JP2002032133A - 安定化電源回路 - Google Patents
安定化電源回路Info
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- JP2002032133A JP2002032133A JP2001076266A JP2001076266A JP2002032133A JP 2002032133 A JP2002032133 A JP 2002032133A JP 2001076266 A JP2001076266 A JP 2001076266A JP 2001076266 A JP2001076266 A JP 2001076266A JP 2002032133 A JP2002032133 A JP 2002032133A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＥＳＲと等価的な抵抗を挿入することなく低
ＥＳＲコンデンサを出力安定化コンデンサに使用できる
安定化電源回路を提供する。 【解決手段】 当該安定化電源回路の出力電圧を表す帰
還信号と、基準電圧を表す基準信号とを比較して両者の
差である誤差信号を出力する比較増幅手段ＯＰを有し、
この比較増幅手段ＯＰの誤差信号で出力手段を制御する
ことにより当該出力手段Ｔｒを介して所定値に制御され
た出力電圧を供給する安定化電源回路において、前記出
力手段Ｔｒの出力端と当該安定化電源回路の出力端Ｔ
outとの間に位相補償用抵抗Ｒ3を設け、この位相補償用
抵抗Ｒ3で生成した位相補償用信号を帰還信号として戻
すようにする。
ＥＳＲコンデンサを出力安定化コンデンサに使用できる
安定化電源回路を提供する。 【解決手段】 当該安定化電源回路の出力電圧を表す帰
還信号と、基準電圧を表す基準信号とを比較して両者の
差である誤差信号を出力する比較増幅手段ＯＰを有し、
この比較増幅手段ＯＰの誤差信号で出力手段を制御する
ことにより当該出力手段Ｔｒを介して所定値に制御され
た出力電圧を供給する安定化電源回路において、前記出
力手段Ｔｒの出力端と当該安定化電源回路の出力端Ｔ
outとの間に位相補償用抵抗Ｒ3を設け、この位相補償用
抵抗Ｒ3で生成した位相補償用信号を帰還信号として戻
すようにする。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電池より安定化電
源を取り出すことができる、ボルテージレギュレータ、
スイッチングレギュレータなどの安定化電源回路に関
し、出力安定化コンデンサに低ＥＳＲ（等価直列抵抗）
コンデンサを使用できる位相補償回路を含むものであ
る。
源を取り出すことができる、ボルテージレギュレータ、
スイッチングレギュレータなどの安定化電源回路に関
し、出力安定化コンデンサに低ＥＳＲ（等価直列抵抗）
コンデンサを使用できる位相補償回路を含むものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、安定化電源回路は、例えば、携帯
電話、ＰＨＳ等の移動電話、電子手帳等のＰＤＡなどの
携帯電子機器に使用されている。
電話、ＰＨＳ等の移動電話、電子手帳等のＰＤＡなどの
携帯電子機器に使用されている。
【０００３】従来のボルテージレギュレータの一例を図
６に示す。このボルテージレギュレータは、増幅器１及
びドライバトランジスタ２を有し、増幅器１の反転入力
端子には基準電圧源３が接続されている。ドライバトラ
ンジスタ２の出力端はボルテージレギュレータの出力端
子４になっており、出力端子４の電圧は抵抗５を介して
増幅器１の非反転入力端子にフィードバックされるよう
になっている。さらに詳言すると、出力端子４の電圧
は、抵抗５及び抵抗６の抵抗値Ｒ1、Ｒ2で定まる分割比
に基づく電圧が増幅器１の非反転入力端子にフィードバ
ックされる。また、抵抗５に並列にコンデンサ７が設け
られ、一定周波数以上の交流成分が当該コンデンサ７を
介して増幅器１の非反転入力端子にフィードバックされ
るようになっている。
６に示す。このボルテージレギュレータは、増幅器１及
びドライバトランジスタ２を有し、増幅器１の反転入力
端子には基準電圧源３が接続されている。ドライバトラ
ンジスタ２の出力端はボルテージレギュレータの出力端
子４になっており、出力端子４の電圧は抵抗５を介して
増幅器１の非反転入力端子にフィードバックされるよう
になっている。さらに詳言すると、出力端子４の電圧
は、抵抗５及び抵抗６の抵抗値Ｒ1、Ｒ2で定まる分割比
に基づく電圧が増幅器１の非反転入力端子にフィードバ
ックされる。また、抵抗５に並列にコンデンサ７が設け
られ、一定周波数以上の交流成分が当該コンデンサ７を
介して増幅器１の非反転入力端子にフィードバックされ
るようになっている。
【０００４】かかるボルテージレギュレータでは、基準
電圧源３の基準電圧Ｖrefを基準にして下記式に示す出
力Ｖoutを出力端子４に接続された負荷８に出力し、出
力Ｖo utを常に検出して帰還させて出力の安定下を図る
ものである。
電圧源３の基準電圧Ｖrefを基準にして下記式に示す出
力Ｖoutを出力端子４に接続された負荷８に出力し、出
力Ｖo utを常に検出して帰還させて出力の安定下を図る
ものである。
【０００５】
【数１】Ｖout＝Ｖref｛（Ｒ1＋Ｒ2）／Ｒ2｝
【０００６】しかしながら、この場合、帰還信号の位相
補償をするために、外付けの出力安定化コンデンサ９を
設けなければならなかった。すなわち、出力安定化コン
デンサ９として、ＥＳＲの比較的大きなタンタルコンデ
ンサや電解コンデンサを用い、出力安定化コンデンサ９
のＥＳＲによるゼロ点を利用して位相補償を行い、安定
化出力を得ていた。
補償をするために、外付けの出力安定化コンデンサ９を
設けなければならなかった。すなわち、出力安定化コン
デンサ９として、ＥＳＲの比較的大きなタンタルコンデ
ンサや電解コンデンサを用い、出力安定化コンデンサ９
