で処理する場合がほとんどである。
使用されるPLLの位相誤差検出器では、等化器出力信
号は時間方向に離散化されているので、図25を用いて
説明した方法のように、データの位相とPLLによりリ
カバリされるチャネルクロックの位相とを直接比較する
ことはできない。サンプリングされた振幅値のずれを位
相誤差に変換する必要がある。
は、振幅値のずれを位相誤差に変換する手法とその構成
とが開示されている。現在の振幅値と、1乃至2サンプ
ル前の振幅値と、それらに対応する理想等化振幅値とか
ら、位相誤差がプラス/マイナスにどれくらいの勾配を
持っているかを算出している。
等化後の再生波形の理想値が、3レベルになる場合にお
いてである。記録密度が高くなってくると、媒体の周波
数特性が相対的に不足してくるため、PRのクラスを上
げる必要があるが、これらのクラスは、波形が相互に干
渉するサンプル点数が多くなるため、波形の等化後の振
幅レベルが高くなって、3レベルを仮定した方法では位
相誤差の検出ができないことになる。
別れるかは、PRのクラスと変調方式とに依存する。図
27に示したの例のように、PRクラスとして(1,
2,2,1)を、変調方式に1と1との間に存在する0
の最低個数(d制約)が2個に制限されるPLL(2,
7)を用いた場合には、0、1、3、5、6の5レベル
となる。
1)でも、変調方式に、d制約が1個に制限されるPL
L(1,7)を用いた場合や、d制約が0の場合には、
0、1、2、3、4、5、6の7レベルとなる。ただ
し、1と1との間に存在する0の最大個数(k制約)が
いずれも4以上であるとする。
が5乃至7のクラスの場合には、米国特許4,890,
299の手法では、波形振幅値から位相誤差勾配を算出
することはできない。
人と同じ出願人により、特開2000−195191号
公報に示されるように、等化後の振幅レベルが5乃至7
値になるPRクラスにおいても、離散時間でサンプルさ
れた振幅値から位相誤差勾配を検出することによって、
データとクロックとの位相同期が容易に行なえるように
した対策技術が既に出願されているが、技術開発の盛ん
な現状では、これとは別の構成による対策も望まれる傾
向にある。
されたもので、PR等化後の波形値のレベルが5乃至7
となるPRクラスの場合にも、ユーザデータ領域で再生
されたデータとリカバリされたチャネルクロックとの同
期制御を、高い信頼性をもって可能とし得る極めて良好
なデジタルデータ再生装置及びデジタルデータ再生方法
を提供することを目的とする。
解決するために、位相誤差の勾配を、以下の構成によっ
て求めることにより、PR等化後の波形値のレベルが5
乃至7のPRクラスの場合にも、データに同期したチャ
ネルクロックをリカバリできるデジタルデータ再生装置
及びデジタルデータ再生方法を提供する。
再生装置は、記録媒体から読み取った信号を、可変周波
数発振手段から出力されるクロック周期でサンプリング
することによりデジタルデータに変換する変換手段と、
この変換手段から出力されたデジタルデータを、可変周
波数発振手段から出力されるクロックに基づいて、パー
シャルレスポンスのクラスに合致した波形に等化する等
化手段と、この等化手段から出力された信号波形に対し
て、可変周波数発振手段から出力されるクロックに基づ
いて、データの検出を行なうデータ検出手段と、等化手
段から出力された信号波形と可変周波数発振手段から出
力されるクロックとの位相誤差の勾配を検出する位相誤
差勾配検出手段と、この位相誤差勾配検出手段で検出さ
れた位相誤差勾配に基づいて、可変周波数発振手段の発
振周波数を制御する制御手段とを備えるようにしたもの
である。
方法は、記録媒体から読み取った信号を、可変周波数発
振手段から出力されるクロック周期でサンプリングする
ことによりデジタルデータに変換する第1の工程と、こ
の第1の工程で出力されたデジタルデータを、可変周波
数発振手段から出力されるクロックに基づいて、パーシ
ャルレスポンスのクラスに合致した波形に等化する第2
の工程と、この第2の工程で出力された信号波形に対し
て、可変周波数発振手段から出力されるクロックに基づ
いて、データの検出を行なう第3の工程と、第2の工程
で出力された信号波形と可変周波数発振手段から出力さ
れるクロックとの位相誤差の勾配を検出する第4の工程
と、この第4の工程で検出された位相誤差勾配に基づい
て、可変周波数発振手段の発振周波数を制御する第5の
工程とを経るようにしたものである。
後の振幅レベルが5〜7値になるPRクラスにおいて
も、離散時間でサンプルされた振幅値から位相誤差勾配
を検出することができるため、PR等化後の波形値のレ
ベルが5乃至7となるPRクラスの場合にも、ユーザデ
ータ領域で再生されたデータとリカバリされたチャネル
クロックとの同期制御を、高い信頼性をもって可能とす
ることができる。
態について図面を参照して詳細に説明する。図1は、こ
の第1の実施の形態で説明する光ディスク装置の要部を
示している。すなわち、この光ディスク装置は、主とし
て、記録媒体である書き替え可能な光ディスク1と、こ
の光ディスク1に対してデータの書き込み及び読み出し
を行なう光ヘッド3と、データ再生系と、データ記録系
と、ドライブコントローラ12と、インターフェース1
3とから構成されている。
り回転駆動される。光ヘッド3は、サーボモータ4によ
り移動調整されて、レーザドライバ15による駆動で光
ディスク1にレーザ光を照射し、光学的に情報の記録再
生を行なうものである。スピンドルモータ2とサーボモ
ータ4は、ドライブコントローラ12により駆動制御回
路14を介して駆動制御される。
変調回路16を有している。変調回路16は、ドライブ
コントローラ12から送出された記録データを所定の符
号ビット列に変換する符号化処理を実行する。レーザド
ライバ15は、変調回路16から出力された符号ビット
列にしたがったマークを、光ディスク1上に記録するよ
うに光ヘッド3を駆動する。
(可変利得増幅器)6と、A/D変換回路7と、等化器
8と、データ検出回路10と、デコーダ11とを有す
る。プリアンプ5とVGA6とは、光ヘッド3によって
読み出された再生信号を増幅する。A/D変換回路7
は、増幅された再生信号を離散時間の量子化サンプル値
であるデジタル信号に変換する。等化器8は、離散時間
の量子化サンプル値であるデジタル信号を、PRクラス
に合致した波形に等化する。
ンスの所定のクラスに等化した再生信号波形からデータ
を検出する最尤系列推定方式の信号処理回路であり、具
体的にはビタビ検出器からなる。デコーダ11は、デー
タ検出回路10により検出された符号ビット列を元のユ
ーザデータに復元する。
スク装置のメイン制御装置であり、インターフェース1
