JP2000106535A - 自動周波数制御方法およびシステム - Google Patents
自動周波数制御方法およびシステムInfo
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Abstract
号の搬送周波数を簡単な構造でトラッキングできるよう
にすること。 【解決手段】 搬送周波数誤差を決定する前にマルチパ
ス信号、すなわち種々のアンテナ信号を合波する広帯域
CDMAシステムの受信機20の自動周波数制御(AF
C)システムにおいて、各送信パスの周波数誤差を別々
に計算する代わりに、マルチパス信号を共に合計した後
に周波数誤差を計算する。したがって1つの周波数検出
回路しか必要でなく、この結果、自動周波数制御システ
ムは計算工程を少なくてすむようにしながら、計算され
た周波数誤差を別々に組み合わせるシステムの精度を有
する。
Description
ステムおよび方法に関し、より詳細には、マルチパス伝
送信号の搬送周波数をトラッキングするための広帯域用
の改良された無線通信システムの受信機における自動周
波数制御システムおよび方法に関する。
の多い無線周波数(RF)スペクトル内でも通信ユーザ
が運用できるようにするものであり、特に狭帯域の妨害
波に対して有効である。スペクトル拡散方式の通信は、
比較的小さい電力スペクトル密度で行うことができ、同
じ周波数スペクトルを多数のユーザが共用できる。更
に、受信機はマルチパスを活用するように構成でき、こ
れらのスペクトル拡散方式の特徴により軍用技術の早期
の開発が促進されている。
て、チャープ方式、周波数ホッピング方式および直接拡
散方式、すなわち擬似雑音(PN)方式がある。チャー
プ方式は周波数領域に単調に拡散された時間領域でイン
パルス信号を伝送する方式であり、受信機が拡散された
周波数信号をインパルス信号に戻すように変換する。こ
れら周波数拡散されたインパルス信号は、レーダ、情報
のパルス位置変調またはその双方のための用途、例えば
1970年代にジェネラルダイナミックス社のエレクト
ロニクス事業部によって開発されたR3トランスポンダ
のような用途を有する。周波数ホッピング方式はユーザ
が同時に通信周波数を切り替えるようにユーザを同期化
することにより通信を行う方式である。
キー変調するようにPN符号発生器を用いて、一般に直
交位相変調フォーマットで情報のデジタルストリームを
拡散する方式である。PN符号発生器の擬似雑音系列は
周期的なものであり、マッチング用PN符号を用いて受
信機内で拡散された信号を逆拡散することができる。直
接拡散方式は雑音に対するイミュニティが優れている。
使用されるPN符号により、ユーザのPN符号間の相関
性を最小にしながら、多数のユーザがスペクトルを共用
できる。しかしながら直接拡散方式はRF帯域幅を広く
し、信号取得時間を長くしなければならない。
技術の会議議事録のオノエ他著の論文「第3世代の移動
通信システムのための広帯域CDMA無線制御技術」に
記載されているように、第3世代の広帯域CDMA(W
−CDMA)方式が開発中であり、この方式はグローバ
ルな用途を有し得る。このW−CDMA方式はパイロッ
トチャネルの替わりに放送チャネル、すなわちパーチチ
ャネルを有する。各タイムスロット、すなわち放送チャ
ネルのスロットは一連の時間多重化されたシンボルから
成り、マスクされた長い符号、すなわち特別なタイミン
グシンボルセグメントは既知の情報の1つのシンボルを
拡散するのに、短い符号を使用する。このようなセグメ
ントにより移動局は電源をオンにした直後に、システム
のタイミング情報を取得できる。
有する搬送波信号を中心にして信号が伝送される。この
信号を取得するシステム内の受信機は復調を保証するた
めに送信機の周波数に極めて近い周波数でその局部発振
器を作動させることを保証しなければならない。この局
部発振器の制御は自動周波数制御(AFC)と称される
機構により維持される。
するのに広帯域信号を使用している。広帯域搬送波信号
により受信機は伝送された信号を多数のパスに解析で
き、各パスを使って局部発振器の周波数を制御するため
の信号が発生される。一般にセルラ通信では、使用され
る広帯域信号はCDMA信号である。
の周波数を正確にトラッキングできなければならない。
CDMA方式はマルチパス信号の受信においてロバスト
であるが、適正な復調を保証するには正しい搬送周波数
を取得する必要がある。受信機のクロックが不正確であ
り、送信機の周波数にドリフトがあり、ドップラー効果
がある場合、CDMA受信機は各マルチパス信号の搬送
周波数をトラッキングし、調節しなければならない。
機の自動周波数制御(AFC)システムを示す図で、A
FCシステム10では、ライン12a,12bおよび1
2c上の受信された信号は、毎秒fs回のサンプリング
回数でサンプリングされる。次に信号の各々は数値制御
された発振器(NCO)14によって発生された局部発
振器(LO)の周波数にマッチングされ、周波数検出器
16a,16bおよび16cへ送られる。すなわち各逆
拡散された信号はミキサ18a,18bおよび18cに
よりLOの信号と混合され、対応する逆拡散された信号
の周波数に比例してダウンコンバートされた信号が発生
され、周波数検出器16a,16bおよび16cへ送ら
れる。周波数検出器16a,16bおよび16cの出力
信号は、信号の搬送周波数と局部発振器の周波数との差
に比例した誤差信号であり、これら誤差信号はNCO1
4へ印加される前に合波器19で合計される。逆拡散さ
れた信号とその信号の時間遅延された信号とをマッチン
グさせ、次に位相検出を実行することにより、周波数の
検出が行われる。検出プロセスで信号をシフトするよう
なシステムもある。このシフトは周波数検出器16a,
16bおよび16cへ導入する前に逆拡散された信号を
