KR20160122922A - 3상 인버터의 옵셋 전압 생성 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 3상 인버터의 연속 변조 및 불연속 변조를 제어하기 위한 옵셋 전압을 생성하는 장치 및 방법에 관한 것이다. 본 발명의 일 실시예에 따른 3상 인버터의 옵셋 전압 생성 장치는, 제1 상 전압 신호를 최대 제한값 및 최소 제한값과 비교하여 제1 제한 전압 신호를 출력하는 제1 제한기, 제2 상 전압 신호를 최대 제한값 및 최소 제한값과 비교하여 제2 제한 전압 신호를 출력하는 제2 제한기, 제3 상 전압 신호를 최대 제한값 및 최소 제한값과 비교하여 제3 제한 전압 신호를 출력하는 제3 제한기 및 상기 제1 상 전압 신호와 상기 제1 제한 전압 신호의 차이값, 상기 제2 상 전압 신호와 상기 제2 제한 전압 신호의 차이값, 상기 제3 상 전압 신호와 상기 제3 제한 전압 신호의 차이값을 합산하여 옵셋 전압을 출력하는 합산기를 포함하고, 상기 최대 제한값 및 상기 최소 제한값은 상기 3상 인버터의 직류단 전압에 의해 결정되는 것을 특징으로 한다. 본 발명에 의하면 별도의 옵셋 전압 계산 없이 가중치의 조절만으로 3상 인버터의 전압 변조 방식을 연속 변조 방식에서 불연속 변조 방식으로 용이하게 절환할 수 있는 장점이 있다.

Description

3상 인버터의 옵셋 전압 생성 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR GENERATING OFFSET VOLTAGE OF 3-PHASE INVERTER}
본 발명은 3상 인버터의 연속 변조 및 불연속 변조를 제어하기 위한 옵셋 전압을 생성하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
전력용 반도체(Power Semiconductor) 기술의 발전으로 고속의 스위칭(Switching)이 가능한 전력 소자를 이용하여 가변 전압 가변 주파수(Variable Voltage and Variable Frequency : VVVF)의 전원을 비교적 쉽게 구현할 수 있다. 가변 전압 가변 주파수를 발생시키는 회로로는 주로 직류의 전압원을 입력으로 하여 교류의 가변 전압원을 발생시키는 전압형 인버터(Voltage Source Inverter)가 사용된다. 이러한 전압형 인버터는 ESS(Energy Storage System), 태양광 인버터(PV Inverter), 전동기 구동(Motor Drive) 기술에 주로 사용된다.
이와 같은 전압형 인버터에 의해 생성되는 전압을 변조하기 위하여 여러 가지 변조 방식이 사용된다. 이와 같은 변조 방식 중 대표적인 것은 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation, PWM) 방식인데, PWM은 다시 연속 변조 방식과 불연속 변조 방식으로 나누어진다. 연속 변조 방식의 예로는 정현파 PWM(Sinusoidal PWM, SPWM), 공간 벡터 PWM(Space Vector PWM, SVPWM) 등을 들 수 있고, 불연속 변조 방식의 예로는 전력용 반도체의 스위칭 손실(loss)를 줄이기 위한 60° 불연속 PWM(Discontinuous PWM, DPWM)을 들 수 있다.
이러한 연속 또는 불연속 변조 방식들은 옵셋(offset) 전압과 삼각파와 같은 반송파를 서로 비교하여 전압을 변조하는데, 연속 변조 방식과 불연속 변조 방식은 서로 다른 옵셋 전압에 의해 구현된다. 그런데 종래 기술에 따르면, 3상 인버터를 연속 변조 방식에서 불연속 변조 방식으로 절환하고자 할 경우, 변조 지수(Modulation Index, MI)에 따라 불연속 변조 방식을 위한 옵셋 전압을 따로 계산해야만 하는 문제점이 있다. 또한 종래의 옵셋 전압을 이용한 전압 변조 방식에 따르면 옵셋 전압이 필요하지 않은 구간에서도 지속적으로 옵셋 전압이 주입되기 때문에 인버터 내에 영상분 전압(zero sequence voltage)이 항상 존재하게 된다.