3を介して例えばパーソナルコンピュータと接続し、記
録再生データの転送制御を実行する。なお、この光ディ
スク装置には、図示はしないが、映像情報の記録再生に
必要な動画圧縮回路、動画伸張回路及びデコーダ11か
ら出力されたデータの誤り検出訂正処理を行なう誤り検
出訂正回路等も含まれている。
7の一部である位相誤差勾配検出回路18にも入力され
る。この位相誤差勾配検出回路18の出力は、ループフ
ィルタ19を通してVCO(電圧制御発振器)20に入
力され、チャネルクロックの位相を制御する。VCO2
0の出力は、リカバリされたチャネルクロックとして、
A/D変換回路7のサンプリングクロックや、等化器8
及びデータ検出回路(ML検出器)10の動作クロック
として提供される。
A/D変換回路7のサンプリング周波数と位相とを再生
信号に同期させているが、図2に、読み出しクロックと
再生信号とを同期させる他の例を示している。図2で
は、図1のVGA6からデータ検出回路10までの部分
について、他の例を示している。
グクロックは、シンセサイザ602から供給される再生
信号のビット周期より若干高い周波数のクロックで、再
生信号とは同期していない。等化器8の出力は、補間フ
ィルタ600によって、位相のみがフェーズ計算回路6
01の出力で制御される値だけ、ずらされて出力され
る。
差勾配検出回路18に入力される。この位相誤差勾配検
出回路18の出力は、ループフィルタ19を介してフェ
ーズ計算回路601に入力され、補間フィルタ600に
おける位相のずれ量が制御される。クロックコントロー
ル603は、フェーズ計算回路601からの位相制御情
報を基に、シンセサイザ602の出力を再生信号周波数
に合うように間引きをして、データ検出回路10の動作
クロックとして供給する。
のPRクラスは(1,2,2,1)であると仮定する。
図3を用いて、この第1の実施の形態における位相誤差
勾配検出回路18の動作を説明する。以後、n番目のサ
ンプリング周期においてサンプルされた再生信号の振幅
値をy(n)と表わすものとする。
図4に示すVFOパターンに対する位相誤差勾配を効率
よく検出する回路である。VFOパターンとは、高速に
位相合わせを行なうための専用のデータパターンで、図
4に示すような単一周波数の繰り返しパターンである。
サンプル点の振幅値は、サンプリング位相が合っている
場合には、1、1、3、5、5、3、1、1、……とい
う値の繰り返しになる。ただし、数値処理の説明を簡単
にするため、y(n)の値はPR等化処理後レベルの3
を中心として、−3〜+3の値を取り得るものとする。
すなわち、PR等化出力レベルの1、1、3、5、5、
3、1、1は、−2、−2、0、+2、+2となる。
入力したサンプル値を1サンプリング周期遅らせて出力
する遅延回路であり、遅延回路100の入力がy(n)
の場合、各遅延回路100〜102の出力は、y(n−
1)、y(n−2)、y(n−3)となる。
入力したサンプル値を1サンプリング周期遅らせて出力
する遅延回路であり、遅延回路109の入力がg(n)
の場合、各遅延回路109〜111の出力は、g(n−
1)、g(n−2)、g(n−3)となる。
グ周期においてサンプルされた再生信号の振幅値y
(n)の変化の方向を表わす値とする。すなわち、図4
において、(f)の波形のサンプル150〜152は+
1の方向を持つものと定義し、サンプル153〜155
は−1の方向を持つものとする。
03により加算されたy(n)とy(n−1)からy
(n)の変化の方向を判定する。判定のための閾値η
(n)には、閾値決定回路112の出力が用いられる。
閾値決定回路112は、3サンプル時刻前の変化の方向
g(n−3)を入力し、その値が+1の場合は+εとい
う値を、−1の場合には−εという値を出力する。
も入力し、g(n−3)が+1の場合には、y(n)+
y(n−1)が+ε以下になった場合に、g(n)とし
て−1を出力し、変化の方向を反転させるが、条件が満
たされない場合にはg(n−1)と同じ値を出力する。
同様に、g(n−3)が−1の場合には、y(n)+y
(n−1)が−ε以下になった場合に、g(n)として
+1を出力し、変化の方向を反転させるが、条件が満た
されない場合にはg(n−1)と同じ値を出力する。
6により、乗算回路104,105の各出力と補正値出
力回路115の出力とを加算した結果となる。乗算回路
104は、y(n)とg(n)との積を算出し、乗算回
路105は、y(n−3)とg(n−3)との積を算出
する。補正値出力回路115は、比較器113比較結果
と比較器114の比較結果とにしたがって、位相誤差勾
配Δτ107を算出するための補正値を出力する。
(b)を用いて、より具体的に動作を説明する。図5
(a)において、y(n)が、位相が合っていた場合の
振幅値203に対して、実際のサンプル値204は、位
相誤差τ2のために振幅値が+2+γであるとする。ま
た、y(n−3)が、位相が合っていた場合の振幅値2
01に対して、実際のサンプル値202は、位相誤差τ
1のために振幅値が−2−βであるとする。さらに、変
化の方向としてg(n)は+1、g(n−3)は−1で
あるから、乗算回路104の出力は、 (+2+γ)×(+1)=+2+γ となり、乗算回路105の出力は、 (−2−β)×(−1)=+2+β となる。
4となる。
7は、 (+2+γ)+(+2+β)−4=γ+β となる。そして、PR等化基準値とのずれ、γとβとの
和が、位相誤差勾配として出力される。
(b)に示している。すなわち、乗算回路104の出力
は、 (+2−γ)×(+1)=+2−γ であり、乗算回路105の出力は、 (−2+β)×(−1)=+2−β となる。また、比較器113の出力は、 g(n)=+1、g(n−1)=+1 なので g(n)=g(n−1) であるから1となり、比較器114の出力は、 g(n)=+1、g(n−2)=+1 なので g(n)=g(n−2) であるから1となり、補正値出力回路115の出力は−
4となる。
7は、 (+2−γ)+(+2−β)−4=−γ−β となる。そして、PR等化基準値とのずれ、−γと−β
との和が、位相誤差勾配として出力される。
は−1、g(n−3)は+1であるから、乗算回路10
4の出力は、 (+2−γ)×(−1)=−2+γ となり、乗算回路105の出力は、 (−2+β)×(+1)=−2+β となる。
なり、比較器114の出力は、 g(n)=−1、g(n−2)=+1 なのでg(n)とg(n−2)とは等しくないので0と
なり、補正値出力回路115の出力は+4となる。
7は、 (−2+γ)+(−2+β)+4=γ+β となる。そして、PR等化基準値とのずれ、γとβとの
和が、位相誤差勾配として出力される。