予めシフトすることによって補償される。
けからの誤差信号を使用するのと異なり、搬送周波数の
トラッキングの信頼性が高まる。しかしながら、図11
から判るように、逆拡散された信号の各々を予めシフト
した後に、数個の周波数検出器が必要である。これによ
り、このトラッキング方式は極めて複雑となり、数回の
乗算演算が必要となる。
および方法」を発明の名称とし、コワルスキー他を発明
者とし、1998年1月29日に米国特許庁に出願さ
れ、本願出願人に譲渡された、継続中の米国特許出願第
09/015,424号は、トラヒックチャネルを逆拡
散し、復調するために、広帯域CDMAシステムにおい
てパーチチャネルから誘導されたタイミングを使うため
の方法を開示している。このシステムは、トラヒックチ
ャネルの作動を簡略化するが、AFCを簡略化するため
の特定のシステムは示していない。
ンパルス応答、適応型チャネルマッチング受信システム
および方法」を発明の名称とし、コワルスキー他を発明
者とし、1998年3月25日に米国特許庁へ出願さ
れ、本願出願人に譲渡された継続中の米国特許出願第0
9/048,240号は、トラヒックチャネルのタイミ
ングおよび復調を簡略化するシステムを開示している
が、AFCを簡略化するための特定のシステムは開示さ
れていない。
き実状に鑑みてなされたものであり、CDMA受信機の
構造におけるAFC機能を簡略化し、受信機の部品数,
電力消費量および算術的演算の回数を低減することをそ
の目的とする。
受信機の精度および性能に影響を与えることなく、CD
MA受信機におけるAFC機能を簡略化すること、更
に、搬送周波数をトラッキングする際の受信機の精度お
よび性能に影響を与えることなく、周波数弁別器の数ま
たは周波数弁別器の演算の回数を低減することを目的と
する。
MAまたはW−CDMAシステムのような広帯域無線通
信システムにおいて、対応するドップラー周波数のシフ
ト、すなわち周波数誤差を伴った複数の伝送パスに沿っ
て受信された通信信号の搬送周波数をトラッキングする
ために、自動周波数制御(AFC)を行うため方法を提
供する。
の基地局からの通信信号を受信する移動局を含み、前記
方法は、(a)各伝送パスからの搬送波信号を組み合わ
せ、よって搬送波信号の平均を発生するステップと、
(b)ステップ(a)で発生された平均搬送波信号に応
答し、周波数誤差計算を1回しか行わないように、前記
平均搬送波信号の周波数誤差を計算するステップとを備
える。このように1回の周波数誤差計算しか行わない。
受信される搬送波信号の周波数は常に伝送周波数と同じ
周波数となるわけではない。従って、受信機において、
搬送周波数は既知である場合でも復調を適性に行うに
は、調節と収集を行うことが必要である。
入力信号から1つの平均値を計算するだけでよいという
ことが挙げられる。後に示すように、この1つの平均値
を使って全ての入力搬送波信号を訂正する。本発明によ
り1つの平均値だけを計算するという簡潔性を維持しな
がら、平均値計算におけるいくつかの入力された搬送波
信号の周波数を用いることによる精度が得られる。
コンバートされ、次に基準周波数を有する基準信号が発
生される。この基準信号とは、局部発振周波数を有する
局部発振器(LO)の信号である。基準信号と各伝送パ
スに対する搬送波信号との比較に応答し、各伝送パスに
対するダウンコンバートされた信号が発生される。この
ダウンコンバートされた信号を発生するステップは、L
O信号と各伝送パスの受信搬送波信号とを混合すること
を含む。ステップ(a)は、ダウンコンバートされた信
号を合波することを含む。
(c)ステップ(b)で計算された周波数誤差に応答
し、基準周波数を変更し、よって1つの誤差信号によっ
て各伝送パスのダウンコンバートされた周波数を訂正す
るステップを更に含む。
(d)各伝送パスの第1受信信号の信号対雑音比とステ
ップ(a)で発生された平均第1受信信号の信号対雑音
比とを比較するステップと、(e)前記ステップ(d)
で計算された信号対雑音比の差に応答し、各伝送パスに
対する重みを計算するステップとを更に備え、ステップ
(a)がステップ(d)で計算された重みに応答し、第
1受信信号を平均化する際の各伝送パスの重要性を可変
調節し、よって受信信号の組み合わせの信号対雑音比を
改善する。
は、先の平均ダウンコンバート信号を蓄積する。次に、
ステップ(b)は、(b1)現在の平均第1受信信号と
蓄積されている平均第1受信信号との差を検出するサブ
ステップと、(b2)ステップ(b1)で検出された周
波数変化に応答し、誤差信号を発生するサブステップを
含み、ステップ(c)は、ステップ(b2)で発生され
た誤差信号に応答し、基準周波数を変更することを含
む。
本方法はステップ(a)に先立ち、fsのレートで受信
通信信号をサンプリングするステップと、1/fsに等
しい遅延時間を測定するステップと、1/fsの遅延時
間が終了した後に受信された通信信号を無視するステッ
プを更に備え、ステップ(a)は1/fs以下の遅延時
間を有する受信通信信号を合計し、よって平均受信通信
信号の周波数誤差の雑音を低くすることを含む。
周波数をトラッキングするための自動周波数制御(AF
C)システムも提供する。このシステムは、各入力端が
1つの伝送パスに対応する複数の入力端を有する合波器
を含む。この合波器は、受信通信周波数を有する受信通
信信号を受け入れ、平均受信通信信号を供給するための
出力端を有する。このAFCシステムは平均受信通信信
号を受け入れるための、合波器の出力端に作動的に接続
された入力端を有する周波数誤差計算器も含む。この周
波数誤差計算器は、周波数誤差を計算する前にマルチパ
スを通って受信された信号を平均化するよう、平均受信
通信信号に応答し、周波数誤差信号を供給するための出
力端を有する。
するようになっている。各フィンガは、伝送パスに対応
