JP2000060196A - 電力変換器の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】電力変換器の電圧利用率を向上させる。 【解決手段】電力変換器の制御装置に、三相の電圧指令
の内、少なくとも一相が所定値を超えた場合に、全ての
相の電圧指令を同じ比率で制限する電圧リミッタを備え
る。 【効果】三相すべての電圧指令が同じ比率で制限される
ため、電圧指令をベクトルとして捕えた場合の位相のず
れが生じなくなる。このため、過渡時における軸ずれに
よるトルク不足が防止される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、インバータ等の電
力変換器を用いて、三相交流電動機を駆動する交流電動
機駆動システム、ならびに、交流電力を直流に変換する
順変換装置に関し、特に、電圧リミッタの改良による電
圧利用率の拡大と、過渡時の制御システムの安定化に関
する。

【０００２】

【従来の技術】インバータを用いて交流電動機を駆動す
る場合、近年ではベクトル制御が広く用いられている。
ベクトル制御は、交流電動機に流れる電流の大きさと位
相を制御し、指令トルクに対する電動機の発生トルクを
線形化するものである。ベクトル制御は、交流電流を磁
束成分とトルク成分に分離し、各々の成分を制御するこ
とで実現できる。これらの電流制御の結果として、イン
バータの電圧は所定の位相で出力される。この技術によ
り、交流電動機は直流電動機と同等か、それ以上の性能
が得られるようになった。

【０００３】コンバータ（順変換器）においても、交流
電動機と同様に、コンバータに入力される電流の大きさ
と位相の制御が行われている。これは、交流電動機のベ
クトル制御と同等の技術であり、直流電圧の制御と同時
に電源力率１が実現できる。インバータ（コンバータ）
の出力（入力）電圧には限界があり、通常は電圧が飽和
しない領域で使用している。電圧の限界値は、変換器の
直流電圧と、変換器を構成するスイッチング素子の特性
で決定される。スイッチング素子には、最小パルス幅
（オン幅，オフ幅）を確保する必要があるため、その分
を電圧マージンとして確保しなければならない。また、
スイッチング動作の遅れによる短絡を防止するため、ア
ーム短絡防止期間を設ける必要がある。アーム短絡防止
期間は、電流歪みの原因になるため、通常は補償電圧を
加えている。この補償電圧の分も、電圧マージンとして
確保しておく必要がある。これらの電圧マージンを確保
するため、制御そのものに使用される電圧の限界値は、
直流電圧よりも数％程度低くなる。

【０００４】よって、上記の限界値を超えないように、
交流側、あるいは、回転座標軸上（ｄｑ座標軸上）にお
いて電圧リミッタが挿入されている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】交流電動機制御におい
ては、加速時や負荷外乱発生時に、電圧指令が大きくな
る場合がある。このため、定常状態におけるインバータ
出力の電圧値は、リミッタにかからないように低めに設
定されている。定常時のインバータ容量を大きくするに
は、定常状態の電圧値を大きくすればよいが、過渡時に
おいて電圧リミッタにかかりやすくなる。

【０００６】前述したように、現在広く用いられている
ベクトル制御では、電流の大きさと位相を所定の値に制
御する必要があり、電圧がリミッタにかかるとこれらの
関係が崩れ、過渡応答の劣化やトルク抜けが生じる場合
がある。特に位相のずれは、制御上の磁束軸と、電動機
の実際の磁束軸に差が生じることになり、ベクトル制御
の原理そのものが崩れることになる。

【０００７】位相ずれは、電圧リミッタが各相ごと独立
に挿入されているために生じる。例えば、一相だけが制
限値を超え、他の相がそのまま出力された場合に、三相
のバランスが変化し、位相関係が崩れてしまう。ｄｑ座
標軸上でリミッタ処理を行う場合も同様である。

【０００８】これらの対策例として、文献１（特開平9
−149699 号公報）がある。これは、ｄｑ座標軸上での
電圧指令をベクトル合成し、ベクトルの位相を変えずに
大きさのみを制限するように、各々の軸の電圧指令を補
正する方式である。しかし、電圧ベクトルの制限値を一
定にしているため、ｄｑ軸上でみたインバータの出力電
圧の範囲は、制限値を半径とした円になる。

【０００９】通常の電力変換器の出力電圧範囲は、ｄｑ
軸上では六角形になる。文献１の方式では、前記六角形
を内接する円が、インバータの出力電圧範囲となってお
り、使用されない部分が残ってしまう。この六角形と円
の間の部分が利用されないため、実際に電圧指令が制限
値にかかった場合には、過渡応答が遅くなる場合が生じ
る。

【００１０】順変換装置においては、上記の問題に加
え、次のような問題がある。電圧形のコンバータは、各
々のスイッチング素子にそれぞれダイオードが逆並列接
続されており、すべてのスイッチング素子をオフにする
ことで、ダイオード整流器として機能する。よって、負
荷の必要とする電圧に応じて、コンバータ動作とダイオ
ード整流器動作とを切り替えて使用することができ、順
変換システムとしての効率の改善が可能である。しか
し、ダイオード整流器として動作している時の直流電圧
値は、コンバータ動作時の直流電圧値（最低値）に比べ
て低く、これらのスムーズな切り替えは難しい。これ
は、前述した電圧の制限値が、直流電圧値よりも数％少
なくなるために生じる。よって、単純にコンバータ動作
とダイオード整流器動作の切り替えを行うと、切り替え
ショックに伴う過大電流が発生し、スイッチング素子を
破壊する場合がある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明による電力変換器
の制御装置においては、交流電圧指令を制限する場合
に、少なくとも一つの相が制限値を超えた時点で、他の
相すべての電圧指令を同時に制限する。制限する割合を
各相とも等しくすれば、電圧の位相は変化することな
く、振幅のみが抑制される。これにより、位相ずれが抑
制され、トルク抜けや過大電流が発生することを抑制で
きる。さらに、出力電圧範囲は変換器の最大限まで拡大
する。

【００１２】また、最終的な交流電圧指令の制限値は、
電圧指令の位相により定式化されるため、これらの定式
化されたテーブル（あるいは演算式）を用いて、交流電
圧指令を制限（リミット処理）しても全く等しい効果が
得られる。

【００１３】さらに、ｄｑ座標軸上における電圧指令値
を制限する場合には、これらの電圧指令を一旦交流電圧
指令に座標変換し、所定の制限値と比較し、少なくとも
１つの相が制限値を超えた場合に、ｄｑ座標軸上の２つ
の電圧指令を等しい比率で制限すればよい。