は−1、g(n−3)は+1であるから、乗算回路10
4の出力は、 (−γ)×(−1)=+γ となり、乗算回路105の出力は、 (+β)×(+1)=+β となる。
なり、補正値出力回路115の出力は0となる。
7は、 (+γ)+(+β)=γ+β となる。そして、PR等化基準値とのずれ、γとβとの
和が、位相誤差勾配として出力される。
振幅の基準値からのずれ量が位相誤差勾配として正しく
出力される。
作をまとめたフローチャートを示している。
ンプル値y(n)と1サンプル時刻前の値y(n−1)
とを用いている。ノイズのない状態では、y(n)のみ
の値でも判定を誤らないようにすることが可能だが、ノ
イズの乗った実信号では、判定を誤る確立が増加して位
相誤差勾配を正しく求めることができない。2時刻のサ
ンプル点を用いて波形のピーク位置を推定して振幅の変
化の方向を求める、この第1の実施の形態の方式は、平
均化により雑音の影響を除去する効果が大きいので、位
相誤差勾配の算出を正確に行なうことができる。
る位相誤差勾配検出回路18を示している。この位相誤
差勾配検出回路18も、図4に示したVFOパターンに
対する位相誤差勾配を効率よく検出する回路である。
に、入力したサンプル値を1サンプリング周期遅らせて
出力する遅延回路であり、遅延回路100の入力をy
(n)とした場合、各遅延回路100〜102の出力
は、y(n−1)、y(n−2)、y(n−3)とな
る。
したサンプル値を1サンプリング周期遅らせて出力する
遅延回路であり、遅延回路109の入力をg(n)とし
た場合、各遅延回路109〜111の出力は、g(n−
1)、g(n−2)、g(n−3)となる。
グ周期においてサンプルされた再生信号の振幅値y
(n)のレベルが、PR等化後の基準値+2、0、−2
のいずれと見なされるべきかを表わす値で、振幅値が+
2であると見なされるべきときには+1、振幅値が0で
あると見なされるべきときには0、振幅値が−2である
と見なされるべきときには−1を取るものとする。便宜
的に、以下の説明では、このg(n)を判定レベルと称
することにする。
(n)の値からg(n)の取るべき値を判定する。閾値
決定回路312の出力η(n)に、加算回路320,3
21によってそれぞれ−δ,+δが加えられることによ
り、+1と0との判定閾値であるη(n)−δと、0と
−1との判定閾値であるη(n)+δとに分けられて、
閾値判定回路308に入力される。
刻前の判定レベルg(n−3)を入力し、その値が+1
の場合は+ηという値を、−1の場合は−ηという値
を、0のときには0を出力する。
3)が+1の場合には、y(n)が+ε−δ以下になっ
た場合にg(n)として−1、+ε±δの範囲では0、
+ε+δ以上では+1を出力する。また、閾値判定回路
308は、g(n−3)が0の場合には、y(n)が−
δ以下になった場合にg(n)として−1、±δの範囲
では0、+δ以上では+1を出力する。さらに、閾値判
定回路308は、g(n−3)が−1の場合には、y
(n)が−ε+δ以上になった場合にg(n)として+
1、−ε±δの範囲では0、−ε+δ以下では−1を出
力する。
0が比較器331,332の比較結果を基に選択した位
相誤差勾配の値として出力される。すなわち、g(n)
とg(n−1)とが等しくなく、かつ、g(n)とg
(n−3)とが等しくない場合には、加算回路329及
び乗算回路327,328により計算された (−1)×y(n)×g(n−2)+y(n−2)×g
(n) の値が出力される。
g(n)とg(n−3)とが等しくない場合には、加算
回路326及び乗算回路324,325により計算され
た (−1)×y(n)×g(n−1)+y(n−1)×g
(n) の値が出力される。さらに、g(n)=g(n−3)の
場合には、加算回路322及び乗算回路323により計
算された g(n−1)×[−y(n)+y(n−3)] の値が出力される。
より具体的に動作を説明する。まず、図9(a)におい
て、y(n)が、位相が合っていた場合の振幅値203
に対して、実際のサンプル値204は、位相誤差τ2の
ために振幅値が+2+γであるとする。この場合、g
(n)=+1、g(n−1)=0、g(n−2)=−
1、g(n−3)=−1であるから、位相誤差勾配とし
て選択される計算値は、 (−1)×y(n)×g(n−2)+y(n−2)×g
(n) である。
振幅値201に対して、実際のサンプル値202は、位
相誤差τ1のために振幅値が−2+βであるとする。こ
のため、 (−1)×(+2+γ)×(−1)+(−2+β)×
(+1)=+γ+β となる。PR等化基準値とのずれ、つまり、γとβとの
和が位相誤差勾配として出力される。
合っていた場合の振幅値207に対して、実際のサンプ
ル値208は、位相誤差τ4のために振幅値が+2−γ
であるとする。この場合、g(n)=+1、g(n−
1)=+1、g(n−2)=0、g(n−3)=−1で
あるから、位相誤差勾配として選択される計算値は、 (−1)×y(n)×g(n−1)+y(n−1)×g
(n) である。
振幅値205に対して、実際のサンプル値206は、位
相誤差τ3のために振幅値が+2+βであるとする。こ
のため、 (−1)×(+2−γ)×(+1)+(+2+β)×
(+1)=+γ+β となる。PR等化基準値とのずれ、つまり、γとβとの
和が位相誤差勾配として出力される。
ていた場合の振幅値212に対して、実際のサンプル値
211は、位相誤差τ6のために振幅値が−γであると
する。この場合、g(n)=0、g(n−1)=+1、
g(n−2)=+1、g(n−3)=0であるから、位
相誤差勾配として選択される計算値は、 g(n−1)×[−y(n)+y(n−3)] である。
振幅値209に対して、実際のサンプル値210は、位
相誤差τ5のために振幅値が+βであるとする。する
と、 (+1)×(−1)×(−γ+β)=+γ+β となる。PR等化基準値とのずれ、つまり、γとβとの
和が位相誤差勾配として出力される。
動作をまとめたフローチャートを示している。
る振幅レベルと推定された振幅レベルの履歴を基に位相
誤差勾配の計算方法を切り替えることで、位相誤差勾配
の検出を効率よく行なうことができる。
周波数のVFOパターン部分に対する位相誤差勾配を求
めるものであったが、VFOパターン部分で位相を引き
込んだ後も、回転変動等の比較的緩やかな位相の変動に
もクロックを追従させなければならない。ユーザデータ
部分はランダムなデータ系列による信号であるから、上
記のVFO部分と同様の方法では位相誤差勾配を求める
ことができない。
系列によって、PR(1,2,2,1)等化信号の振幅
値がどのように変化し得るかを説明するための状態遷移
図を示している。
れ、d制約が0、1、2の場合である。d制約とは、変