본 발명은 별도의 계산 과정 없이 3상 인버터의 전압 변조 방식을 연속 변조 방식에서 불연속 변조 방식으로 용이하게 절환할 수 있는 3상 인버터의 옵셋 전압 생성 장치 및 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한 본 발명은 불연속 변조 구간의 조절을 통해 변조 지수가 낮은 구간에서 종래의 불연속 변조 방식에 비해 전 고조파 왜율(THD)을 감소시키면서 전압 변조 지수가 높은 구간에서는 종래의 연속 변조 방식에 비해 스위칭 손실을 감소시킬 수 있는 3상 인버터의 옵셋 전압 생성 장치 및 방법을 제공하는 것을 다른 목적으로 한다.
또한 본 발명은 최소의 실효치(Root Mean Square, RMS)를 갖는 옵셋 전압을 생성함으로써 불필요한 영상분 전압의 발생을 최소화할 수 있는 3상 인버터의 옵셋 전압 생성 장치 및 방법을 제공하는 것을 또 다른 목적으로 한다.
본 발명의 목적들은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있고, 본 발명의 실시예에 의해 보다 분명하게 이해될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허 청구 범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
이러한 목적을 달성하기 위한 본 발명은 3상 인버터의 옵셋 전압 생성 장치에 있어서, 제1 상 전압 신호를 최대 제한값 및 최소 제한값과 비교하여 제1 제한 전압 신호를 출력하는 제1 제한기, 제2 상 전압 신호를 최대 제한값 및 최소 제한값과 비교하여 제2 제한 전압 신호를 출력하는 제2 제한기, 제3 상 전압 신호를 최대 제한값 및 최소 제한값과 비교하여 제3 제한 전압 신호를 출력하는 제3 제한기 및 상기 제1 상 전압 신호와 상기 제1 제한 전압 신호의 차이값, 상기 제2 상 전압 신호와 상기 제2 제한 전압 신호의 차이값, 상기 제3 상 전압 신호와 상기 제3 제한 전압 신호의 차이값을 합산하여 옵셋 전압을 출력하는 합산기를 포함하고, 상기 최대 제한값 및 상기 최소 제한값은 상기 3상 인버터의 직류단 전압에 의해 결정되는 것을 특징으로 한다.
또한 본 발명은 3상 인버터에 포함되는 다수의 스위칭 소자의 스위칭 동작을 제어하기 위한 3상 인버터 제어 장치에 있어서, 제1 상 전압 신호, 제2 상 전압 신호, 제3 상 전압 신호를 각각 최대 제한값 및 최소 제한값과 비교하여 옵셋 전압을 생성하고, 상기 제1 상 전압 신호, 상기 제2 상 전압 신호, 상기 제3 상 전압 신호 각각과 상기 옵셋 전압을 합산하여 제1 극 전압 신호, 제2 극 전압 신호, 제3 극 전압 신호를 생성하는 극 전압 신호 생성부 및 상기 제1 극 전압 신호, 상기 제2 극 전압 신호, 상기 제3 극 전압 신호를 반송파와 비교하여 상기 다수의 스위칭 소자에 대한 제어 신호를 생성하는 제어 신호 생성부를 포함하고, 상기 최대 제한값 및 상기 최소 제한값은 상기 3상 인버터의 직류단 전압에 의해 결정되는 것을 특징으로 한다.
전술한 바와 같은 본 발명에 의하면, 별도의 계산 과정 없이 3상 인버터의 전압 변조 방식을 연속 변조 방식에서 불연속 변조 방식으로 용이하게 절환할 수 있는 장점이 있다.
또한 본 발명에 의하면, 불연속 변조 구간의 조절을 통해 변조 지수가 낮은 구간에서 종래의 불연속 변조 방식에 비해 전 고조파 왜율(THD)을 감소시키면서 변조 지수가 높은 구간에서는 종래의 연속 변조 방식에 비해 스위칭 손실을 감소시킬 수 있는 장점이 있다.
또한 본 발명에 의하면, 최소의 실효치를 갖는 옵셋 전압을 생성함으로써 불필요한 영상분 전압의 발생을 최소화할 수 있는 장점이 있다.
도 1은 본 발명에 따른 3상 인버터의 옵셋 전압 생성 방법이 적용되는 3상 인버터의 일 실시예이다.
도 2는 종래 기술에 따른 PWM 제어부의 극 전압 신호 생성부에서 3상의 극 전압 신호를 생성하는 과정을 나타낸다.
