CN1141815C - 一种码分多址多径衰落信道的频率自动校正装置 - Google Patents

Abstract

本发明技术方案以多径能量窗处理方法为基础，在最大多径能量窗口中寻找有效的多径信息，并通过最大信噪比加权方法对频率偏差进行估计。为提高AFC装置的响应速度，提出了一种可变阶距累积调节方法，与普通环路滤波方法相比响应速度大大提高，能够较好地满足CDMA移动终端AFC功能的需要。

Description

一种码分多址多径衰落信道的频率 自动校正装置

本发明属于CDMA(码分多址)蜂窝通信***领域。

移动通信以其特有的灵活、便捷的优点满足了现代社会人们对通信技术的要求，成为80年代中期以来发展最为迅速的通信方式。在移动通信的多种体制中，CDMA蜂窝通信技术以其频率规划简单、***容量大、抗多径能力强、通信质量好、电磁干扰小等特点显示出巨大的发展潜力。由美国Qualcomm公司最先提出、目前在世界范围内得到较快发展的IS-95 CDMA蜂窝通信***即采用该技术。第三代数字蜂窝移动通信***的几种主要候选方案均建立在CDMA技术基础上。

在移动通信***中，由于受体积和成本等方面的限制，移动终端的初始频率稳定度约限制在1ppm，所带来的基站和移动终端之间的频率差约为数百赫兹至数千赫兹，为此必须在移动终端中引入频率自动校正(AFC)功能，以降低上述频率差所带来的***性能下降。

移动通信***中存在着多径衰落现象，会造成严重的多径干扰，AFC的设计应充分考虑多径衰落信道所带来的影响。在采用了扩展频谱技术的CDMA蜂窝移动通信***中，通常需要发送带有确知信息的导频(Pilot)信号，通过对导频信号的接收，可以实现对多径信号的幅度和相位信息进行估计。考虑到收发两端的固定频偏叠加在多径衰落信号的相位信息中，通过对多径信道估计信息的简单处理，便能够提取出收发两端的频率偏差估计值。使用该估计值对移动终端的本地频率基准源进行相应的调整，便可实现所需的AFC功能。上述对频偏信息进行提取，并以此对本地频率基准源进行调整的方法称作AFC环路设计。

CDMA接收机AFC环路的设计除了应能够在多径衰落信道环境下稳定可靠地工作外，还应具有较快的响应速度，在移动终端开机时或失锁后重新回到工作状态时，能够在较短的时间内对收发两端的频率差进行补偿。

本发明的目的是针对移动通信环境下多径信号的不确定性，引入了“多径能量窗”设计方法，从多径能量窗口中提取有效的多径信息以及频率偏差信息，并采用了可变阶距累积环路滤波方法，使本发明提出的AFC装置具备快速的响应速度，能够较好地满足CDMA移动终端AFC功能的需要。

本发明技术方案以多径能量窗处理方法为基础，在最大多径能量窗口中寻找有效的多径信息，并通过最大信噪比加权方法对频率偏差进行估计。为提高AFC装置的响应速度，提出了一种可变阶距累积调节方法，与普通环路滤波方法相比响应速度大大提高，能够较好地满足CDMA移动终端AFC功能的需要。

以下详细说明：

一、基本原理：装置由下变频解调器、频率偏差估计器、频率自动校正环路滤波器和载波频率调整4部分组成。

1、下变频解调器：下变频解调器将基带采样信号送往频率偏差估计

2、频率偏差估计器：由信道参数估计和频率偏差估计两部分组成。图2示出了具体的频率偏差估计器实现流程框图。

信道参数估计：信道参数估计由抽头延迟线和并行相关器两个部分组成，其基本原理如下：

CDMA***中的导频(Pilot)信道用于传送事先确知的导频序列，可用于***定时和载波的提取、信道估计、越区切换等。若***同时发射若干个信道的信号，则等效基带接收信号可表示为： $r\left(t\right)=\mathrm{\Σ}{c}_n\·\mathrm{\Σ}{d}_i{s}_i(t-n/W)+z\left(t\right)$ [公式1]其中，s₁(t)表示下行信道所发送的第i个码分信道的等效基带信号，i＝0的分项对应于导频信道；z(t)是零均值的复数白色高斯噪声；c_n为信道第n径的衰落因子；Δω_c为收发两端的频率差。信道参数估计的目的在于根据接收信号r(t)和确知的导频序列s₀(t)估计出信道衰落因子c_n以及频偏参差分项