調符号における制約の1つで、変調後の符号の1と1と
の間に最低0がいくつ入らなければならないかという制
約である。すなわち、d=0の場合には、図27(a)
に示したRLL符号に1が連続する 111001101001 というようなパターンがあってもかまわないが、d=1
の場合には、1が連続することは許されないので、 1010001010100 というように、1と1との間には、必ず1個以上の0が
入る。さらに、d=2の場合は、 100100010010 というように、1と1との間には、必ず2個以上の0が
入る。
図において、丸の中のSxxxは、3つ連続する書き込
みビット列により状態を表わしている。書き込みビット
列とは、図27(c)に示したように、RLL符号列を
NRZI形式に変換した離散時間で表わされた書き込み
電流である。d=0の場合には、書き込みビット列は0
と1の任意の値に変化し得る。例えば、001という系
列の次の状態として、010も011も取り得る。
最低1個入るので、例えば、書き込みビット列001の
次には011しか取り得ない。
には0が最低2個入るので、例えば、011という状態
の次には111しか取り得ない。
矢印についている数字は、状態が変化するときの振幅値
である。ここでは、振幅値は、0〜6までの値を取ると
する。図13(a),(b)及び図14は、それぞれ、
状態遷移図を基に、d=0、d=1、d=2の場合の波
形の立ち上がりで取り得る振幅パターンを示したもので
ある。
とから位相誤差を求めるには、その時点の基準値がどの
値であるかを知る必要があるが、その値を正確に知るこ
とができるならば、後段の検出器は必要ないわけで、こ
の時点では、予測値が多少不正確になるのは仕方がない
として、なるべく間違わないような方法を取らざるを得
ない。また、全てのサンプル点から誤差信号を得る必要
もなく、緩やかな位相ずれを補正できるだけの検出感度
が稼げれば良い。
第2の実施の形態では、PR等化後の振幅の遷移のう
ち、波形振幅の勾配が大きい部分からだけ位相誤差情報
を抽出し、雑音により値の判定を誤り易くなる振幅の変
化の少ない部分では位相誤差を検出しないことで、位相
誤差勾配の検出精度を向上させて安定なクロックタイミ
ングのリカバリを実現する。
示すもので、ランダムデータ系列波形に対応する位相誤
差勾配検出回路18を示している。PRクラスは、
(1,2,2,1)とし、d制約は1以上であるとす
る。また、以後の説明では、再び振幅値は−3〜+3ま
での値を取ることにする。
様に、入力したサンプル値を1サンプリング周期遅らせ
て出力する遅延回路であり、遅延回路100の入力がy
(n)の場合、各遅延回路100〜102の出力は、y
(n−1)、y(n−2)、y(n−3)となる。
したサンプル値を1サンプリング周期遅らせて出力する
遅延回路であり、遅延回路109の入力がg(n)の場
合、各遅延回路109,110の出力は、g(n−
1)、g(n−2)となる。
グ周期においてサンプルされた再生信号の振幅値y
(n)のレベルが、PR等化後の基準値+2以上、+
1、0、−1、−2以下のいずれと見なされるべきかを
表わす値で、振幅値が+2以上であると見なされるべき
ときには+1、振幅値が+1、0、−1であると見なさ
れるべきときには0、振幅値が−2以下であると見なさ
れるべきときには−1を取るものとする。便宜的に、以
下では、このg(n)を判定レベルと称することにす
る。
サンプリング時点の前後の振幅判定値が、振幅の勾配が
大きくなる判定値−1または+1であるかどうかを調
べ、条件が合致する場合に位相誤差勾配の計算式を条件
に応じて切り替えて値を算出する。より具体的には、g
(n)、g(n−1)、g(n−2)の組み合わせが、 (−1 0 0) (+1 0 0) (−1 0 +1) (+1 0 −1) ( 0 0 +1) ( 0 0 −1) であるような場合に、位相誤差勾配の計算式を条件に応
じて切り替えて値を算出する。
52の出力の値からg(n)の取るべき値を判定する。
選択回路352は、g(n−1)の値が0の場合には、
加算回路350の出力であるy(n+1)+y(n)を
選択し、g(n−1)の値が0以外の場合には、加算回
路351の出力であるy(n)+y(n−1)を選択す
る。
値が0以外の場合の波形の遷移の様子を示している。図
16(a),(b)の場合は、g(n−1)=−1で、
y(n−1)とy(n)はともに−2以下であり、図1
6(c)の場合は、g(n−1)=−1で、y(n−
1)とy(n)は0と−2であるから、例えば閾値判定
回路353の−ε=−2.5とすれば、図16(a),
(b)の場合を判定レベル−1、図16(c)の場合を
判定レベル0と判定することができる。同様に波形の立
ち下がりでも、図16(d),(e)の場合は判定レベ
ル+1、図16(f)の場合は判定レベル0とすること
ができる。
値が0の場合の波形の遷移の様子を示している。図17
(a),(b)の場合は、g(n−1)=0で、y
(n)とy(n+1)はともに+2以上であり、図17
(c)の場合は、g(n−1)=0で、y(n)とy
(n+1)は+1と0であるから、例えば閾値判定回路
353のε=2.5とすれば、図17(a),(b)の
場合を判定レベル+1、図17(c)の場合を判定レベ
ル0と判定することができる。同様に、波形の立ち下が
りでも、図17(d),(e)の場合は判定レベル−
1、図17(f)の場合は判定レベル0とすることがで
きる。
6によって、乗算回路363,360,357の出力を
合算した結果をg(n−1)が0の場合だけ出力する。
乗算回路363は、y(n−1)と係数決定回路364
の出力との積を出力する。乗算回路360は、係数決定
回路365の出力と加算回路361の出力との積を出力
する。加算回路361は、係数決定回路365の出力と
係数αとを乗算回路362で乗算した結果と、y(n−
2)との和を出力する。乗算回路357は、係数決定回
路366の出力と加算回路358の出力との積を出力す
る。加算回路358は、係数決定回路366の出力と係
数αとを乗算回路359で乗算した結果と、y(n)と
の和を出力する。
的に動作を説明する。図18(a)の場合、g(n)=
0、g(n−1)=0、g(n−2)=−1であるか
ら、比較器369の出力は1、比較器370の出力は
0、比較器371の出力は0、比較器372の出力は0
となり、位相誤差勾配は、 y(n−1)+[y(n−2)+1×α]×1 から求める。
相が合っていた場合の振幅値203に対して、実際のサ
ンプル値204は、位相誤差τ2のために振幅値が+γ
であるとする。また、y(n−2)が、位相が合ってい
た場合の振幅値201に対して、実際のサンプル値20