のＥＳＲによるゼロ点を利用して位相補償を行い、安定
化出力を得ていた。
【０００７】また、従来のスイッチングレギュレータの
一例を図７に示す。このスイッチングレギュレータは、
図６のドライバトランジスタ２の代わりに昇圧部１０を
設けたものであり、同一作用を示す部材には同一符号を
付して重複する説明は省略する。
一例を図７に示す。このスイッチングレギュレータは、
図６のドライバトランジスタ２の代わりに昇圧部１０を
設けたものであり、同一作用を示す部材には同一符号を
付して重複する説明は省略する。
【０００８】ここで、昇圧部１０は、スイッチングコン
トローラ１１、及びこれにオンオフが制御されるスイッ
チ１２と、コイル１３と、ダイオード１４とを具備し、
スイッチングコントローラ１１は増幅器１の出力信号で
制御され、出力電圧Ｖoutは基準電圧Ｖrefに基づく一定
の値に調整することができる。
トローラ１１、及びこれにオンオフが制御されるスイッ
チ１２と、コイル１３と、ダイオード１４とを具備し、
スイッチングコントローラ１１は増幅器１の出力信号で
制御され、出力電圧Ｖoutは基準電圧Ｖrefに基づく一定
の値に調整することができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ところで、携帯電子機
器の小型化、高性能化により、安定化電源部も小型化、
高安定化が要求され、出力安定化コンデンサとしても低
ＥＳＲではあるが小型の積層セラミックコンデンサを使
用したいという要求が高まってきた。
器の小型化、高性能化により、安定化電源部も小型化、
高安定化が要求され、出力安定化コンデンサとしても低
ＥＳＲではあるが小型の積層セラミックコンデンサを使
用したいという要求が高まってきた。
【００１０】しかしながら、出力安定化コンデンサとし
て低ＥＳＲコンデンサを用いる場合、位相がずれて十分
な帰還が得られず、安定動作ができないので、積層セラ
ミックコンデンサに直列にＥＳＲと等価的な抵抗を挿入
しなければ安定化電源が得られないという問題があっ
た。
て低ＥＳＲコンデンサを用いる場合、位相がずれて十分
な帰還が得られず、安定動作ができないので、積層セラ
ミックコンデンサに直列にＥＳＲと等価的な抵抗を挿入
しなければ安定化電源が得られないという問題があっ
た。
【００１１】本発明は、このような事情に鑑み、ＥＳＲ
と等価的な抵抗を挿入することなく低ＥＳＲコンデンサ
を出力安定化コンデンサに使用できる安定化電源回路を
提供することを課題とする。
と等価的な抵抗を挿入することなく低ＥＳＲコンデンサ
を出力安定化コンデンサに使用できる安定化電源回路を
提供することを課題とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決する本発
明の第１の態様は、当該安定化電源回路の出力電圧を表
す帰還信号と、基準電圧を表す基準信号とを比較して両
者の差である誤差信号を出力する比較増幅手段を有し、
この比較増幅手段の誤差信号で出力手段を制御すること
により当該出力手段を介して所定値に制御された出力電
圧を供給する安定化電源回路において、前記出力手段の
出力端と当該安定化電源回路の出力端との間に位相補償
用抵抗を設け、この位相補償用抵抗で生成した位相補償
用信号を帰還信号として戻すようにしたことを特徴とす
る安定化電源回路にある。
明の第１の態様は、当該安定化電源回路の出力電圧を表
す帰還信号と、基準電圧を表す基準信号とを比較して両
者の差である誤差信号を出力する比較増幅手段を有し、
この比較増幅手段の誤差信号で出力手段を制御すること
により当該出力手段を介して所定値に制御された出力電
圧を供給する安定化電源回路において、前記出力手段の
出力端と当該安定化電源回路の出力端との間に位相補償
用抵抗を設け、この位相補償用抵抗で生成した位相補償
用信号を帰還信号として戻すようにしたことを特徴とす
る安定化電源回路にある。
【００１３】本発明の第２の態様は、第１の態様におい
て、前記出力手段は、ドライバトランジスタで構成した
ことを特徴とする安定化電源回路にある。
て、前記出力手段は、ドライバトランジスタで構成した
ことを特徴とする安定化電源回路にある。
【００１４】本発明の第３の態様は、第１の態様におい
て、前記出力手段は、インダクタンス、整流素子及びス
イッチング回路を含んで構成したことを特徴とする安定
化電源回路にある。
て、前記出力手段は、インダクタンス、整流素子及びス
イッチング回路を含んで構成したことを特徴とする安定
化電源回路にある。
【００１５】本発明の第４の態様は、当該安定化電源回
路の出力電圧を表す帰還信号と、基準電圧を表す基準信
号とを比較して両者の差である誤差信号を出力する比較
増幅手段を有し、この比較増幅手段の誤差信号で出力手
段を制御することにより当該出力手段を介して所定値に
制御された出力電圧を供給する安定化電源回路におい
て、前記比較増幅手段の出力側に前記出力手段と並列に
サブ出力手段を設けると共にこれら出力手段及びサブ出
力手段の出力端同士を位相補償用抵抗を介して接続し、
前記出力手段の出力端側を当該安定化電源回路の出力端
とすると共に前記位相補償用抵抗で生成した位相補償用
信号を帰還信号として戻すようにしたことを特徴とする
安定化電源回路にある。
路の出力電圧を表す帰還信号と、基準電圧を表す基準信
号とを比較して両者の差である誤差信号を出力する比較
増幅手段を有し、この比較増幅手段の誤差信号で出力手
段を制御することにより当該出力手段を介して所定値に
制御された出力電圧を供給する安定化電源回路におい
て、前記比較増幅手段の出力側に前記出力手段と並列に
サブ出力手段を設けると共にこれら出力手段及びサブ出
力手段の出力端同士を位相補償用抵抗を介して接続し、
前記出力手段の出力端側を当該安定化電源回路の出力端
とすると共に前記位相補償用抵抗で生成した位相補償用
信号を帰還信号として戻すようにしたことを特徴とする
安定化電源回路にある。