【００１４】また、最終的なｄｑ座標上の電圧指令の制
限値は、電圧指令の位相により定式化されるため、これ
らの定式化されたテーブル（あるいは演算式）を用い
て、ｄｑ座標軸上の電圧指令を制限すればよい。

【００１５】

【発明の実施の形態】図１に、本発明の第１の実施例を
示す。

【００１６】図１は、ＰＷＭインバータにより三相誘導
電動機を駆動する誘導電動機駆動装置である。

【００１７】図１において、１は、誘導電動機に印加さ
れる電圧指令を演算する交流電圧指令演算器、２は、イ
ンバータの出力電圧最大値を向上させるための零相電圧
を演算し、三相すべてに加算する零相加算器、３は、三
相交流電圧指令の大きさを制限値（最大値、ならびに最
小値）に従って制限するＡＣ電圧リミッタ、４は、３の
制限値を演算する電圧制限値演算器、５は、交流電圧指
令に基づいてＰＷＭ（パルス幅変調）信号を発生するＰ
ＷＭ制御器、６は、ＰＷＭ信号により駆動されるインバ
ータ、７は、誘導電動機に流れる電流を検出する電流検
出器、８は、インバータにより駆動される誘導電動機、
９は誘導電動機の回転速度を検出する速度検出器、１１
は、誘導電動機の回転速度ωｍと、回転速度指令ωｒに
基づいて、誘導電動機の電流指令Ｉｄｒ，Ｉｑｒ、なら
びに一次角周波数ω１を演算する速度制御器、１２は、
ω１を積分して、位相角φを演算する積分器、１３は、
位相角φに基づいて、誘導電動機の電流検出値をｄｑ座
標軸に変換するｄｑ座標変換器、１４は、ｄｑ座標軸上
の電流検出値Ｉｄ,Ｉｑと、前記のＩｄｒ,Ｉｑｒに基づ
いて、ｄｑ座標軸上の電圧指令Ｖｄ０，Ｖｑ０を演算す
る電流制御器である。

【００１８】図１におけるＡＣ電圧リミッタ、ならびに
電圧制限値演算器の構成を、図２に示す。部品番号３１
は、交流電圧指令Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１と電圧制限値
演算器から出力される係数Ｋlim を掛け算する乗算器、
３２は、２つの入力信号を切り替えるスイッチであり、
制御信号Ｓｗが「１」の時に１側へ、「０」の時に０側
へ切り替えられる。４１は、Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の
それぞれの絶対値を演算する絶対値演算器、４２は、３
つの入力信号の中から大きさが最大のものを選択して、
出力する最大値選択器、４３は、インバータの一つの相
が出力できる最大値Ｖmaxをセットする最大電圧設定
器、４４は、Ｖmaxを４２の出力で割り算する除算器、
４５は、２つの入力信号を比較し、「＋」側の値が
「−」側の値よりも大きな場合に「１」、逆の場合には
「０」を出力する比較器である。

【００１９】図１の動作を簡単に説明すると以下のよう
になる。交流電圧指令演算器１は、誘導電動機８をベク
トル制御するための制御器である。誘導電動機の回転速
度指令，回転速度、ならびに誘導電動機に流れる電流値
を読み込み、それらの値に基づいて誘導電動機が必要と
する交流電圧指令（Ｖｕ０，Ｖｖ０，Ｖｗ０）を演算し
出力する。これらの交流電圧指令に基づいてインバータ
が制御され、指令な準じた電圧を誘導電動機に印加し、
ベクトル制御が実現される。ベクトル制御を精度よく実
現するためには、交流電圧指令演算器１での演算も重要
であるが、交流電圧指令から実際の印加電圧までの誤差
をできるだけ少なくすることもまた重要である。

【００２０】交流電圧指令演算器１で演算される交流電
圧指令の振幅値は、定常状態では速度にほぼ比例して大
きくなるが、誘導電動機の速度指令が急変した場合、あ
るいは、誘導電動機の負荷が急変した場合等の過渡時に
おいては、振幅値が急激に増加あるいは減少する。この
時、インバータの出力できる電圧範囲を超えてしまう場
合があり、問題である。

【００２１】２の零相加算器は、インバータの出力電圧
を向上させるための電圧指令補正器であり、上記の問題
を少なくする技術の一つである。近年では一般的に使用
されているものである（詳細は後述する）。３，４が、
本発明の特徴部分である電圧リミッタである。電圧が急
変し、インバータの許容値を超えた場合においても、で
きるだけベクトル制御を成立させるように、電圧値のリ
ミット処理を行う。

【００２２】次に図１の動作について、詳細を説明す
る。

【００２３】図１において、電流検出器７によって検出
された交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、ｄｑ変換器におい
て、下記の数１，数２に従って、ｄｑ座標軸上の電流Ｉ
ｄ，Ｉｑに変換される。

【００２４】

【数１】

【００２５】

【数２】

【００２６】一方、速度検出器によって検出された速度
検出値ωｍは、速度制御器１１において速度指令値ωｒ
と比較され、その値に基づいて電動機に必要なトルク電
流指令が演算される。また、電動機の磁束電流指令も、
速度に応じて変化させる場合もある。通常は、トルク電
流指令をＩｑｒ、励磁電流指令をＩｄｒとして、電流制
御器へ出力する。同時に、Ｉｑｒ，Ｉｄｒに基づいて、
電動機の一次角周波数ω１を演算する。

【００２７】

【数３】

【００２８】上式において、ｒ２ならびにＬ２は、電動
機の定数である。

【００２９】電流制御器では、Ｉｄｒ，Ｉｑｒと、検出
値Ｉｄ，Ｉｑに基づいて、ｄｑ座標軸上の電圧指令Ｖｄ
０，Ｖｑ０が演算される。Ｖｄ０，Ｖｑ０の演算には、
通常は、ＰＩ制御（比例積分補償）が使用される。最近
では、電流応答の改善のため、非干渉補償を付加する場
合が多いが、本実施例では何れの制御方法であっても適
用できる。Ｖｄ０，Ｖｑ０は、ｄｑ逆変換器１５におい
て、数４，数５に従って、三相交流電圧指令Ｖｕ０，Ｖ
ｖ０，Ｖｗ０に変換される。

