JPH10500555A - コヒーレント受信機のオフセット周波数推定方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 改善されたオフセット周波数推定のための方法および装置は、第１実施例において、既知の基準情報を有する信号のコヒーレント受信を行う受信機１００を備え、この受信機は信号から基準情報１０７を抽出する抽出器１０６とオフセット周波数推定器１１０とを備える。オフセット周波数推定器１１０は、基準情報を濾波し、被濾波基準シーケンスを出力するフィルタ１２１と、被濾波基準シーケンスを所定の基準信号に相関させて相関値を形成する相関器１２２，１２４と、相関値からオフセット周波数推定値１３１を決定するピーク検出器１２６とを備える。その他の実施例も示される。

Description

【発明の詳細な説明】 コヒーレント受信機のオフセット周波数推定方法 および装置 技術分野 本発明は、一般に通信システムに関し、さらに詳しくは、通信システムのコヒ ーレント受信機のためのオフセット周波数推定方法および装置に関する。 発明の背景 通信システムには、多くの形態がある。通信システムの一種に、多重接続拡散 スペクトル・システムがある。拡散スペクトル・システムにおいては、被送信信 号が通信チャネル内の広い周波数帯域に拡散される変調法が用いられる。 拡散スペクトル通信方法には、一般に３種類あり、直接シーケンス変調，周波 数および／または時間ホッピング変調およびチャープ変調がある。直接シーケン ス変調においては、そのビット速度が情報信号帯域幅よりもはるかに高いデジタ ル符号シーケンスにより、搬送波信号が変調される。 これらの直接シーケンス拡散スペクトル通信システムは、 多重接続通信システムとして容易に設計することができる。たとえば、拡散スペ クトル・システムを、直接シーケンス符号分割多重接続（ＤＳ-ＣＤＭＡ：direc t sequence codedivision multiple access）システムとして設計することがで きる。ＤＳ-ＣＤＭＡシステムにおいては、２つの通信ユニット間の通信は、独 自のユーザ拡散符号を有する通信チャネルの周波数帯域上に、被送信信号をそれ ぞれ拡散することにより行われる。その結果、被送信信号は、通信チャネルの同 じ周波数帯域内にあり、独自のユーザ拡散符号によってのみ分離される。これら の独自のユーザ拡散符号は、好ましくは、互いに直交しているので、拡散符号間 の相互相関はほぼゼロになる。 ＤＳ-ＣＤＭＡ通信システム内でデータ信号を互いに分離するために用いるこ とができる異なる拡散符号がいくつかあることは、当業者には明白であろう。こ れらの拡散符号には、疑似ノイズ（ＰＮ）符号およびウォルシュ符号などが含ま れる。ウォルシュ符号は、アダマール数列の１つの行または列に相当する。 さらに、拡散符号を用いてデータ信号のチャネル符号化を行うことができるこ とは、当業者には明白であろう。データ信号は、被送信信号が、ノイズ，フェー ディング，ジャムなどの種々のチャネル障害にもっと耐えうるようにすることに よって、通信システムの性能を改善するためにチャネル符号化される。通常、チ ャネル符号化により、ビッ ト誤りの確率が下がり、さらに／あるいは、ノイズ密度あたりの誤りビットとし て通常表される、必要な信号対雑音比（すなわち、情報ビットあたりのエネルギ とノイズ−スペクトル密度との比として定義されるＥ_b/Ｎ_o）を下げて、そうで ない場合にデータ信号を送信するために必要とされるよりも多くの帯域幅を消費 するという犠牲を払って信号を回復する。たとえば、後の送信のためにデータ信 号を変調する前に、ウォルシュ符号を用いて、データ信号をチャネル符号化する ことができる。同様に、ＰＮ拡散符号を用いて、データ信号をチャネル符号化す ることができる。 しかし、チャネル符号化だけでは、システムが特定の数の同時通信（すべてが 最小限の信号対雑音比を有する）を処理することができることを必要とする、あ る種の通信システム設計に必要とされる信号対雑音比を得ることはできない。こ の設計上の制約は、場合によっては、通信システムが非コヒーレント受信法を用 いずに被送信信号をコヒーレント検出するよう設計することによって、満足する ことができる。