JPS6271496A - 誘導発電電動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は誘導発電電動装置に係シ１％にポンプ水車など
を可変速運転しながら有効電力出力や無効電力出力を交
流系統側の急変時にも安定に制御するのに好適な誘導発
電電動装置に関する。

〔発明の背景〕

誘導機の２次側に電力変換器を接続した誘導発電電動装
置としては特公昭５３−７６２８号公報。

特公昭５７−６０６４５号公報に記載の様に、固定子側
から見て固定子電圧位相に等しい２次電流成分を制御す
る事により有効電力を制御する方式、固定子側から見て
固定子電圧位相に対し９０°位相差の２次電流成分を制
御する事により無効電力を制御する方式があった。これ
らの方式は乱調や脱調を防止しながら高速応答可能な力
率調整装置。

電力調整装置として好適である。

これらの方式を可変速揚水発電装置などの大容量発電電
動装置として用いる場合、２次側に接続する電力変換装
置を構成するサイリスタも大容量となる。電力変換装置
としてサイクロコンバータを用いる場合、無循環電流方
式サイクロコンバータがサイリスタ容量を低減するのに
好適である。

誘導機の２次電流制御を行う場合、交流系統側の＄故等
で電圧変動が生じた時に１次側電流の直流過渡成分で誘
導される回転周波数成分が２次側のスリップ周波数電流
成分に重畳される。従って、サイクロコンバータ出力電
流の設定パターンより定まる極性切替信号と反対方向の
電流が通流しようとする期間が前記回転周波数成分によ
り発生する。無循環方式サイクロコンバータを用いる場
合。

極性切替信号と反対極性の電流は通流出来ず、結果的に
該当するサイクロコンバータは開放されてしまう。この
様にサイクロコンバータが開放され、る時、誘導機の他
の巻線との相互誘導によシ誘起される２次電圧は発明者
らの解析と実験によると通常の設定最大スリップで決ま
るサイクロコンバータ定格電圧をはるかに越える事が判
明した。従来の方式ではこうした問題に対する対策が明
らかでなかった。

前述の従来の発電電動装置の全体の回路図を第１１図に
示す。

１は交流系統、２は交流系統１に接続された誘導機％３
は位相検出器で交流系統１の電圧位相と誘導機２の電気
角で表わした回転角の差に等しいすべり位相を検出する
。位相検出器３の回転子は誘導機２の回転軸に連結され
ており、更に回転子側には誘導機２の１次巻線と並列に
接続された３相巻線が設けられている。位相検出器３の
固定子コンバータがそれぞれ１個設けられていて誘導機
２の・２次側から見た交流系統ｌの電圧と位相が一致し
た信号ｃｏｓθとこれよシπ／２の位相差をもつ信号ｓ
ｉｎθが該ホールコンバータより検出される。

４はｑ軸成分電流指令発生器で誘導機２の２次電流のう
ち１次側から見て交流系統１の電圧位相に等しい成分（
以下ｑ軸成分と略す。）の指令値ニーを発生する装置で
ある。このｑ軸成分電流指令発生器４は例えば誘導機２
の有効電力出力、トとゝ検出値の偏差に応じて前記指令
値ニ、を発生する。

５はｄ軸成分電流指令発生器で誘導機２０２次電流のう
ち１次側から見て交流系統１の電圧位相ｄ軸成分電流指
令発生器５は例えば誘導機２の無効電力出力もしくは交
流系統１の電圧設定値と検出値の偏差に応じて前記指令
値Ｉ（を発生する。

６は電流指令演算器で位相検出器３の出力信号ｃｏｓθ
とｓｉｎθを用いてｑ軸成分電流指令発生器４の出力Ｉ
−とｄ軸成分電流指令発生器５０出カニ−から誘導機２
０２次側各相電流指令値ＩａｌＩｂＴ■、＊を演算式（
１）により演算する。但しＫは定数である。

・・・（１） 第１２図には電流指令演算器６の詳細回路構成をに〜１
の場合について示す。掛算器９ａ〜９ｄと増幅器１０ａ
〜１０ｊは２次電流指令値Ｉａ。

Ｉｂ、Ｉ−を演算する。

第１１図の電力変換装置７３〜７Ｃは誘導機２の２次側
各相に電流演算器６指令値１．〜１．に応じて電流を供
給する。受電変圧器８ａ〜８Ｃは交流系統１に電力変換
装置７３〜７Ｃに接続する。

