JP2002345239A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
みを阻止する。 【解決手段】 並列運転中にDC/DCコンバータ1A
の動作が停止すると、DC/DCコンバータ1Aに出力
電圧Voが印加される。しかし、トランジスタ32の端子
電圧Vxはツェナー電圧Vzに達せず、MOS型FET
11はターンオンしない。また、スイッチング素子8のオ
ン時におけるMOS型FET11のゲート・ソース間電圧
Vgsは、二次巻線7の両端間電圧Vsにのみ依存する。
このため、入力電圧Viをワイドレンジに変動させて
も、MOS型FET11のゲート・ソース間電圧Vgsは入
力電圧Viと同じ倍率にしか変動しない。
Description
にある整流スイッチ素子や転流スイッチ素子を、スイッ
チング素子に同期させてオン・オフさせる同期整流方式
のスイッチング電源装置に関する。
高周波スイッチングにより、トランスの一次巻線に直流
入力電圧を断続的に印加し、トランスの二次巻線に発生
する交流電圧を整流素子により整流して直流出力電圧を
得るDC/DCコンバータにおいて、トランスの二次側
にある整流素子および転流素子としてMOS型FETを
用い、このMOS型FETを前記主スイッチング素子の
スイッチングに同期してオン・オフさせる回路構成は、
これらの素子の電力損失を低減させるための有効な手段
として従来から知られている。しかし、こうした同期整
流方式のDC/DCコンバータを共通する負荷に複数台
(例えば2台)接続して並列運転を行なった場合には、
次のような問題がある。
る負荷バランスが均衡した状態から、負荷変動などの何
らかの原因で他方のDC/DCコンバータの出力電圧が
上昇した場合、一方のDC/DCコンバータはその内部
の制御回路が出力電圧の上昇を検出して、出力電圧を下
げる方向、つまり主スイッチング素子のパルス導通幅を
狭める方向に制御する。やがてこの制御が限界に達する
と、主スイッチング素子はその動作を停止した状態にな
り、動作中の他方のDC/DCコンバータから動作停止
状態にある一方のDC/DCコンバータの出力回路に出
力電圧が印加されると、前記整流用のMOS型FETの
ゲートが順バイアスされ、MOS型FETがオンしてし
まう。こうなると、他方のDC/DCコンバータからM
OS型FETを介してトランスの二次巻線に電流が流れ
込むので、トランスのコアが飽和して二次巻線が略短絡
状態に陥り、さらに大きな電流がMOS型FETに流れ
て、MOS型FETが破損する場合がある。また、一方
のDC/DCコンバータは他方のDC/DCコンバータ
からの電流を吸い込み続け、整流用および転流用のMO
S型FETが自励発振を開始して、これらの素子が発熱
から場合によっては故障に至る問題を有していた。
の回路図である。同図において、1A,1B…は共通の
負荷2に並列接続されるDC/DCコンバータ、3は各
DC/DCコンバータ1A,1B…に直流入力電圧Vi
を供給する直流電源であり、各DC/DCコンバータ1
A,1B…は同一構成を有している。各DC/DCコン
バータ1A,1B…において、5は一次側と二次側とを
絶縁する電圧変換用のトランス、8はトランス5の一次
巻線6に直列接続される例えばMOS型FETなどの主
スイッチング素子であり、主スイッチング素子8をオン
・オフすることにより、トランス1の一次巻線6の直流
入力電圧Viを断続的に印加し、トランス1の二次巻線
7より交流電圧を取り出すようになっている。
ETからなる補助スイッチング素子9とコンデンサ10と
を直列接続して構成されるアクティブクランプ回路71が
接続される。前記主スイッチング素子8と補助スイッチ
ング素子9は、共にオフ期間となるデッドタイムを有し
ながら交互にオン・オフされる。これにより、トランス
5の励磁インダクタンスと、各スイッチング素子8,9
の寄生キャパシタンス(図10参照)が共振し、スイッ
チング素子8,9のターンオンおよびターンオフ時にお
けるゼロ電圧スイッチングが達成される。なお、72は主
スイッチング素子8のドレイン・ソース間に逆並列接続
されるボディダイオード、73は補助スイッチング素子9
のドレイン・ソース間に逆並列接続されるボディダイオ
ードである。
してのMOS型FET11が直列接続されると共に、この
二次巻線7とMOS型FET11とにより構成される直列
回路の両端間に、転流素子としてのMOS型FET22が
接続される。前記MOS型FET11のゲートは、主スイ
ッチング素子8がオンの時に正極性の電圧が誘起される
二次巻線7のドット側端子に接続される一方、MOS型
FET22のゲートは、主スイッチング素子8がオフの時
に正極性の電圧が誘起される二次巻線7の非ドット側端
子に接続され、MOS型FET22の両端間にはチョーク
コイル13と平滑コンデンサ14との直列回路が接続され
る。そして、MOS型FET11,22を主スイッチング素
子8に同期してオン・オフさせることにより、トランス
5の二次巻線7に発生する交流電圧を整流し、この整流
出力をさらにチョークコイル13と平滑コンデンサ14で平
滑することにより、平滑コンデンサ14の両端間から直流
出力電圧Voを得るようにしている。なお75,76は、M
OS型FET11,22のドレイン・ソース間にそれぞれ逆
並列接続されるボディダイオードである。
出力電圧Voの変動に応じて主スイッチング素子8や補
助スイッチング素子9のゲートに供給する駆動信号のパ
ルス導通幅を可変する制御回路であり、この制御回路17
によるフィードバック制御によって、直流出力電圧Vo
の安定化が図られる。
ッチング電源装置において、出力電圧Voの差異により
動作停止したDC/DCコンバータ1Aの回路図をあら
わしたものである。ここでは、各スイッチング素子8,
9およびMOS型FET11,22の寄生キャパシタンス82
〜85を考慮している。トランス5の一次側にある各スイ
ッチング素子8,9が完全にオフ状態にあり、主スイッ
チング素子8にはボディダイオード72と寄生キャパシタ
ンス82との並列回路が、また補助スイッチング素子9に
はボディダイオード73と寄生キャパシタンス83との並列
回路がそれぞれ接続される。さらにトランス5の二次側
には、出力電圧Voを供給する他のDC/DCコンバー
タ1Bが、電圧源87として等価的に接続される。
示す状態1〜状態4の過程を経て、MOS型FET11,
22が自励発振する。なお、この図11の波形図におい
て、最上段にあるのはMOS型FET11のドレイン・ソ
ース間電圧VSR1で、以下、MOS型FET22のドレイ
ン・ソース間電圧VSR2、チョークコイル13を流れるチ
ョーク電流iL、トランス5の二次巻線7を流れる励磁
電流iLmである。
お、91はトランス5の一次側の合成キャパシタンスで、
各寄生キャパシタンス82,83の静電容量をそれぞれCQ
1,CQ2とし、トランス5の一次巻線6と二次巻線7と
の巻数比をn:1とすると、合成キャパシタンス91の静
電容量はn2(CQ1+CQ2)となる。また92は、トラン
ス5の励磁インダクタンスである。この状態1は、転流
用のMOS型FET22がターンオンし、整流用のMOS
型FET11がターンオフした後に開始するもので、主ス
イッチング素子8および補助スイッチング素子9はいず
れもオフしている。ここでは、トランス5の励磁インダ
クタンス92と各寄生キャパシタンス82,83,84との共振
によって、MOS型FET11のドレイン・ソース間電圧
VSR1が正弦波状に変化する。一方、チョークコイル13
を流れるチョーク電流iLは、転流用のMOS型FET
22がオンしている関係で直線状に変化する。そして、M
OS型FET11のドレイン・ソース間電圧VSR1がゼロ
になると、状態1は終了して次の状態2に移行する。
状態2は、整流用のMOS型FET11がターンオンし、
転流用のMOS型FET22がターンオフした後に開始す
るもので、チョークコイル13のインダクタンスと各寄生
キャパシタンス82,83,85との共振によって、MOS型
FET22のドレイン・ソース間電圧VSR2がゼロから正
弦波状に増加する。そして、このMOS型FET22のド
レイン・ソース間電圧VSR2が、Vi/nに等しくなる
と、状態2は終了して次の状態3に移行する。