【００１６】本発明の第５の態様は、第４の態様におい
て、前記出力手段及び前記サブ出力手段は、それぞれド
ライバトランジスタで構成したことを特徴とする安定化
電源回路にある。
て、前記出力手段及び前記サブ出力手段は、それぞれド
ライバトランジスタで構成したことを特徴とする安定化
電源回路にある。
【００１７】本発明の第６の態様は、第５の態様におい
て、前記出力手段及び前記サブ出力手段が電流容量比の
異なるトランジスタであり、前記サブ出力手段に相対的
に小さな電流が流れるようにしたことを特徴とする安定
化電源回路にある。
て、前記出力手段及び前記サブ出力手段が電流容量比の
異なるトランジスタであり、前記サブ出力手段に相対的
に小さな電流が流れるようにしたことを特徴とする安定
化電源回路にある。
【００１８】かかる本発明の安定化電源回路では、ＥＳ
Ｒと等価的な抵抗を挿入することなく低ＥＳＲコンデン
サを出力安定化コンデンサとして使用しても、位相補償
を行うことができ、出力電源を安定することができる。
Ｒと等価的な抵抗を挿入することなく低ＥＳＲコンデン
サを出力安定化コンデンサとして使用しても、位相補償
を行うことができ、出力電源を安定することができる。
【００１９】本発明の第７の態様は、第１〜６の何れか
の態様において、前記位相補償用抵抗で生成した位相補
償用信号を帰還信号として前記比較増幅手段の前段若し
くは後段に戻すようにしたことを特徴とする安定化電源
回路にある。
の態様において、前記位相補償用抵抗で生成した位相補
償用信号を帰還信号として前記比較増幅手段の前段若し
くは後段に戻すようにしたことを特徴とする安定化電源
回路にある。
【００２０】本発明の第８の態様は、第１〜７の何れか
の態様において、前記位相補償用抵抗で生成した位相補
償用信号を、コンデンサを介して戻すようにしたことを
特徴とする安定化電源回路にある。
の態様において、前記位相補償用抵抗で生成した位相補
償用信号を、コンデンサを介して戻すようにしたことを
特徴とする安定化電源回路にある。
【００２１】本発明の第９の態様は、第１〜８の何れか
の態様において、前記位相補償用抵抗で生成した位相補
償用信号を、増幅若しくは減衰回路とコンデンサとを介
して戻すようにしたことを特徴とする安定化電源回路に
ある。
の態様において、前記位相補償用抵抗で生成した位相補
償用信号を、増幅若しくは減衰回路とコンデンサとを介
して戻すようにしたことを特徴とする安定化電源回路に
ある。
【００２２】
【発明の実施の形態】以下、本発明を実施例に基づいて
説明するが、本発明は、これらの実施例により限定され
るものではない。
説明するが、本発明は、これらの実施例により限定され
るものではない。
【００２３】（実施例１）図１には、実施例１に係る安
定化電源回路であるボルテージレギュレータの概略構成
を示す。
定化電源回路であるボルテージレギュレータの概略構成
を示す。
【００２４】このボルテージレギュレータは、比較増幅
手段としての増幅器ＯＰと、出力手段として、例えば、
ＭＯＳＦＥＴからなるドライバトランジスタＴｒを有
し、増幅器ＯＰの反転入力端子には基準電圧源Ｖrefが
接続されている。ここで、増幅器ＯＰの出力端がドライ
バトランジスタＴｒのゲートに接続され、ソースからＶ
ccを入力してドレインを出力端２０とし、この出力端２
０はボルテージレギュレータの出力端子Ｔoutに接続さ
れている。また、出力端子Ｔoutの電圧は、抵抗Ｒ 1及び
抵抗Ｒ2の抵抗値で定まる分割比に基づく電圧が増幅器
ＯＰの非反転入力端子にフィードバックされるように構
成されている。
手段としての増幅器ＯＰと、出力手段として、例えば、
ＭＯＳＦＥＴからなるドライバトランジスタＴｒを有
し、増幅器ＯＰの反転入力端子には基準電圧源Ｖrefが
接続されている。ここで、増幅器ＯＰの出力端がドライ
バトランジスタＴｒのゲートに接続され、ソースからＶ
ccを入力してドレインを出力端２０とし、この出力端２
０はボルテージレギュレータの出力端子Ｔoutに接続さ
れている。また、出力端子Ｔoutの電圧は、抵抗Ｒ 1及び
抵抗Ｒ2の抵抗値で定まる分割比に基づく電圧が増幅器
ＯＰの非反転入力端子にフィードバックされるように構
成されている。
【００２５】ここで、ドライバトランジスタＴｒの出力
端２０と出力端子Ｔoutとの間には、位相補償用抵抗Ｒ3
が設けられ、出力端２０は、コンデンサＣを介して、抵
抗Ｒ1から増幅器ＯＰへのフィードバック回路の途中に
接続されている。すなわち、位相補償用抵抗Ｒ3で位相
補償用信号を発生させてこの位相補償用信号をコンデン
サＣを介して帰還信号として増幅器ＯＰへ戻すように構
成されている。
端２０と出力端子Ｔoutとの間には、位相補償用抵抗Ｒ3
が設けられ、出力端２０は、コンデンサＣを介して、抵
抗Ｒ1から増幅器ＯＰへのフィードバック回路の途中に
接続されている。すなわち、位相補償用抵抗Ｒ3で位相
補償用信号を発生させてこの位相補償用信号をコンデン
サＣを介して帰還信号として増幅器ＯＰへ戻すように構
成されている。
【００２６】以上説明した安定化電源回路は、半導体集
積回路（ＩＣ）として製造される。また、かかる安定化
電源回路は、その出力端子Ｔoutへ、低ＥＳＲコンデン
サであるコンデンサＣL及び負荷ＲLが接続されて使用さ
れる。ここで、低ＥＳＲのコンデンサとしては、積層セ
ラミックコンデンサ、ＯＳコンデンサ等を例示すること
ができる。
積回路（ＩＣ）として製造される。また、かかる安定化
電源回路は、その出力端子Ｔoutへ、低ＥＳＲコンデン
サであるコンデンサＣL及び負荷ＲLが接続されて使用さ
れる。ここで、低ＥＳＲのコンデンサとしては、積層セ
ラミックコンデンサ、ＯＳコンデンサ等を例示すること
ができる。
【００２７】このような構成では、増幅器ＯＰは出力電
圧Ｖoutを表す帰還信号と、基準電圧Ｖrefを表す基準信
号とを比較して誤差信号を出力し、この誤差信号がドラ
イバトランジスタＴｒのゲートに入力されて当該ドライ