【００３０】

【数４】

【００３１】

【数５】

【００３２】上式におけるＶｕ０，Ｖｖ０，Ｖｗ０は、
定常状態では歪みのない正弦波になる。この交流電圧指
令値でも誘導電動機を駆動することができるが、近年で
は、零相加算器２を付加して、全ての相に共通の信号
（零相電圧）を加算し、インバータの出力電圧最大値を
向上させることがほぼ常識的になっている（参考文献
２：電気学会論文集Ｄ，１０９巻１１号，Ｐ．８０９−
８１６，平成元年）。零相加算の詳細については後述す
る。

【００３３】零相を加算された電圧指令Ｖｕ１，Ｖｖ
１，Ｖｗ１は、ＡＣ電圧リミッタにおいて最大値、なら
びに最小値が制限され、最終的にはＶｕ２，Ｖｖ２，Ｖ
ｗ２として出力される。各相の制限値は、電圧制限値演
算器４により演算される。

【００３４】ＰＷＭ制御器５では、Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖ
ｗ２の値に従い、三角波比較方式等によりＰＷＭ信号を
発生し、インバータのスイッチング素子をドライブす
る。インバータは、Ｖｕ２〜Ｖｗ２に相当する電圧を出
力し、誘導電動機を駆動する。次に電圧制限値演算器４
の動作を、図２を用いて説明する。

【００３５】図２の最大電圧設定器４３において、イン
バータの出力可能な最大値Ｖmax が設定される。Ｖmax
は、

【００３６】

【数６】

【００３７】の関係にある。上式において、Ｖｄｃはイ
ンバータの直流電圧、Ｍmax は、インバータの最大変調
率である（Ｍmaxは、０≦Ｍmax≦１）。Ｍmax は、イン
バータに使用されるスイッチングデバイスにより、０.
９〜１.０程度に設定される。

【００３８】交流電圧指令と、Ｖmax の関係を図３に示
す。インバータの直流電圧Ｖｄｃの１／２の値が、理想
的には最大電圧になるが、スイッチング素子の最小オフ
時間を確保するため、ならびに、アーム短絡防止期間
（デッドタイム）の影響による電圧降下分を補償するた
め、ＶmaxはＶｄｃ／２よりも数％低めに設定される。
絶対値演算器４１では、Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１のそれ
ぞれの絶対値を演算し、その中から大きさが最大のもの
を選択して（これをＶuvwmaxとする）、次式に示す係数
Ｋlim を演算する。

【００３９】

【数７】

【００４０】Ｋlimは、Ｖｕ１〜Ｖｗ１の少なくとも１
相が、Ｖmaxを超えた場合に１より小さな値になる。よ
って、Ｋlimの値と１とを比較器４５で比較し、Ｋlim＜
１の場合にＳｗ信号を１にする（Ｋlim＞１の時は、Ｓ
ｗ＝０）。

【００４１】ＡＣ電圧リミッタでは、Ｓｗ信号が「１」
となった場合に、スイッチ３２を「１」側に切り替え
て、電圧指令を入力に対して一定比率に制御（制限）す
る。その場合、三相全ての電圧指令がＫlim倍に制限さ
れることになる。Ｋlimは、三相の中で最も大きな値の
相と、Ｖmax の比であるため、すべての相の電圧指令を
Ｋlim倍することで、三相すべてが±Ｖmaxの範囲内に必
ず制限されることになる。また、三相とも共通の比率で
制限されるため、電圧指令の位相ずれは生じない。

【００４２】次に、本発明の動作原理を従来方式と比較
して説明する。図４（ａ）の３Ａが、一般的に使用され
ている従来方式の電圧リミッタの構成図である。図中の
３２，４３，４５は、図２の同一番号のものと同じもの
である。Ｖｕ１が、Ｖmaxの値を超えた場合には、出力
がＶmaxに制限され、−Ｖmax より下がった場合には−
Ｖmax に制限される。この電圧リミッタの入力電圧Ｖｕ
１と出力電圧Ｖｕ２の関係は、図４(ｂ)のようになる。
仮に、図４(ｃ)のように、三相の中で一相の交流電圧指
令が制限値を超えた場合を考えてみる。図において、Ｖ
ｕ１がＶmax を超えた期間は、Ｖｕ２は図のようにＶma
x に制限される。しかし、この間Ｖｖ１とＶｗ１は制限
されることはなく、そのまま電圧リミッタを素通りして
しまう。この関係をαβ軸上で見てみると、図５の様に
なる。αβ変換は、

【００４３】

【数８】

【００４４】によって定義される。図４（ｃ）のＶｕ１
がリミッタにかかっている期間は、Ｖｖ１，Ｖｗ１が変
化しないため、数８よりＶβは変化しない。よって、図
５（ａ）のように、ベクトルとして電圧指令をみた場
合、位相ずれが生じることになる（図のΔθ）。

【００４５】一方、本発明による電圧リミッタ方式で
は、三相すべての電圧指令を等しい比率で制限するた
め、Ｖα，Ｖβとも同時に等しい比率で制限される。結
果として、図５（ｂ）のように、位相ずれは生じない。
よって、位相ずれによる電動機トルクの過不足がなくな
り、高応答で安定な電動機制御が実現できる。

【００４６】次に、零相加算の原理と、零相加算を行っ
た場合の本実施例の動作について説明する。

【００４７】図１における零相加算器２の構成を図６に
示す。２１は、三相交流電圧指令Ｖｕ０，Ｖｖ０，Ｖｗ
０の値に基づいて、零相電圧Ｖ０を演算して出力する零
相発生器である。Ｖ０は三相共通の値であるため、どの
ような波形であっても線間電圧への影響は原理的に生じ
ない。何通りものＶ０が考えられるが、その代表例につ
いて説明する。

【００４８】図７（ａ）が、零相加算を行う前の交流電
圧指令である。この波形を式で表わすと次のようにな
る。

【００４９】

【数９】

【００５０】次に、三相の電圧指令の中で、大きさが中
間である相の１／２を零相電圧とした場合の波形を図７
（ｂ）に示す。図７（ａ）において、θ１の区間では、
Ｗ相が中間の大きさである。この時の零相電圧Ｖ０１
は、