状態3では、主スイッチング素子8のボディダイオード
72が導通して、MOS型FET22のドレイン・ソース間
電圧VSR2をVi/nにクランプする。93は、そのとき
の等価的な電圧源を示している。状態2に移行した時点
から、チョークコイル13を流れる逆向きのチョーク電流
iLと、トランス5の二次巻線7を流れる逆向きの励磁
電流iLmは減少するが、これらの電流値の合計が正に
転じると(iL+iLm>0)、補助スイッチング素子
9のボディダイオード73がターンオフし、次の状態4に
移行する。
ある。すなわち、MOS型FET22のドレイン・ソース
間電圧VSR2は正弦波状に減少してゼロになり、ここで
状態1の初期時に戻る。こうした4つの状態によって、
MOS型FET11,22の自励発振が継続するが、この自
励発振は各MOS型FET11,22の電圧ストレスを発生
させるだけでなく、MOS型FET11,22の性能低下を
もたらすこともある。さらに、自励発振周波数はスイッ
チング周波数と異なっており、複数台のDC/DCコン
バータ1A,1B間で様々な妨害が発生する。
MOS型FET11がオンしないような回路構成が、例え
ば特開平11−8974号公報などに提案されている。
これを図15に示すと、ここでは二次巻線7とMOS型
FET11とにより構成される直列回路の両端間に、転流
素子としての転流ダイオード12が接続される。さらに、
転流ダイオード12の両端間にはチョークコイル13と平滑
コンデンサ14との直列回路が接続され、MOS型FET
11をスイッチング素子8に同期してオン・オフさせるこ
とにより、トランス5の二次巻線7に発生する交流電圧
Vsを整流し、この整流出力をさらにチョークコイル13
と平滑コンデンサ14で平滑することにより、平滑コンデ
ンサ14の両端間から直流出力電圧Voを得るようにして
いる。
にツェナーダイオード21を直列接続した点が着目され
る。このツェナーダイオード21は、トランス5の二次巻
線7に発生するオン時電圧Vsonに対しては導通するも
のの、出力電圧Voに対しては導通しない特性のものが
用いられており、一方のDC/DCコンバータ1Aが動
作を停止した状態でも、他方のDC/DCコンバータ1
Bからの出力電圧Voにより整流用のMOS型FET11
がオンしないようになっている。これにより、他方のD
C/DCコンバータ1BからMOS型FET11を介して
トランス5の二次巻線7に電流が流れ込むのを防止し、
トランス1のコアが飽和することに起因するMOS型F
ET11の破損を回避することができる。
対応できるいわゆるワイドレンジ化に対応したDC/D
Cコンバータ1A,1B…が市場で要求されている。そ
の場合、図15に示す回路例では、整流素子であるMO
S型FET11のゲート・ソース間電圧Vgsが大きく変動
し、入力電圧Viのワイドレンジ化に対応することが難
かしいという問題を抱えている。
に説明すると、図15の回路図において、トランス5の
一次巻線6と二次巻線7との巻数比をN:1とし、ツェ
ナーダイオード21のツェナー電圧をVzとして考える
と、二次巻線7に発生する電圧をVsと、MOS型FE
T11のゲート・ソース間電圧Vgsは、図16に示すよう
になる。なお、図16におけるTonはスイッチング素子
8のオン期間、Toffはスイッチング素子8のオフ期間
である。
on)は、スイッチング素子8のドレイン−ソース間が短
絡状態にあるため、トランス1の二次巻線7に発生する
電圧Vsonは、入力電圧Viと一次巻線6の巻数比との
積(Vson=Vi/N)となる。また、このときのMO
S型FET11のゲート・ソース間電圧Vgsonは、前記二
次巻線7に発生する電圧Vsonからツェナー電圧Vzを
引いた値(Vi/N−Vz)となる。
巻数比N=5,ツェナーダイオード21のツェナー電圧V
z=17Vであるとすると、スイッチング素子8のオン時
におけるMOS型FET11のゲート・ソース間電圧Vgs
onは3Vとなる。ここで各DC/DCコンバータ1A,
1B…を、入力電圧Vi=150Vに対応させようとする
と、前記MOS型FET11のゲート・ソース間電圧Vgs
onは13Vになる。これは、入力電圧Viを1.5倍変動さ
せたのに対し、MOS型FET11のゲート・ソース間電
圧Vgsonは4.3倍も変動することになり、その変動差が
極めて大きい。したがって、入力電圧Viを高くすると
既存の耐圧特性を有するMOS型FET11をそのまま使
用できなくなって、入力電圧Viのワイドレンジ化に対
応することが困難であった。
止時における外部からの電流の流れ込みを阻止すること
を共通の目的とする。そして、第1の目的は入力電圧の
ワイドレンジ化に対応できるスイッチング電源装置を提
供することにある。また第2の目的は、動作停止時にお
ける整流スイッチ素子や転流スイッチ素子の自励発振を
確実に防止できる並列運転スイッチング電源装置を提供
することにある。また第3の目的は、動作中においては
整流スイッチ素子のオン抵抗を小さくでき、停止中にお
いては外部から出力電圧が印加されても、整流スイッチ
素子がオンしないスイッチング電源装置を提供すること
にある。
るスイッチング電源装置は、トランスの一次巻線に接続
されるスイッチング素子をオン・オフさせ、前記トラン
スの二次巻線より交流電圧を取出し、この交流電圧を前
記二次巻線に直列接続された同期整流用の整流スイッチ
素子で整流して直流出力電圧を得るスイッチング電源装
置において、前記整流スイッチ素子の制御端子と前記ス
イッチング素子のオン時に正極性の電圧を発生する前記
二次巻線の一端との間に接続するスイッチ素子と、前記
スイッチング素子のオン時に前記二次巻線の一端に発生
する電圧により前記スイッチ素子をオンにして、この電
圧を前記整流スイッチ素子の制御端子に供給する定電圧
素子とを備えて構成される。
素子のオン時には、トランスの二次巻線の一端に正極性
の電圧が発生するが、このときのスイッチ素子の端子電
圧は二次巻線の両端間電圧と等しく、定電圧素子の規定
電圧よりも高くなるので、スイッチ素子がオンして、整
流スイッチ素子の制御端子に二次巻線の両端間電圧がそ
のまま印加される。これにより整流スイッチ素子は直ち
にターンオンし、整流素子としての電力損失を低減でき
る。
圧が印加されると、スイッチ素子の端子電圧はこの出力
電圧に等しく、定電圧素子の規定電圧に達しないので、
整流スイッチ素子はターンオンしない。よって動作停止
中に整流スイッチ素子を介して、トランスの二次巻線に
電流が流れ込むのを防止できる。
る整流スイッチ素子の制御端子電圧が、定電圧素子の規
定電圧の影響を受けず、トランスの二次巻線の両端間電
圧にのみ依存する。このため、入力電圧をワイドレンジ
に変動させても、整流スイッチ素子の制御端子電圧は入
力電圧と同じ倍率にしか変動せず、既存の耐圧特性を有
する整流スイッチ素子の利用も容易になる。
源装置は、トランスの一次巻線に接続されるスイッチン
グ素子をオン・オフさせ、前記トランスの二次巻線より
交流電圧を取出し、この交流電圧を前記二次巻線に直列
接続された同期整流用の整流スイッチ素子で整流して直
流出力電圧を得るスイッチング電源装置において、前記
整流スイッチ素子の制御端子と前記スイッチング素子の
オン時に正極性の電圧を発生する前記二次巻線の一端と
の間に接続するスイッチ素子と、前記スイッチング素子
のオン時に前記二次巻線の一端に発生する電圧をレベル
シフトして前記整流スイッチ素子の制御端子に印加する
第1の定電圧素子と、前記整流スイッチ素子の制御端子
に印加する電圧レベルの最大値を規定する第2の定電圧
素子とを備えて構成される。
素子のオン時には、トランスの二次巻線の一端に正極性
の電圧が発生するが、このときのスイッチ素子の端子電
圧は二次巻線の両端間電圧と等しく、第1の定電圧素子
の規定電圧よりも高くなるので、スイッチ素子がオンし
て、整流スイッチ素子の制御端子に二次巻線の両端間電
圧がレベルシフトして印加される。これにより整流スイ
ッチ素子は直ちにターンオンし、整流素子としての電力
損失を低減できる。
圧が印加されると、スイッチ素子の端子電圧はこの出力
電圧に等しく、第1の定電圧素子の規定電圧に達しない
ので、整流スイッチ素子はターンオンしない。よって動