コヒーレント受信機は、同じビット誤り率（すなわち、受認可能 な干渉レベルを示す特定の設計制限）を有する非コヒーレント受信機で必要とさ れるよりも小さい信号対雑音比（Ｅ_b/Ｎ_o）しか必要としないことは当業者には 明白であろう。概略で、レイリー・フェーディング・チャネルに関して、これら の間には３デシベル（ｄＢ）の差がある。コヒーレント受信機の利点は、ダイバ ーシティ受信を 用いた場合により顕著である。これは、最適なコヒーレント受信機については合 成損失がないのに対して、非コヒーレント受信機については常に合成損失がある ためである。 被送信信号のコヒーレント検出を容易にするこのような方法の１つに、パイロ ット信号を用いる方法がある。たとえば、セルラ通信システムにおいては、順方 向チャネルまたはダウンリンク（すなわち基地局から移動ユニットへ）は、基地 局がパイロット信号を送信すると、コヒーレントに検出される。次に、すべての 移動ユニットがパイロット・チャネル信号を用いて、チャネルの位相および強度 パラメータを推定する。しかし、逆方向のチャネルまたはアップリンク（すなわ ち移動ユニットから基地局へ）については、このような共通のパイロット信号を 用いることができない。その結果、非コヒーレント検出法のみがアップリンク通 信には適していると、当業者が考えることが多い。 コヒーレント・アップリンク・チャネルに対する必要性の解決策は、本出願と 共にモトローラ社に譲渡された、Ｆuyun Ｌingによる米国特許第５，３２９，５ ４７号に見られる。この特許は、拡散および送信に先立ち、基準ビットを情報デ ータストリーム中に導入して、次にこれらの基準サンプルを抽出して、チャネル 応答の推定値を形成する際にそれを用いる方法を開示する。この推定されたチャ ネル応答が用いられて、推定されたデータ記号がコヒーレントに検出される。 この解決策により、コヒーレント検出は可能になるが、周波数オフセットの推 定に用いられる標準位相ロック・ループ（ＰＬＬ）の数は、より多いか、より少 ないことになる。しかし、このような方法は既知の同期パターンを充分に活用し ない。 位相ロックループすなわちＰＬＬは、当技術では周知である。ＰＬＬ回路は、 通常、入力および帰還信号を与えられる位相検出器，ループ・フィルタおよび正 弦波（すなわち帰還信号）を生成する電圧制御発振器として形成される。基本的 なＰＬＬは、その推定された周波数，正弦波を、位相検出器を用いてノイズのあ る入力信号と比較する。理想的な位相検出器と、それに続くループ・フィルタと が、入力とＶＣＯ（電圧制御発振器）出力との位相差のノイズを含む推定値を形 成する。ＶＣＯは、このように、ループ・フィルタ出力に働きかけて、入力の位 相（および周波数）で正弦波のＰＬＬ推定値を生成する。 基本的なＰＬＬは、多くの用途に関して位相の追跡において良好に機能するが 、大きな周波数誤差を持つ信号の獲得または追跡はあまり得意でない。ＰＬＬは 、プルイン範囲Ｂｐを特徴とする。しかし、Ｂｐが大きくなると、位相誤差の変 動も大きくなる。ＡＦＣ（自動周波数制御）ユニット，ＦＬＬ（周波数ロック・ ループ）または位相および周波数検出器を有するＰＬＬが、このような信号の追 跡に用いられることが多い。これらの回路は、通常は、平均入力周波数のみの 推定値を生成し、さらに、位相を獲得しようとする場合には基本的ＰＬＬを必要 とする。しかし、無線通信においては、ＡＦＣの設計は、回路の複雑性により制 限されるので、システム設計が周波数の精度制限を多少緩やかなものにして、複 雑性や処理上の要件を禁止する代償を回避する。 しかし、ＱＰＳＫ（四相位相変調）などのより最適な変調法の導入と共に、よ り精密な周波数推定，３０〜６０Ｈz（ヘルツ）以内，が必要になることが多く なっている。これは、特にＤＳ-ＣＤＭＡ（直接シーケンス符号分割多重接続） 拡散スペクトル信号のコヒーレント受信などの用途に当てはまり、この場合、周 波数情報を含むサンプルの信号対雑音比はほぼ０デシベル（ｄＢ）（すなわち、 ノイズ電力と信号電力が等しい）であり、周波数誤差は修正前に±１０００Ｈz 以上になる。