する受信通信信号を受け入れるための入力端を有すると
共に、合波器の対応する入力端に作動的に接続された出
力端で受信通信信号を供給する。
ための第1入力端および受信搬送波信号を受け入れるた
めの第2入力端を1つの乗算器が有する。この乗算器
は、搬送波信号と基準信号とを混合し、出力端で受信周
波数を有するダウンコンバート信号を供給するようにな
っている。フィンガの各々はこの乗算器の出力端からの
ダウンコンバート信号を受け入れ、合波器は平均ダウン
コンバート信号を供給する。
信号を受け入れるための、合波器の出力端に作動的に接
続された入力端を有する周波数弁別器を含む。この周波
数弁別器は平均ダウンコンバート信号の周波数の変化を
測定し、出力端に誤差信号を供給するようになってい
る。
段により構成される。請求項1の発明は、少なくとも1
つの基地局からの通信信号を受信する移動局を含む広帯
域無線通信システムにおける、対応するドップラー周波
数シフトを伴った複数の伝送パスに沿って受信された通
信信号の搬送周波数をトラッキングするための自動周波
数制御方法であって、(a)各伝送パスからの受信通信
信号を組み合わせ、よって平均受信通信信号を発生する
ステップと、(b)ステップ(a)で発生された前記平
均受信通信信号の平均値に応答し、周波数誤差計算を1
回しか行わないように、平均受信通信信号の周波数誤差
を計算するステップと、を含むことを特徴としたもので
ある。
て、ステップ(a)に先立ち、基準周波数を有する基準
信号を発生し、基準信号および各伝送パスに対する受信
搬送波信号に応答し、各伝送パスに対する第1受信信号
を発生するステップを更に含み、ステップ(a)は、前
記受信搬送波信号を第1受信信号に変換するように第1
受信信号を組み合わせることを含むことを特徴としたも
のである。
て、ステップ(b)の後で、(c)ステップ(b)にお
いて計算された前記周波数誤差に応答し、各伝送パスの
第1周波数を1つの誤差信号で訂正するように前記基準
周波数を変更するステップを更に含むことを特徴とした
ものである。
て、ステップ(a)に先立ち、各伝送パスの前記受信通
信信号を並列に解析するステップと、各伝送パスの前記
受信通信信号を復調し、対応する受信搬送波信号を発生
するステップと、を更に含むことを特徴としたものであ
る。
て、前記基準信号を発生する前記ステップは、局部周波
数を有する局部発振器の信号である前記基準信号を含
み、各第1受信信号を発生する前記ステップは、各伝送
パスの前記受信搬送波信号と前記局部発振器の信号とを
混合することを含むことを特徴としたものである。
て、各第1受信信号を発生する前記ステップは、前記受
信搬送波信号を第1受信信号にダウンコンバートするこ
とを含み、ダウンコンバートされた前記第1受信信号が
ベースバンド周波数を有することを特徴としたものであ
る。
て、ステップ(c)の後に、(d)各伝送パスの第1受
信信号の信号対雑音比とステップ(a)で発生された平
均第1受信信号の信号対雑音比とを比較するステップ
と、(e)前記ステップ(d)で計算された信号対雑音
比の差に応答し、各伝送パスに対する重みを計算するス
テップと、を更に含み、ステップ(a)は、ステップ
(d)で計算された前記重みに応答し、第1受信信号を
平均化する際の各伝送パスの重要性を可変調節し、よっ
て受信信号の前記組み合わせの信号対雑音比を改善する
ことを含むことを特徴としたものである。
て、ステップ(b)に先立ち、(a1)先の平均第1受
信信号を蓄積するステップを更に含み、ステップ(b)
は、(b1)平均第1受信信号と、ステップ(a1)で
蓄積された平均第1受信信号との差を検出するサブステ
ップと、(b2)ステップ(b1)で検出された周波数
変化に応答し、誤差信号を発生するサブステップと、を
含み、ステップ(c)は、ステップ(b2)で発生され
た前記誤差信号に応答し、前記基準周波数を変更するこ
とを含むことを特徴としたものである。
て、各伝送パスは、対応する遅延時間を有し、ステップ
(a)に先立ち、fsのレートで受信通信信号をサンプ
リングするステップと、1/fsに等しい遅延時間を測
定するステップと、1/fsの遅延時間が終了した後に
受信された通信信号を無視するステップと、を更に含
み、ステップ(a)は、1/fs以下の遅延時間を有す
る受信通信信号を合計し、よって前記平均受信通信信号
の周波数誤差の雑音を低くすることを含むことを特徴と
したものである。
周波数シフトを伴った複数の伝送パスに沿って伝搬して
きた通信信号を受け入れるための広帯域無線通信システ
ムの受信機における、受信通信信号の搬送周波数をトラ
ッキングするための自動周波数制御システムであって、
受信通信周波数を有する受信通信信号を受け入れるため
の、各々が1つの伝送パスに対応した複数の入力端を有
し、更に平均受信通信信号を供給するための出力端を有
する合波器と、前記平均受信通信信号を受け入れるよ
う、前記合波器の出力端に作動的に接続された入力端を
有し、周波数誤差を計算する前にマルチパスを通って受
信された信号を平均化するように、前記平均受信通信信
号に応答し、周波数誤差信号を供給するための出力端を
有する、周波数誤差計算器と、を有することを特徴とし
たものである。
おいて、受信通信信号を並列処理するための複数のフィ
ンガを更に有し、各々の前記フィンガは、伝送パスに対
応する受信通信信号を受け入れるための入力端を有し、
前記合波器の対応する入力端に作動的に接続された出力
端にて、受信通信信号を供給するようになっていること
を特徴としたものである。
おいて、基準周波数を有する基準信号を受け入れるため
の第1入力端および受信搬送波信号を受け入れるための
第2入力端を有する乗算器を更に有し、該乗算器は、前
記搬送波信号と前記基準信号とを混合し、出力端にて第
1受信周波数を有する第1受信信号を供給し、前記フィ
ンガの各々が前記乗算器の出力端からの第1受信信号を