作停止中に整流スイッチ素子を介して、トランスの二次
巻線に電流が流れ込むのを防止できる。
せると、整流スイッチ素子の整流素子電圧の最大値が第
2の定電圧素子により規定されるため、既存の耐圧特性
を有する整流スイッチ素子の利用も容易になる。これに
より、動作停止状態における電流の流れ込みを阻止しつ
つも、入力電圧のワイドレンジ化に対応することが可能
になる。
源装置は、トランスの一次巻線に接続されるスイッチン
グ素子をオン・オフさせ、前記トランスの二次巻線より
交流電圧を取出し、この交流電圧を前記二次巻線側に接
続された整流スイッチ素子と、転流スイッチ素子と、平
滑用のチョークコイルおよびコンデンサとにより整流平
滑して直流出力電圧を得るスイッチング電源装置におい
て、前記スイッチング素子のオフ時に正極性の電圧が発
生する前記二次巻線の一端と前記転流スイッチ素子の制
御端子との間に充電用スイッチ素子を接続すると共に、
動作時における前記スイッチング素子のオフ期間中には
前記充電用スイッチ素子をオンにし、動作停止時には前
記充電用スイッチ素子をオフにするように構成したもの
である。
子のオフ時には、トランスの二次巻線の一端に正極性の
電圧が発生するが、ここで充電用スイッチ素子がオンす
るので、転流スイッチ素子の制御端子にトランスの二次
巻線に発生する電圧が印加され、この転流スイッチ素子
がターンオンする。したがって、それまでチョークコイ
ルに蓄えられていたエネルギーが、転流スイッチ素子を
通して出力側に送り出される。
圧が印加されると、充電用スイッチ素子はオフしたまま
で、トランスの二次巻線の一端と転流スイッチ素子の制
御端子との間が切り離されるので、この転流スイッチ素
子ひいては整流スイッチ素子が何度もオン・オフを繰り
返すことはない。したがって、整流用および転流用の各
スイッチ素子による自励発振を確実に防止できる。
源装置は、前記充電用スイッチの両端間に放電素子を並
列接続したものである。
電荷が蓄積された状態で動作停止しても、この電荷はダ
イオードや抵抗などの放電素子を介して速やかに放電さ
れる。したがって、動作停止状態において転流スイッチ
素子を速やかにターンオフさせることが可能になり、整
流用および転流用の各スイッチ素子による自励発振をよ
り確実に防止できる。
源装置は、スイッチング素子のオン時にトランスの二次
巻線の一端に発生した電圧を整流スイッチ素子の制御端
子に供給して、この整流スイッチ素子をオンさせる一
方、前記スイッチング素子のオフ時に前記トランスの二
次巻線の他端に電圧が発生すると、駆動回路から転流ス
イッチ素子の制御端子に駆動信号を供給して、この転流
スイッチ素子をオンさせると共に、前記トランスの二次
巻線の一端と前記整流スイッチ素子の制御端子との間に
スイッチ素子を挿入接続したスイッチング電源装置にお
いて、前記駆動回路が駆動信号を供給している間は、こ
の駆動信号によって前記スイッチ素子をオンにし、前記
スイッチング素子の動作停止に伴ない前記駆動回路から
の駆動信号が途絶えると、前記スイッチ素子をオフにす
るオン・オフ切換回路を備えたものである。
スイッチング素子のオフ期間中に駆動回路から整流スイ
ッチ素子に供給される駆動信号を利用して、トランスの
二次巻線の一端と整流スイッチ素子の制御素子との間に
あるスイッチ素子をオンすることで、スイッチング素子
のオン期間に同期して整流スイッチ素子を十分なゲート
・ソース間電圧でオンさせることができる。また、スイ
ッチング素子の停止中は、駆動回路から供給される駆動
信号が途絶えることを利用してスイッチ素子をオフにす
ることで、外部からいかなる出力電圧が印加されても、
整流スイッチ素子をターンオンさせないようにする。こ
のように、駆動回路から駆動信号が供給されているか否
かによって、スイッチ素子のオン・オフ動作を決めてい
るため、動作中においては整流スイッチ素子のオン抵抗
を小さくでき、停止中においては外部から出力電圧が印
加されても、整流スイッチ素子がオンしないようにする
ことができる。
おける前記オン・オフ切換回路は、前記駆動回路からの
駆動信号をコンデンサに充電して、前記スイッチ素子が
常時オンするようにその充電電圧を該スイッチ素子の制
御端子に供給する一方で、前記駆動回路からの駆動信号
が途絶えると放電抵抗により前記コンデンサを放電する
ピークチャージ回路であることを特徴とする。
ング素子のオン期間中にオンしていればよいが、そのた
めに駆動回路からの駆動信号を反転させ、スイッチ素子
の制御端子に供給する反転回路を設けると、オン・オフ
の切換わりのタイミングなどで設計が困難になる。その
点、本実施例におけるピークチャージ回路は、スイッチ
ング素子の動作中に、コンデンサの充電電圧を利用して
スイッチ素子を常時オンにするので、こうしたオン・オ
フタイミングを考慮する必要がなく設計が容易になる。
しかも、スイッチング素子の動作が停止すると、放電抵
抗によりコンデンサは速やかに放電するので、停止中に
外部から出力電圧が印加されても、整流スイッチ素子を
確実にオンさせないようにすることができる。
態様について、添付図面を参照して詳細に説明する。な
お、各実施例において、従来例と同一部分には同一符号
を付し、その共通する箇所の説明は重複するため省略す
る。
い並列運転スイッチング電源装置の回路図である。同図
において、本実施例におけるトランス5の二次側にある
整流素子は、前述した同期整流用の電界効果トランジス
タすなわちMOS型FET11の他に、このMOS型FE
T11のゲートとスイッチング素子8のオン時に正極性の
電圧が発生するトランス5のドット側端子との間に接続
されるスイッチ素子としてのPNP型トランジスタ32
と、このトランジスタ32の制御端子であるベースとMO
S型FET11のソースとの間に接続される定電圧素子と
してのツェナーダイオード33をそれぞれ備えている。ツ
ェナーダイオード33は、MOS型FET11のソースを基
準として、二次巻線7のドット側端子に接続するトラン
ジスタ32の端子電圧すなわちエミッタ電圧Vxがツェナ
ー電圧Vz以下のときに、トランジスタ32をオフする一
方で、エミッタ電圧Vxがツェナー電圧Vzに達したと
きに、トランジスタ32をオンさせるもので、ここでのツ
ェナーダイオード33は、トランス5の二次巻線7に発生
するオン時電圧Vsよりも低く、かつ出力電圧Voより
も高いツェナー電圧Vzを有する特性のものが選定され
る。さらに、34はトランジスタ32のエミッタ・コレクタ
間に逆並列接続されるダイオードで、これはMOS型F
ET11のオフ時に、ゲートに蓄積された電荷を放電させ
るためのものである。なお、その他の構成は、従来例で
示す図15と共通している。
波形図を参照しながら説明する。なお、この図2におい
て、上段はトランス5の二次巻線7に発生する電圧をV
sであり、また下段はMOS型FET11のゲート・ソー
ス間電圧Vgsである。
A,1B…は、パルス幅制御のフォワード型コンバータ
で、DC/DCコンバータ1Aの動作時には、スイッチ
ング素子8をオン,オフすることにより、トランス5の
一次巻線6に直流入力電圧Viが断続的に印加され、ト
ランス5の二次巻線7に交流電圧Vsが発生する。スイ
ッチング素子8のオン期間中(Ton)は、直流電源3か
らの直流入力電圧Viがトランス5の一次巻線6に印加
され、二次巻線7のドット側端子に一次巻線6との巻数
比(1/N)に比例したオン時電圧Vson(=Vi/
N)が発生する。このときトランジスタ32のエミッタ電
圧Vxは二次巻線7のオン時電圧Vsonに等しく、ツェ
ナーダイオード33のツェナー電圧Vzよりも高くなるの
で、ツェナーダイオード33が導通してトランジスタ32が
オンし、MOS型FET11のゲート・ソース間電圧Vgs
onは、二次巻線7のオン時電圧Vsonと等しくなる(V
gson=Vi/N)。したがって、MOS型FET11はス
イッチング素子8に同期して直ちにオンするので、整流
素子としての電力損失を低減できると共に、トランス5
の二次巻線7に発生するオン時電圧VsonがMOS型F
ET11により整流され、チョークコイル13および負荷2
にエネルギーが供給される。
(Toff)になると、トランス5の一次巻線6に発生す
るリセット電圧により、今度は二次巻線7の非ドット側