第１３図にはこの電力変換装置７ａの詳細な回路構成を
示す。

１１は誘導機２０２次電流検出器、１２は電流指令値工
、と検出値ＩＭＩＢを比較して移相器１３にサイリスタ
点弧位相を指令する電流制御装置、１４１および１４２
は各々正接続側サイリスタ変換器１５１および逆接続側
サイリスタ変換器１５２のサイリスタゲートを付勢する
ゲートパルスアンプ、１６は２次電流の極性切替指令発
生器である。

１７は正逆切替論理回路で正逆切替指令信号ＰＮ（正接
続側への通電指令の時信号レベルは１とする）および電
流零検出器１８の出力信号ＺＤ（電流が零とみなしてい
る時の出力レベルは０”。

電流が流れているとみなしている時の出力レベルは＠１
”とする。）を入力として正側ゲートパルスアンプ１４
１および逆側ゲートパルスアンプ１４２の起動・停止信
号ＧＰおよびＧＮ（起動時の信号レベルは′ｌ”、停止
時の信号レベルは１０＃とする。）を発生する。

以上の構成において誘導機２を運転している時の各部の
動作波形を第１４図と第１５図に示す。

第１４図には交流系統１の電圧が正常で定常状態にある
時の波形を示す。電流指令値工、の極性が１１の時点で
負から正に変わると正逆切替指令発生器１６の出力信号
ＰＮはレベル＠０＃からレベル１１＃に変わシ、正逆切
替論理回路１７は正逆切替動作を開始する。そして２次
電流ＩＭが零になつｋｔｔの時点で、逆側ゲートパルス
アンプ１４２へ起動指令を与えていた信号ＧＮのレベル
は＠ｌ”から０”となり逆接続側のサイリスタ変換器１
５２へのゲートパルスは消滅する。その後サイリスタの
ターンオフタイム相当の時間を経ｆｔ　ｔ　ｓの時点で
正側パルスアンプ１４１への起動指令信号ＧＰの信号レ
ベルは＠０”から′１”になシ正接続側サイリスタ変換
器１５１へのゲートが付勢されて正方向の２次側電流が
流れ始める。

ここで２次側電流の休止期間は誘導機２の該尚巻線は開
放され、１次巻線及び２次側他相巻線との相互誘導によ
シ誘起電圧が発生する。しかし、この体゛止区間での誘
導機２の磁気不平衡は小さい為に誘起電圧の値は小さい
。

第１５図には交流系統１の電圧が瞬時急変し之時の動作
波形を示す。ｔ４の時点までの動作は前の第１４図と同
一であり省略する。ｔ４の時点で交流系統１の電圧が急
変すると、回転周波数成分の過渡電流が２次側に発生す
る。重畳した回転周波数成分によシｔ、の時点で２次電
流ＩＭＩＩは零となるが指令値工、の極性は不変なので
正逆切替指令発生器１６は動作せず、信号ＰＮはレベル
＠１″を保持する。信号ＧＮはｔ、の時点でもレベル１
０”のままなので電力変換器は休止し、ｔ６の時点で再
び正側変換器１５１が通流を開始する。

従って１ｓからｔ６までの期間は誘導機２の該当相の２
次電流が開放され、磁気平衡を保つ為に必要な電流波形
Ｉ　ｗ　ａとの差に応じた磁気不平衡によシ大きな誘起
電圧が開放された２次巻線に発生する。この誘起電圧に
よシミ力変換器［７ａのサイリスタ変換器１５１，１５
２や誘導機２の２次巻線を破壊する欠点があった。

一般にサイリスタ電力変換器の過電圧保護方式としては
非線形抵抗素子をサイリスタ変換器に並列接続する方法
がある。この方法を応用した従来装置は第１６図に示す
ように電力変換装置７ａ〜７Ｃの出力端に非線形抵抗１
９ａ〜１９Ｃが接続゛される。このようにすると、第１
５図の時点ｔ。