【００５１】

【数１０】

【００５２】となる。次の９０°から１２０°の区間で
はＶ相が中間相となる。このように、６０°毎に零相電
圧の関数が変化して行く。Ｖ０１を加算すると、それぞ
れの電圧指令は図７（ｂ）のようになり、正弦波のピー
ク付近が下がった波形になる。この零相加算により、イ
ンバータの出力電圧最大値は、約１.１５倍（２／√３
倍）に増加する（参考文献２：電気学会論文集Ｄ，１０
９巻１１号，Ｐ．８０９−８１６，平成元年）。尚、こ
の「１.１５倍 」という値は、電圧指令のピーク値がＶ
max に一致する時点での比率（波形が歪まない条件での
出力電圧最大値の比率）である。

【００５３】図７（ｃ）は、三相の電圧指令の中で、絶
対値の最も大きなものと、Ｖｄｃ／２、あるいは−Ｖｄ
ｃ／２との差を取り、その値を零相電圧として各相に加
算したものである。図７のθ２の期間においては、

【００５４】

【数１１】

【００５５】が零相電圧になる。図７（ｃ）からわかる
ように、この零相加算を行うと、交流電圧指令の最大
値，最小値が±Ｖmax を超えて±Ｖｄｃ／２の値に継続
的に張り付いている期間が生じる。電圧指令が±Ｖｄｃ
／２となる期間は、その相のスイッチング動作を行わな
いことを意味している。よって、数１１の零相加算を行
うと、スイッチング回数が１／３減少する。また、この
方式においても、図７(ａ)の正弦波に比べて、インバー
タの出力電圧は約１.１５倍(２／√３倍）に増加する
（参考文献２：電気学会論文集Ｄ，１０９巻１１号，
Ｐ．８０９−８１６，平成元年）。図７（ｃ）のよう
に、三相の内２つの相のみがスイッチングする方式を
「二相スイッチング」と呼ぶ。零相加算の方式として
は、大きく別けて図７（ｂ）のような三相スイッチング
になるものと、同図（ｃ）のような二相スイッチングに
なるものに分類できる。

【００５６】図１に示した電圧リミッタ方式は、図７
（ｂ）に示す零相加算方式（三相スイッチング方式）に
はそのまま適用できる。三相の電圧指令の中で、２つの
相が同時にＶmaxと−Ｖmaxを超えることになるが、問題
はない。

【００５７】図７（ｃ）のような二相スイッチング方式
の場合は工夫が必要である。

【００５８】図８に、二相スイッチング方式を考慮した
場合の実施例を示す。図１と比べると、零相加算器２と
ＡＣ電圧リミッタ３の処理が入れ替わっている。電圧制
限値演算器４Ｂでは、Ｖmax がＫ０倍されている。

【００５９】Ｖｕ０〜Ｖｗ０は、純粋な正弦波である。
よって、零相加算の前に予めリミッタ処理を施してしま
うと、零相加算による出力電圧の向上効果が得られなく
なる。そこで、零相加算を考慮し、Ｖmaxの値を大きく
(Ｋ０倍）設定しておく。Ｋ０を、

【００６０】

【数１２】

【００６１】とすれば、零相加算の効果を活かし、位相
ずれをなくすリミッタが実現できる。また、この図８の
方式は、図７（ｂ）の零相加算に対しても、そのまま適
用できる。

【００６２】次に、線間電圧を使って、交流電圧指令を
制限する方法を示す。これまでの実施例では、各相電圧
の絶対値を演算し、その中から最大のものを選択し、係
数Ｋlim を演算していたが、線間電圧を使用しても同じ
効果が得られる。図９に、その電圧制限値演算器４Ｃの
構成を示す。図の４２〜４６は、図２における同一の番
号のものと同じものである。４７は、３つの入力から一
番小さな電圧を選択し、出力する最小値選択器である。
この出力と、最大値選択器４２の出力の差を取ること
で、線間電圧の最大値ＶＬmax が得られる。線間電圧
が、インバータの直流電圧と一致する条件が、インバー
タ出力電圧の最大値であるから、ＶＬmaxを１／２し、
Ｖmaxとの比を計算することでＫlimが求められる。

【００６３】尚、係数Ｋ０は、零相加算を行う場合はＫ
０＝１とし、行わない場合はＫ０＝√３／２に設定す
る。これにより、図１，図８と同様に、位相を変えずに
電圧指令を制限することができるようになる。

【００６４】次に、交流電圧指令の位相情報のみを使用
して、交流電圧指令を制限する実施例を説明する。図１
０にその構成図を示す。

【００６５】図１０において、１０は、Ｖｄ０，Ｖｑ０
とｄｑ座標軸の位相φから、交流電圧指令の位相θを演
算する電圧位相演算器、４Ｄは、θの値のみに依存して
決定される各相の出力最大値、ならびに最小値を演算す
る電圧制限値演算器、３Ｄは、各相の最大値ならびに最
小値に基づいて、電圧指令を制限するＡＣ電圧リミッタ
である。他の符号は、図１の発明における同一符号のも
のと同じものである。次に、図１１を用いて、図１０の
実施例の動作原理について説明する。図１１において、
電圧位相演算器１０では、Ｖｄ０，Ｖｑ０の値を用い
て、

【００６６】

【数１３】

【００６７】が演算され、さらに、

【００６８】

【数１４】 θ＝φ＋δｄｑ …（数１４） として、電圧位相θを計算する。電圧制限値演算器４Ｄ
では、θで定まる各相の上限値（Ｖｕmax〜Ｖｗmax）と
下限値（Ｖｕmin〜Ｖｗmin）を出力する。ＡＣ電圧リミ
ッタでは、これらの制限値と電圧指令を各相毎に比較
し、指令値が上限値を超えた場合には上限値に、下限値
を下回った場合は下限値に切り替えて出力する。本実施
例においては、図２の実施例のように、すべての相をＫ
lim 倍に制限するような処理は行わず、図４（ａ）の従
来例におけるＶmax（−Ｖmax）の値を、位相θの値に応
じて変化させることに相当する。

【００６９】次に、これらの制限値とθの関係について
説明する。

【００７０】図１２（ａ）は、図１、あるいは図８の実
施例において、一部の区間で交流電圧指令が過大になっ
た場合のリミッタ処理後の波形である。この時、零相加
算は数１０のもの（図７（ｂ））を使用している。交流
電圧指令の振幅をさらに大きくしていくと、最終的に
は、図１２（ｂ）のようになる。これ以上、振幅を増や
しても、リミット後の波形は図１２（ｂ）のままであ
る。