端子に正極性の電圧が発生する。トランジスタ32のエミ
ッタ電圧Vxはツェナーダイオード33のツェナー電圧V
zよりも低くなるので、トランジスタ32ひいてはMOS
型FET11はオフし、代わりに転流ダイオード12がオン
する。これにより、チョークコイル13を流れる慣性電流
が負荷2にエネルギーとして供給され続ける。平滑コン
デンサ14は出力電圧Voのリップルを吸収するもので、
また制御回路17はスイッチング素子8のゲートに駆動信
号を供給すると同時に、出力電圧Voの変動を検出して
駆動信号のパルス導通幅を可変し、出力電圧Voの安定
化を図っている。
コンバータ1Bの出力電圧Voが上昇したとすると、一
方のDC/DCコンバータ1Aはその内部の制御回路17
が出力電圧Voの上昇を検出して、スイッチング素子8
のパルス導通幅を狭める方向に制御する。やがてこの制
御が限界に達すると、DC/DCコンバータ1Aは動作
停止状態になり、動作中のDC/DCコンバータ1Bか
ら動作停止状態にあるDC/DCコンバータ1Aの出力
回路に出力電圧Voが印加されるが、ここでのトランジ
スタ32のエミッタ電圧Vxは出力電圧Voに等しく、ツ
ェナーダイオード33のツェナー電圧Vzよりも低いの
で、ツェナーダイオード33は導通せず、トランジスタ32
ひいてはMOS型FET11もターンオンしない。したが
って、動作中のDC/DCコンバータ1Bから動作停止
中のDC/DCコンバータ1AのMOS型FET11を介
してトランス5の二次巻線7に電流が流れ込むのを防止
し、トランス1のコアが飽和することに起因するMOS
型FET11の破損を回避できる。
は、スイッチング素子8のオン時におけるMOS型FE
T11のゲート・ソース間電圧Vgsonが、ツェナーダイオ
ード33のツェナー電圧Vzの影響を受けず、トランス5
の二次巻線7の両端間電圧Vsonにのみ依存することで
ある。すなわち、前述の例と同じく、入力電圧Vi=10
0V,巻数比N=5,ツェナーダイオード33のツェナー
電圧Vz=17Vの場合を想定すると、スイッチング素子
8のオン時におけるMOS型FET11のゲート・ソース
間電圧Vgsonは、二次巻線7の両端間電圧Vsonに等し
く20Vとなる。ここで各DC/DCコンバータ1A,1
B…を、入力電圧Vi=150Vに対応させようとする
と、前記MOS型FET11のゲート・ソース間電圧Vgs
onは30Vになる。このように、入力電圧Viを1.5倍変
動させても、MOS型FET11のゲート・ソース間電圧
Vgsonは同様に1.5倍しか変動しないので、入力電圧V
iを高くしても既存の耐圧特性を有するMOS型FET
11がそのまま使用し易くなる。しかも、並列運転時に一
方のDC/DCコンバータ1Aが動作停止状態に陥って
も、ツェナーダイオード33により同期整流用のMOS型
FET11を確実にオフさせ続けることができるので、動
作停止状態にあるDC/DCコンバータ1Aへの電流の
流れ込みを阻止しつつも、入力電圧Viのワイドレンジ
化に対応することが、僅かスイッチ素子であるトランジ
スタ32と定電圧素子であるツェナーダイオード33を付加
しただけで容易に実現できる。
5の一次巻線6に接続されるスイッチング素子8をオン
・オフさせ、トランス5の二次巻線7より交流電圧を取
出し、この交流電圧を二次巻線7に直列接続された同期
整流用の電界効果トランジスタであるMOS型FET11
により整流して直流出力電圧Viを得るDC/DCコン
バータ1A,1B…を並列接続してなる並列運転スイッ
チング電源装置において、MOS型FET11のゲートと
スイッチング素子8のオン時に正極性の電圧を発生する
二次巻線7の一端(ドット側端子)との間に接続するス
イッチ素子としてのトランジスタ32と、このトランジス
タの制御端子であるベースに接続し、スイッチング素子
8のオン時に二次巻線7の一端に発生する電圧Vsonに
よりトランジスタ32をオンにして、この電圧VsonをM
OS型FET11のゲートに供給するツェナーダイオード
33とを備えている。
て、スイッチング素子8のオン時には、トランス5の二
次巻線7の一端に正極性の電圧が発生するが、このとき
のトランジスタ32の端子電圧Vxは二次巻線7の両端間
電圧Vsonと等しく、ツェナーダイオード33のツェナー
電圧Vzよりも高くなるので、トランジスタ32がオンし
て、MOS型FET11のゲート・ソース間電圧Vgson
に、二次巻線7の両端間電圧Vsonがそのまま印加され
る。これによりMOS型FET11は直ちにターンオン
し、整流素子としての電力損失を低減できる。
出力電圧Voが上昇し、一方のDC/DCコンバータ1
Aの動作が停止すると、この動作停止状態にあるDC/
DCコンバータ1Aの出力回路に上昇した出力電圧Vo
が印加される。しかし、トランジスタ32の端子電圧Vx
はこの出力電圧Voに等しく、ツェナーダイオード33の
ツェナー電圧Vzに達しないので、MOS型FET11は
ターンオンしない。よって動作停止中のDC/DCコン
バータ1AのMOS型FET11を介して、トランス5の
二次巻線7に電流が流れ込むのを防止できる。
けるMOS型FET11のゲート・ソース間電圧Vgson
が、ツェナーダイオード33のツェナー電圧Vzの影響を
受けず、トランス5の二次巻線7の両端間電圧Vsonに
のみ依存する。このため、入力電圧Viをワイドレンジ
に変動させても、MOS型FET11のゲート・ソース間
電圧Vgsonは入力電圧Viと同じ倍率にしか変動せず、
既存の耐圧特性を有するMOS型FET11の利用も容易
になる。これにより、動作停止状態にあるDC/DCコ
ンバータ1Aへの電流の流れ込みを阻止しつつも、入力
電圧Viのワイドレンジ化に対応することが可能にな
る。
4に基づき説明する。好ましい回路図を示す図3におい
て、ここでは同期整流用の電界効果トランジスタすなわ
ちMOS型FET11の他に、このMOS型FET11のゲ
ートとスイッチング素子8のオン時に正極性の電圧が発
生するトランス5のドット側端子との間に接続されるM
OS型FETからなるスイッチ素子52と、MOS型FE
T11のソースと二次巻線7のドット側端子に接続するス
イッチ素子52の一端すなわちドレインとの間に接続する
抵抗53,定電圧素子としてのツェナーダイオード54およ
び第2のツェナーダイオード55の直列回路とを備え、ツ
ェナーダイオード54,55の接続点をスイッチ素子52の制
御端子であるゲートに接続して構成される。第1のツェ
ナーダイオード54は、MOS型FET11のソースを基準
として、二次巻線7のドット側端子に接続するスイッチ
素子52の端子電圧Vxがツェナー電圧Vz1以下のとき
に、スイッチ素子52をオフする一方で、端子電圧Vxが
ツェナー電圧Vz1に達したときに、スイッチ素子52を
オンさせるもので、ここでの第1のツェナーダイオード
54は、トランス5の二次巻線7に発生するオン時電圧V
sよりも低く、かつ出力電圧Voよりも高いツェナー電
圧Vz1を有する特性のものが選定される。また第2の
ツェナーダイオード55は、MOS型FET11のゲート・
ソース間電圧の最大値Vgsmax(図4参照)をそのツェ
ナー電圧Vz2にクランプするものである。
波形図を参照しながら説明する。なお、この図4におい
て、上段はトランス5の二次巻線7に発生する電圧Vs
であり、また下段はMOS型FET11のゲート・ソース
間電圧Vgsである。
は、直流電源3からの直流入力電圧Viがトランス5の
一次巻線6に印加され、二次巻線7のドット側端子に一
次巻線6との巻数比(1/N)に比例したオン時電圧V
son(=Vi/N)が発生する。このときスイッチ素子
52の端子電圧Vxは二次巻線7のオン時電圧Vsonに等
しく、ツェナーダイオード54のツェナー電圧Vz1より
も高くなるので、ツェナーダイオード54が導通してスイ
ッチ素子52がオンし、MOS型FET11のゲート・ソー
ス間電圧Vgsonは、二次巻線7のオン時電圧Vsonから
ツェナーダイオード44のツェナー電圧Vz1を差し引い
た値と等しくなる(Vgson=Vi/N−Vz1)。した
がって、MOS型FET11はスイッチング素子8に同期
して直ちにオンするので、整流素子としての電力損失を
低減できると共に、トランス5の二次巻線7に発生する