このような周波数誤差は、たとえば、送信機／受信機のクロックが 、水晶発振器の不正確さのために完全にロックしていないことや、大きなドップ ラ・シフト（戸外で高速で走る自動車からなどの）によるものである場合がある 。１９９４年２月２８日にＬing他に付与され、本件と共に共通してモトローラ 社に譲渡された米国特許第５，３２９，５４７号および同時出願の米国出願「拡 散スペクトル通信システムにおけるコヒーレント通信受信のための方法および装 置」、これらはいずれも本明細書に参考文献として含まれているが、これらの特 許に開示されたようなコヒーレントＤＳ-ＣＤＭＡシステムにより、初期の獲 得については約２００ｍs以下が可能になり、獲得後の誤差は１００Ｈz未満であ ることが必要である。しかし、このような短い時間間隔内にこのような広い周波 数偏差において、通常のＡＦＣまたはＰＬＬは、受信されている信号を妥当な程 度の精度でロックまたは追跡することができない。そのため、これらとその他の 問題を補正する改良されたＡＦＣ／ＰＬＬが依然として必要である。 図面の簡単な説明 第１図は、本発明による受信機およびオフセット周波数推定器１１０の第１実 施例の機能ブロック図である。 第２図は、第１図の獲得回路１２０の現在の好適な実施例の機能ブロック図で ある。 第３図は、第１図の追跡回路１４０の現在の好適な実施例の機能ブロック図で ある。 第４図は、第１図の追跡回路１４０の代替実施例の機能ブロック図である。 第５図は、第１図の獲得回路１２０の代替実施例の機能ブロック図である。 第６図、第１図のオフセット周波数推定器１１０の代替実施例の機能ブロック 図である。 図面の詳細な説明 これらと、その他の問題は、本発明による改善されたオフセット周波数推定方 法により解決される。本発明の、現在の好適な実施例は、被受信信号から基準サ ンプルを抽出する基準情報抽出器に続く、オフセット周波数推定器である。オフ セット周波数推定器は、好ましくは、まず基準情報を濾波（して被濾波基準シー ケンスを形成）し、次に所定の基準信号（たとえばＤＦＴ（離散フーリエ変換） 相関器内のシーケンスまたは候補群）に対してシーケンスを相関する獲得回路を 有する。出力された相関値が、オフセット信号の特徴的な推定値（たとえばオフ セット周波数推定値）の決定に用いられる。ＤＦＴ処理の場合には、ピーク検出 器で検出された、ピーク出力の指数（たとえば位相変化測定値の時間率に対応す る所定の値）が低域通過フィルタに伝えられる。低域通過フィルタの出力は、初 期周波数推定値Ｆ₀である。（被受信信号が初期獲得された後に）追跡モードに ある場合は、基準記号ストリームがフィルタに入力され、被濾波シーケンス（ま たは、この場合はサンプル）が以前のサンプルに対して相関され、所定の時間間 隔内の位相回転が決定される。この結果が、低域濾波されて、以前の推定値に従 って調整され、周波数推定値ｆが生成される。代替の実施例についても、以下に 説明する。この改善されたＡＦＣの利用を通じて、精密な周波数推定値を維持し ながら、従来の方法で可能であったよりも高速の獲得および追 跡が可能になり、さらにパイロット／プレアンブル信号の検出が可能になる。 以下の説明では、ＤＳ-ＣＤＭＡセルラ通信のための改善が提示される。この 方法は、チャネル推定に基づく基準記号によるコヒーレント検出を採用し、特に 、被受信信号を最適に検出するための改善された周波数推定方法を採用する。そ の他の種類の通信システム（たとえば、パーソナル通信システム，中継システム ，衛星通信システム，データ・ネットワークなど）も、本明細書に説明される原 理を利用することができること、さらに／あるいは設計することができることは 当業者には明白であろう。 第１図を参照して、コヒーレント受信機１００の現在の好適な実施例が図示さ れる。ベース帯域変換器１０２は、受信機１００のアンテナを介して、基準記号 符号化拡散スペクトル信号を受信して、この信号を下方変換し、ベース帯域周波 数でさらに処理する。逆拡散器１０４は、次に信号の逆拡散を行い、基準サンプ ル１０７が基準サンプル抽出器／デマルチプレクサ１０６により信号から抽出さ れる。基準サンプル１０７は、次に周波数推定器／ＡＦＣ１１０に送られ、一方 データ・サンプルはＡＦＣ１１０からの周波数オフセット修正出力により、位相 回転に関して適切に遅延される。 