受け入れ、前記合波器が平均第1受信信号を供給するよ
うになっていることを特徴としたものである。
おいて、複数の可変重み付け回路を更に有し、該重み付
け回路の各々は、1つの伝送パスに対応すると共に、対
応するフィンガからの前記第1受信信号を受け入れるた
めの入力端を有し、更に前記重み付け回路は、前記第1
受信信号の利得を制御するよう、前記第1受信信号の信
号対雑音比に応答する利得制御信号を受け入れるための
第2入力端を有し、各々の前記重み付け回路は、重み付
けされた前記第1受信信号を供給するよう、前記合波器
の対応する入力端に作動的に接続された出力端を有する
ことを特徴としたものである。
おいて、前記基準周波数を供給するよう前記乗算器の第
1入力端に作動的に接続された出力端と、前記周波数誤
差信号を受けるよう前記周波数誤差計算器の出力端に作
動的に接続された入力端とを有する発振器を更に有し、
該発振器は、前記周波数誤差信号に応答して前記基準周
波数を変更するようになっていることを特徴としたもの
である。
おいて、前記周波数誤差計算器は、前記平均第1受信信
号を受け入れるための、前記合波器の出力端に作動的に
接続された入力端を有する周波数弁別器を有し、該周波
数弁別器は前記平均第1受信信号の周波数変化を測定す
ると共に、出力端に前記誤差信号を供給するようになっ
ていることを特徴としたものである。
おいて、fsをマルチパスを通って受信された信号をサ
ンプリングするレートとして、1/fsの周期的時間イ
ンターバル測定値を供給する出力端を有するクロックを
更に有し、前記合波器は前記1/fsの時間インターバ
ル測定値を受け入れるためのクロック入力端を有し、前
記合波器は、1/fsの時間インターバルにわたって受
信された通信信号を合計すると共に、平均受信通信信号
を計算するための1/fs遅延時間が終了した後に受信
される通信信号を無視し、よって前記平均受信通信信号
の周波数誤差の雑音を低くするようになっていることを
特徴としたものである。
る広帯域無線通信システムの受信機を示すブロック図で
ある。受信機20は対応するドップラー周波数シフトを
伴った複数の伝送パスに沿って伝搬した通信信号を受け
入れる。受信機20は受信した通信信号の搬送周波数を
トラッキングするための自動周波数制御(AFC)シス
テムを特徴とする。この受信機20は、入力ライン2
4,26および28に接続された複数の入力端を有する
合波器22を含む。各入力端および入力ライン24,2
6および28は、伝送パスに対応し、受信された通信周
波数を有する受信された通信信号を受け入れる。合波器
22は、受信された通信信号の平均(平均受信通信信
号)を供給するための出力端をライン30上に有する。
れるための、合波器22の出力端に作動的に接続された
入力端をライン30に有する、周波数誤差計算器32も
含む。この周波数誤差計算器32は、平均受信通信信号
に応答して周波数誤差信号を供給するためのライン34
上の出力端を有する。このようにマルチパスを通った受
信信号は周波数誤差を計算する前に平均化される。
並列処理するための複数のフィンガ36,38および4
0を更に含む。フィンガ36,38および40の各々
は、伝送パスに対応する受信した通信信号を受け入れる
ための入力端をそれぞれライン42,44および46上
に有する。フィンガ36,38および40は、それぞれ
ライン24,26および28、更に合波器22の対応す
る入力端に作動的に接続された出力端に受信された通信
信号を発生する。これら3つのフィンガ部分の選択は任
意であり、CDMAシステムではフィンガ36,38お
よび40が逆拡散器となっている。
号を受け入れるための第1入力端をライン50上に有す
る乗算器48を更に含む。乗算器48は受信された搬送
波信号を受け入れるための第2入力端をライン52上に
有し、この乗算器48は搬送波信号の基準信号とを混合
し、ライン54上の出力端に第1の受信された周波数を
有する第1受信信号を発生する。フィンガ36,38お
よび40の各々は、この乗算器48の出力端からの第1
受信信号を受け入れる。このように合波器22は平均第
1受信信号を発生する。
は、受信機20は複数の可変重み付け回路56,58お
よび60を含む。これら重み付け回路56,58および
60の各々は1つの伝送パスに対応している。各重み付
け回路56,58および60は対応するフィンガ36,
38および40からの第1受信された信号を受け入れる
ための入力端を有する。重み付け回路56,58および
60は、それぞれライン62,64および66上の利得
制御信号を受け入れるための第2入力端を有する。利得
制御信号B1,B2およびB3は、第1受信信号の信号
対雑音比に応答し、第1受信信号の利得を制御するのに
使用される。各重み付け回路56,58および60は、
重み付けされた第1受信信号を供給するための、合波器
22の対応する入力端に作動的に接続された出力端をラ
イン24,26および28にそれぞれ有する。
の、乗算器48の第1入力端に作動的に接続された出力
端をライン50上に有する発振器68、例えば数値制御
された発振器(NCO)を更に含む。このNCO68は
周波数誤差信号を受信するための、周波数誤差計算器3
2に作動的に接続された入力端をライン34上に有す
る。発振器68は周波数誤差信号に応答して基準信号を
変える。
号を受け入れるための合波器22の出力端に作動的に接
続された入力端をライン30上に有する。周波数弁別器
70は平均第1受信信号における周波数変化を測定し、
ライン32上の出力端に誤差信号を発生する。本発明の
いくつかの実施の形態においては、この誤差信号を条件
化するのにループフィルタ74を使用している。
いては、受信機20は1/fs(ここでfsはマルチパス
を通って受信された信号をサンプリングするレートであ
る)の周期的時間インターバルの測定値を発生するため