からｔ６までの期間の誘起電圧は非線形抵抗素子１９８
〜１９ｃを導通させてこれに電流を流して過大電圧の発
生を抑制するが、この時の発生損失が大きく非線形抵抗
素子１９ａ〜１９Ｇの熱容量が膨大となる欠点があった
。

別の保護手段として第１７図に示すサイリスタ短絡スイ
ッチ２０８〜２０ｃなどで過電圧発生時に巻線間を短絡
させて誘導機２の２次回路の過電圧発生を防止する方法
がある。この方法によると交流系統１側の電圧急変が小
さくとも誘導機２の運転を停止する必要がある。従って
、高い信頼性を要する発電電動装置には採用出来ない欠
点があった。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、誘導機の２次側に無循環方式サイクロ
コンバータを接続し九発電電動装置において、交流系統
側急変時の過渡現象で発生する誘導機の２次側誘起電圧
から機器を保護する事によシ信頼性を高める事とサイク
ロコンバータの制御を持続させる事によシ過渡時の安定
性を高める事を機器の容量を増す事無く実現する事にあ
る。

〔発明の概要〕

本発明は、誘導機の２次側にサイクロコンバータを接続
した発電電動装置の過渡現象中にサイクロコンバータが
休止した時に発生する誘起電圧がサイクロコンバータの
最大出力を越える事と、誘起電圧の極性が次に動作すべ
き変換器に対して順電圧として印加される事に着目し、
過渡現象時の誘起電圧を検出して、サイクロコンバータ
を構成する逆並列接続されたサイリスタ変換器への動作
指令を制御するものである。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の実施例を図面により説明する。

第２図は実施例の構成を示す全体回路図である。

従来装置と同一の構成要素には同一の参照符号を付しで
ある。交流系統ｌ、誘誘導機２佼と同一であるので，詳
細説明は省略する。２２はｑ軸成分電流指令発生器で有
効電力検出器２１で検出する出力検出値Ｐと設定値の偏
差からｑ軸成分電流指令値ニ，を発生する。２３はｄ軸
成分電流指令発生器で交流系統１ｑ電圧実効値の検出値
Ｖと設定値の偏差からｄ軸成分電流指令値ニーを発生す
る。

２４ａ〜２４Ｃは電力変換装置で，第１図にてその１つ
の詳細な回路構成を示す。第１３図に示した従来装置と
同一構成要素には同一参照符号を付してその詳細説明を
省略する。２６は過電圧検出器で電力変換装置出力端電
圧を検出する電圧検出器２５の出力信号Ｖ　ｗ’　ａが
正の設定値Ｖｐよシ大（ｖｙ−）ｖｐ　）Ｏ時ニ出力Ｖ
Ｄのレベルを１１ｊ。

、信゛号Ｖｗａが負の設定値Ｖｍよシ小の時に出力ＶＤ
のレベルを１−１”、その他の時（Ｖ）ｌ≦Ｖ　Ｍ　Ａ
≦ｖｐ）Ｋレベルを１０”とする。但し、電圧信号Ｖｗ
ａは受電変圧器８の端子を短絡し電力変換装置２４の出
力端に電圧Ｖ　ｗ　ａを印加した時に正接続側サイリス
タ変換器１５１のサイリスタに順電圧が印加される方向
を正とする。２７は極性反転指令パルス発生器で、電流
零信号ＺＤがレベル″０”でかつ過電圧信号ＶＤが＠０
”から“１”に変化した時にレベル°１″の正パルスＳ
Ｗを発生する。過電圧信号ＶＤがレベル″″Ｏｎから＠
ｌ　１＃に変化した時にレベル１−１＃の負パルスＳＷ
を発生する。但しパルスを１回発生した後の設定期間内
は前記のパルスＳＷを発生する条件が満足されてもパル
スを発生しない構成としている。この設定期間は反転指
令パルスＳＷが発生してから逆極性の電流が通流開始し
電流零信号ＺＤが１０”から＠ｌ”に変化するまでの期
間に対応°する。２８は極性指令反転器で，２次電流極
性切替発生器１６の出力信号，ＰＤと反転指令パルスＳ
Ｗを入力して正逆切替指令信号ＰＮを発生する。パルス
が発生せず指令パルスＳＷが“０”の時は切替指令信号
ＰＮの信号レベルは信号ＦＤのレベルに等しい。正の反
転指令パルスＳＷが入力されると信号ＰＤの信号レベル
によらず切替指令信号ＰＮは瞬時にレベル１１”になシ
，負の反転指令パルスＳＷが入力されると信号ＰＤの信
号レベルによらず切替指令信号ＰＮは瞬時にレベル１０
”になる構成としている。