初期獲得の間に、基準サンプル１０７は、入力１１１としてスイッチ１０９を 介して、獲得周波数推定器１２０に 送られる。獲得周波数推定器１２０は、以下にさらに詳しく説明するが、初期周 波数推定値ｆ₀１３１を決定し、この推定値が周波数追跡器１４０に送られる。 挿入された基準記号は、ブロックに編成されるか、あるいは均一に分配される 。フラット・フェーディング・チャネルについては、基準記号をデータ・ストリ ーム内に周期的に均一に挿入することが望ましい。フロントエンド処理のための ＲＡＫＥ受信機を有するＤＳ-ＣＤＭＡアップリンクに関しては、各ＲＡＫＥ「 フィンガ」の出力を、フラット・フェーディングされた信号として扱うことがで きる。そのため、好適な実施例の通信システムは、Ｙ個の符号化されたデータ記 号毎に１つの基準記号を均一に挿入することになる。獲得が行われると、スイッ チ１０９は、入力１１２を介して、基準記号１０７を周波数追跡器１４０に結合 する。周波数追跡器１４０は、これについても後で詳述するが、ｆ₀１３１と基 準サンプル入力１１２の両方に基づいて、周波数オフセット推定値ｆ１６０を決 定する。周波数オフセット推定値１６０は、次に回路１６１内で変換されて、周 波数修正信号１６２としてミキサ１７０に送られる。ミキサ１７０は、復調器／ 検出器１８０による処理に先立ち、データ・サンプル１０８の位相／周波数の調 整を行う役割を果たす。 第２図は、獲得周波数推定器１２０の好適な実施例を示す。基準サンプル１０ ７は、まず平均化を行うために濾波 され、これによってフィルタ１２１のダウンサンプリングされた出力の偽信号を 小さくする。これは、拡散解除帯域幅全体が、基準サンプル帯域幅よりも数倍広 いためである。好ましくは、ボックスカー・フィルタ１２１は、基準サンプル１ ０７に関して、長さＬで動作する。たとえば、拡散解除フレーム毎に９６個の基 準サンプルがある場合、フィルタは、Ｌ個，たとえばＬ＝３，のサンプル毎に平 均化を行うよう設定され、その結果、３２個の平均化された基準サンプルのシー ケンスを出力する。当業者には、ボックスカー・フィルタが、ここで実現するの には簡単であるが、他のフィルタも採用することができることが理解頂けよう。 フィルタ１２１の出力（たとえば３２個のサンプルの濾波された基準シーケン ス）がＤＦＴ（離散フーリエ変換）メモリ１２２に送られ、次にＤＦＴ推定器１ ２４に送られる。これらは共に相関器１２５を形成する。ＤＦＴ推定器１２４は 、ＤＦＴメモリ１２２の出力について部分ＤＦＴ演算を実行する（すなわち、Ｄ ＦＴ演算の数は、メモリ長Ｎよりも小さい）。被受信基準サンプルが占有する信 号空間に広がる１組の周波数が選択されて、当初のノイズのあるフェーディング された基準シーケンスの基本セットを表し、さらに所定の時間単位を定義する。 候補のシーケンス（等式１内のｅ^{-ji Θ}のべき数で表される；ただし参照される べき数はｍ）は、もちろんノイズのないものであり、それぞれが前出の候補より も単位時間当たりの位相増加分が異なる（たとえ ば、より大きい）。基底関数は、濾波された基準シーケンスとそれぞれ相関され 、各候補に関して相関値を形成する。ピーク相関値に相当する候補が、同一周波 数を持つセグメントの最良の推定値として、また信号の周波数オフセット推定値 を与える、対応する候補の位相変化の時間率を有する被受信信号の最大エネルギ 成分として選択される。以下では、ボックスカー・フィルタ１２１についてより 詳しく言及し、ＤＦＴメモリｒ_kの内容を示す。後の回路についても、ｒ_kがこの ようにメモリ内容として用いられる。言い換えると、ＤＦＴ推定器の出力Ｄ_mは 、以下の式で表される： ただしｍ＝０,...,Ｍ-１（Ｍはフィルタの数）で、ｗ_iはウィンドウ関数，Θは 周波数ｍΘ/Ｔ（Ｔはサンプルｋ-１とｋの間の時間）においてフィルタ位置を与 える変換の根パラメータ（たとえばＤＦＴメモリ内のポイントの数（Ｎ）で２π を割ったもの）である。時刻ｋにおいて、被受信信号ｒ_kは、チャネル利得α_kお よびノイズｎ_kを有する所望のピークｓ_kを有することを思い出してほしい（すな わちｒ_k＝α_kｓ_k＋ｎ_k＝Ａ_kｅ^{i θk}，ただしｋ＝１，...