の出力端をライン78上に有するクロック76を更に含
む。次に合波器22は1/fsの時間インターバル測定
値を受け入れるための、クロック76の出力端に作動的
に接続されたクロック入力端をライン78上に有する。
合波器22は1/fsの時間インターバルで受信される
通信信号を合計し、1/fsの遅延時間が終了した後に
受信された通信信号を無視し、平均受信通信信号を計算
する。こうして、平均受信通信信号の周波数誤差の雑音
は少なくなる。
された信号が組み合わされ、次にミキサ82を通って周
波数検出器70へ印加される前に位相シフタ80によっ
てシフト(fs/8)されている状態を示す。この位相
値の選択は使用される周波数検出器のタイプおよび他の
ループパラメータに応じて任意に決定される。図1から
判るように、本実施形態では、1つの周波数検出器70
しか使用していないので、実行すべき演算回数が少なく
なっている。再度、図11を参照すると、従来のAFC
システムでは周波数検出器を各受信機のフィンガとしな
ければならないことが理解できよう。
および66上の重み(B1,B2およびB3)は、信号
対雑音比を最大にするよう、最大比合計することによっ
て決定される。しかしながら本発明の好ましい実施の形
態としては、重み付け回路56,58および60は除く
ものとする。周波数トラッキング方法を簡略化するため
に、重み付け回路56,58および60を除く理由につ
いては、後により詳細に説明する。
周波数検出器70は周知であるので詳細には説明しな
い。ライン30上の合波された信号は遅延回路100を
通して遅延される。代表的な遅延時間は、CDMAシス
テムでは1シンボルである。ライン30上の組み合わさ
れた信号は、ライン102上のその信号自身の遅延され
た信号とマッチングされる。すなわちライン102上の
遅延された信号は乗算器104でライン30上の元の組
み合わせ信号と混合される。従って、すべての重みを1
に設定できる。すなわち、重み付け回路56,58およ
び60は省略される。
6,58および60を除いた受信機を示す図である。シ
ミュレーションによれば、このような実施の形態の発明
は、妥当な性能を有し、図11の従来の回路の性能より
も良好であることが実証されており、性能をなんら妥協
することなく複雑さを低減している。
に、受信機20を示した図である。簡潔にするために1
つのフィンガしか示していない。図4に示されたフィン
ガ部分36は、上述の米国特許出願09/048,24
0号および第09/014,424号に開示されたもの
である。フィンガは前述したように、主に受信信号を逆
拡散する機能を有する。図4における第1フィンガ36
を例にとると、フィンガはロングコードおよびPCショ
ートコード発生器の2つの拡散コード発生器を有する。
ロングコード発生器の出力信号と受信信号は複素乗算さ
れ、ロングコード逆拡散信号が生成される。逆拡散信号
は後段に出力されるとともに、さらに積分器(Σ64,
Σ4)で積分され、レーキ式コヒーレント検出器でチャ
ネル推定信号を生成するとともに、周波数弁別器70に
入力されるための信号を生成する。また、2つのコード
発生器の出力と受信信号はDLLに入力されタイミング
信号を生成する。
の組み合わせ原理は、受信された同じ信号の数個のコピ
ーをマルチパスまたはアンテナダイバーシティにより利
用できる広帯域システムでも利用できる。
び図1と図3において説明した本発明は、遅延拡散チャ
ネルがサンプリング長さ1/fsよりもあまり長くない
ことを明らかに仮定している。しかしながら、このこと
はすべての状況には当てはまらず、上記仮定が当てはま
らなくなることによりトラッキングが失われることとな
る。このような状況を回避するために、誤差信号を発生
するように、エポックを数個のシンボルよりも長くした
パスをドロップできる。このことは、所定の時間窓内の
フィンガ36のマッチングされたフィルタの出力が、こ
の窓内に入るパスしか含まないかどうかを検査すること
によって達成できる。すなわち、マルチパス信号の平均
化には、サンプリング時間1/fsよりも長いエポック
を有するパスは含まれない。若干長いか、または短いサ
ンプリング時間にもこの概念が当てはまる。
ステムで応用するために開発されたものである。しかし
ながらこれら方式は一般に充分であり、マルチパスの問
題を解決できる任意のタイプの広帯域システムにも適用
できる本発明の目的としては、2GHzにおいて約3p
pmの局部発振器のドリフトをトラッキングし、制御で
きるようなAFCのロバストな構造を提供することにあ
る。このAFCはこの周波数ドリフトが0.1ppmま
で低下するように設計できる。
力信号は1/fsのレートでサンプリングされた逆拡散
信号である。この逆拡散信号は乗算器104で遅延逆拡
散信号にマッチングされ、その結果生じる信号から誤差
信号が計算される。図5は、逆拡散信号の離散周波数Ω
の関数である図2に示された誤差信号e(t)の曲線を
示すグラフである。弁別器70の出力信号はノコギリ歯
特性を有し、((n−1)π/2,nπ/2)(ここで
n=−1,....,2である)の範囲に限り線形である。
周波数Ω0+nπ/2に対し、この出力信号は同一であ
る。π/2以上のシフト量は無視し、誤差信号の計算に
あたってデータの変調は考慮しない。しかしながら弁別
器はθを局部発振器の離散周波数における最大可能なド
リフト量として、(−θ,θ)の範囲でリニアに作動す
る。弁別器70に加える前に逆拡散信号の離散周波数が
π/4だけシフトすると、θはπ/4となる。このこと
は、周波数弁別器70がΔf=±1/(8*fs)程度
に大きい周波数ドリフトを検出することも意味する。
可能なドリフト量は3ppmであり、この値は2GHz
の搬送周波数では6kHzのドリフト量に相当する。│
Δf│=8kHzと設定すると、Ts=64000とな