バトランジスタＴｒの出力電圧Ｖoutが所定値に制御さ
れる。
圧Ｖoutを表す帰還信号と、基準電圧Ｖrefを表す基準信
号とを比較して誤差信号を出力し、この誤差信号がドラ
イバトランジスタＴｒのゲートに入力されて当該ドライ
バトランジスタＴｒの出力電圧Ｖoutが所定値に制御さ
れる。
【００２８】ここで、帰還信号に位相遅れが生じた場合
を考えると、コンデンサＣLが低ＥＳＲであるので、従
来技術として説明したようにＥＳＲによるゼロ点を利用
した位相補償を行うことはできない。しかしながら、本
実施例では、位相補償用抵抗Ｒ3で位相補償用信号を発
生させ、この位相補償用信号を伝達素子としてのコンデ
ンサＣを介して帰還信号として増幅器ＯＰに戻すように
構成しているので、従来と同様に位相補償を行うことが
でき、安定化出力を得ることができる。なお、このよう
に動作するように、位相補償用抵抗Ｒ3の抵抗値及びコ
ンデンサＣの容量値を適宜設計するのは勿論である。
を考えると、コンデンサＣLが低ＥＳＲであるので、従
来技術として説明したようにＥＳＲによるゼロ点を利用
した位相補償を行うことはできない。しかしながら、本
実施例では、位相補償用抵抗Ｒ3で位相補償用信号を発
生させ、この位相補償用信号を伝達素子としてのコンデ
ンサＣを介して帰還信号として増幅器ＯＰに戻すように
構成しているので、従来と同様に位相補償を行うことが
でき、安定化出力を得ることができる。なお、このよう
に動作するように、位相補償用抵抗Ｒ3の抵抗値及びコ
ンデンサＣの容量値を適宜設計するのは勿論である。
【００２９】このように、本発明の安定化電源回路を用
いると、外付けコンデンサとして小型の低ＥＳＲコンデ
ンサを用いても位相補償を行って、安定電圧を得ること
ができるという効果を奏する。
いると、外付けコンデンサとして小型の低ＥＳＲコンデ
ンサを用いても位相補償を行って、安定電圧を得ること
ができるという効果を奏する。
【００３０】なお、ドライバトランジスタＴｒとして
は、ｎ−ＭＯＳ、ｐ−ＭＯＳの他、バイポーラのＮＰＮ
及びＰＮＰなどのトランジスタを用いることができる。
は、ｎ−ＭＯＳ、ｐ−ＭＯＳの他、バイポーラのＮＰＮ
及びＰＮＰなどのトランジスタを用いることができる。
【００３１】（実施例２）図２には、実施例２に係る安
定化電源回路であるボルテージレギュレータの概略構成
を示す。図２に示すボルテージレギュレータでは、実施
例１のドライバトランジスタに並列にサブドライバトラ
ンジスタを設けている。
定化電源回路であるボルテージレギュレータの概略構成
を示す。図２に示すボルテージレギュレータでは、実施
例１のドライバトランジスタに並列にサブドライバトラ
ンジスタを設けている。
【００３２】すなわち、増幅器ＯＰの出力側には、ドラ
イバトランジスタＴｒ1及びサブドライバトランジスタ
Ｔｒ2を並列に接続し、ドライバトランジスタＴｒ1の出
力端２０ＡとサブドライバトランジスタＴｒ2の出力端
２０Ｂとの間に位相補償用抵抗Ｒ3を設け、ドライバト
ランジスタＴｒ1の出力端２０Ａを出力端子Ｔoutに直接
接続するようにするとともに、サブドライバトランジス
タＴｒ2の出力端２０ＢにコンデンサＣを接続して帰還
信号を戻すように構成している。
イバトランジスタＴｒ1及びサブドライバトランジスタ
Ｔｒ2を並列に接続し、ドライバトランジスタＴｒ1の出
力端２０ＡとサブドライバトランジスタＴｒ2の出力端
２０Ｂとの間に位相補償用抵抗Ｒ3を設け、ドライバト
ランジスタＴｒ1の出力端２０Ａを出力端子Ｔoutに直接
接続するようにするとともに、サブドライバトランジス
タＴｒ2の出力端２０ＢにコンデンサＣを接続して帰還
信号を戻すように構成している。
【００３３】また、好適には、ドライバトランジスタＴ
ｒ1及びサブドライバトランジスタＴｒ2の電流容量比
を、例えば、１００：１程度とし、外部電源からの電流
のほとんどがドライバトランジスタＴｒ1を流れるよう
に構成するのが好ましい。例えば、ドライバトランジス
タＴｒ1及びサブドライバトランジスタＴｒ2をＭＯＳト
ランジスタとして両者のチャネル幅及びチャネル長の比
を適宜異なるように設計することができる。
ｒ1及びサブドライバトランジスタＴｒ2の電流容量比
を、例えば、１００：１程度とし、外部電源からの電流
のほとんどがドライバトランジスタＴｒ1を流れるよう
に構成するのが好ましい。例えば、ドライバトランジス
タＴｒ1及びサブドライバトランジスタＴｒ2をＭＯＳト
ランジスタとして両者のチャネル幅及びチャネル長の比
を適宜異なるように設計することができる。
【００３４】このような構成では、位相補償用抵抗Ｒ3
で位相補償用信号を発生させ、この位相補償用信号を伝
達素子としてのコンデンサＣを介して帰還信号として増
幅器ＯＰに戻すように構成しているので、実施例１と同
様に位相補償を行うことができ、安定化出力を得ること
ができる。
で位相補償用信号を発生させ、この位相補償用信号を伝
達素子としてのコンデンサＣを介して帰還信号として増
幅器ＯＰに戻すように構成しているので、実施例１と同
様に位相補償を行うことができ、安定化出力を得ること
ができる。
【００３５】一方、出力電圧の大部分はドライバトラン
ジスタＴｒ1の出力端２０Ａから位相補償用抵抗Ｒ3を介
さないで取り出すことができるので、ロスを最低限にす
ることができるという効果を奏する。
ジスタＴｒ1の出力端２０Ａから位相補償用抵抗Ｒ3を介
さないで取り出すことができるので、ロスを最低限にす
ることができるという効果を奏する。
【００３６】なお、ドライバトランジスタＴｒ1，Ｔｒ2
としては、ｎ−ＭＯＳ、ｐ−ＭＯＳの他、バイポーラの
ＮＰＮ及びＰＮＰなどのトランジスタを用いることがで
きる。
としては、ｎ−ＭＯＳ、ｐ−ＭＯＳの他、バイポーラの
ＮＰＮ及びＰＮＰなどのトランジスタを用いることがで
きる。
【００３７】（実施例３）図３には、実施例３に係る安
定化電源回路であるスイッチングレギュレータの概略構
成を示す。図３に示すスイッチングレギュレータは、実