，Ｎ）。ＤＦＴ推定器１ ２４は、被受信波形の可能な周波数に広がるだけの充分な帯域幅と量を持つ狭帯 域フィルタの１種として働き、等価のフィルタ出力は、結果の包絡線のみが必要 とされるのでアンダー サンプリングされる。言い換えると、Ｎ＝３２およびＭ＝３２について、可能な 指数ｍ（＝０〜３１）のそれぞれに関しては、ｒ₁〜ｒ₃₂の相関が実行されるの で、Ｄ_m＝[ｒ₁(cos(１ｍΘ)＋ｊsin(１ｍΘ)]＋...＋[ｒ₃₂(cos３２ｍΘ)＋ｊsi n(３２ｍΘ)]となる。３２個すべての値について出力Ｄ_mが、９/ΘＴのオフセッ ト周波数値を与えるピーク加算値の指数（すなわち９）と比較される。 ＤＦＴ推定器１２４の最適化の方法は、当業者には明白であろう。ウィンドウ 関数ｗを最適化することにより、バンク全体の解像度が改善される。さらに、よ り少ないフィルタで低解像度の検索を行うためには、帯域幅が大きくなり、フィ ルタの中心周波数分離は、Θを増大させる（そしてＭを減少させる）ことにより 大きくなる（このような方法の１つを第４図に示す）。また、ＤＦＴメモリ１２ ２の範囲Ｎを調整することによって個々のフィルタ帯域幅を可変することができ る（たとえば、周波数誤差の不確定レベルを補正するために）。さらに、この公 式化（フィルタ・バンクの数とシーケンス観察長Ｎを除き）は、ＦＦＴ（高速フ ーリエ変換）として有効に実現することができる。最後に、限られた観察時間Ｎ で０または負のＳＮＲ（信号対雑音比）における良い性能を得るには、ＤＦＴ推 定器の線形性が必要であることは当業者には明白であろう。 ＤＦＴ推定器１２４の各演算後に、出力セットＤがピーク検出器１２６に送ら れる。ピーク・エネルギ値を有するフィ ルタの指数ｍが決定され（すなわちＤ_m'＝ｍａｘ(Ｍより大)｜Ｄ_m｜）で、この 指数ｍ'は、フィルタ１２７により濾波され、ノイズの効果が小さくなる。 このように古い周波数推定値と新しい情報のフィルタ１２７による合成（すな わち時刻ｋにおけるｍ'）が、周波数変化の可能な速度と時間変化するノイズ分 散に基づいて行われる。この出力は、初期周波数推定値ｆ₀１３１＝(ｍ')Θ/２ πＴ)Ｈzである。 このＤＦＴ法は、プリアンブルまたはパイロット信号の検出、ならびにトラッ キングが失われた信号などの用途で用いると有利であることが、当業者には認識 頂けよう。ＤＦＴ推定器１２４は、未知の被受信データに関しても機能すること に留意頂きたい。このような場合は、データ・ビット値は、たとえばＢＰＳＫ（ 二相位相変調）信号について２乗するか、あるいはＱＰＳＫ信号について４乗す ることにより透過性を持たせなければならない。基準サンプルに準拠した推定値 およびデータに準拠した推定値を、処理情報の知識（推定値信頼性レベルなど） を用いて合成してもよい。 次に第３図を参照すると、周波数追跡器１４０の好適な実施例が図示される。 初期獲得が行われると、スイッチ１０９（第１図参照）が切り替わり、基準サン プル１０７を周波数追跡器１４０の入力１１２に入力する。基準サンプルは、好 ましくは長さＬのボックスカー・フィルタ１４１により、同様に濾波される。被 濾波信号（たとえば第２図の ３２要素を持つ被濾波シーケンスの１つの要素）が２つの項をもつ相関器メモリ １４２に送られ、被濾波基準信号が共約器１４３に出力され、信号の遅延された 複製が出力されて（共約器１４３により信号から決定される）信号の共約数に（ ミキサ１４４内で）相関される。次に、相関された信号はブロック１４５で処理 されて、虚数成分に対する複素入力が減じられ、これがミキサ１４６内で混合さ れて、設計された追跡ループ利得Ｋを設定する。調整された相関値出力は、次に （１-β）がｚ面の実軸上のフィルタ極である低域通過フィルタ１５６により濾 波される。出力角度ｒ_k（ｒ_k-1）^*により、オフセットの周波数のスケーリング 済み推定値Ｂ_kが決定される。理論的には、Ｂ_kは期待Ｅ｜ｒ_k（ｒ_k-1）^*｜の角 度に等しくなければならないが、実際のＢ_kの値は、好ましくは、Ｂ_k＝Ｂ_k-1(１ -β)＋(βＫ)１ｍ(ｒ_k(ｒ_k-1)^*)によって決定される。濾波された調整済みの相 関出力Ｂ_kは、次に、好ましくは無損失積分器１４７内で以前のオフセット（初 期獲得の場合はｆ₀のオフセット角度）と積分される。