2は、位相誤差τ1のために振幅値が−2+βであると
すると、 +γ+(−2+β+2)=+γ+β となる。PR等化基準値とのずれ、つまり、γとβとの
和が、位相誤差勾配として出力される。
(n−1)=0、g(n−2)=−1であるから、比較
器369の出力は1、比較器370の出力は1、比較器
371の出力は0、比較器372の出力は0となり、位
相誤差勾配は、 y(n−1)+[y(n−2)+1×α]×1+[y
(n)+(−1)×α]×1 から求める。
相が合っていた場合の振幅値203に対して、実際のサ
ンプル値204は、位相誤差τ2のために振幅値が+γ
であるとする。また、y(n−2)が、位相が合ってい
た場合の振幅値201に対して、実際のサンプル値20
2は、位相誤差τ1のために振幅値が−2+βであると
する。さらに、y(n)が、位相が合っていた場合の振
幅値205に対して、実際のサンプル値206は、位相
誤差τ3のために振幅値が+2+δであるとすると、 +γ+(−2+β+2)+(+2+δ−2)=+γ+β
+δ となる。PR等化基準値とのずれ、つまり、γとβとδ
との和が、位相誤差勾配として出力される。
(n−1)=0、g(n−2)=0であるから、比較器
369の出力は0、比較器370の出力は1、比較器3
71の出力は0、比較器372の出力は0となり、位相
誤差勾配は、 y(n−1)+[y(n)+(−1)×α]×1 から求める。
相が合っていた場合の振幅値203に対して、実際のサ
ンプル値204は、位相誤差τ2のために振幅値が+γ
であるとする。また、y(n)が、位相が合っていた場
合の振幅値205に対して、実際のサンプル値206
は、位相誤差τ3のために振幅値が+2+δであるとす
ると、 +γ+(+2+δ−2)=+γ+δ となる。PR等化基準値とのずれ、つまり、γとδとの
和が、位相誤差勾配として出力される。
(n−1)=0、g(n−2)=+1であるから、比較
器369の出力は0、比較器370の出力は0、比較器
371の出力は1、比較器372の出力は0となり、位
相誤差勾配は、 y(n−1)×(−1)+[y(n−2)+(−1)×
α]×(−1) から求める。
相が合っていた場合の振幅値203に対して、実際のサ
ンプル値204は、位相誤差τ2のために振幅値が−γ
であるとする。また、y(n−2)が、位相が合ってい
た場合の振幅値201に対して、実際のサンプル値20
2は、位相誤差τ1のために振幅値が+2−βであると
すると、 −γ×(−1)+(+2−β−2)×(−1)=+γ+
β となる。PR等化基準値とのずれ、つまり、γとβとの
和が、位相誤差勾配として出力される。
(n−1)=0、g(n−2)=+1であるから、比較
器369の出力は0、比較器370の出力は0、比較器
371の出力は1、比較器372の出力は1となり、位
相誤差勾配は、 y(n−1)×(−1)+[y(n−2)+(−1)×
α]×(−1)+[y(n)+(+1)×α]×(−
1) から求める。
相が合っていた場合の振幅値203に対して、実際のサ
ンプル値204は、位相誤差τ2のために振幅値が−γ
であるとする。また、y(n−2)が、位相が合ってい
た場合の振幅値201に対して、実際のサンプル値20
2は、位相誤差τ1のために振幅値が+2−βであると
する。さらに、y(n)が、位相が合っていた場合の振
幅値205に対して、実際のサンプル値206は、位相
誤差τ3のために振幅値が−2−δであるとすると、 −γ×(−1)+(+2−β−2)+(−2−δ+2)
×(−1)=+γ+β+δ となる。PR等化基準値とのずれ、つまり、γとβとδ
との和が、位相誤差勾配として出力される。
(n−1)=0、g(n−2)=0であるから、比較器
369の出力は0、比較器370の出力は0、比較器3
71の出力は0、比較器372の出力は1となり、位相
誤差勾配は、 y(n−1)×(−1)+[y(n)+(+1)×α]
×(−1) から求める。
相が合っていた場合の振幅値203に対して、実際のサ
ンプル値204は、位相誤差τ2のために振幅値が−γ
であるとする。また、y(n)が、位相が合っていた場
合の振幅値205に対して、実際のサンプル値206
は、位相誤差τ3のために振幅値が−2−δであるとす
ると、 −γ×(−1)+(−2−δ+2)×(−1)=+γ+
δ となる。PR等化基準値とのずれ、つまり、γとδとの
和が、位相誤差勾配として出力される。
動作をまとめたフローチャートを示している。
場合、再生波形の各サンプル点における振幅値は、その
前後のサンプル値と比較して、変化がなくて位相誤差を
検出できないか、変化が少ないため雑音の影響で検出が
困難か、あるいは検出精度が悪くなる場合が多い。
のサンプリング時点の前後の振幅判定値が、振幅の勾配
が大きくなる判定値−1または+1であるかどうかを調
べ、条件が合致する場合に位相誤差勾配の計算式を条件
に応じて切り替えて値を算出する。すなわち、振幅値の
変化がPR等化後の基準値にして2レベルであるサンプ
ル点を判別し、過去及び現在のサンプル点の判定値を基
に位相誤差勾配の算出方法を選択することにより、雑音
の影響の少ないサンプル点でのみ位相誤差勾配を算出し
ているので、検出精度/品位が向上する。
示すもので、ランダムデータ系列波形に対応する位相誤
差勾配検出回路18を示している。図15と同様に、P
Rクラスは、(1,2,2,1)とし、d制約は1以上
であるとする。また、以後の説明では、振幅値は−3〜
+3までの値を取るものとする。
1における位相誤差勾配を求めるのに、PR等化基準値
を相殺するための係数αを用いている。このαを信号レ
ベルに応じて能動的に調整できることが理想であるが、
これを固定値とした場合には振幅変動に弱くなる。図2
0に示す第4の実施の形態では、判定レベルに+1と−
1との両方を用いて位相誤差勾配を求めることで基準レ
ベルの振幅値を係数を用いずに相殺するので、振幅変動
の影響を受け難くなる。
図3同様に、入力したサンプル値を1サンプリング周期
遅らせて出力する遅延回路であり、遅延回路100の入
力がy(n)の場合、各遅延回路100〜102の出力
は、y(n−1)、y(n−2)、y(n−3)とな
る。
したサンプル値を1サンプリング周期遅らせて出力する
遅延回路であり、遅延回路109の入力がg(n)の場
合、各遅延回路109,110の出力は、g(n−
1)、g(n−2)となる。
グ周期においてサンプルされた再生信号の振幅値y
(n)のレベルが、PR等化後の基準値+2以上、+
1、0、−1、−2以下のいずれと見なされるべきかを
表わす値で、振幅値が+2以上であると見なされるべき
ときには+1、振幅値が−1、0、+1であると見なさ
れるべきときには0、振幅値が−2以下であると見なさ