施例１のドライバトランジスタの代わりに昇圧部Ｓを設
けた以外は実施例１と同様であるので、同一部材には同
一符号を付して重複する説明は省略する。
定化電源回路であるスイッチングレギュレータの概略構
成を示す。図３に示すスイッチングレギュレータは、実
施例１のドライバトランジスタの代わりに昇圧部Ｓを設
けた以外は実施例１と同様であるので、同一部材には同
一符号を付して重複する説明は省略する。
【００３８】図３に示すように、昇圧部Ｓは、増幅器Ｏ
Ｐの出力側に接続されたスイッチング回路としてスイッ
チングコントローラＳＣ及びこのスイッチング信号によ
り制御されるスイッチＳＷを具備し、さらに、スイッチ
ＳＷと直列に接続されて入力電源Ｖccから電流が供給さ
れるコイルＬと、コイルＬからの出力を整流して出力端
子Ｔoutへ出力するダイオードＤとを有する。
Ｐの出力側に接続されたスイッチング回路としてスイッ
チングコントローラＳＣ及びこのスイッチング信号によ
り制御されるスイッチＳＷを具備し、さらに、スイッチ
ＳＷと直列に接続されて入力電源Ｖccから電流が供給さ
れるコイルＬと、コイルＬからの出力を整流して出力端
子Ｔoutへ出力するダイオードＤとを有する。
【００３９】この場合、スイッチングコントローラＳＷ
のスイッチング信号によりスイッチＳＷがオンされると
入力電源Ｖccから電流が供給され、この結果、コイルＬ
にはエネルギーが蓄積される。次にスイッチングコント
ローラＳＷのスイッチング信号によりスイッチＳＷがオ
フされると、コイルＬに蓄積されたエネルギーはダイオ
ードＤを介して放出される。
のスイッチング信号によりスイッチＳＷがオンされると
入力電源Ｖccから電流が供給され、この結果、コイルＬ
にはエネルギーが蓄積される。次にスイッチングコント
ローラＳＷのスイッチング信号によりスイッチＳＷがオ
フされると、コイルＬに蓄積されたエネルギーはダイオ
ードＤを介して放出される。
【００４０】ここで、増幅器ＯＰは、出力電圧Ｖoutを
表す帰還信号と、基準電圧Ｖrefを表す基準信号との偏
差である誤差信号を出力し、この誤差信号でスイッチン
グコントローラＳＣを制御するようにしているので、出
力電圧Ｖoutは基準電圧Ｖrefに基づく一定の値に調整す
ることができる。
表す帰還信号と、基準電圧Ｖrefを表す基準信号との偏
差である誤差信号を出力し、この誤差信号でスイッチン
グコントローラＳＣを制御するようにしているので、出
力電圧Ｖoutは基準電圧Ｖrefに基づく一定の値に調整す
ることができる。
【００４１】また、位相補償用抵抗Ｒ3で位相補償用信
号が発生し、この位相補償用信号を伝達素子としてのコ
ンデンサＣを介して帰還信号として増幅器ＯＰに戻すよ
うに構成されているので、実施例１と同様に位相補償を
行うことができ、安定化出力を得ることができる。
号が発生し、この位相補償用信号を伝達素子としてのコ
ンデンサＣを介して帰還信号として増幅器ＯＰに戻すよ
うに構成されているので、実施例１と同様に位相補償を
行うことができ、安定化出力を得ることができる。
【００４２】以上説明したスイッチングレギュレータで
は、例えば、コイルＬ、ダイオードＤ、スイッチＳＷ及
び位相補償用抵抗Ｒ3以外は半導体集積回路（ＩＣ）と
して製造し、コイルＬ、ダイオードＤ、スイッチＳＷ及
び位相補償用抵抗Ｒ3を外付けとしてもよいし、さら
に、抵抗Ｒ1及び抵抗Ｒ2も外付けとしてもよく、スイッ
チングレギュレータをどのように構成するかは自由であ
る。勿論、コンデンサＣ Lをスイッチングレギュレータ
に包含させてもよい。
は、例えば、コイルＬ、ダイオードＤ、スイッチＳＷ及
び位相補償用抵抗Ｒ3以外は半導体集積回路（ＩＣ）と
して製造し、コイルＬ、ダイオードＤ、スイッチＳＷ及
び位相補償用抵抗Ｒ3を外付けとしてもよいし、さら
に、抵抗Ｒ1及び抵抗Ｒ2も外付けとしてもよく、スイッ
チングレギュレータをどのように構成するかは自由であ
る。勿論、コンデンサＣ Lをスイッチングレギュレータ
に包含させてもよい。
【００４３】なお、本実施例では、昇圧型スイッチング
レギュレータを例にとって説明したが、降圧型、反転型
のスイッチングレギュレータとしてもよいことはいうま
でもない。
レギュレータを例にとって説明したが、降圧型、反転型
のスイッチングレギュレータとしてもよいことはいうま
でもない。
【００４４】（その他の実施例）上述した各実施例で
は、位相補償用抵抗Ｒ3で生成した位相補償用信号を出
力手段を制御する比較増幅手段である増幅器ＯＰの非反
転入力端子側にそのまま戻すようにしたが、増幅手段の
前段若しくは後段、又は出力手段の回路の出力側など、
何れに戻すようにしても同様に位相補償することができ
ることはいうまでもない。
は、位相補償用抵抗Ｒ3で生成した位相補償用信号を出
力手段を制御する比較増幅手段である増幅器ＯＰの非反
転入力端子側にそのまま戻すようにしたが、増幅手段の
前段若しくは後段、又は出力手段の回路の出力側など、
何れに戻すようにしても同様に位相補償することができ
ることはいうまでもない。
【００４５】また、比較増幅手段に戻す場合にでも、非
反転入力端子ではなく、反転入力端子側に戻してもよい
し、位相補償信号自体を増幅若しくは減衰又は分割して
戻してもよいし、分割した信号を複数箇所に戻すように
してもよく、さらには、別回路を介して出力手段の出力
側に戻すようにしてもよく、帰還のさせかたは特に限定
されない。
反転入力端子ではなく、反転入力端子側に戻してもよい
し、位相補償信号自体を増幅若しくは減衰又は分割して
戻してもよいし、分割した信号を複数箇所に戻すように
してもよく、さらには、別回路を介して出力手段の出力
側に戻すようにしてもよく、帰還のさせかたは特に限定
されない。
【００４６】さらには、位相補償用抵抗Ｒ3で生成した
位相補償用信号の取り出し方も特に限定されない。
位相補償用信号の取り出し方も特に限定されない。
【００４７】また、位相補償用抵抗を複数設けてもよ