これにより、周波数オフ セット誤差がゼロに近くなる。出力オフセット周波数推定値１６０は、ＡＦＣ１ １０の出力として用いられ、さらに発振器１５７の同調にも用いられてミキサ１ ５８の１つの入力の複素シヌソイドを生成し、次の基準サンプル信号ｒ_k+1、と 混合される。 この方法は、非線形であるが、信号１０７のエネルギが最大になる周波数を決 定するため必要な計算が少なくてす むので有利であることが理解頂けよう。基本的には、被受信信号１０７のフェー ディング・チャネルによる一定の未知の位相角度を取り除き、１つのサンプルか ら次のサンプルへの周波数オフセットによる位相シフトが維持される。言い換え ると、この固定ラグ法は、現在のサンプルｒ_kを以前の信号サンプルと比較して 、一定の時間内の回転を判定する。 固定ラグを決定する代替の方法は、少なくとも追加ノイズ・チャネルについて は、線形予測法と見えるものである。この方法においては、被受信サンプルを予 測値と比較する際の誤差べき数が最小になる（たとえば最小平均二乗される）。 たとえば、信号推定値(ｒ_k)∧がＢ_k ^*ｒ_k-1のとき、ｅ_k＝ｒ_k ^*(ｒ_k)∧でありＢ_{k+ 1} ＝Ｂ_k＋μｅ_kｒ_k-1となる。この方法は、他の固定ラグ法と共に、非線形段階に 入る前に基準サンプル情報を平均化し、被受信サンプル１つにつき１回未満の相 関推定値を計算する（たとえばｒ_kをＲ_kmod4＝（ｒ_k＋ｒ_k-1＋ｒ_k-2＋ｒ_k-3）と 置き換える）ことによりさらに改善することができる。 第４図は、周波数追跡器１４０の解像度の低い代替の実施例であり、第２図の 獲得回路に比べて検索を、より少ない数のフィルタ（すなわちそれぞれ積分器ブ ロック１５１〜１５３と関連するミキサ１４８〜１５０、ただしＭはフィルタの 数を表し、Θが充分に小さいフィルタ間隔を与えて残留周波数オフセット誤差を 見逃さないように選択された 周波数分離を設定する）とセレクタ１５４とによって行うことができる。各ミキ サ１４８〜１５０は、候補のシーケンスの１つ（それぞれ異なる変化値の角度率 を有する）を被濾波基準信号に相関させ、相関された出力は積分されて品質（た とえばエネルギ）推定値を形成する。セレクタ１５４は、次に、最良の品質推定 値を選択し、最良の品質推定値に相当する候補の周波数オフセットの推定値を出 力する。スケーラ１５５は、出力整数をＨz単位の周波数に割り当てる。これに より帯域幅が広がり、フィルタ１５６の中心周波数分離は、Θを大きくしてＭを 小さくすることにより、大きくすることができる。主な利点は、帯域幅がより広 くノイズのない候補による相関を用いる線形処理のために、第３図の固定ラグ法 に比べて確実なことである。 第５図は、総時間相関が行われる獲得周波数推定器１２０の代替実施例を示す 。この方法は、（ＤＦＴ推定器１２４を用いる周波数領域法と比べると）時間領 域法であり、ある意味では第３図の固定ラグ相関実施例を一般化したものである 。各被受信信号ｒ_k１０７は、フィルタ１２１により濾波され、濾波されたシー ケンスが相関器メモリ１２３に送られ、シーケンスの最後の（すなわち最も新し い）要素／サンプルの共約数が複数のミキサ／フィルタの対、たとえば１２４， １２５により形成された、相関器１２５内の前出のＮ個のサンプルに対して相関 される。時間ラグ値の関数と考えられるフィルタ出力(要素間の時間遅延Ｔは既 知で あるので、ｎ番目のフィルタがラグ=ｎの値を与える)が、ラグに対する被受信サ ンプルの自己相関推定値（またはオフセット）を与える。（最初のラグ１２６の 出力は、第３図の固定ラグ方法で推定される単独の相関と等しい）。次に検索器 １２８は、（実数部または虚数部あるいはその両方の）ゼロ交差を検索し、これ によって被濾波シーケンスの対応する要素に関する既知のラグ量に基づく候補ラ グ値ｘが求められる。この値の逆数がとられて、（反転ラグ値をＨzに変換する ために）スケーリング・ユニット１２９内で所定の量Ｋ_TTだけ逆数スケーリング される。出力は、オフセット周波数推定値となる。この場合、推定された相関値 Ｂ_n.Kは、Ｂ_n.k-1(１-β)＋βｒ_k(ｒ_k-N)^*に等しい。