【００７１】三相交流の場合、位相θが定まると、三相
電圧の瞬時値の比率は一義的に定まる。よって、ＡＣ電
圧リミッタにより電圧指令値を制限したとしても、すべ
ての相を等しい比率で制限する限り、リミット後の最終
的な波形も一義的に定まることになる。この関係を定式
化すれば、位相から制限値が求められることになる。図
１２の波形のθ１の区間においては、Ｕ相の上限値はＶ
max 、Ｖ相の下限値は−Ｖmax となり、中間相のＷ相の
みが複雑な関数になる。

【００７２】Ｗ相の制限値は以下のようになる。

【００７３】θ１の区間(３０°≦θ≦９０°)において
は、零相加算により、指令値Ｖｗ１は、

【００７４】

【数１５】

【００７５】となる。また、Ｕ相は、

【００７６】

【数１６】

【００７７】である。この期間では、Ｕ相とＷ相が同時
にＶmaxと−Ｖmaxに到達する。一方を代表して、Ｕ相で
係数Ｋlimを計算すると、

【００７８】

【数１７】

【００７９】となる。これに数１５を掛けたものが、Ｗ
相の制限値である。上限値Ｖｗmax は、

【００８０】

【数１８】

【００８１】下限値Ｖｗmin は、

【００８２】

【数１９】

【００８３】となる。よって、Ｖｐ（振幅）には全く依
存せず、θのみの関数であることがわかる。

【００８４】ここで、数１８（数１９）を一般化し、

【００８５】

【数２０】

【００８６】として、各位相区間における各相の制限値
を計算すると、図１３のようになる。図１３からわかる
ように、電圧位相が定まると、各相ともＶmaxかＶminの
何れか一方のみが規定されるが、残りの制限値は規定さ
れない（定義不要）。

【００８７】この図１３の関係を、電圧制限値演算器４
Ｄにテーブルとして保存し、与えられたθに対して各制
限値を出力すればよい。

【００８８】尚、本実施例の場合、すべての相が必ず同
時にリミットされることになるので、図１１における比
較器４５は、一つの相だけに備え、出力を各相共通とす
ることができる。

【００８９】以上、本発明の実施例として、交流電圧指
令に対してリミット処理を行う手法を説明した。前述し
たように、図１、ならびに図８の実施例を用いて、電圧
指令の振幅を増加させていくと、最終的には図１２
（ｂ）の波形となる。よって、図１、ならび図８の実施
例は、図１０のものと効果は等しい。

【００９０】図１２（ｂ）の波形の状態で誘導電動機を
駆動すると、波形の歪みは大きくなるが、インバータの
出力電圧最大値は平均的に大きくなる。また、この時の
位相ずれは生じていない。よって、過渡時等、一時的に
大きな電圧が必要な場合に、本発明は極めて有効であ
る。

【００９１】従来方式（図４）において電圧指令の振幅
を増加させていくと、振幅の増加に伴って、中間相（図
１２のθ１の区間ではＷ相に相当）の値が変化し続け、
最終的には中間相の値もＶmaxか−Ｖmaxに張り付く形に
なる。この場合にも、インバータの出力電圧最大値は大
きくはなるものの、位相ずれは最大で±３０°に達す
る。よって、軸ずれが発生し、過渡応答が劣化する。

【００９２】次に本発明の他の実施例について、図１４
を用いて説明する。

【００９３】図１４において、１Ｅは、誘導電動機に印
加される電圧指令を演算する電圧指令演算器、３Ｅは、
電圧指令Ｖｄ０，Ｖｑ０の大きさを制限するＤＣ電圧リ
ミッタ、４Ｅは、電圧位相θに基づいて、Ｖｄ０，Ｖｑ
０の制限値を演算する電圧制限値演算器、１５Ｅは、ｄ
ｑ座標軸上の電圧指令をαβ軸上の電圧指令に変換する
ｄｑ−αβ座標変換器、５Ｅは、αβ軸上の電圧指令に
基づいて、ＰＷＭ信号を発生させるＰＷＭ制御器であ
る。他の符号は、図１、ならびに図１０の実施例の同一
符号のものと同じものである。

【００９４】本実施例では、電圧指令を三相交流に座標
変換していない点に特徴がある。その代り、電圧指令の
リミッタ処理を、ｄｑ軸上の電圧指令に対して行う。こ
の際、電圧位相θにより、電圧制限値を変化させてい
る。また、ＰＷＭ制御器５Ｅにおいては、αβ軸の電圧
指令に基づいて、直接ＰＷＭ信号を作成している。この
ようなＰＷＭ制御は、空間ベクトル方式と呼ばれてお
り、インバータの出力電圧を二軸の空間に表現して、パ
ルスの出力時間を計算するものである。詳細は後述す
る。

【００９５】図１５に、ＤＣ電圧リミッタ３Ｅ、ならび
に電圧制限値演算器４Ｅの構成を示す。図の４３Ｅは、
ｄｑ軸上の電圧制限値の設定器、４８は、ルート演算
器、４９は、θに対して所定の関数を発生させる関数発
生器である。他の部品は、これまでの実施形態における
同一の符号のものと同じものである。

【００９６】次に、本発明の動作原理を説明する。電圧
制限値設定器４３Ｅの値Ｖdqlimitは、

【００９７】

【数２１】

【００９８】のように設定する。この値は、線間電圧の
最大値をＶｄｃ・Ｍmax として（つまり数９において、
Ｖｐ＝Ｖｄｃ・Ｍmax／√３ として）電圧をｄｑ変換し
た時の、ｄｑ座標上におけるベクトルの大きさに相当す
る。すなわち、正弦波を出力するための最大値に一致す
る。

【００９９】ＶdqlimitとＫｖを掛け算し、電圧制限値
Ｖlimitを得ている。Ｋｖは、電圧位相θの関数になっ
ており、その関数を図１６に示す。Ｋｖの値は６０°周
期で変化する。

【０１００】一方、Ｖｄ０とＶｑ０は、それぞれ二乗さ
れた後に加算され、ルート演算器４８によりベクトルの
大きさ（｜Ｖ｜）が出力される。電圧を制限する係数Ｋ
limは、｜Ｖ｜とＶlimitの比から求められる。