く、それぞれの位相補償用抵抗で生成した位相補償用抵
抗を一緒に併せて又は別々に戻すようにしてもよい。
く、それぞれの位相補償用抵抗で生成した位相補償用抵
抗を一緒に併せて又は別々に戻すようにしてもよい。
【００４８】例えば、図４には、位相補償用抵抗Ｒ3で
生成した位相補償用信号を増幅器ＯＰ1及びコンデンサ
Ｃを介して増幅器ＯＰに戻した例を示す。この場合、位
相補償用抵抗Ｒ3で生成した位相補償信号のうち戻す量
を容易に変更することができる。なお、増幅器ＯＰ1と
コンデンサＣの位置は反対でもよい。
生成した位相補償用信号を増幅器ＯＰ1及びコンデンサ
Ｃを介して増幅器ＯＰに戻した例を示す。この場合、位
相補償用抵抗Ｒ3で生成した位相補償信号のうち戻す量
を容易に変更することができる。なお、増幅器ＯＰ1と
コンデンサＣの位置は反対でもよい。
【００４９】図５には、実施例２の構成に加えてサブド
ライバトランジスタＴｒ3を設け、サブドライバトラン
ジスタＴｒ3の出力端とドライバトランジスタＴｒ1の出
力端との間に位相補償用抵抗Ｒ4を設け、位相補償用抵
抗Ｒ4で生成した位相補償用信号をコンデンサＣ2を介し
て増幅器ＯＰに戻すようにしたものである。このように
複数のサブドライバトランジスタＴｒ2及びＴｒ3とそれ
ぞれに対応する複数の位相補償用抵抗Ｒ3及びＲ4を設け
てそれぞれで生成した位相補償用信号をコンデンサＣ1
及びＣ2で増幅器ＯＰに戻すようにすることにより、取
り出す位相補償用信号の周波数帯を変化させることがで
き、所望の周波数特性を容易に作ることができるという
効果を奏する。勿論、位相補償用抵抗Ｒ3の他に位相補
償用抵抗Ｒ4を設けてそれぞれで生成した位相補償用信
号を増幅回路又は減衰回路を介して戻すようにしてもよ
いことはいうまでもない。また、サブドライバトランジ
スタを３つ以上の複数設けてもよく、これらのサブドラ
イバトランジスタのそれぞれ又は一部に対応する複数の
位相補償用抵抗を設けるようにしてもよい。
ライバトランジスタＴｒ3を設け、サブドライバトラン
ジスタＴｒ3の出力端とドライバトランジスタＴｒ1の出
力端との間に位相補償用抵抗Ｒ4を設け、位相補償用抵
抗Ｒ4で生成した位相補償用信号をコンデンサＣ2を介し
て増幅器ＯＰに戻すようにしたものである。このように
複数のサブドライバトランジスタＴｒ2及びＴｒ3とそれ
ぞれに対応する複数の位相補償用抵抗Ｒ3及びＲ4を設け
てそれぞれで生成した位相補償用信号をコンデンサＣ1
及びＣ2で増幅器ＯＰに戻すようにすることにより、取
り出す位相補償用信号の周波数帯を変化させることがで
き、所望の周波数特性を容易に作ることができるという
効果を奏する。勿論、位相補償用抵抗Ｒ3の他に位相補
償用抵抗Ｒ4を設けてそれぞれで生成した位相補償用信
号を増幅回路又は減衰回路を介して戻すようにしてもよ
いことはいうまでもない。また、サブドライバトランジ
スタを３つ以上の複数設けてもよく、これらのサブドラ
イバトランジスタのそれぞれ又は一部に対応する複数の
位相補償用抵抗を設けるようにしてもよい。
【００５０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の安定化電
源回路では、ＥＳＲと等価的な抵抗を挿入することなく
低ＥＳＲコンデンサを出力安定化コンデンサとして使用
しても、位相補償を行うことができ、出力電源を安定す
ることができるという効果を奏する。
源回路では、ＥＳＲと等価的な抵抗を挿入することなく
低ＥＳＲコンデンサを出力安定化コンデンサとして使用
しても、位相補償を行うことができ、出力電源を安定す
ることができるという効果を奏する。
【図１】本発明の実施例１に係る安定化電源回路である
ボルテージレギュレータの概略構成を示す図である。
ボルテージレギュレータの概略構成を示す図である。
【図２】本発明の実施例２に係る安定化電源回路である
ボルテージレギュレータの概略構成を示す図である。
ボルテージレギュレータの概略構成を示す図である。
【図３】本発明の実施例３に係る安定化電源回路である
スイッチングレギュレータの概略構成を示す図である。
スイッチングレギュレータの概略構成を示す図である。
【図４】本発明の他の実施例に係る安定化電源回路であ
るボルテージレギュレータの概略構成を示す図である。
るボルテージレギュレータの概略構成を示す図である。
【図５】本発明の他の実施例に係る安定化電源回路であ
るボルテージレギュレータの概略構成を示す図である。
るボルテージレギュレータの概略構成を示す図である。
【図６】従来技術に係るボルテージレギュレータの概略
構成を示す図である。
構成を示す図である。
【図７】従来技術に係るスイッチングレギュレータの概
略構成を示す図である。
略構成を示す図である。
ＯＰ、ＯＰ1 増幅器 Ｔｒ ドライバトランジスタ Ｒ1、Ｒ2 抵抗 Ｒ3、Ｒ4 位相補償用抵抗 Ｃ、Ｃ1、Ｃ2 コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 仲 剛志 東京都中央区日本橋馬喰町一丁目５番１号 馬喰町有楽ビル５階 株式会社ディーブ イイー内 Ｆターム(参考） 5H430 BB01 BB09 BB11 CC07 EE06 EE17 FF04 FF13 GG08 HH03 LB05
Claims (9)
- 【請求項１】 当該安定化電源回路の出力電圧を表す帰
還信号と、基準電圧を表す基準信号とを比較して両者の
差である誤差信号を出力する比較増幅手段を有し、この
比較増幅手段の誤差信号で出力手段を制御することによ
り当該出力手段を介して所定値に制御された出力電圧を
供給する安定化電源回路において、 前記出力手段の出力端と当該安定化電源回路の出力端と
の間に位相補償用抵抗を設け、この位相補償用抵抗で生
成した位相補償用信号を帰還信号として戻すようにした
ことを特徴とする安定化電源回路。 - 【請求項２】 請求項１において、前記出力手段は、ド
ライバトランジスタで構成したことを特徴とする安定化