假设移动信道为频率选择性慢衰落信道模型，则可认为c_n在信道估计区间t∈[0，NT_c]内近似为常数。由此可得出c_n以及频偏参差分项的复合估计值如下： ${\stackrel{\_}{c}}_n\left(N\right)=\frac{1}{N{E}_c}{\∫}_0^{{\mathrm{NT}}_c}r(t+n{T}_c)\·s_0^{*}\left(t\right)\mathrm{dt}=c_n\·\left\{e^{\mathrm{j\Δ}{\mathrm{\ω}}_{c}N{T}_c/2}\frac{\sin ({\mathrm{\Δ\ω}}_{c}N{T}_c/2)}{{\mathrm{\Δ\ω}}_c{\mathrm{NT}}_c/2}\right\}+N_a+N_c+N_z$ [公式2]式中N_a、N_c和N_z分别是扩频码的相关特性不够理想造成的多径干扰、多址干扰以及白噪声通过相关器后产生的输出；T_c为一个码片的时间宽度，NT_c为信道估计的积分区间；E_c是导频信道在一个码片之内的发送能量。

频率偏差估计：

若进一步假设c_n在接连两个区间t∈[0，NT_c]和t∈[NT_c，2NT_c]内近似保持不变，则可计算出 ${E\{\stackrel{\_}{c}}_n^{*}\left(N\right)c_n(N+1)\}=|c_n{|}^2{e}^{/{\mathrm{\&Delta;\&omega;}}_{c}N{T}_c}[\frac{\sin ({\mathrm{\&Delta;\&omega;}}_c{\mathrm{NT}}_c/2)}{{\mathrm{\&Delta;\&omega;}}_c{\mathrm{NT}}_c/2}{]}^2$ [公式3]式中E{·}表示集合平均， c_n(N+1)为区间t∈[NT_c，2NT_c]上的估计值，并假定N_a、N_c和N_z在两个积分区间所得到的值是互不相关的。公式2和3是针对单径进行的，若考虑所有的有效多径的影响，则可得到最大比合并估计公式如下： $E\left\{\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}{\stackrel{\_}{c}}_n^{*}\left(N\right){\stackrel{\_}{c}}_n(N+1)\right\}=e^{j{\mathrm{\&Delta;\&omega;}}_{c}N{T}_c}\left[\frac{\sin ({\mathrm{\&Delta;\&omega;}}_c{\mathrm{NT}}_c/2)}{{\mathrm{\&Delta;\&omega;}}_c{\mathrm{NT}}_c/2}{]}^2\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}\right|{\stackrel{\_}{c}}_n{|}^2$ [公式4]若用M次时间平均估计值取代相应的集合平均，则可得到 ${\stackrel{\_\_\_}{\mathrm{\&Delta;\&omega;}}}_c=\frac{1}{{\mathrm{NT}}_c}\arg \left(\underset{N=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}{\stackrel{\_}{c}}_n^{*}\left(N\right){\stackrel{\_}{c}}_n(N+1)\right)$ [公式5]式中 Δω_c的有效估计范围为： $-\frac{\mathrm{\&pi;}}{{\mathrm{NT}}_c}<{\stackrel{\_\_\_}{\mathrm{\&Delta;\&omega;}}}_c<\frac{\mathrm{\&pi;}}{{\mathrm{NT}}_c}$ [公式6]

公式1中信道衰落因子c_n的有效分布范围定义为多径信号能量分布窗口(简称为多径能量窗)，该窗口的大小由多径信道的时延扩展范围确定。为方便以下的讨论，设c_n的有效分布范围为n∈[-L₁，L₂]。在城市、乡村和山区多径衰落环境下，该窗口的大小分别约为3μS、6μS和15μS。窗口的大小与蜂窝通信***所处的环境有关，而与所使用的频段无关。为使扩频接收机能够适用于各种环境，多径能量窗口的大小应按最大可能值选取，通常不大于30μS，则L＝L₂-L₁+1的取值应不大于30μS/T_c。

在多径能量窗口内，并不是所有的信号到达径均是有效的。为此应设定合适的门限，对窗口内每一径信号的能量(也即c_n的强度)进行判决。若位于同一径位置上的信道估计强度值连续两次大于门限，则为有效到达信号径；否则则为纯干扰径(IOP)。为避免性能恶化，所有的纯干扰径均不应参加运算。判决门限的选取应略大于导频信号(PN码)部分互相关(Partial Correlation)值的旁瓣值。

为简化计算，便于FPGA/ASIC设计实现，采用下列象限判决法对频率偏差估计的极性进行估计：

                                         [公式7]