れるべきときには−1を取るものとする。このg(n)
を判定レベルと称することにする。
のサンプリング時点の前後の振幅判定値が、振幅の勾配
が大きくなる判定値−1または+1であるかどうかを調
べ、条件が合致する場合に、位相誤差勾配の計算式を条
件に応じて切り替えて値を算出する。より具体的に言え
ば、g(n)、g(n−1)、g(n−2)の組み合わ
せが、 (−1 0 0) (+1 0 0) (−1 0 +1) (+1 0 −1) ( 0 0 +1) ( 0 0 −1) であるような場合に、位相誤差勾配の計算式を条件に応
じて切り替えて値を算出する。
52の出力の値からg(n)の取るべき値を判定する。
選択回路352は、g(n−1)の値が0の場合には、
加算回路350の出力であるy(n+1)+y(n)を
選択し、g(n−1)の値が0以外の場合には、加算回
路351の出力であるy(n)+y(n−1)を選択す
る。波形振幅の変化に応じて判定レベルを決定する方法
は、図16及び図17を用いた先の図15に示す第3の
実施の形態と同じである。
0によって、乗算回路363,381の出力を合算した
結果をg(n−1)が0の場合だけ出力する。乗算回路
363は、y(n−1)と係数決定回路364の出力と
の積を出力する。乗算回路381は、係数決定回路38
3の出力と加算回路382の出力との積を出力する。加
算回路382は、y(n)とy(n−2)との和を出力
する。
的に動作を説明する。図21(a)の場合、g(n)=
0、g(n−1)=0、g(n−2)=−1であるか
ら、比較器369の出力は1、比較器370の出力は
0、比較器371の出力は0、比較器372の出力は0
となり、位相誤差勾配は、 y(n−1)×(+1)+[y(n)+y(n−2)]
×0 から求める。
振幅値203に対して、実際のサンプル値204は、位
相誤差τ2のために振幅値が+γであるとすると、 y(n−1)×(+1)=+γ となる。PR等化基準値とのずれγが位相誤差勾配とし
て出力される。
(n−1)=0、g(n−2)=−1であるから、比較
器369の出力は1、比較器370の出力は1、比較器
371の出力は0、比較器372の出力は0となり、位
相誤差勾配は、 y(n−1)×(+1)+[y(n)+y(n−2)]
×1 から求める。
振幅値203に対して、実際のサンプル値204は、位
相誤差τ2のために振幅値が+γであるとする。また、
y(n−2)が、位相が合っていた場合の振幅値201
に対して、実際のサンプル値202は、位相誤差τ1の
ために振幅値が−2+βであるとする。さらに、y
(n)が、位相が合っていた場合の振幅値205に対し
て、実際のサンプル価206は、位相誤差τ3のために
振幅値が+2+δであるとすると、 +γ+(+2+δ)+(−2+β)=+γ+β+δ となる。PR等化基準値とのずれ、つまり、γとβとδ
との和が、位相誤差勾配として出力される。
(n−1)=0、g(n−2)=0であるから、比較器
369の出力は0、比較器370の出力は1、比較器3
71の出力は0、比較器372の出力は0となり、位相
誤差勾配は、 y(n−1)×(+1)+[y(n)+y(n−2)]
×0 から求める。
振幅値203に対して、実際のサンプル値204は、位
相誤差τ2のために振幅値が+γであるとすると、 y(n−1)×(+1)=+γ となる。PR等化基準値とのずれγが位相誤差勾配とし
て出力される。
(n−1)=0、g(n−2)=+1であるから、比較
器369の出力は0、比較器370の出力は0、比較器
371の出力は1、比較器372の出力は0となり、位
相誤差勾配は、 y(n−1)×(−1)+[y(n)+y(n−2)]
×0 から求める。
振幅値203に対して、実際のサンプル値204は、位
相誤差τ2のために振幅値が−γであるとすると、 y(n−1)×(−1)=−γ×(−1)=+γ となる。PR等化基準値とのずれγが位相誤差勾配とし
て出力される。
(n−1)=0、g(n−2)=+1であるから、比較
器369の出力は0、比較器370の出力は0、比較器
371の出力は1、比較器372の出力は1となり、位
相誤差勾配は、 y(n−1)×(−1)+[y(n)+y(n−2)]
×(−1) から求める。
振幅値203に対して、実際のサンプル値204は、位
相誤差τ2のために振幅値が−γであるとする。また、
y(n−2)が、位相が合っていた場合の振幅値201
に対して、実際のサンプル値202は、位相誤差τ1の
ために振幅値が+2−βであるとする。さらに、y
(n)が、位相が合っていた場合の振幅値205に対し
て、実際のサンプル価206は、位相誤差τ3のために
振幅値が−2−δであるとすると、 −γ×(−1)+[(−2−δ)+(+2−β)]×
(−1)=+γ+β+δ となる。PR等化基準値とのずれ、つまり、γとβとδ
との和が、位相誤差勾配として出力される。
(n−1)=0、g(n−2)=0であるから、比較器
369の出力は0、比較器370の出力は0、比較器3
71の出力は0、比較器372の出力は1となり、位相
誤差勾配は、 y(n−1)×(−1)+[y(n)+y(n−2)]
×0 から求める。
振幅値203に対して、実際のサンプル値204は、位
相誤差τ2のために振幅値が−γであるとすると、 y(n−1)×(−1)=−γ×(−1)=+γ となる。PR等化基準値とのずれγが位相誤差勾配とし
て出力される。
動作をまとめたフローチャートを示している。
84,385により、再生波形の振幅値が振幅の中心地
に対して、連続した2サンプル点でマイナスの振幅から
プラスの振幅にPR基準レベルで2レベルづつ変化して
いる点を選択している。先のg(n)の判定値による表
記では、g(n)、g(n−1)、g(n−2)の組み
合わせが、(−1 0 +1)と(+1 0 −1)の
点を選択していることになる。
波形から振幅の変化量の特に大きな部分を選択して位相
誤差勾配を求めると、位相ずれによる振幅変化量も大き
くなるので、雑音の影響を少なくできるとともに、ずれ
を測るためのPR等化後の基準値をプラス方向の振幅値
とマイナス方向の振幅値とで容易に相殺できるので、振
幅変動によるPR基準値からのずれによる影響も受け難
くなる。
て、連続したサンプル点でマイナスの振幅からプラスの
振幅に大きく変化する部分とは、少なくとも(パーシャ
ルレスポンスのクラスの拘束長−1)チャネルクロック
分の連続した“0”と、少なくとも(パーシャルレスポ
ンスのクラスの拘束長−1)チャネルクロック分の連続
した“1”とが隣り合っている書き込み電流パターンに
より形成された記録媒体上のピットまたはマークを読み
出した場合に得られる。
スの場合、拘束長は4であるから、図27(c)に示し