電源回路。 - 【請求項３】 請求項１において、前記出力手段は、イ
ンダクタンス、整流素子及びスイッチング回路を含んで
構成したことを特徴とする安定化電源回路。 - 【請求項４】 当該安定化電源回路の出力電圧を表す帰
還信号と、基準電圧を表す基準信号とを比較して両者の
差である誤差信号を出力する比較増幅手段を有し、この
比較増幅手段の誤差信号で出力手段を制御することによ
り当該出力手段を介して所定値に制御された出力電圧を
供給する安定化電源回路において、 前記比較増幅手段の出力側に前記出力手段と並列にサブ
出力手段を設けると共にこれら出力手段及びサブ出力手
段の出力端同士を位相補償用抵抗を介して接続し、前記
出力手段の出力端側を当該安定化電源回路の出力端とす
ると共に前記位相補償用抵抗で生成した位相補償用信号
を帰還信号として戻すようにしたことを特徴とする安定
化電源回路。 - 【請求項５】 請求項４において、前記出力手段及び前
記サブ出力手段は、それぞれドライバトランジスタで構
成したことを特徴とする安定化電源回路。 - 【請求項６】 請求項５において、前記出力手段及び前
記サブ出力手段が電流容量比の異なるトランジスタであ
り、前記サブ出力手段に相対的に小さな電流が流れるよ
うにしたことを特徴とする安定化電源回路。 - 【請求項７】 請求項１〜６の何れかにおいて、前記位
相補償用抵抗で生成した位相補償用信号を帰還信号とし
て前記比較増幅手段の前段若しくは後段に戻すようにし
たことを特徴とする安定化電源回路。 - 【請求項８】 請求項１〜７の何れかにおいて、前記位
相補償用抵抗で生成した位相補償用信号を、コンデンサ
を介して戻すようにしたことを特徴とする安定化電源回
路。 - 【請求項９】 請求項１〜８の何れかにおいて、前記位
相補償用抵抗で生成した位相補償用信号を、増幅若しく
は減衰回路とコンデンサとを介して戻すようにしたこと
を特徴とする安定化電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001076266A JP2002032133A (ja) | 2000-05-12 | 2001-03-16 | 安定化電源回路 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000-139306 | 2000-05-12 | ||
| JP2000139306 | 2000-05-12 | ||
| JP2001076266A JP2002032133A (ja) | 2000-05-12 | 2001-03-16 | 安定化電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002032133A true JP2002032133A (ja) | 2002-01-31 |
Family
ID=26591730
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001076266A Pending JP2002032133A (ja) | 2000-05-12 | 2001-03-16 | 安定化電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002032133A (ja) |
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005022283A1 (en) * | 2003-08-29 | 2005-03-10 | Ricoh Company, Ltd. | A constant-voltage circuit |
| JP2007011972A (ja) * | 2005-07-04 | 2007-01-18 | Toshiba Corp | 直流電源電圧安定化回路 |
| KR100689256B1 (ko) * | 2002-02-12 | 2007-03-02 | 산켄덴키 가부시키가이샤 | 안정화 전원회로 |
| JP2007148561A (ja) * | 2005-11-24 | 2007-06-14 | New Japan Radio Co Ltd | 安定化電源回路 |
| CN100432885C (zh) * | 2003-08-29 | 2008-11-12 | 株式会社理光 | 恒压电路 |
| JP2009181381A (ja) * | 2008-01-31 | 2009-08-13 | New Japan Radio Co Ltd | 安定化電源回路 |
| US7656139B2 (en) | 2005-06-03 | 2010-02-02 | Micrel, Incorporated | Creating additional phase margin in the open loop gain of a negative feedback amplifier system using a boost zero compensating resistor |
| WO2014126496A1 (en) * | 2013-02-14 | 2014-08-21 | Freescale Semiconductor, Inc. | Voltage regulator with improved load regulation |
| CN104049662A (zh) * | 2013-03-15 | 2014-09-17 | 台湾积体电路制造股份有限公司 | 调压器 |
| CN108646835A (zh) * | 2018-05-31 | 2018-10-12 | 湖南品腾电子科技有限公司 | 一种低压差线性稳压器电路及电源 |
| CN109460105A (zh) * | 2018-12-24 | 2019-03-12 | 中国电子科技集团公司第五十八研究所 | 一种动态零极点追踪补偿电路 |