ただし、１-βは、ここで も、ｚ面上の実軸の低域通過フィルタ１２７極の位置である。 異なる説明をすると、第５図の総時間相関のプロセスは、三角関数に準拠する 。周波数オフセットωが未知のフェーディングされたノイズをもつ基準シーケン スを考える。これについてフェーディング・プロセスの平均二乗値をＡとすると ： ｒ'ｋ＝α_kｅ^{j ωkT}＋Ｖ_k （式２） となり、Ｔは、これもメモリ１３３内のメモリ要素遅延として示されるボックス カー・フィルタ（１０７）出力間の時 間である。異なるラグｎにおける相関は、以下のように計算することができる： Ｂ(ｎ)＝Ｅ｛ｒ'_k,ｒ'^* _k+n｝ ＝Ａｅ^{j ωnT} ＝Ａ cos(ωｎＴ)＋ｊＡsin(ωｎＴ) （式３） ここでＫｔ＜＜フェーディング・チャネルの干渉時間とすると、ノイズはサンプ リング間隔ｋＴ（この例に当てはまる）において独立したものである。そのため 、Ｂ(ｎ)は、未知の周波数ωを持ち、ノイズのない複素シヌソイドであるに過ぎ ない。フィルタ１２５などの要素により実行される平均化演算により、ノイズを 最小限に抑え複素シヌソイドを生成することにより、上記の期待値の概算ができ る。シヌソイドの周波数を識別する簡単な方法は、Ｂ(ｎ)の実数部がωｎ_zＴ＝ π/２でゼロと交差するようにすることで、これはωの期間が４ｎ_zＴであるとい うのに等しい。虚数部(Ａsin(ωｎＴ)は、ωｎ_maxＴ＝π/２で最大値に到達する 。Ｂ(ｎ)の実数部の最初のゼロ交差と虚数部の最初の最大値を見つけることは、 比較的簡単である。当業者には明白なように、その他にも活用できるゼロ交差部 と最大値もあり、これらはここで与えられる推定値に対して少なくとも部分的に は相関されていないノイズにより変造されるので、この考え方を明白に一般化す ることにより、周波数推定値に合成するその他のゼ ロ交差が識別される。上記の導出により、これらの交差とωに対するその関係の 発見法が示される。ノイズがなければ、ｎ_z＝ｎ_maxとなる。残りの濾波後のノイ ズは、これから逸れるので、未知の周波数に対する最終的な推定値は： ω'=４Ｔ２π(ｎ_z＋ｎ_max)/２ （式４） となる。ただしｆ₀＝ω'／π２。総時間追跡器（以下の第６図）が小さくなった 場合には、推定値をウィンドウ化するだけでよい、すなわち現在の最良のゼロ交 差推定値ｎ_zから離れたラグでＢ(ｎ)を演算しない。そのため、n=nz-５...nz+５ などに関してＢ(ｎ)を計算し、１０個の実際に計算されたラグのウィンドウが例 として挙げられる。このウィンドウは、ωの現在の推定値に対する信頼性に従っ て大きくすることも小さくすることもできる。 第５図は、獲得周波数推定器１２０の代替実施例として図示されたが、トラッ キングに容易に用いることができることは、当業者には明白であろう。第６図は 、実際には第５図の論理的に削減された形態であるこのような代替実施例の１つ を示す。第６図においては、回路構成は第５図の回路構成と実質的に同様である が、相関器メモリ１３３が出力の数をＭ＋Ｊ、すなわち第５図の相関器メモリ１ ２３による獲得中に用いられるＮ個の可能なサンプルのサブセットに制限する点 が異なる（すなわち、相関器メモリ１３３ は、Ｍ＋Ｊ個の過去に記憶されたサンプルを出力するだけのために適切に構築さ れた相関器メモリ１２３と同一のユニットであることが好ましい）。相関器１２ ５およびフィルタ１２７の乗算器／フィルタ対と検索器１２８とは、獲得中と同 じ機能を果たすが、異なるのは相関器メモリ１３３により出力された（Ｍ+Ｊ-Ｍ =Ｊ）個のサンプルのみに働きかけることである。第５図および第６図では、１ 極フィルタが好ましいと考えられるが、２極以上を用いてもよい。スケーリング ・ユニット１２９は、ここでもゼロ交差出力Ｘのスケーリング済みの逆数をとり 、損失性積分器１３５がノイズのある周波数推定値を合計して、出力誤差を最低 限に抑える。最終的な出力は、周波数推定値ｆ１６０である。 以上、本発明により、上記の目的，目標および利点を完全に満足させる、信号 のコヒーレント受信のための周波数推定の方法および装置が提供されたことは当 業者には明白であろう。