オン時電圧VsonがMOS型FET11により整流され、
チョークコイル13および負荷2にエネルギーが供給され
る。
(Toff)になると、トランス5の一次巻線6に発生す
るリセット電圧により、今度は二次巻線7の非ドット側
端子に正極性の電圧が発生する。スイッチ素子52の端子
電圧Vxはツェナーダイオード54のツェナー電圧Vz1
よりも低くなるので、スイッチ素子52ひいてはMOS型
FET11はオフし、代わりに転流ダイオード12がオンす
る。これにより、チョークコイル13を流れる慣性電流が
負荷2にエネルギーとして供給され続ける。
コンバータ1Bの出力電圧Voが上昇し、DC/DCコ
ンバータ1Aが動作停止状態になって、動作中のDC/
DCコンバータ1Bから動作停止状態にあるDC/DC
コンバータ1Aの出力回路に出力電圧Voが印加される
ようになると、スイッチ素子52の端子電圧Vxは出力電
圧Voに等しく、ツェナーダイオード54のツェナー電圧
Vz1よりも低いので、ツェナーダイオード54は導通せ
ず、スイッチ素子52ひいてはMOS型FET11もターン
オンしない。したがって、動作中のDC/DCコンバー
タ1Bから動作停止中のDC/DCコンバータ1AのM
OS型FET11を介してトランス5の二次巻線7に電流
が流れ込むのを防止し、トランス5のコアが飽和するこ
とに起因するMOS型FET11の破損を回避できる。
は、入力電圧Viをレベルシフトするのに伴ない、スイ
ッチング素子8のオン時におけるMOS型FET11のゲ
ート・ソース間電圧Vgsonが上昇すると、このMOS型
FET11のゲート・ソース間電圧Vgsonがツェナーダイ
オード55のツェナー電圧Vz2に達した時点で一定値に
クランプされることである。すなわち図4に示すよう
に、スイッチング素子8のオン時におけるMOS型FE
T11のゲート・ソース間電圧の最大値Vgsmaxは、ツェ
ナーダイオード55のツェナー電圧Vz2により規定され
る。したがって、入力電圧Viをワイドレンジ化により
上昇させても、MOS型FET11のゲート・ソース間電
圧Vgsonは同様に1.5倍しか変動しないので、入力電圧
Viを高くしても既存の耐圧特性を有するMOS型FE
T11がそのまま使用し易くなる。
次巻線6に接続されるスイッチング素子8をオン・オフ
させ、トランス5の二次巻線7より交流電圧を取出し、
この交流電圧を二次巻線7に直列接続された同期整流用
の電界効果トランジスタであるMOS型FET11により
整流して直流出力電圧Viを得るDC/DCコンバータ
1A,1B…を並列接続してなる並列運転スイッチング
電源装置において、MOS型FET11のゲートとスイッ
チング素子8のオン時に正極性の電圧を発生する二次巻
線7の一端との間に接続するスイッチ素子52と、スイッ
チング素子8のオン時に二次巻線7の一端に発生する電
圧VsonをレベルシフトしてMOS型FET11のゲート
に印加する第1のツェナーダイオード54と、MOS型F
ET11のゲートに印加する電圧レベルの最大値を規定す
る第2のツェナーダイオード55とを備えている。
て、スイッチング素子8のオン時には、トランス5の二
次巻線7の一端に正極性の電圧が発生するが、このとき
のスイッチ素子52の端子電圧Vxは二次巻線7の両端間
電圧Vsonと等しく、ツェナーダイオード54のツェナー
電圧Vz1よりも高くなるので、スイッチ素子52がオン
して、MOS型FET11のゲート・ソース間電圧Vgson
に、二次巻線7の両端間電圧Vsonがレベルシフトして
印加される。これによりMOS型FET11は直ちにター
ンオンし、整流素子としての電力損失を低減できる。
出力電圧Voが上昇し、一方のDC/DCコンバータ1
Aの動作が停止すると、この動作停止状態にあるDC/
DCコンバータ1Aの出力回路に上昇した出力電圧Vo
が印加される。しかし、スイッチ素子52の端子電圧Vx
はこの出力電圧Voに等しく、ツェナーダイオード54の
ツェナー電圧Vz1に達しないので、MOS型FET11
はターンオンしない。よって動作停止中のDC/DCコ
ンバータ1AのMOS型FET11を介して、トランス5
の二次巻線7に電流が流れ込むのを防止できる。
昇させると、MOS型FET11のゲート・ソース間電圧
の最大値Vgsmaxが第2のツェナーダイオード55により
規定されるため、既存の耐圧特性を有するMOS型FE
T11の利用も容易になる。これにより、動作停止状態に
あるDC/DCコンバータ1Aへの電流の流れ込みを阻
止しつつも、入力電圧Viのワイドレンジ化に対応する
ことが可能になる。
て、MOS型FET11のゲート・ソース間電圧Vgson
は、二次巻線7の両端間電圧Vsonよりも低くレベルシ
フトした電圧が印加されるので、第1実施例のものより
も低耐圧のMOS型FET11を利用できる利点がある。
い並列運転スイッチング電源装置の回路図である。第1
実施例と異なる箇所の構成について説明すると、ここで
は第1実施例の転流ダイオード12に代わって転流用の電
界効果トランジスタすなわちMOS型FET22が設けら
れ、そのゲートがトランス5の非ドット側端子に直接で
はなく、ダイオード43と充電スイッチ素子44との直列回
路を介して接続されている。また、MOS型FET22の
ゲート・ソース間には別の放電用スイッチ素子45が接続
される。これらのスイッチ素子44,45は、フォトカプラ
などの絶縁素子47によりトランス5の一次側にある制御
回路17と電気的に絶縁した状態で接続される。制御回路
17は、主スイッチング素子8のゲートに供給するパルス
駆動信号を検出して、充電用スイッチ素子44および放電
用スイッチ素子45をそれぞれ動作させる機能を有してお
り、ここでは、主スイッチング素子8がオンすると、充
電用スイッチ素子44をオフにし、放電用スイッチ素子45
をオンにする一方で、主スイッチング素子8がオフする
と、充電用スイッチ素子44をオンにし、放電用スイッチ
素子45をオフにする。また、DC/DCコンバータ1A
の動作停止時、すなわち制御回路17の発振停止時には、
双方のスイッチ素子44,45がいずれもオフするようにな
っている。なお、本実施例では、図9に示すアクティブ
クランプ回路12の構成を省略しているが、勿論これを付
加したものでもよい。
波形図を参照しながら説明する。同図において、最上段
にあるのはチョークコイル13を流れるチョーク電流iL
で、以下、主スイッチング素子8のドレイン・ソース間
電圧VDS、MOS型FET11のゲート・ソース間電圧V
GS1、MOS型FET22のゲート・ソース間電圧VGS2を
それぞれ示している。また、図中左側は定常時の波形、
右側は制御回路17の発振停止時の波形を示している。
n)は、直流電源3からの直流入力電圧Viがトランス
5の一次巻線6に印加され、一次巻線6との巻数比に比
例したオン時電圧が、二次巻線7のドット側端子に正極
性として発生する。このときトランジスタ32がオンし、
MOS型FET11のゲート・ソース間電圧VGS1が二次
巻線7のオン時電圧と等しくなって、MOS型FET11
は主スイッチング素子8に同期して直ちにオンするのは
前述した通りである。また、主スイッチング素子8のオ
ン期間中は、充電用スイッチ素子44がオフ、放電用スイ
ッチ素子45がオンになり、それまでMOS型FET22の
ゲートに蓄積された電荷が放電用スイッチ45を介して急
速に放電される。
(Toff)になると、トランジスタ32のエミッタ電圧は
ツェナーダイオード33のツェナー電圧よりも低くなり、
トランジスタ32ひいてはMOS型FET11はオフする。
それと共に、制御回路17は充電用スイッチ素子44をオ
ン、放電用スイッチ素子45をオフにし、転流用のMOS
型FET22をターンオンさせる。これにより、チョーク
コイル13を流れる慣性電流が負荷2にエネルギーとして
供給され続ける。
コンバータ1Bの出力電圧Voが上昇し、制御回路17の
発振が停止してDC/DCコンバータ1Aが動作停止状
態になると、動作中のDC/DCコンバータ1Bから動
作停止状態にあるDC/DCコンバータ1Aの出力回路
に、電圧源としての出力電圧Voが印加される。このと
き主スイッチング素子8と、充電用および放電用の各ス
イッチ素子44,45は、いずれもオフ状態になる。
発生する状態で、制御回路17の発振が停止すると、図6