以上の実施例の構成で誘導機２を運転した時の各部動作
波形を第３図に示す。電流指令値ニーの極性が１１の時
点で負から正に変わると、正逆切替指令回路１６の出力
信号ＰＤはレベル１０”から′１”に変わり，極性指令
反転器２８の出力信号ＰＮもレベル＠０”から１１”に
変わる。２次電流工舅．が′０”Ｋなったｔ！の時点で
逆側ゲートパルスアンプ１４２に起動指令を与えていた
信４ＯＮの信号レベルは＠１”から１０＃になシ、逆接
続側のサイリスタゲートパルスは消滅する。

この時，電力変換回路２４は休止期間に入シ、相互誘導
による誘起電圧が発生するが、誘導機２の磁気不平衡は
小さいので過電圧検出器２６の出力信号ＶＤはレベル′
″０”のままであシ、従って極性反転指令パルス発生器
２７はパルスを発生しないので信号ＰＮはレベル＠ｌ”
を保持する。その後サイリスタターンオフタイム相当の
時を経たｔｓの時点で正側パルスアンプ１４１への起動
指令ＧＰの信号レベルは“０＃から１１”になり、正接
続側サイリスタ変換器１５１のゲートが付勢されて正方
向の２次電流が流れ始める。ｔ４の時点で交流系統１の
電圧が急変すると回転周波数成分の過渡電流が発生し、
重畳した回転周波数成分によりｔｓの時点で２次電流Ｉ
Ｍ＆は零となシ零電流検出信号ＺＤはレベル″′ｌ”か
ら＠Ｏ”に変る。

この時、電力変換装置は開放されて過電圧が発生する。

電圧の極性は常に次に動作すべき変換器に対して順電圧
方向となるのでｔｓの時点では逆方向の電圧が発生し過
電圧検出信号ＶＤは＠０”から″−１ｍに変わる。従っ
てパルス発生器２７は負のパルスＳＷを発生し信号ＰＮ
はレベル＠１”から“０“に反転する。既に電流零検出
信号ＺＤはレベル″′０＃でおるから正側パルスアンプ
１４１への起動指令ＧＰの信号レベルは１１′から１０
”になる。休止期間を経たｔｓの時点で負側パルスアン
プ１４２への起動指令信号ＧＮがレベル″Ｏ”から１１
”になシ、負方向の電流が通流を開始するまでの期間は
非線形抵抗素子１９ａに電流ＩＩＩが通流する。ｔ７の
時点ではｔｓ時点とは逆に正のパルスＳＷが′発生し極
性反転動作を開始する。

ｔｓの時点で正側サイリスタ変換器１５１が通流を開始
する。１．の時点で電流指令値Ｉ−の極性が正から負に
変わシ出力信号ＦＤはレベル″″１”からレベル１０”
になる。極性指令信号ＰＮは極性指令発生器１６の出力
信号ＺＤのレベルが″１＃から′″０”に変わると同時
に″１＃から“０＃となる。しかし電流零信号ＺＤはレ
ベル＠ｌ”のままなのでゲート信号への起動指令信号Ｇ
Ｐ、ＧＮは各々信号レベルを保持する。ｔｔｏの時点で
ｔｓＯ時点と同じく電流Ｉ　ｗ　ａが零になると、負側
の反転指令パルスＳＷが発生するが極性信号ＰＮは既に
レベル＠０”になっているので信号ＰＮの反転は起きな
い。一方、電流零信号ＺＤはレベル′１１から１０”に
なるので正側ゲートパルスアンプ１４１への起動指令Ｇ
Ｐはレベル１１＃から１０”となる。これよｐ休止期間
を経たｔ１３の時点で負側パルスアンプ１４２への起動
指令信号ＧＮがレベル“０”から＠ｌ＃となり負側電流
が通流開始する。