对该极性估计值进行必要的环路滤波，其输出经过D/A(数/模)转换后，用于调整移动终端的本地基准频率源VCO(压控振荡器)，使之逐渐逼近实际载波频率。

3、环路滤波设计：

本发明所使用滤波环路可参见图1。一个简单的环路滤波方法是使用固定阶距(步长)的环路滤波器，但由于缺乏Δωc的幅度信息，使得环路调节的收敛速度大为减慢或使得收敛后的频偏抖动误差较大。这是由于在频偏很大的情形下，采用较小的阶距会导致较长的收敛时间；而在VCO的输出接近载波频率时，频偏抖动误差则由阶距所决定，阶距越小，抖动误差也越小。为此本发明提出了以下自适应变阶距的环路调节方法，它可大大加快滤波环路的收敛速度并保证收敛后具有较小的频偏抖动误差，其基本方法论述如下。

计算机仿真结果表明，在频偏较大时， Δω_c的估计较为准确，其极性输出x基本为同符号；而在VCO的输出接近实际载波频率时，其极性输出x取异符号的概率增大。基于上述事实，本发明提出以下的自适应变阶距调节算法，由阶距计算单元和自适应的累加滤波器组成。

阶距计算单元：

设 Δω_c的第m-1个极性输出为x(m-1)时，所采用的AFC环路滤波阶距为δ_m-1，则其第m个输出时的阶距δ_m由下式给出：

δ_m＝δ_m-1K^x(m)x(m-1)，K＞1                             [公式8]即当x(m)和x(m-1)同号时，δ_m为δ_m-1的K倍；异号时，δ_m为δ_m-1的1/K倍。同号和异号分别对应着频偏较大(频率调节阶段)和较小(频率锁定阶段)的两种情形。前者增加阶距，以缩短跟踪时间；后者减小阶距，以提高AFC的精度。

自适应的累加滤波器：

设图1中的累加滤波输入和输出分别为δ_mx(m)和y(m)，则成立 $y\left(m\right)=\underset{i=-\&infin;}{\overset{m}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&delta;}}_{m-i}x(m-i)=y(m-1)+{\mathrm{\&delta;}}_{m}x\left(m\right)$ [公式9]其冲激响应的Z变换为： $H\left(z\right)=\frac{Y\left(z\right)}{X\left(z\right)}=\frac{{\mathrm{\&delta;}}_m}{1-z^{-1}}$ [公式10]可见公式10的实质就是自适应的累加滤波器，其系数按公式8进行更新。

在实际实现AFC环路滤波时，可采用易于实现的常数因子K，例如可取K＝2，这样公式8的计算可以逻辑移位的方式进行。为保证移动终端在失锁后能够快速地返回到锁定状态，应在尽可能缩小频偏抖动误差的同时，限定阶距因子的最小值和最大值范围，例如可限定阶距因子在以下的范围内：

1＞δ_m＞2^-12，form                                    [公式11]这样既可保证AFC环路在收敛状态下具有较小的频偏抖动误差，又能在移动终端发生突然的失锁后，使阶距因子能够快速地调节到较大的取值。阶距的初始值则可取公式11所示范围的中间值：

δ₀＝2^-6                                     [公式12]

本发明采用了自适应可变阶距累积环路滤波方法，其计算简单，仅需要移位和累加运算，特别适合于逻辑电路实现。通过自适应地调节阶距因子的大小，大大加快了AFC环路的响应速度，能够较好地满足CDMA移动终端AFC功能的需要。

4、载波频率调整：

自适应的累加滤波器的输出经过D/A转换，所得到的电压信号经过低通环路滤波器(LPF)，用于控制压控振荡器(VCO)的本地载波频率，使之逐渐逼近接收信号的载波频率值。

本发明有益效果：

本发明针对移动通信环境下多径信号的不确定性，引入了“多径能量窗”设计方法，通过简单的运算，可从多径能量窗口中提取有效的频率偏差信息。

附图说明：

图1为自动频率校正装置实现流程图。

图2：频率偏差估计器实现流程框图。

二、以下结合附图说明实施例：

由上述可知，本发明提出的一种适用于多径衰落信道的AFC装置可分为频率偏差估计器、AFC环路滤波器和载波频率调整三个部分。图2示出了多径衰落信道的AFC装置的具体实施框图。该装置各部分的具体构成及功能描述如下：

频率偏差估计器：由信道参数估计和频率偏差估计两部分组成。

信道参数估计由抽头延迟线和并行相关器两个部分组成。抽头延迟线接收基带采样信号，采样间隔为T_c/M，M根据具体应用可取值为2、4或8。并行相关器受外部定时的控制，完成公式2中多径能量窗口内所有多径信道衰落参数 c_n(N)和频偏参差分项

的复合估计值的计算，其结果由频率偏差估计部分进行处理。

频率偏差估计单元根据复合估计值完成公式3或公式4的计算，具体实现时用M次时间平均估计值取代相应的集合平均，即得到所需的频率偏差估计值 Δω_c。象限判决法对频率偏差估计的极性进行估计，将极性估计值x(m)送往AFC环路滤波器。