たような書き込み電流波形が“000111”ならば、
図27(e),(f)で示したように、再生波形は、 となり、PR等化レベル1>レベル3>レベル5と再生
波形振幅に大きな変化が表われる。
合、拘束長は3であるから、図27(c)に示したよう
な書き込み電流波形が“0011”ならば、 となり、PR等化レベル1>レベル3と再生波形振幅に
大きな変化が表われる。PR(1,2,1)クラスの場
合、PR等化レベルは0〜4までの5値しか取らないの
で、レベル1>レベル3の変化が表われ得る最大の変化
になる。
が続く立ち上がりエッジについて説明したが、1の連続
の後に0の連続が続く立ち下がりエッジについても同様
である。
示すもので、ランダムデータ系列波形に対応する位相誤
差勾配検出回路18を示している。図15と同様に、P
Rクラスは、(1,2,2,1)とし、d制約は1以上
であるとする。また、以後の説明では、振幅値は−3〜
+3までの値を取るものとする。
路364の入力Aが、比較器369,370の出力の論
理和でなく論理積になり、同じく入力Bも、比較器37
1,372の出力の論理和でなく論理積になっている点
である。
(d),(f)の振幅パターンでは位相誤差勾配の検出
が行なわれず、振幅の傾きが大きい図21(b)と
(e)のパターンの場合にのみ位相誤差勾配の検出が行
なわれる。
(n−2)の組み合わせが、(−10 +1)と(+1
0 −1)の点のみを選択していることになる。再生
波形の振幅値が、振幅の中心地に対して、連続したサン
プル点でマイナスの振幅からプラスの振幅に大きく変化
する部分、先に述べたように、少なくとも(パーシャル
レスポンスのクラスの拘束長−1)チャネルクロック分
の連続した“0”と、少なくとも(パーシャルレスポン
スのクラスの拘束長−1)チャネルクロック分の連続し
た“1”とが隣り合っている書き込み電流パターンによ
り形成された記録媒体上のピットまたはマークを読み出
した場合にだけ、位相誤差勾配の検出が行なわれる。
動作をまとめたフローチャートを示している。
限定されるものではなく、この外その要旨を逸脱しない
範囲で種々変形して実施することができる。
等化後の振幅レベルが5〜7値になるPRクラスにおい
ても、離散時間でサンプルされた振幅値から位相誤差勾
配を検出することができるため、タイミングリカバリの
ためにデータ検出系と別の回路を設けることなく、デー
タ検出系のPR等化器の出力でPLLを駆動することが
できる。
うな高記録密度で記録を行なう記憶装置において、より
干渉量の大きなPRクラスを使用しても、データに安定
に同期したクロックが供給されることにより、データ検
出誤り率を低く抑え、大容量で高い信頼性が得られる記
憶装置を提供することが可能となる。
する手段によれば、振幅の変化の方向の判定に、現在の
サンプル値と1サンプル時刻前の値とを用いているた
め、平均化により雑音の影響を除去する効果が大きいの
で、位相勾配の算出を正確に行なうことができる。
る手段によれば、推定される振幅レベルと推定された振
幅レベルの履歴とを基に位相誤差勾配の計算方法を切り
替えるので、位相誤差勾配の検出を効率よく行なうこと
ができる。
する手段によれば、少なくとも(パーシャルレスポンス
のクラスの拘束長−1)チャネルクロック分の連続した
“0”と、少なくとも(パーシャルレスポンスのクラス
の拘束長−1)チャネルクロック分の連続した“1”と
が隣り合っている書き込み電流パターンにより形成され
た記録媒体上のピットまたはマークを読み出した場合に
得られる振幅の変化量の特に大きな部分を選択して位相
誤差勾配を求めるので、位相ずれによる振幅変化量が大
きくなって雑音の影響を少なくできるとともに、ずれを
測るためのPR等化後の基準値をプラス方向の振幅値と
マイナス方向の振幅値とで容易に相殺できるので、振幅
変動によるPR基準値からのずれによる影響も受け難く
なる。
き、PR等化レベルが0〜6の7値となるPR(1,
2,2,1)クラスについて説明してきたが、PR
(1,2,2,1)においても、先に述べたように、d
制約が2の場合にはPR等化レベル2と4の値は取り得
ないので、振幅マージン及び閾値の細かな設定を除けば
5値であると見なすことができる。
の少ないレベル2とレベル4(実施の形態中ではレベル
3を中心としているので振幅値−1と+1)は位相誤差
勾配の計算には用いていない。このため、この発明の方
式は、7値のPRクラスのみならず、d制約が2のとき
のPR(1,2,2,1)の場合と対応付けることによ
り、5値のPRクラスにも容易に適用が可能である。
ディスク装置の概略を説明するために示すブロック構成
図。
と再生信号とを同期させる他の例を説明するために示す
ブロック構成図。
回路の詳細を説明するために示すブロック構成図。
出するためのVFOパターンを説明するために示す図。
出する動作を具体的に説明するために示す図。
出する動作を具体的に説明するために示す図。
出する動作をまとめて説明するために示すフローチャー
ト。
相誤差勾配検出回路の詳細を説明するために示すブロッ
ク構成図。
出する動作を具体的に説明するために示す図。
検出する動作を具体的に説明するために示す図。
検出する動作をまとめて説明するために示すフローチャ
ート。
ってPR等化信号の振幅値がどのように変化するのかを
説明するために示す状態遷移図。
の場合の波形の立ち上がりで取り得る振幅パターンを説
明するために示す図。
の場合の波形の立ち上がりで取り得る振幅パターンを説
明するために示す図。
位相誤差勾配検出回路の詳細を説明するために示すブロ
ック構成図。
0以外の場合の波形の遷移の状態を説明するために示す
図。
0の場合の波形の遷移の状態を説明するために示す図。
検出する動作を具体的に説明するために示す図。
検出する動作をまとめて説明するために示すフローチャ
ート。
位相誤差勾配検出回路の詳細を説明するために示すブロ
ック構成図。
検出する動作を具体的に説明するために示す図。
検出する動作をまとめて説明するために示すフローチャ
ート。
位相誤差勾配検出回路の詳細を説明するために示すブロ
ック構成図。
検出する動作をまとめて説明するために示すフローチャ
ート。
出し信号とのタイミング関係を説明するために示す図。
ャネルクロックの位相とを一致させるPLLを説明する
ために示すブロック構成図。
いた書き込み信号と読み出し信号とのタイミング関係を
説明するために示す図。
Claims (8)
- 【請求項1】 記録媒体から読み取った信号を、可変周
波数発振手段から出力されるクロック周期でサンプリン
グすることによりデジタルデータに変換する変換手段
と、 この変換手段から出力されたデジタルデータを、前記可
変周波数発振手段から出力されるクロックに基づいて、