【０１０１】ＤＣ電圧リミッタ３Ｅの処理は、ＡＣ電圧
リミッタと同様に、ｄｑそれぞれの電圧指令を、Ｋlim
が１より小となった場合にＫlim倍して制限する。

【０１０２】次に本実施例の動作原理を説明するが、ま
ず初めに二軸上でのインバータの出力電圧表現について
説明する。

【０１０３】図１７は、三相フルブリッジ形の電圧形イ
ンバータの構成図である。図において、Ｕ〜Ｗ相の各相
のスイッチング素子は、上側か下側の必ずどちらか一方
のみがオンしている。仮に、Ｕ相は上側(Ｓｕｐ)がオ
ン、Ｖ相，Ｗ相は下側（ＳｖｎとＳｗｎ）がオンしてい
るものとすると、各相電圧Ｖｕｉ〜Ｖｗｉは、

【０１０４】

【数２２】

【０１０５】となる。これを数８に従い、αβ軸上の電
圧にすると、

【０１０６】

【数２３】

【０１０７】となる。数２３をベクトルＶ１として、α
β空間に図示すると、図１８のようになる。同様に、

【０１０８】

【数２４】

【０１０９】とすると、

【０１１０】

【数２５】

【０１１１】となる。このようにして空間ベクトルを計
算すると、インバータの出力できる電圧は、図１８に示
す８つのベクトル（内、零ベクトルが二つ）になる。

【０１１２】ＰＷＭ信号を作成するには、電圧指令も空
間ベクトルで表現する。図１８に示すように、電圧指令
のベクトルＶｒが、Ｖ０（零ベクトル）、Ｖ１，Ｖ２で
囲まれる三角形の空間内部にあるものとする。この場
合、微小時間Ｔ内において、ベクトルＶ０，Ｖ１，Ｖ２
をそれぞれｔ０，ｔ１，ｔ２時間だけ出力し、近似的に
Ｖｒを出力する。電圧指令と、各ベクトルの出力時間の
関係は、

【０１１３】

【数２６】 Ｖｒ＝ｔ１・Ｖ１＋ｔ２・Ｖ２＋ｔ０・Ｖ０ …（数２６）

【０１１４】

【数２７】 Ｔ＝ｔ１＋ｔ２＋ｔ０ …（数２７）
の二つであり、この２式より、ｔ０〜ｔ２が求められ
る。つまり、空間ベクトルでＰＷＭ制御を行う場合は、
電圧指令を空間ベクトルで表現し、それを近似するため
のインバータのベクトルを選択し、それぞれの出力時間
を演算して、最終的にＰＷＭパルスへ変換する。

【０１１５】次に、空間ベクトルでインバータを制御す
る場合の出力電圧範囲を考察してみる。電圧指令が正弦
波である場合、Ｖｒは、円を描いて一定速度（角周波数
速度)で回転する。よって、インバータの出力電圧を正
弦波に限定するのであれば、インバータの出力電圧範囲
は図１８に示す円の内側になる。この円内に電圧ベクト
ルを制限すると、従来技術（特開平9−149699 号）の方
式になる。本実施例においても、図１５における関数発
生器４９の出力Ｋｖを、常に「１」とすると参考文献１
と同等になる。

【０１１６】本実施例においては、インバータの出力電
圧を最大に利用し、高応答化を実現するため、Ｋｖをθ
に応じて１以上に可変させている。出力電圧を正弦波に
限定しなければ、インバータの出力電圧範囲は、図１８
に示す六角形の内側になる。すなわち、正弦波に限定し
た場合の出力範囲よりも、広い範囲の電圧が出力可能で
ある。この六角形の領域すべてを利用するため、Ｋｖの
値をθに応じて可変としている。

【０１１７】次に、θとＫｖの関係を図１９を用いて説
明する。図において、出力し得る最大のベクトルの大き
さをｘとする。図１９の関係より、

【０１１８】

【数２８】 ｙ＝ｘcos（３０°−θ） …（数２８） となる。よって、

【０１１９】

【数２９】

【０１２０】となる。ここで、ｙは正弦波出力範囲の最
大値に一致するので、ｙ＝Ｖdqlimitである。よって、

【０１２１】

【数３０】

【０１２２】となる。ただし、上式は、０≦θ≦６０°
の範囲で成立する。他のθの区間でも同様にＫｖの値を
求めることができる。結果として、図１６に示す関数と
なる。以上、図１４の実施例により、ｄｑ座標軸上にお
いて、インバータ出力電圧を最大限に利用し、かつ、ベ
クトル位相を変化させずに指令値を制限することができ
るようになる。

【０１２３】次にｄｑ座標軸上の電圧指令を制限する他
の実施例について説明する。

【０１２４】図２０における電圧制限値演算器４Ｆが、
本実施例の特徴である。この電圧制限値演算器４Ｆを、
図１４における電圧制限値演算器４Ｅの代りに適用し、
さらに図１４の電圧位相演算器を排除して使用する。他
は図１４と同じである。

【０１２５】次に、本実施例の動作原理について説明す
る。図２０において、電圧制限値演算器４Ｆでは、電圧
指令Ｖｄ０，Ｖｑ０を入力し、ｄｑ座標軸位相φで一旦
三相交流電圧に座標変換する。その後、図９の実施例と
同様に、線間電圧の最大値を計算し、その値の１／２と
Ｖmaxの値から係数Ｋlimを演算する。前述したように、
線間電圧とインバータの直流電圧が一致した場合が、イ
ンバータの最大出力範囲になるため（図１８の六角形に
相当）、この演算により、出力電圧範囲は最大限まで活
用され、かつ、電圧位相は変化しないことになる。本発
明は、図１４の発明と等価になるが、ルート演算が不要
であるため、演算時間が短くて済むようになる。

【０１２６】次に本発明による順変換装置の実施例につ
いて、図２１を用いて説明する。

【０１２７】図２１において、１Ｇは、コンバータ６Ｇ
（順変換装置）の入力電圧指令を演算する電圧指令演算
器、８Ｇは、三相交流電源、９Ｇは、三相交流電源の電
源位相を検出する位相検出器、５０は、コンバータ６Ｇ
の出力電圧を平滑する平滑コンデンサ、５１は、コンバ
ータ６Ｇの出力電圧Ｖｄｃの電圧を検出する電圧検出
器、５２は、コンバータに接続された負荷装置、１７
は、コンバータ出力電圧指令Ｖｄｃｒと、検出値Ｖｄｃ
の値から、コンバータの入力電流指令を演算する電圧制
御器である。その他の部品は、これまでの実施例におけ
る部品と同一のものである。