以上説明した様に本実施例によれば、非線形抵抗素子１
９ａの電流責務は変換器２４の休止期間□のみとなシ、
大幅に抵抗素子の電流容量を低減しながら誘起過電圧保
護が実現出来る。また、無循環方式サイクロコンバータ
の構成をもつ変換器２４ａ　（２４ｂ、２４Ｃ）でも過
渡時の回転周波数成分の電流の通流が可能となシ、サイ
リスタ位相制御を継続可能である。これによ）交流系統
１側の過渡現象発生時にも発電もしくは電動動作の継続
が可能となシ、高い信頼性が実現出来る。第３図は別の
実施例を示す図。第１図の極性反転指゛令パルス発生器
２７が電流零信号ＺＤを入力して極性反転指令パルスＳ
Ｗを発生していたのに対し、第３図のパルス発生器２９
では過電圧信号ＶＤのみを入力している。これは変換器
２４が開放されたからこそ誘起電圧が過電圧となるので
あるから電流零信号ＺＤで電流零を確認する必要はない
という考え方を用いた実施例である。

第５図は更に別の実施例を示す図。この実施例は第１図
の正逆切替論理回路゛１７に対応する正逆切替論理回路
３０に反転指令パルス５Ｗｔ−入力していることを特徴
とする。即ち極性指令信号ＰＮが反転した後で電流零信
号ＺＤが１１”から１０″になった時に通流極性の変換
器への起動指令が１１”から“Ｏ＃となり、休止期間を
経てから反対極性の起動指令信号ＧＮカー〇”から＠ｌ
”となる第１図の方式では、過電圧信号ＶＤにより極性
切替する場合も通常の極性切替の場合も休止期間が発生
する。しかしながら過電圧発生時に極性切替を行う場合
は、８４図の実施例の説明で述べ九如く、既に電流Ｉｍ
ａが零であるからこそ過電圧信号ＶＤが”０＃から１±
１＃になったのである。

通常の極性切替の場合、例えば前述の第３図の１２から
ｔｓの期間では電流検出器１１の精度に応じ九期間をサ
イリスタのターンオフ時間に加える必要がある。この点
第５図の実施例は上記の事実を用い、極性切替パルスＳ
Ｗと共に信号ＺＮがレベル１０”になった場合は休止期
間を短くする装置を加え友ものである。熱論、第５図の
極性切替パルス発生器２７に替えて第４図のパルス発生
器２９を用いる事も可能でらる。

第６図〜第８図は本発明の更に別の実施例を示す。前述
した第１図、第４図、第５図の実施例では電流制御装置
１２は２次側各相で独立に電流指令値ニールニーと検出
値工Ｍ、〜Ｉｗａの偏差を入力として移相器１３に指令
信号を発生していた。第６図の電力変換装置３１ａは第
７図の機器構成の如く２次側各相の電流検出値１１１１
１．Ｉ□、■１．から電流制御装置３２により集中的に
各相の移相器への指令を発生させるものに本発明を適用
した実施例を示す。この実施例では電流制御装置３２の
指令値ｖ１を移相器１３に入力し、電流演算器６の指令
値１．ｔ−極性切替指令発生器１６に入力し、電流検出
器１１の検出信号Ｉｍａを電流制御装置３２に帰還する
構成をとっている。第８図は電流制御装置３２の構成を
示す。３３は電流ベクトル演算器で２次電流各相の電流
検出値ＩＭ＆ＨＩＭｌｋ＊工証、と位相検出器３の出力
信号ｃｏｓθ、　ｓｉｎθを入力してｑ軸、ｄ軸成分電
流信号工ｑ、Ｉａを下式の演算で発生する。但しに１は
定数である。

３４は電圧指令演算器でｑ軸、ｄ軸各々の成分の電流指
令値Ｉｑ、Ｉｄと検出値Ｉ＠、Ｉ−の偏差から電圧指令
Ｖ、、Ｖ−を発生する。３５は電圧ベクトル演算器で電
流ベクトル演算器と同様の構成で、ｑ軸、ｄ軸成分の電
圧指令Ｖｑ　、Ｖ４を人力して２次側各相の移相器への
指令値Ｖ−、Ｖｂ、Ｖ−ｔ−下式の演算で発生する。但
しに２は定数である。