に示すように、転流用のMOS型FET22のゲートに
は、このMOS型FET22をオンするのに十分な電荷が
蓄積されており、自然放電によってMOS型FET22の
ゲート・ソース間電圧VGS2が徐々に低下する。また、
制御回路17の発振停止直後はMOS型FET22がオンし
ているので、チョークコイル13のエネルギー放出に伴な
うチョーク電流iLが正方向に流れるが、やがて他のD
C/DCコンバータ1Bからの出力電圧により、チョー
クコイル13にエネルギーを蓄える逆向きのチョーク電流
iLが直線的に増加して流れる。
された電荷が自然放電すると、MOS型FET22はター
ンオフし、以後転流用のMOS型FET22はオフ状態に
ロックされる。すると、それまでチョークコイル13に蓄
えられたエネルギーにより、このチョークコイル13が起
電力となって、トランジスタ32のエミッタにはツェナー
ダイオード33のツェナー電圧以上の端子電圧が発生す
る。これにより整流用のMOS型FET11がターンオン
し、チョークコイル13のエネルギー放出により逆向きの
チョーク電流iLは直線的に減少する。しかし、転流用
のMOS型FET22はオフ状態にロックされ、チョーク
コイル13に再びエネルギーが蓄積されることはないの
で、MOS型FET11が再度ターンオンすることはな
い。また、トランジスタ32のエミッタ電圧は、ツェナー
ダイオード33のツェナー電圧よりも低くなり、ツェナー
ダイオード33は導通せず、トランジスタ32ひいては整流
用のMOS型FET11もターンオンしない。したがっ
て、動作中のDC/DCコンバータ1Bから動作停止中
のDC/DCコンバータ1AのMOS型FET11を介し
てトランス5の二次巻線7に電流が流れ込むのを防止で
きる。こうして、DC/DCコンバータ1Aの動作停止
時におけるMOS型FET11,22の自励発振を防止でき
ると共に、転流用のMOS型FET22のドレイン・ソー
ス間に発生するサージ電圧も低減できる。
一次巻線6に接続される主スイッチング素子8をオン・
オフさせ、トランス5の二次巻線7より交流電圧を取出
し、この交流電圧を二次巻線7側に接続された整流用の
MOS型FET11と、転流用のMOS型FET22と、平
滑用のチョークコイル13およびコンデンサ14とにより整
流平滑して直流出力電圧を得るDC/DCコンバータ1
A,1B…を並列接続してなる並列運転スイッチング電
源装置において、主スイッチング素子8のオフ時に正極
性の電圧が発生する二次巻線7の一端(非ドット側端
子)とMOS型FET22のゲートとの間に充電用スイッ
チ素子44を接続すると共に、DC/DCコンバータ1A
の動作時における主スイッチング素子8のオフ期間中に
は充電用スイッチ素子44をオンにし、DC/DCコンバ
ータ1Aの動作停止時には充電用スイッチ素子44をオフ
にするように構成している。
1Aの動作時において、主スイッチング素子8のオフ時
には、トランス5の二次巻線7の非ドット側端子に正極
性の電圧が発生するが、ここで充電用スイッチ素子44が
オンするので、MOS型FET22のゲートにトランス5
の二次巻線7に発生する電圧が印加され、このMOS型
FET22がターンオンする。したがって、それまでチョ
ークコイル13に蓄えられていたエネルギーが、MOS型
FET22を通して出力側に送り出される。
出力電圧が上昇し、一方のDC/DCコンバータ1Aの
動作が停止すると、この動作停止状態にあるDC/DC
コンバータ1Aの出力回路に、他方のDC/DCコンバ
ータ1Bの出力電圧Voが印加される。しかし、充電用
スイッチ素子44はオフしたままで、トランス5の二次巻
線7の非ドット側端子とMOS型FET22のゲートとの
間が切り離されるので、MOS型FET11,22が何度も
オン・オフを繰り返すことはない。したがって、整流用
および転流用の各MOS型FET11,22による自励発振
を確実に防止できる。
説明する。同図において、ここではトランス5の二次巻
線7の非ドット側端子と転流用のMOS型FET22のゲ
ートとの間に前記充電用スイッチ素子44を接続すると共
に、この充電用スイッチ素子44の両端間に放電用のダイ
オード46を並列接続して構成される。
ット電圧が発生する状態で、制御回路17の発振が停止す
ると、転流用のMOS型FET22のゲートには、このM
OS型FET22をオンするのに十分な電荷が蓄積されて
いるが、第3実施例とは異なりダイオード46を介して電
荷が放電するので、MOS型FET22のゲート・ソース
間電圧VGS2は急速に低下し、MOS型FET22は速や
かにターンオフする。したがって、チョークコイル13に
エネルギーを蓄える逆向きのチョーク電流iLの増加量
も小さく、その後の整流用のMOS型FET11のオン時
間も短かい。こうして、第3実施例と同様に、DC/D
Cコンバータ1Aの動作停止時におけるMOS型FET
11,22の自励発振を防止できると共に、転流用のMOS
型FET22のドレイン・ソース間に発生するサージ電圧
も低減できる。
44の両端間に放電素子としてのダイオード46を並列接続
しているので、MOS型FET22のゲートに電荷が蓄積
された状態でDC/DCコンバータ1Aの動作が停止し
ても、この電荷は放電用のダイオード46を介して速やか
に放電される。したがって、DC/DCコンバータ1A
の動作停止状態において、MOS型FET22を速やかに
ターンオフさせることが可能になり、整流用および転流
用の各MOS型FET11,22による自励発振をより確実
に防止できる。なお、ここでの放電素子としては、他に
抵抗などを用いてもよい。
である。なお便宜上、ここでは一次巻線6の巻数をN
p,二次巻線7の巻数をNsとする。また、制御回路17
の構成も前記各実施例と同一なので省略する。さらに、
ここでは単独のDC/DCコンバータ1だけを示してい
るが、勿論他の実施例と同様に各DC/DCコンバータ
1A,1B…による並列運転を行なってもよい。
次巻線7に誘起された電圧を出力電圧Voとして負荷2
に供給する出力回路が設けられる。この出力回路は、二
次巻線7の一端から負荷2に至る出力電圧ラインにドレ
イン・ソースが挿入接続される整流スイッチ素子として
のMOS型FET11と、二次巻線7とMOS型FET11
との直列回路間にドレイン・ソースが接続される転流ス
イッチ素子としてのMOS型FET22とを備えた同期整
流回路57を有する。
子とMOS型FET11のゲートとの間に、そのドレイン
とソースが接続され、MOS型FET22に供給されるゲ
ート駆動信号電圧をピークチャージした電圧で駆動する
スイッチ素子52と、スイッチング素子8のオフ時にMO
S型FET22にゲート駆動信号を供給するゲート駆動回
路58の他に、このゲート駆動回路58の出力端子にアノー
ドを接続したダイオード59と、このダイオード59のカソ
ードに一端を接続し、他端をMOS型FET11が挿入接
続される出力電圧ラインに接続したコンデンサ60と、こ
のコンデンサ60の両端間に接続する放電用の抵抗61とか
らなり、ダイオード59のカソードとコンデンサ60との接
続点をスイッチ素子52のゲートに接続したオン・オフ切
換回路62を備えている。このオン・オフ切換回路62は、
ゲート駆動回路58がMOS型FET22のゲートにゲート
駆動信号を供給している間、すなわちスイッチング素子
8の動作中は、スイッチ素子52をオンにし続ける一方
で、スイッチング素子8の動作停止に伴ないゲート駆動
回路58からゲート駆動信号が供給されなくなると、スイ
ッチ素子52をオフにしてMOS型FET11のゲートを強
制的に切離し、外部からいかなる出力電圧Voが印加さ
れても、MOS型FET11をオンさせないようにするも
のである。さらに、本実施例におけるゲート駆動回路68
は、スイッチング素子8がスイッチング動作していない
装置の停止時になると、MOS型FET22のゲート・ソ
ース間電圧Vgs’を0ボルトに遮断するものを選定す
る。これにより、ゲート駆動回路58からのゲート駆動信
号が途絶えると、オン・オフ切換回路62を構成するダイ
オード59がオフして、コンデンサ60を抵抗61で速やかに
放電させることができる。
グ電源装置の動作中において、スイッチング素子8のオ
ン期間中は、前述のように二次巻線7のドット側端子に