パーシャルレスポンスのクラスに合致した波形に等化す
る等化手段と、 この等化手段から出力された信号波形に対して、前記可
変周波数発振手段から出力されるクロックに基づいて、
データの検出を行なうデータ検出手段と、 前記等化手段から出力された信号波形と、前記可変周波
数発振手段から出力されるクロックとの位相誤差の勾配
を検出する位相誤差勾配検出手段と、 この位相誤差勾配検出手段で検出された位相誤差勾配に
基づいて、前記可変周波数発振手段の発振周波数を制御
する制御手段とを具備してなることを特徴とするデジタ
ルデータ再生装置。 - 【請求項2】 前記位相誤差勾配検出手段は、 前記等化手段から出力された信号波形の時間的に連続し
た2つのサンプル点における振幅値を加算する加算手段
と、 この加算手段で得られた加算結果に基づいて、前記等化
手段から出力された信号波形が、前記可変周波数発振手
段から出力されるクロックと位相同期している場合の振
幅値を予測する予測手段と、 この予測手段によって予測された振幅値と、前記等化手
段から出力された信号波形とに基づいて、位相誤差の勾
配を検出する検出手段とを具備してなることを特徴とす
る請求項1記載のデジタルデータ再生装置。 - 【請求項3】 前記位相誤差勾配検出手段は、 前記等化手段から出力された信号波形が、前記可変周波
数発振手段から出力されるクロックと位相同期している
場合の振幅値を予測する予測手段と、 この予測手段によって予測された振幅値の履歴を記録す
る記録手段と、 前記予測手段によって予測された振幅値及び前記記録手
段に記録された振幅値の履歴に基づいて、前記等化手段
から出力された信号波形の複数のサンプル点における位
相誤差の勾配を算出する演算手段と、 前記予測手段によって予測された振幅値及び前記記録手
段に記録された振幅値の履歴に基づいて、前記演算手段
の出力を選択する選択手段とを具備してなることを特徴
とする請求項1記載のデジタルデータ再生装置。 - 【請求項4】 前記位相誤差勾配検出手段は、 前記等化手段から出力された信号波形が、前記可変周波
数発振手段から出力されるクロックと位相同期している
場合の振幅値を予測する予測手段と、 この予測手段によって予測された振幅値の履歴を記録す
る記録手段と、 前記予測手段によって予測された振幅値及び前記記録手
段に記録された振幅値の履歴に基づいて、前記等化手段
から出力された信号波形の複数のサンプル点系列が、少
なくとも(パーシャルレスポンスのクラスの拘束長−
1)クロック分の連続した第1の値と、少なくとも(パ
ーシャルレスポンスのクラスの拘束長−1)クロック分
の連続した第2の値とが、隣接している書き込み電流パ
ターンにより形成された前記記録媒体上のピットまたは
マークを読み出した場合のサンプル点系列であると判断
する判定手段と、 この判定手段による判断結果に応じて、前記予測手段に
よって予測された振幅値及び前記記録手段に記録された
振幅値の履歴に基づいて、前記等化手段から出力される
信号波形の複数のサンプル時刻から位相誤差の勾配を算
出する演算手段とを具備してなることを特徴とする請求
項1記載のデジタルデータ再生装置。 - 【請求項5】 記録媒体から読み取った信号を、可変周
波数発振手段から出力されるクロック周期でサンプリン
グすることによりデジタルデータに変換する第1の工程
と、 この第1の工程で出力されたデジタルデータを、前記可
変周波数発振手段から出力されるクロックに基づいて、
パーシャルレスポンスのクラスに合致した波形に等化す
る第2の工程と、 この第2の工程で出力された信号波形に対して、前記可
変周波数発振手段から出力されるクロックに基づいて、
データの検出を行なう第3の工程と、 前記第2の工程で出力された信号波形と、前記可変周波
数発振手段から出力されるクロックとの位相誤差の勾配
を検出する第4の工程と、 この第4の工程で検出された位相誤差勾配に基づいて、
前記可変周波数発振手段の発振周波数を制御する第5の
工程とを経るようにしてなることを特徴とするデジタル
データ再生方法。 - 【請求項6】 前記第4の工程は、 前記第2の工程で出力された信号波形の時間的に連続し
た2つのサンプル点における振幅値を加算する加算工程
と、 この加算工程で得られた加算結果に基づいて、前記第2
の工程で出力された信号波形が、前記可変周波数発振手
段から出力されるクロックと位相同期している場合の振
幅値を予測する予測工程と、 この予測手段によって予測された振幅値と、前記第2の
工程で出力された信号波形とに基づいて、位相誤差の勾
配を検出する検出工程とを経るようにしてなることを特
徴とする請求項5記載のデジタルデータ再生方法。 - 【請求項7】 前記第4の工程は、 前記第2の工程で出力された信号波形が、前記可変周波
数発振手段から出力されるクロックと位相同期している
場合の振幅値を予測する予測工程と、 この予測工程によって予測された振幅値の履歴を記録す
る記録工程と、 前記予測工程によって予測された振幅値及び前記記録工
程によって記録された振幅値の履歴に基づいて、前記第
2の工程で出力された信号波形の複数のサンプル点にお
ける位相誤差の勾配を算出する演算工程と、 前記予測工程によって予測された振幅値及び前記記録工
程によって記録された振幅値の履歴に基づいて、前記演
算工程の出力を選択する選択工程とを経るようにしてな
ることを特徴とする請求項5記載のデジタルデータ再生
方法。 - 【請求項8】 前記第4の工程は、 前記第2の工程で出力された信号波形が、前記可変周波
数発振手段から出力されるクロックと位相同期している
場合の振幅値を予測する予測工程と、 この予測工程によって予測された振幅値の履歴を記録す
る記録工程と、 前記予測工程によって予測された振幅値及び前記記録工
程によって記録された振幅値の履歴に基づいて、前記第
2の工程で出力された信号波形の複数のサンプル点系列
が、少なくとも(パーシャルレスポンスのクラスの拘束
長−1)クロック分の連続した第1の値と、少なくとも
(パーシャルレスポンスのクラスの拘束長−1)クロッ
ク分の連続した第2の値とが、隣接している書き込み電
流パターンにより形成された前記記録媒体上のピットま
たはマークを読み出した場合のサンプル点系列であると
判断する判定工程と、 この判定工程による判断結果に応じて、前記予測工程に
よって予測された振幅値及び前記記録工程によって記録
された振幅値の履歴に基づいて、前記第2の工程で出力
される信号波形の複数のサンプル時刻から位相誤差の勾
配を算出する演算工程とを経るようにしてなることを特
徴とする請求項5記載のデジタルデータ再生方法。
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