本発明は、特定の実施例に関連して説明されたが、上記 の説明に照らして、多くの改変，修正および変形が当業者に可能であることは明 白である。従って、本発明は、添付の請求項の精神と範囲内にある、このような すべての改変，修正および変形を包含するものである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．既知の基準情報を有する被受信信号のオフセット周波数推定を行う方法で あって： （ａ）前記基準情報を前記被受信信号から抽出する段階； （ｂ）前記基準情報を濾波して、被濾波基準シーケンスを出力する段階； （ｃ）前記被濾波基準シーケンスを所定の基準信号に対して相関させ、相関値 を形成する段階；および （ｄ）前記相関値からオフセット信号の特徴的な推定値を決定する段階； によって構成されることを特徴とする方法。 ２．前記所定の基準信号が、ノイズのない候補のシーケンスであって、ノイズ のない候補の前記シーケンスの各候補の所定の時間単位あたりの位相増加が前出 の候補よりも大きく、段階（ｃ）が前記候補のそれぞれを前記被濾波基準シーケ ンスと相関させて各対応候補の相関値を形成する段階によってさらに構成される 請求項１記載の方法。 ３．前記オフセット信号の特徴的推定値がオフセット周波数推定値であり、段 階（ｄ）が、ピーク相関値を検出する段階と、前記ピーク相関値に対応する候補 の所定の値に基づいて前記オフセット周波数推定値を決定する段階によってさら に構成される請求項２記載の方法。 ４．段階（ｃ）が前記被濾波基準シーケンスの離散フーリ エ変換を実行する段階によって構成される請求項３記載の方法。 ５．前記被受信信号が初期獲得された後に： （ｅ）前記基準情報を濾波して被濾波基準信号を出力し、前記被濾波基準信号 の遅延複製を形成する段階； （ｆ）前記被濾波基準信号を共約して、共約信号を形成し、前記遅延複製と前 記共約信号とを相関させて更なる相関値を形成する段階； （ｇ）前記相関値を濾波して被濾波相関値を形成し、前記被濾波相関値のオフ セット角度を決定する段階；および （ｈ）前記の更なる相関値を所定のオフセット角度で積分して、更なるオフセ ット信号の特徴的推定値を形成する段階； によってさらに構成される請求項３記載の方法。 ６．前記所定のオフセット角度が前記オフセット信号の特徴的推定値である請 求項５記載の方法。 ７．前記被受信信号が初期獲得された後に： （ｅ）前記基準情報を濾波して被濾波基準信号を出力する段階； （ｆ）候補の更なるシーケンスのそれぞれが候補の更なるシーケンスの他のそ れぞれとは異なる所定の角度値を有するとき、候補の更なるシーケンスのそれぞ れを、前記被濾波基準信号に相関させて複数の品質推定値を形成する段階；およ び （ｇ）前記複数の品質推定値の最良のものに対応する候補の前記の更なるシー ケンスの第１番目の候補の所定の角度値から、更なるオフセット信号の特徴的推 定値を決定する段階； によってさらに構成される請求項３記載の方法。 ８．既知の基準情報を有する第１信号のコヒーレント受信を行う受信機と、前 記第１信号から前記基準情報を抽出する抽出器であって、前記受信機が： （ａ）前記基準情報を濾波して被濾波基準シーケンスを出力する濾波手段； （ｂ）前記被濾波基準シーケンスを所定の基準信号に相関させて相関値を形成 する相関手段；および （ｃ）前記相関値からオフセット信号の特徴的推定値を決定する決定手段； によって構成されることを特徴とするオフセット周波数推定器を備える受信機 。 ９．前記被濾波基準シーケンスが複数の要素を備え、前記所定の基準信号が前 記被濾波基準シーケンスの最終要素の共約表現であり、前記オフセット信号の特 徴的推定値がオフセット周波数推定値である受信機であって： 前記相関手段が前記複数の要素のそれぞれを前記共約表現に対して相関するよ う動作することができ； 前記決定手段が前記相関値から時間ラグ値を決定し、所定のスケーリング量だ け前記時間ラグ値の逆数をスケーリ ングして前記オフセット周波数推定値を形成するよう動作することのできる請求 項８記載の受信機。 １０．前記相関手段が、前記被受信信号が初期獲得された後で、前記複数の要 素の各サブセットのみを前記共約表現に対して相関するよう、さらに動作するこ とのできる請求項９記載の受信機。