一次巻線6との巻数比(Ns/Np)に比例したオン時
電圧(Vi・Ns/Np)が発生する。スイッチング素
子8がオン・オフ動作を繰り返す間は、スイッチング素
子8のオフ期間にゲート駆動回路58から供給されるH
(高)レベルのゲート駆動信号によってダイオード59が
オンし、このダイオード59を介してコンデンサ60が充電
される。コンデンサ60はスイッチング素子8がオフにな
る毎に充電されるので、スイッチング素子8のオン期間
において、ゲート駆動回路58からのゲート駆動信号が一
時的にL(低)レベルに切換わっても、コンデンサ60の
充電電圧値はゲート駆動信号のピーク電圧値にほぼ等し
くなる。そのため、スイッチ素子52の制御端子であるゲ
ートにコンデンサ60の充電電圧が印加され、このスイッ
チ素子52がオンし、MOS型FET11のゲート・ソース
間電圧Vgsは、前記二次巻線7のオン時電圧に等しくな
る(Vgs=Vi・Ns/Np)。これにより、トランス
5の二次巻線7よりMOS型FET11を通して、チョー
クコイル13や負荷2にエネルギーが供給される。なお、
スイッチング素子8のオン期間中は、ゲート駆動回路58
からのゲート駆動信号がLレベルになっており、MOS
型FET22はオフする。
ート・ソース間電圧Vgsは、入力電圧Viとトランス2
の巻数比だけに依存し、オン・オフ切換回路62を構成す
る各素子(ダイオード59,コンデンサ60,抵抗61)を含
めて、他のいかなる素子の影響を受けないことにある。
の巻数をNp,二次巻線7の巻数をNsとすると、スイ
ッチング素子8のオン期間中におけるスイッチ素子52の
ドレイン端子電圧は、ツェナーダイオード54のツェナー
電圧VZ1よりも高く、ツェナーダイオード54が導通して
スイッチ素子52がオンするが、このときのMOS型FE
T11のゲート・ソース間電圧Vgsは、前記二次巻線7の
オン時電圧からツェナーダイオード54のツェナー電圧V
Z1と、スイッチ素子52自身のスレッシュホールド電圧V
th52とを差し引いた値と等しくなる(Vgs=Vi・Ns
/Np−VZ1−Vth52)。
イッチング素子8のオン時におけるMOS型FET11の
ゲート・ソース間電圧Vgsが上昇しても、このMOS型
FET11のゲート・ソース間電圧Vgsは、ツェナーダイ
オード55のツェナー電圧VZ2からスイッチ素子52のスレ
ッシュホールド電圧Vth52を差し引いた値に達した時点
で一定値にクランプされる。すなわち、スイッチング素
子8のオン時におけるMOS型FET11のゲート・ソー
ス間電圧の最大値Vgs(max)は、ツェナーダイオード55
のツェナー電圧Vz2からスイッチ素子52のスレッシュ
ホールド電圧Vth52を差し引いた値に等しい(Vgs(ma
x)=Vz2−Vth52)。したがって、入力電圧Viをあ
る程度広範囲に可変しても、MOS型FET11のゲート
・ソース間電圧Vgsの変動が小さく抑制され、入力電圧
Viを高くしても既存の耐圧特性を有するMOS型FE
T11がそのまま使用し易くなる。
ない停止時に、外部から出力電圧Voが印加された場
合、その出力電圧Voからツェナーダイオード54のツェ
ナー電圧VZ1と、スイッチ素子52のスレッシュホールド
電圧Vth52とを差し引いた値が、MOS型FET11のス
レッシュホールド電圧Vth11を超えてしまうと、すなわ
ち、Vth11>Vo−VZ1−Vth52なる関係が成立する
と、出力電圧ラインに挿入接続されたMOS型FET11
がオンして、電源装置内の各素子にストレスが発生す
る。
は、ツェナーダイオード54のツェナー電圧VZ1を大き
く、かつスイッチ素子52のスレッシュホールド電圧Vth
52を大きくするように設計を行なえばよい。そうすれ
ば、ある程度高い出力電圧Voであっても、MOS型F
ET11のゲート・ソース間電圧はスレッシュホールド電
圧Vth11にまでは達せず、MOS型FET11がオンする
ことは防止される。しかし、ツェナー電圧VZ1とスレッ
シュホールド電圧Vth52が大きく設計されていると、電
源装置の動作中において、MOS型FET11のゲート・
ソース間電圧Vgsが小さくなる。この場合、MOS型F
ET11のオン抵抗が大きくなって、同期整流方式本来の
特徴である電源装置の高効率化が達成できなくなる。つ
まり、動作中においてMOS型FET11のオン抵抗を小
さくする一方で、停止中において外部から出力電圧Vo
が印加されても、MOS型FET11がオンしないような
最適な設計を行なうことが、双方のトレードオフにより
困難である。
響を受けることなくMOS型FET11のゲート・ソース
間電圧Vgsを高く設定できるので、MOS型FET11の
オン抵抗は小さくなり、同期整流方式本来の特徴である
電源装置の高効率化が達成できる。
なると、二次巻線7の非ドット側端子に発生する電圧に
より、ゲート駆動回路58からMOS型FET22にゲート
駆動信号が送り出され、MOS型FET22がオンする。
これにより、チョークコイル13を流れる慣性電流が負荷
2にエネルギーとして供給され続ける。一方、スイッチ
素子52はスイッチング素子8のオフ期間もオンし続けて
いるが、二次巻線7の非ドット側端子に正極性の電圧が
発生している関係で、MOS型FET11はオフする。
イッチング素子8のオン時におけるMOS型FET11の
ゲート・ソース間電圧Vgsが上昇しても、このMOS型
FET11のゲート・ソース間電圧Vgsは、MOS型FE
T22のゲート・ソース間電圧Vgs’からダイオード59の
順方向電圧降下Vfと、スイッチ素子52のスレッシュホ
ールド電圧Vth52を差し引いた値に達した時点で一定値
にクランプされる。すなわち、スイッチング素子8のオ
ン時におけるMOS型FET11のゲート・ソース間電圧
の最大値Vgs(max)は、MOS型FET22のゲート・ソ
ース間電圧Vgs’からダイオード59の順方向電圧降下V
fと、スイッチ素子52のスレッシュホールド電圧Vth52
を差し引いた値に等しい(Vgs(max)=Vgs’−Vf−V
th52)。したがって、入力電圧Viをある程度広範囲に
可変しても、MOS型FET11のゲート・ソース間電圧
Vgsの変動が小さく抑制され、入力電圧Viを高くして
も既存の耐圧特性を有するMOS型FET11がそのまま
使用し易くなる。
ない停止時になると、ゲート駆動回路58からMOS型F
ET22へのゲート駆動信号の供給が途絶えて、MOS型
FET22のゲート・ソース間電圧Vgs’は0ボルトとな
る。すると、コンデンサ60に蓄えられていたエネルギー
は抵抗61に素早く移動して放電し、スイッチ素子52のゲ
ート・ソース間電圧が低下して、スイッチ素子52はオフ
のままの状態となる。すなわち、MOS型FET11のゲ
ート・ソース間電圧Vgsは、前記最大値Vgs(max)の関
係式から0ボルトになり、MOS型FET11,22は共に
オフする。したがって、外部からいかなる出力電圧Vo
が印加されても、MOS型FET22のゲート・ソース間
電圧Vgs’が0ボルトである限り、出力電圧ラインに挿
入接続されたMOS型FET11はターンオンせず、電源
装置内の各素子にストレスが発生することを確実に防止
できる。
子8のオン時にトランス5の二次巻線7の一端(ドット
側端子)に発生した正極性の電圧を整流スイッチ素子で
あるMOS型FET11の制御端子すなわちゲートに供給
して、このMOS型FET11をオンさせる一方、スイッ
チング素子8のオフ時にトランス5の二次巻線7の他端
(非ドット側端子)に正極性の電圧が発生すると、駆動
回路としてのゲート駆動回路58から転流スイッチ素子で
あるMOS型FET22の制御端子すなわちゲートに駆動
信号を供給して、このMOS型FET22をオンさせると
共に、トランス5の二次巻線7の一端(ドット側端子)
とMOS型FET11のゲートとの間にスイッチ素子52を
挿入接続したスイッチング電源装置において、ゲート駆
動回路58が駆動信号を供給している間は、この駆動信号
によってスイッチ素子52をオンにし、スイッチング素子
8の動作停止に伴ないゲート駆動回路58からの駆動信号
が途絶えると、スイッチ素子52をオフにするオン・オフ
切換回路62を備えている。
は、スイッチング素子8のオフ期間中にゲート駆動回路