【０１２８】コンバータの制御においては、交流電源の
位相φを検出し、電源電圧と同位相の電流成分をＩｑ、
９０°位相のずれた成分をＩｄとして、入力電流の制御
を行う。この時、Ｉｄ＝０となるように制御すること
で、常に電源力率１が達成できる。また、直流電圧Ｖｄ
ｃの制御は、Ｉｑを用いて行うようにする。Ｉｑｒに
は、負荷装置５２が必要とする電流をフィードフォワー
ドして加える場合もある。本実施例においても、電圧制
限値演算器４、並びにＡＣ電圧リミッタ３を付加するこ
とで、コンバータの入力電圧を最大限に利用することが
できるようになる。これまで説明したインバータの制御
に関する各実施例が、そのまま適用できる。

【０１２９】現在広く用いられているコンバータの構成
を、図２２に示す。仮に、ＰＷＭ制御器の出力であるＰ
ＷＭパルスをすべてオフして、コンバータを構成するす
べてのスイッチング素子のゲート信号をオフしたとす
る。すると、入力電流は、各スイッチング素子に逆並列
に接続されたフリーホイールダイオードを介して流れる
ことになり、ダイオード整流器として動作する。

【０１３０】ダイオード整流器は、コンバータのように
スイッチング動作が伴わないために、効率が非常によ
い。負荷装置の消費電力が大きくなると、入力電流波形
のひずみが大きくなり、力率も悪くなるが、軽負荷状態
であれば問題はない。

【０１３１】よって、負荷装置の消費電力に応じて、ダ
イオード整流器と、コンバータ動作とを切り替えれば、
総合的に効率の良い順変換システムが実現できる。

【０１３２】しかし、実際にダイオード整流器動作から
コンバータ動作へ切り替えると、従来のコンバータで
は、図２３（ａ）に示すような突入電流が発生する。こ
れは、ダイオード整流器の出力電圧が、コンバータの出
力電圧の最低値よりも低く、図のようにΔＶの差がある
ことに問題がある。図２２の構成のコンバータは昇圧形
の変換器であるため、コンバータ入力電圧と、出力直流
電圧との関係は反比例になる。つまり、直流電圧を最小
にするには、コンバータ入力電圧を最大にする必要があ
る。しかし、従来のコンバータでは、入力電圧範囲が図
１８の円内であったため、電圧マージンを考慮すると、
最大電圧を得ることは困難であった。

【０１３３】しかし、本発明による順変換装置において
は、コンバータの入力電圧範囲を図１８の六角形にまで
拡大することができるので、入力電圧の平均値を増加す
ることができ、図２３（ｂ）のように、Ｖｄｃをスムー
ズに立ち上げることが可能になる。よって、切り替わり
に伴う突入電流も少なくなる。

【０１３４】尚、上記の実施例におけるインバータ、お
よびコンバータは、三相フルブリッジのものを使用した
が、３レベル変換器や、その他の多重変換器についても
同様に適用できる。

【０１３５】また、電動機駆動システムとして誘導電動
機の例を説明したが、同期電動機等、他のすべての交流
電動機に対しても適用可能である。

【０１３６】

【発明の効果】本発明によれば、インバータの出力電圧
を最大限にまで活用し、かつ、電圧位相の誤差を零に制
御することができるようになる。

【０１３７】本発明をコンバータ（順変換装置）に適用
した場合、コンバータの出力電圧範囲が拡大し、順変換
システムとして、装置の高効率化が実現できるようにな
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例である交流電動機駆動装置の
構成図。

【図２】ＡＣ電圧リミッタと電圧制限値演算器の構成
図。

【図３】交流電圧指令と電圧制限値との関係を示す図。

【図４】従来の電圧リミッタの構成図。

【図５】従来方式と本発明による方式の効果を示す図。

【図６】零相加算器の構成図。

【図７】零相加算の原理を示す図。

【図８】本発明の一実施例である交流電動機駆動装置の
構成図。

【図９】電圧制限値演算器の構成図。

【図１０】本発明の一実施例である交流電動機駆動装置
の構成図。

【図１１】電圧位相演算器，電圧制限値演算器とＡＣ電
圧リミッタの構成図。

【図１２】図１０の実施例の動作原理を説明する図。

【図１３】位相θに対する電圧制限値を示す図。

【図１４】本発明の一実施例である交流電動機駆動装置
の構成図。

【図１５】電圧制限値演算器とＤＣ電圧リミッタの構成
図。

【図１６】図１４の実施例において使用される関数を表
わす図。

【図１７】三相フルブリッジ電圧形インバータの主回路
構成図。

【図１８】インバータの出力電圧、ならびに電圧指令の
空間ベクトル表示を示す図。

【図１９】図１４の実施例の原理を示す図。

【図２０】ＤＣ電圧リミッタと電圧制限値演算器の構成
図。

【図２１】本発明の一実施例である順変換装置の構成
図。

【図２２】三相フルブリッジ電圧形コンバータの主回路
構成図。

【図２３】従来方式と本発明によるコンバータの動作を
示す図。

【符号の説明】

１…交流電圧指令演算器、２…零相加算器、３…ＡＣ電
圧リミッタ、４…電圧制限値演算器、５…ＰＷＭ制御
器、６…インバータ、７…電流検出器、８…誘導電動
機、９…速度検出器、１１…速度制御器、１２…積分
器、１３…ｄｑ座標変換器、１４…電流制御器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ▲高▼橋 潤一 茨城県日立市大みか町五丁目２番１号 株 式会社日立製作所大みか工場内 (72)発明者 秋田 佳稔 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 Ｆターム(参考） 5H576 BB02 BB10 CC01 CC05 DD02 DD04 DD05 EE01 EE11 EE16 GG02 GG04 HB02 JJ05 JJ22 JJ24 JJ28 LL01 LL22 LL24 LL30 LL39