る。従って、8kHz程度に大きいドリフト量をトラッ
キングできるようにするには、逆拡散された信号を毎秒
64000回でサンプリングしなければならない。この
ような値は特に、このレートが既にシステム内で利用で
きるようになっている場合のクロックとして特に適す。
この方式が8kHzまでトラッキングしなければならな
い場合でも、雑音の影響はループの性能に大きく影響し
ないように、約6kHzの周波数誤差に対してのみ使用
することをアドバイスできる。
4,26および28上の逆拡散信号は、rl d(n);l
=1,....,L;ここでLはAFCを行うために利用で
きるパスの総数であり、本実施形態では3である。ルー
プフィルタ74は次のような伝達関数を有する。
の所望する応答に基づき設定できる係数である。合波器
の出力信号は周波数検出器へ送られる前に4kHz(ま
たは離散周波数においてπ/4)だけシフトされる。こ
れと対照的に従来技術の方法はAFCを行っているが、
合波前に誤差信号を計算している(図11を参照)。従
来技術では数個の周波数検出器が必要である。従って、
本発明は計算的に複雑でなくなっている。図11の従来
技術のシステムおよび本発明の双方は、1つのパスだけ
を使ってAFCを行う場合よりも信頼性が高く、パスの
うちの一部が深いフェード状態または喪失状態のいずれ
かになった場合でも、連続的なトラッキングを保証でき
る。
見るためにl(エル)番目の逆拡散信号は次のように表
示される。
式において、我々はデータ変調だけでなく加算的白色ガ
ウス雑音を無視する。局部基準信号は次のように示され
る。
多くてfsの大きさであると仮定する。合波器22の出
力信号は次のように示される。
と比較して極めてゆっくりと変化し、2つの連続するシ
ンボルに対し一定と見なすことができるので、周波数弁
別器の出力信号はΔに比例する。
重みが周波数弁別器70の出力端で最大の信号対雑音比
に対し最適化されると、α* lに等しくなる。しかしなが
らかかる演算は微分復調を行う弁別器70によって既に
暗黙に行われている。従って、Blはすべてのl=
1,....,Lに対して一定となるように設定できる。
均化され、周波数弁別器に印加されることに注目された
い。このような操作は64kサンプル/秒レートとなる
ように行われる。
W−CDMA方式のトランシーバがシミュレートされて
いる。検討したフェージングモデルはCLASSICド
ップラースペクトルを有する「チャネルB」であり、都
市/準都市の低雑音環境に対し、共同技術委員会(JT
C)によって提案されている。このチャネルはタップ付
き遅延ラインモデルに基づきシミュレートされる。これ
らタップ値は次の表1に示されている。
周波数は50Hzであり、AFC部分ではl=
1,....,Lおよびk1=−0.2728およびk2=2.
1488に対してBl=1/6である。
を示す図、図7は帰還システムの周波数応答の位相を示
す図、図8は帰還システムのステップ応答を示す図であ
る。これらパラメータは周波数弁別器が既にリニア領域
で作動するように選択されていることに留意すべきであ
る。
実効値を比較して示した図である。符号化されたデータ
が、まず等しく予想される二進数字としてランダムに発
生され、これら数字はQPSKシンボルに変換され、ト
ラヒックおよびパーチチャネルの双方に対し、QPSK
を使って拡散される。こうして得られた波形は1チップ
あたり4サンプルのレートでサンプリングされる。局部
発振器と受信信号との間には6kHzの差があると仮定
している。加算的白色ガウス雑音(AWGN)をサンプ
リングされた信号に加え、次にすべてのパスが完全にト
ラッキングされたとの仮定の元に、長い符号を使って逆
拡散する。受信されたデータと送信データとを比較する
ことによりビット誤りを決定する。このようなプロセス
によって計算されたビット誤り率は、完全にロックされ
たシステムに対して得られたビット誤り率とほとんど同
じであるので、これ以上説明しない。1つのパスおよび
3つのパスを使用するAFCに対し、図9で周波数誤差
の実効値をプロットすることにより、組み合わせシステ
ムの性能が得られる。図9から明らかに判るように、双
方の方式は0.1ppm(100Hz)以内のトラッキ
ング誤差を得ることができる。
周波数制御方法のフローを示す図で、対応するドップラ
ー周波数シフトがある場合に複数の伝送パスに沿って受
信された通信信号の搬送周波数をトラッキングするため
に自動周波数制御(AFC)を行う方法を示している。
ステップ200は少なくとも1つの基地局からの通信信
号を受信する移動局を含む広帯域無線通信システムを提
供しており、ステップ202は各伝送パスから受信され
た通信信号を合波し、よって平均受信通信信号を発生す
るようになっており、ステップ204はステップ202
で発生された平均受信通信信号に応答し、平均受信信号
の周波数誤差を計算し、ステップ206は1回の周波数
誤差計算しか行わない場合の積である。
は、ステップ202に対して別のステップが先行する。
ステップ200aは基準周波数を有する基準信号を発生
し、ステップ200bは基準信号および各伝送パスに対
して受信された搬送波信号に応答し、各伝送パスに対す
る第1受信信号を発生する。更に、本発明のいくつかの
実施の形態においては、200aはLO周波数を有する
局部発振器(LO)信号である基準信号を含む。ステッ
プ200bはLO信号と各伝送パスの受信搬送波信号と
を混合し、次にステップ202は、受信した搬送波信号
を第1受信信号に変換するように第1受信信号を組み合
わせる。ステップ200bは一般に受信搬送波信号を第
1受信信号へダウンコンバートする。すなわち、第1受
信信号はベースバンド周波数を有する。
が先行する。ステップ200cは各伝送パスの受信通信
信号を並列に解析する。ステップ200dは各伝送パス
の受信通信信号を復調し、対応する受信搬送波信号を発