| CN110647202A (zh) * | 2018-06-27 | 2020-01-03 | 艾普凌科有限公司 | 稳压器 |
| JP2020087192A (ja) * | 2018-11-29 | 2020-06-04 | 新日本無線株式会社 | 電源回路 |
| US10725487B2 (en) | 2016-09-08 | 2020-07-28 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power circuit including ballast element |
-
2001
- 2001-03-16 JP JP2001076266A patent/JP2002032133A/ja active Pending
Cited By (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100689256B1 (ko) * | 2002-02-12 | 2007-03-02 | 산켄덴키 가부시키가이샤 | 안정화 전원회로 |
| US7030686B2 (en) | 2003-08-29 | 2006-04-18 | Ricoh Company, Ltd. | Constant voltage circuit with phase compensation |
| KR100733439B1 (ko) * | 2003-08-29 | 2007-06-29 | 가부시키가이샤 리코 | 정전압 회로 |
| CN100432885C (zh) * | 2003-08-29 | 2008-11-12 | 株式会社理光 | 恒压电路 |
| WO2005022283A1 (en) * | 2003-08-29 | 2005-03-10 | Ricoh Company, Ltd. | A constant-voltage circuit |
| US7656139B2 (en) | 2005-06-03 | 2010-02-02 | Micrel, Incorporated | Creating additional phase margin in the open loop gain of a negative feedback amplifier system using a boost zero compensating resistor |
| JP2007011972A (ja) * | 2005-07-04 | 2007-01-18 | Toshiba Corp | 直流電源電圧安定化回路 |
| JP2007148561A (ja) * | 2005-11-24 | 2007-06-14 | New Japan Radio Co Ltd | 安定化電源回路 |
| JP2009181381A (ja) * | 2008-01-31 | 2009-08-13 | New Japan Radio Co Ltd | 安定化電源回路 |
| US9625934B2 (en) | 2013-02-14 | 2017-04-18 | Nxp Usa, Inc. | Voltage regulator with improved load regulation |
| WO2014126496A1 (en) * | 2013-02-14 | 2014-08-21 | Freescale Semiconductor, Inc. | Voltage regulator with improved load regulation |
| CN104049662A (zh) * | 2013-03-15 | 2014-09-17 | 台湾积体电路制造股份有限公司 | 调压器 |
| US10725487B2 (en) | 2016-09-08 | 2020-07-28 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power circuit including ballast element |
| CN108646835A (zh) * | 2018-05-31 | 2018-10-12 | 湖南品腾电子科技有限公司 | 一种低压差线性稳压器电路及电源 |
| CN110647202A (zh) * | 2018-06-27 | 2020-01-03 | 艾普凌科有限公司 | 稳压器 |
| KR20200001484A (ko) | 2018-06-27 | 2020-01-06 | 에이블릭 가부시키가이샤 | 전압 레귤레이터 |
| JP2020004032A (ja) * | 2018-06-27 | 2020-01-09 | エイブリック株式会社 | ボルテージレギュレータ |
| US10915124B2 (en) | 2018-06-27 | 2021-02-09 | Ablic Inc. | Voltage regulator having a phase compensation circuit |
| JP7079158B2 (ja) | 2018-06-27 | 2022-06-01 | エイブリック株式会社 | ボルテージレギュレータ |
| TWI819007B (zh) * | 2018-06-27 | 2023-10-21 | 日商艾普凌科有限公司 | 電壓調節器 |
| KR102669037B1 (ko) * | 2018-06-27 | 2024-05-27 | 에이블릭 가부시키가이샤 | 전압 레귤레이터 |
| JP2020087192A (ja) * | 2018-11-29 | 2020-06-04 | 新日本無線株式会社 | 電源回路 |
| CN109460105A (zh) * | 2018-12-24 | 2019-03-12 | 中国电子科技集团公司第五十八研究所 | 一种动态零极点追踪补偿电路 |
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