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】電力変換器と、該電力変換器の交流側の電
   圧指令を発生させる交流電圧指令発生器と、前記交流電
   圧指令値を制限する交流電圧リミッタと、該交流電圧リ
   ミッタの出力に基づいて、ＰＷＭパルスを発生し、前記
   電力変換器を制御するＰＷＭ制御器と、を備え、 前記交流電圧指令の少なくとも一つの相電圧、あるいは
   線間電圧が、予め設定した所定値を超えた場合に、すべ
   ての相の交流電圧指令を同一比率で制限して、前記交流
   電圧リミッタの出力値を変化させることを特徴とする電
   力変換器の制御装置。
2. 【請求項２】請求項１において、 前記交流電圧指令の電圧位相を計算、あるいは検出する
   手段を備え、前記交流電圧指令の少なくとも一つの相電
   圧、あるいは線間電圧が、予め設定した所定値を超えた
   場合に、前記電圧位相により定義される関数に基づい
   て、前記交流電圧リミッタの出力値を変化させることを
   特徴とする電力変換器の制御装置。
3. 【請求項３】電力変換器と、三相交流に同期して回転す
   る回転座標軸（ｄｑ座標）上において、前記電力変換器
   の交流側の電圧指令を発生するｄｑ電圧指令発生器と、
   前記ｄｑ座標軸上の電圧指令の値を制限するｄｑ電圧リ
   ミッタと、該ｄｑ電圧リミッタの出力に基づいて、ＰＷ
   Ｍパルスを発生し、前記電力変換器を制御するＰＷＭ制
   御器と、を備え、 前記電圧指令を交流電圧指令に座標変換し（ｄｑ逆変換
   し）、該交流電圧指令の少なくとも一つの相電圧、ある
   いは線間電圧が、予め設定した所定値を超えた場合に、
   ｄｑ軸上の２つの電圧指令の値を同一比率で制限して、
   前記ｄｑ電圧リミッタの出力値を変化させることを特徴
   とする電力変換器の制御装置。
4. 【請求項４】請求項３において、 前記ｄｑ座標軸上の電圧指令、ならびに前記ｄｑ座標軸
   の位相に基づいて交流側の電圧位相を計算、あるいは検
   出する手段を備え、前記ｄｑ軸上電圧指令のベクトル和
   を演算し、その大きさが、予め設定した所定値を超えた
   場合に、前記電圧位相により定義される関数に基づい
   て、前記ｄｑ電圧リミッタの出力値を変化させることを
   特徴とする電力変換器の制御装置。
5. 【請求項５】請求項４において、 前記電圧リミッタにおける関数が、電圧位相θ＝０〜６
   ０°の区間に対して、下記式で定義される関数であり、
   他の区間は下記式を６０°毎に繰り返す関数であること
   を特徴とする電力変換器の制御装置。 【数３１】
6. 【請求項６】直流を三相交流に変換する電力変換器と、
   該電力変換器によって駆動される交流電動機と、前記交
   流電動機の回転速度を検出、あるいは推定する手段と、
   速度指令と、前記速度の検出値あるいは推定値に基づい
   て、前記交流電動機の三相交流電圧指令を発生する交流
   電圧指令発生器と、前記交流電圧指令の値を制限する交
   流電圧リミッタと、該交流電圧リミッタにより制限され
   た電圧指令に基づいてＰＷＭパルスを発生し、前記電力
   変換器を制御するＰＷＭ制御器と、を備え、 前記交流電圧指令の少なくとも一つの相電圧、あるいは
   線間電圧が予め設定した所定値を超えた場合に、すべて
   の相の交流電圧指令を同一比率で制限して、前記交流電
   圧リミッタの出力値を変化させることを特徴とする交流
   電動機システム。
7. 【請求項７】直流を三相交流に変換する電力変換器と、
   該電力変換器によって駆動される交流電動機と、前記交
   流電動機の回転速度を検出、あるいは推定する手段と、
   回転座標軸（ｄｑ座標軸）上において、前記速度指令
   と、前記速度の検出値あるいは推定値に基づいて、前記
   交流電動機の交流側の電圧指令を発生するｄｑ電圧指令
   発生器と、前記電圧指令の値を制限するｄｑ電圧リミッ
   タと、該ｄｑ電圧リミッタにより制限された電圧指令に
   基づいてＰＷＭパルスを発生し、前記電力変換器を制御
   するＰＷＭ制御器と、を備え、 前記電圧指令を交流電圧指令に座標変換し（ｄｑ逆変換
   し）、該交流電圧指令の少なくとも一つの相電圧、ある
   いは線間電圧が、予め設定した所定値を超えた場合に、
   ｄｑ軸上の２つの電圧指令の値を同一比率で制限して、
   前記電圧リミッタの出力値を変化させることを特徴とす
   る交流電動機システム。
8. 【請求項８】三相交流を直流に変換する電力変換器と、
   前記電力変換器の直流電圧を検出する電圧検出器と、直
   流電圧指令と、前記直流電圧に基づいて、三相交流電圧
   指令を演算する電圧指令演算器と、前記交流電圧指令の
   値を制限する交流電圧リミッタと、該交流電圧リミッタ
   により制限された電圧指令に基づいてＰＷＭパルスを発
   生し、前記電力変換器を制御するＰＷＭ制御器と、を備
   え、 前記交流電圧指令の少なくとも一つの相電圧、あるいは
   線間電圧が、予め設定した所定値を超えた場合に、すべ
   ての相の交流電圧指令を同一比率で制限して、前記交流
   電圧リミッタの出力値を変化させることを特徴とする順
   変換装置。
9. 【請求項９】三相交流を直流に変換する電力変換器と、
   前記電力変換器の直流電圧を検出する電圧検出器と、回
   転座標軸（ｄｑ座標軸）上において、直流電圧指令と、
   前記直流電圧に基づいて、前記電力変換器の交流側の電
   圧指令を発生する電圧指令発生器と、前記電圧指令の値
   を制限するｄｑ電圧リミッタと、該ｄｑ電圧リミッタに
   より制限された電圧指令に基づいてＰＷＭパルスを発生
   し、前記電力変換器を制御するＰＷＭ制御器と、を備
   え、 前記電圧指令を交流電圧指令に座標変換し（ｄｑ逆変換
   し）、該交流電圧指令の少なくとも一つの相電圧、ある
   いは線間電圧が、予め設定した所定値を超えた場合に、
   ｄｑ軸上の２つの電圧指令の値を同一比率で制限して、
   前記ｄｑ電圧リミッタの出力値を変化させることを特徴
   とする順変換装置。
10. 【請求項１０】請求項８あるいは９において、負荷装置
    の消費電力が所定値以下の場合、あるいは該負荷装置の
    必要とする入力電圧が所定値以下である場合に、前記Ｐ
    ＷＭ制御器の出力であるＰＷＭパルスをオフし、前記電
    力変換器をダイオード整流器として駆動することを特徴
    とする順変換装置。