生する。
は、ステップ204に別のステップも続く。ステップ2
04aはステップ204で計算された周波数誤差に応答
し、各伝送パスの第1周波数が1つの誤差信号によって
訂正されるように、基準周波数を変える。
は、ステップ204aに別のステップ(図示せず)が続
く。ステップ204bは、各伝送パスの第1受信信号の
信号対雑音比とステップ202で発生された平均第1受
信信号の信号対雑音比とを比較する。ステップ204c
は、ステップ204bで計算された信号対雑音比の差に
応答し、各伝送パスに対する重みを計算する。次にステ
ップ202はステップ204bで計算された重みに応答
し、組み合わされた受信信号の信号対雑音比が改善され
るように、第1受信信号を平均化する際に、各伝送パス
の重要度を可変調節する。上述のように、本発明の好ま
しい実施形態では、信頼性ある精度を得るには重みを使
用する必要はない。
は、ステップ204に別のステップが先行する。ステッ
プ202aは先の平均第1受信信号を蓄積する。次にス
テップ204はサブステップ(図示せず)を含む。ステ
ップ2041は平均第1受信信号とステップ202aで
蓄積された平均第1受信信号との差を検出し、ステップ
2042はステップ2041で検出された周波数変化に応
答して誤差信号を発生する。次にステップ204aはス
テップ2042で発生された誤差信号に応答し、基準周
波数を変更する。
は、ステップ200は各伝送パスに対応する遅延時間を
与える。更にステップ202には別のステップが先行す
る。ステップ200eはfsのレートで受信通信信号を
サンプリングし、ステップ200fは1/fsに等しい
遅延時間を測定し、ステップ200gは1/fsの遅延
時間が終了した後に受信される通信信号を無視する。ス
テップ202は平均受信通信信号の周波数誤差の雑音が
低くなるように遅延時間が時間1/fs以下の受信通信
信号を合計する。
数個のパスを組み合わせるためのシステムおよび方法に
ついて説明した。このような簡略化によって1つ以上の
パスがドロップアウトしても、この方式は作動するの
で、このような簡略化はシステムの全体の信頼性を改善
する。更に制御用ソフトウェアの制約がほとんどなくな
る。このような方式は同一の誤差信号を発生するのに数
個の周波数検出器が必要とされる公知の全てのIS−9
5移動局用モデムで使用される方式よりも簡略である。
入力信号から1つの平均値を計算するだけでよいという
ことが挙げられる。この1つの平均値を使って全ての入
力搬送波信号を訂正する。本発明により1つの平均値だ
けを計算するという簡潔性を維持しながら、平均値計算
におけるいくつかの入力された搬送波信号の周波数を用
いることによる精度が得られる。よって、受信機の部品
数,電力消費量および算術的演算の回数を低減すること
ができる。つまり、搬送周波数をトラッキングする際の
受信機の精度および性能に影響を与えることなく、CD
MA受信機におけるAFC機能を簡略化できる。更に、
搬送周波数をトラッキングする際の受信機の精度および
性能に影響を与えることなく、周波数弁別器の数または
周波数弁別器の演算の回数を低減できる。
テムの受信機を示すブロック図である。
すブロック図である。
ある。
た、図2における誤差信号e(t)を示す図である。
ある。
る。
する図である。
の伝送パスに沿って受信された通信信号の搬送周波数を
トラッキングするために、自動周波数制御(AFC)を
行うための方法のフローを示す図である。
制御(AFC)システムを示す図である。
ライン、32…周波数誤差計算器、36,38,40…
フィンガ、48…乗算器、56,58,60…重み付け
回路、68…発振器、70…周波数弁別器、74…ルー
プフィルタ、76…クロック。
Claims (16)
- 【請求項1】 少なくとも1つの基地局からの通信信号
を受信する移動局を含む広帯域無線通信システムにおけ
る、対応するドップラー周波数シフトを伴った複数の伝
送パスに沿って受信された通信信号の搬送周波数をトラ
ッキングするための自動周波数制御方法であって、
(a)各伝送パスからの受信通信信号を組み合わせ、よ
って平均受信通信信号を発生するステップと、(b)ス
テップ(a)で発生された前記平均受信通信信号に応答
し、周波数誤差計算を1回しか行わないように、前記平
均受信通信信号の周波数誤差を計算するステップと、を
含むことを特徴とする自動周波数制御方法。 - 【請求項2】 ステップ(a)に先立ち、 基準周波数を有する基準信号を発生し、 基準信号および各伝送パスに対する受信搬送波信号に応
答し、各伝送パスに対する第1受信信号を発生するステ
ップを更に含み、 ステップ(a)は、前記受信搬送波信号を第1受信信号
に変換するように第1受信信号を組み合わせることを含
むことを特徴とする請求項1に記載の自動周波数制御方
法。 - 【請求項3】 ステップ(b)の後で、(c)ステップ
(b)において計算された前記周波数誤差に応答し、各
伝送パスの第1周波数を1つの誤差信号で訂正するよう
に前記基準周波数を変更するステップを更に含むことを
特徴とする請求項2に記載の自動周波数制御方法。 - 【請求項4】 ステップ(a)に先立ち、 各伝送パスの前記受信通信信号を並列に解析するステッ
プと、 各伝送パスの前記受信通信信号を復調し、対応する受信
搬送波信号を発生するステップと、を更に含むことを特
徴とする請求項1に記載の自動周波数制御方法。 - 【請求項5】 前記基準信号を発生する前記ステップ
は、局部周波数を有する局部発振器の信号である前記基
準信号を含み、 各第1受信信号を発生する前記ステップは、各伝送パス
の前記受信搬送波信号と前記局部発振器の信号とを混合
することを含むことを特徴とする請求項2に記載の自動
周波数制御方法。 - 【請求項6】 各第1受信信号を発生する前記ステップ
は、前記受信搬送波信号を第1受信信号にダウンコンバ