58からMOS型FET22に供給される駆動信号(ゲート
駆動信号)を利用して、トランス5の二次巻線7の一端
とMOS型FET11のゲートとの間にあるスイッチ素子
52をオンすることで、スイッチング素子8のオン期間に
同期してMOS型FET11を十分なゲート・ソース間電
圧Vgsでオンさせることができる。また、スイッチング
素子8の停止中は、ゲート駆動回路58から供給される駆
動信号が途絶えることを利用してスイッチ素子52をオフ
にすることで、外部からいかなる出力電圧Voが印加さ
れても、MOS型FET11をターンオンさせないように
する。このように、ゲート駆動回路58から駆動信号が供
給されているか否かによって、スイッチ素子52のオン・
オフ動作を決めているため、動作中においてはMOS型
FET11のオン抵抗を小さくでき、停止中においては外
部から出力電圧Voが印加されても、MOS型FET11
がオンしないようにすることができる。
は、ゲート駆動回路58からの駆動信号をコンデンサ60に
充電して、スイッチ素子52がスイッチング素子8のオン
・オフに拘らず常時オンするように、その充電電圧をス
イッチ素子52の制御端子であるゲートに供給する一方
で、ゲート駆動回路58からの駆動信号が途絶えると、放
電抵抗61を利用してコンデンサ60を速やかに放電するピ
ークチャージ回路で構成されている。
グ素子8のオン期間中にオンしていればよいが、そのた
めにゲート駆動回路58からの駆動信号を反転させ、スイ
ッチ素子52の制御端子に供給する反転回路を設けると、
オン・オフの切換わりのタイミングなどで設計が困難に
なる。その点、本実施例におけるピークチャージ回路
は、スイッチング素子8の動作中に、コンデンサ60の充
電電圧を利用してスイッチ素子52を常時オンにするの
で、こうしたオン・オフタイミングを考慮する必要がな
く設計が容易になる。しかも、スイッチング素子8の動
作が停止すると、放電抵抗61によりコンデンサ60は速や
かに放電するので、停止中に外部から出力電圧Voが印
加されても、整流スイッチ素子であるMOS型FET11
を確実にオンさせないようにすることができる。
のではなく、種々の変形実施が可能である。例えばスイ
ッチング素子としては実施例中におけるMOS型FET
の他に、例えばBJT(バイポーラトランジスタ)やI
GBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)や、トラ
ンジスタとダイオードを組み合わせた構成などを使用で
きる。また、各実施例において、DC/DCコンバータ
1A,1B…を単独で運転させてもよい。さらに、第3
実施例や第4実施例における充電スイッチ素子44やそれ
に関連する構成を、他の第1,第2,第5実施例に組み
込んでもよい。
置によれば、動作停止時における電流の流れ込みを阻止
しつつも、入力電圧のワイドレンジ化に対応することが
可能になる。
によれば、動作停止時における電流の流れ込みを阻止し
つつも、入力電圧のワイドレンジ化に対応することが可
能になる。
によれば、動作停止時における外部からの電流の流れ込
みを阻止して、動作停止時における整流スイッチ素子や
転流スイッチ素子の自励発振を確実に防止できる。
によれば、動作停止時における整流スイッチ素子や転流
スイッチ素子の自励発振を確実に防止できる。
源装置によれば、動作中においては整流スイッチ素子の
オン抵抗を小さくでき、停止中においては外部から出力
電圧が印加されても、動作停止時における外部からの電
流の流れ込みを阻止して、整流スイッチ素子がオンしな
いようにすることができる。
源によれば、回路設計が容易になるだけでなく、整流ス
イッチ素子を確実にオンさせないようにすることができ
る。
ング電源装置の回路図である。
MOS型FETのゲート・ソース間電圧とを示す波形図
である。
ング電源装置の回路図である。
MOS型FETのゲート・ソース間電圧とを示す波形図
である。
ング電源装置の回路図である。
る。
ング電源装置の回路図である。
ッチング電源装置の回路図である。
の回路図である。
停止時における回路図である。
タの等価的な回路図である。
DCコンバータの等価的な回路図である。
タの等価的な回路図である。
源装置の回路図である。
と、MOS型FETのゲート・ソース間電圧とを示す波
形図である。
Claims (6)
- 【請求項1】 トランスの一次巻線に接続されるスイッ
チング素子をオン・オフさせ、前記トランスの二次巻線
より交流電圧を取出し、この交流電圧を前記二次巻線に
直列接続された同期整流用の整流スイッチ素子で整流し
て直流出力電圧を得るスイッチング電源装置において、
前記整流スイッチ素子の制御端子と前記スイッチング素
子のオン時に正極性の電圧を発生する前記二次巻線の一
端との間に接続するスイッチ素子と、前記スイッチング
素子のオン時に前記二次巻線の一端に発生する電圧によ
り前記スイッチ素子をオンにして、この電圧を前記整流
スイッチ素子の制御端子に供給する定電圧素子とを備え
たことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項2】 トランスの一次巻線に接続されるスイッ
チング素子をオン・オフさせ、前記トランスの二次巻線
より交流電圧を取出し、この交流電圧を前記二次巻線に
直列接続された同期整流用の整流スイッチ素子で整流し
て直流出力電圧を得るスイッチング電源装置において、
前記整流スイッチ素子の制御端子と前記スイッチング素
子のオン時に正極性の電圧を発生する前記二次巻線の一
端との間に接続するスイッチ素子と、前記スイッチング
素子のオン時に前記二次巻線の一端に発生する電圧をレ
ベルシフトして前記整流スイッチ素子の制御端子に印加
する第1の定電圧素子と、前記整流スイッチ素子の制御
端子に印加する電圧レベルの最大値を規定する第2の定
電圧素子とを備えたことを特徴とするスイッチング電源
装置。 - 【請求項3】 トランスの一次巻線に接続されるスイッ
チング素子をオン・オフさせ、前記トランスの二次巻線
より交流電圧を取出し、この交流電圧を前記二次巻線側
に接続された整流スイッチ素子と、転流スイッチ素子
と、平滑用のチョークコイルおよびコンデンサとにより
整流平滑して直流出力電圧を得るスイッチング電源装置
において、前記スイッチング素子のオフ時に正極性の電
圧が発生する前記二次巻線の一端と前記転流スイッチ素
子の制御端子との間に充電用スイッチ素子を接続すると
共に、動作時における前記スイッチング素子のオフ期間
中には前記充電用スイッチ素子をオンにし、動作停止時
には前記充電用スイッチ素子をオフにするように構成し
たことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項4】 前記充電用スイッチの両端間に放電素子
を並列接続したことを特徴とする請求項3記載のスイッ
チング電源装置。 - 【請求項5】 スイッチング素子のオン時にトランスの
二次巻線の一端に発生した電圧を整流スイッチ素子の制
御端子に供給して、この整流スイッチ素子をオンさせる
一方、前記スイッチング素子のオフ時に前記トランスの
二次巻線の他端に電圧が発生すると、駆動回路から転流
スイッチ素子の制御端子に駆動信号を供給して、この転
流スイッチ素子をオンさせると共に、前記トランスの二
次巻線の一端と前記整流スイッチ素子の制御端子との間
にスイッチ素子を挿入接続したスイッチング電源装置に
おいて、前記駆動回路が駆動信号を供給している間は、
この駆動信号によって前記スイッチ素子をオンにし、前
記スイッチング素子の動作停止に伴ない前記駆動回路か
らの駆動信号が途絶えると、前記スイッチ素子をオフに
するオン・オフ切換回路を備えたことを特徴とするスイ
ッチング電源装置。 - 【請求項6】 前記オン・オフ切換回路は、前記駆動回
路からの駆動信号をコンデンサに充電して、前記スイッ
チ素子が常時オンするようにその充電電圧を該スイッチ
素子の制御端子に供給する一方で、前記駆動回路からの
駆動信号が途絶えると放電抵抗により前記コンデンサを
放電するピークチャージ回路であることを特徴とする請
求項5記載のスイッチング電源装置。
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