AFC环路滤波器：由阶距计算单元和自适应的累加滤波器组成。阶距计算单元根据频率偏差估计值 Δω_c按公式8完成其第m个输出时的阶距δ_m计算，将δ_mx(m)作为自适应的累加滤波器的输入信号。自适应的累加滤波器对δ_mx(m)进行公式10的自适应的累加滤波，其结果送往载波频率调整部分。

载波频率调整：自适应的累加滤波器的输出经过D/A转换，所得到的电压信号经过低通环路滤波器(LPF)，用于控制压控振荡器(VCO)的本地载波频率，使之逐渐逼近接收信号的载波频率值。

以下以cdma 2000-1x***移动终端为例，说明本发明的具体实施方法。cdma2000-1x***的下行信道包含有连续发送的导频信道，可用于移动终端接收机的定时提取、初始同步、小区搜索和相干解调等。在该***中，扩频码片速率为1.2288Mcps，码片间隔为T_c＝1/1.2288微秒，导频信道PN码为2¹⁵长度的伪随机序列。

接收机采用4倍码片采样率，即ψ＝4，每一信道估计积分周期长度取为256T_c，多径能量窗口的长度取值为32T_c。由于AFC电路需要与扩频RAKE接收电路配合使用，而在RAKE接收机中信道参数估计 c_n的计算是必需的，因而可以直接利用RAKE接收机信道估计结果中的有效信号到达径进行自相关运算(见公式4和5)，然后对其结果进行象限判决(见公式7)，得到AFC滤波环路所需的频偏极性估计。

在本实施例中，具体AFC环路滤波参数取值如下：K＝2，δ₀＝2^-6，δ_m的取值范围符合公式11的要求，累加滤波器的运算精度为14比特，D/A转换器的精度为8比特。可校正的最大频率偏差为±2400Hz。

本实施例已应用于自行研制的符合3GPP2 Release A标准的cdma 2000-1x蜂窝移动通信车载移动台样机中。该样机中的扩频接收部分采用Xilinx公司的XC4085x1a FPGA芯片加以实现。经过实际测试，利用本发明所设计的AFC环路在车载移动多径衰落环境下，能够较为快速稳定地工作。使用变阶距的AFC环路初始同步时间约为0.1秒，较采用固定阶距的传统AFC环路可降低同步时间约一个量级。

本发明采用了可变阶距累积环路滤波方法，其计算简单，仅需要移位和累加运算，特别适合于逻辑电路实现，通过自适应地调节阶距因子的大小，大大加快了AFC环路的响应速度，能够较好地满足CDMA移动终端AFC功能的需要。

本发明提出的AFC装置可与扩频RAKE接收机配合使用，利用扩频RAKE接收机提供的多径信道估计，可方便地计算出AFC所需的频率偏差估计信息。

Claims (3)

1.一种码分多址多径衰落信道的频率自动校正装置，其特征在于该装置由以下4部分组成：

1)下变频解调器

2)频率偏差估计器

3)频率自动校正环路滤波器

4)载波频率调整

其中：下变频解调器将基带采样信号送往频率偏差估计器；

频率偏差估计器由信道参数估计和频率偏差估计两部分组成，前者接收基带采样信号，采样间隔为T_c/M，完成多径能量窗口内所有多径信道衰落参数 c_n(N)和频偏参差分项

的复合估计值的计算，后者根据复合估计值得到所需的频率偏差估计值 Δω_c，用象限判决法对频率偏差估计的极性进行估计，将极性估计值x(m)送往AFC环路滤波器；

频率自动校正环路滤波器由阶距计算单元和自适应的累加滤波器组成，阶距计算单元根据频率偏差估计值 Δω_c，完成其第m个输出时的阶距δ_m计算，将δ_mx(m)作为自适应的累加滤波器的输入信号，自适应的累加滤波器进行自适应的累加滤波，其输出送往载波频率调整部分；

载波频率调整将自适应的累加滤波器的输出经过D/A转换，得到的电压信号经过低通环路滤波器(LPF)，用于控制压控振荡器(VCO)的本地载波频率，使之逐渐逼近接收信号的载波频率值。

2.如权利要求2所述的一种码分多址多径衰落信道的频率自动校正装置，其特征在于频率偏差估计器估计出多径能量窗口内的有效到达信号径的信道衰落因子c_n以及频偏参差分项

从而得到所需的频率偏差估计值 Δω_c。

3.如权利要求1所述的一种码分多址多径衰落信道的频率自动校正装置，其特征在于：AFC环路滤波器采用了自适应可变阶距累积环路滤波方法。

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