ートすることを含み、ダウンコンバートされた前記第1
受信信号がベースバンド周波数を有することを特徴とす
る請求項5に記載の自動周波数制御方法。 - 【請求項7】 ステップ(c)の後に、(d)各伝送パ
スの第1受信信号の信号対雑音比とステップ(a)で発
生された平均第1受信信号の信号対雑音比とを比較する
ステップと、(e)前記ステップ(d)で計算された信
号対雑音比の差に応答し、各伝送パスに対する重みを計
算するステップと、を更に含み、 ステップ(a)は、ステップ(d)で計算された前記重
みに応答し、第1受信信号を平均化する際の各伝送パス
の重要性を可変調節し、よって受信信号の前記組み合わ
せの信号対雑音比を改善することを含むことを特徴とす
る請求項3に記載の自動周波数制御方法。 - 【請求項8】 ステップ(b)に先立ち、 (a1)先の平均第1受信信号を蓄積するステップを更
に含み、ステップ(b)は、 (b1)平均第1受信信号と、ステップ(a1)で蓄積
された平均第1受信信号との差を検出するサブステップ
と、 (b2)ステップ(b1)で検出された周波数変化に応
答し、誤差信号を発生するサブステップと、を含み、ス
テップ(c)は、ステップ(b2)で発生された前記誤
差信号に応答し、前記基準周波数を変更することを含む
ことを特徴とする請求項3に記載の自動周波数制御方
法。 - 【請求項9】 各伝送パスは、対応する遅延時間を有
し、ステップ(a)に先立ち、 fsのレートで受信通信信号をサンプリングするステッ
プと、 1/fsに等しい遅延時間を測定するステップと、 1/fsの遅延時間が終了した後に受信された通信信号
を無視するステップと、を更に含み、 ステップ(a)は、1/fs以下の遅延時間を有する受
信通信信号を合計し、よって前記平均受信通信信号の周
波数誤差の雑音を低くすることを含むことを特徴とする
請求項1に記載の自動周波数制御方法。 - 【請求項10】 対応するドップラー周波数シフトを伴
った複数の伝送パスに沿って伝搬してきた通信信号を受
け入れるための広帯域無線通信システムの受信機におけ
る、受信通信信号の搬送周波数をトラッキングするため
の自動周波数制御システムであって、 受信通信周波数を有する受信通信信号を受け入れるため
の、各々が1つの伝送パスに対応した複数の入力端を有
し、更に平均受信通信信号を供給するための出力端を有
する合波器と、 前記平均受信通信信号を受け入れるよう、前記合波器の
出力端に作動的に接続された入力端を有し、周波数誤差
を計算する前にマルチパスを通って受信された信号を平
均化するように、前記平均受信通信信号に応答し、周波
数誤差信号を供給するための出力端を有する、周波数誤
差計算器と、を有することを特徴とする自動周波数制御
システム。 - 【請求項11】 受信通信信号を並列処理するための複
数のフィンガを更に有し、各々の前記フィンガは、伝送
パスに対応する受信通信信号を受け入れるための入力端
を有し、前記合波器の対応する入力端に作動的に接続さ
れた出力端にて、受信通信信号を供給するようになって
いることを特徴とする請求項10に記載の自動周波数制
御システム。 - 【請求項12】 基準周波数を有する基準信号を受け入
れるための第1入力端および受信搬送波信号を受け入れ
るための第2入力端を有する乗算器を更に有し、該乗算
器は、前記搬送波信号と前記基準信号とを混合し、出力
端にて第1受信周波数を有する第1受信信号を供給し、
前記フィンガの各々が前記乗算器の出力端からの第1受
信信号を受け入れ、前記合波器が平均第1受信信号を供
給するようになっていることを特徴とする請求項11に
記載の自動周波数制御システム。 - 【請求項13】 複数の可変重み付け回路を更に有し、
該重み付け回路の各々は、1つの伝送パスに対応すると
共に、対応するフィンガからの前記第1受信信号を受け
入れるための入力端を有し、更に前記重み付け回路は、
前記第1受信信号の利得を制御するよう、前記第1受信
信号の信号対雑音比に応答する利得制御信号を受け入れ
るための第2入力端を有し、各々の前記重み付け回路
は、重み付けされた前記第1受信信号を供給するよう、
前記合波器の対応する入力端に作動的に接続された出力
端を有することを特徴とする請求項12に記載の自動周
波数制御システム。 - 【請求項14】 前記基準周波数を供給するよう前記乗
算器の第1入力端に作動的に接続された出力端と、前記
周波数誤差信号を受けるよう前記周波数誤差計算器の出
力端に作動的に接続された入力端とを有する発振器を更
に有し、該発振器は、前記周波数誤差信号に応答して前
記基準周波数を変更するようになっていることを特徴と
する請求項12に記載の自動周波数制御システム。 - 【請求項15】 前記周波数誤差計算器は、前記平均第
1受信信号を受け入れるための、前記合波器の出力端に
作動的に接続された入力端を有する周波数弁別器を有
し、該周波数弁別器は前記平均第1受信信号の周波数変
化を測定すると共に、出力端に前記誤差信号を供給する
ようになっていることを特徴とする請求項12に記載の
自動周波数制御システム。 - 【請求項16】 fsをマルチパスを通って受信された
信号をサンプリングするレートとして、1/fsの周期
的時間インターバル測定値を供給する出力端を有するク
ロックを更に有し、 前記合波器は前記1/fsの時間インターバル測定値を
受け入れるためのクロック入力端を有し、前記合波器
は、1/fsの時間インターバルにわたって受信された
通信信号を合計すると共に、平均受信通信信号を計算す
るための1/fs遅延時間が終了した後に受信される通
信信号を無視し、よって前記平均受信通信信号の周波数
誤差の雑音を低くするようになっていることを特徴とす
る請求項10に記載の自動周波数制御システム。
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