第９図は第６図の電力変換装置の変形実施例を示す図で
、前の第３図に示したパルス発生器２９を用いた例を示
す。第１０図は同じく第６図の電力変換装置の更に別の
変形実施例を示す図で、前の第５図に示した正逆切替論
理回路３０を用いた例を示す。

第７図の構成の如く各相の移相器への指令を集中的に行
うとｑ軸成分とｄ軸成分の干渉を弱め、電圧制御と有効
電力制御を同時に高速化可能とする効果がある。また交
流系統側急変時の過渡現象を小さくする効果もある。

〔発明の効果〕

本発明によれば、誘導機の２次側に無循環方式サイクロ
コンバータを接続した発電電動装置において交流系統側
で発生した過渡現象時の誘起電圧から機器を保護して信
頼性を高める効果と過渡現象時にもサイクロコンバータ
制御を持続させる事によシ過渡時の安定性を高め運転信
頼性を高める効果を共に得る事が出来る。また誘導機や
サイクロコンバータの容量を全く変更せずに上記効果が
得られるので発電電動装置としての経済性を保つ効果も
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第１０図は本発明の実施例を示すもので、第１
図は電力変換装置の回路図、第２図は誘導発電電動装置
の全体回路図、第３図は動作波形図、第４図と第５図は
電力変換装置の変形例の回路図、第６図は他の実施例に
おける電力変換装置の回路図、第７図はその誘導発電電
動装置の全体回路図、第８図はその電流制御装置の回路
図、第９図と第１θ図はその電力変換装置の変形例の回
路図であり、第１１図〜第１７図は従来装置を示すもの
で、第１１図は誘導発電電動装置の全体回路図、第１２
図はその電流指令演算器の回路図。 第１３図はその電力変換装置の回路図、第１４図と第１
５図はその動作波形図、第１６図と第１７図はその変形
例の全体回路図である。 １・・・交流系統、２・・・誘導機、３・・・位相検出
器、６・・・電流指令演算器、ｆ３ａ〜８Ｃ・・・受電
変圧器、１’ｌ・・・電流検出器、１２．３２・・・電
流制御装置、１３・・・移相器、１５１，１５２・・・
サイリスタ変換器、１６・・・極性切替指令発生器、１
７・・・正逆切替論理回路、１８・・・電流零検出器、
２２．２３・・・電流指令発生器、　２４　ａ〜２４　
ｃ、　３１　ａ　〜３１　ｃ・・・電力変換装置、２５
・・・電圧検出器、２６・・・過電圧検出器、２７．２
９・・・極性反転指令パルス発生器、２８・・・極性指
令反転器、３０・・・正逆切替論理回路、３３・・・電
流ベクトル演算器、３４・・・電圧指令演算器、３５・
・・電圧ベクトル演算器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、交流系統に１次側が接続された誘導機と、正接続側
   サイリスタ変換器とこれに逆並列された逆接続側サイリ
   スタ変換器とからなるサイリスタ変換器を前記誘導機の
   ２次側各相に接続する事により２次電流を供給するサイ
   リスタ電力変換装置と、前記交流系統の電圧位相と電気
   角で表わした前記誘導機２次側回転位相の差に等しいす
   べり位相を検出する位相検出器と、このすべり位相に対
   して互いにπ／２だけ位相の異なる２つの成分の前記誘
   導機２次電流指令値を発生する電流指令発生器と、この
   電流指令値と前記位相検出器のすべり位相とから前記誘
   導機２次側各相の電流パターンを発生する電流指令発生
   器と、前記サイリスタ電力変換装置の出力電流を検出す
   る電流検出器と、この電流検出値と前記電流指令発生器
   の電流パターンの偏差が零となる様に前記サイリスタ電
   力変換装置のサイリスタ点弧位相を制御する位相制御装
   置と、前記電流検出器の電流検出値と前記電流指令発生
   器の電流パターンとから前記サイリスタ電力変換装置の
   正逆切替信号を発生する極性切替装置とを備えた誘導発
   電電動装置において、前記サイリスタ電力変換装置の出
   力端電圧を検出する電圧検出装置と、この電圧検出装置
   による検出値が設定範囲になつた時に前記極性切替装置
   の正逆切替信号を反転させる極性指令反転装置を設けた
   事を特徴とする誘導発電電動装置。