도 3은 종래 기술에 따른 PWM 제어부의 제어 신호 생성부에서 3상의 극 전압 신호를 이용하여 스위칭 소자에 대한 제어 신호를 생성하는 과정을 나타낸다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 PWM 제어부에 포함되는 극 전압 신호 생성부의 구성도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 옵셋 전압 생성부의 구성도이다.
도 6 내지 도 8은 변조 지수(MI)를 다르게 설정할 때, 본 발명에 따른 PWM 제어 방식, 종래의 SPWM 제어 방식, 종래의 SVPWM 제어 방식, 종래의 60°DPWM 제어 방식에 의한 옵셋 전압 및 극 전압의 파형을 비교하기 위한 그래프이다.
도 9는 역률에 따른 연속 변조 방식의 스위칭 손실 대비 각 변조 방식의 스위칭 손실의 비율을 나타내는 그래프이다.
도 10은 종래의 연속 변조 방식 및 불연속 변조 방식의 가중 전 고조파 왜율(WTHD)과 본 발명에 따른 옵셋 전압 생성 방법에 따른 변조 방식의 가중 전 고조파 왜율을 비교하기 위한 그래프이다.
전술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 후술되며, 이에 따라 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 상세한 설명을 생략한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다. 도면에서 동일한 참조부호는 동일 또는 유사한 구성요소를 가리키는 것으로 사용된다.
도 1은 본 발명에 따른 3상 인버터의 옵셋 전압 생성 방법이 적용되는 3상 인버터의 일 실시예이다. 참고로 도 1에 도시된 3상 인버터는 ESS나 전동기 구동에 사용되는 일반적인 2레벨 3상 전압형 인버터이다.
도 1을 참조하면, 3상 인버터는 평활화부(101) 및 스위칭부(102)로 구성된다. 3상 인버터는 외부에서 입력되는 3상 교류 전압을 정류부(미도시)를 통해 DC 전압으로 정류하고, 정류된 DC 전압은 도 1에 도시된 평활화부(101)를 통해 2개의 직류단에서 각각 직류단 전압(VDC/2)으로 평활화된다. 도 1에서 n은 가상의 직류단 중성점을 나타낸다.
이와 같이 평활화된 직류단 전압(VDC/2)은 스위칭부(102)에 포함된 다수의 스위칭 소자(a1, a2, b1, b2, c1, c2)를 통해 3상 교류 전압으로 변환된다. 이 때 스위칭 소자(a1)과 스위칭 소자(a2)는 서로 상보적(complementary)으로 온/오프(on/off)되고, 마찬가지로 스위칭 소자(b1) 및 스위칭 소자(b2), 스위칭 소자(c1) 및 스위칭 소자(c2)는 서로 상보적으로 온/오프된다.
이와 같은 스위칭부(102)의 스위칭 동작에 의해 생성된 3상 교류 전압은 전동기와 같은 부하(103)로 입력된다.
전술한 바와 같이 스위칭부(102)에 포함된 다수의 스위칭 소자(a1, a2, b1, b2, c1, c2)는 각각 상보적인 온/오프 동작에 의해 3상 교류 전압을 생성한다. 이 때 스위칭 소자(a1, a2, b1, b2, c1, c2)의 스위칭 동작(온/오프 동작)은 도 1에 도시된 바와 같은 PWM 제어부(104)에 의해 출력되는 제어 신호에 의해 이루어진다. PWM 제어부(104)는 외부로부터 입력되는 3상의 상 전압 신호를 이용하여 각각의 스위칭 소자(a1, a2, b1, b2, c1, c2)의 스위칭 동작을 제어하기 위한 제어 신호를 생성한다.
도 2는 종래 기술에 따른 PWM 제어부(104)의 극 전압 신호 생성부에서 3상의 극 전압 신호를 생성하는 과정을 나타낸다.
도 2를 참조하면, PWM 제어부(104)의 극 전압 신호 생성부는 제1 상 전압 신호(V* as), 제2 상 전압 신호(V* bs), 제3 상 전압 신호(V* cs)를 포함하는 3상의 상 전압 신호(201)를 옵셋 전압 생성부(202)에서 생성되는 옵셋 전압(V* sn)과 합산하여(203) 제1 극 전압 신호(V* an), 제2 극 전압 신호(V* bn), 제3 극 전압 신호(V* cn)를 포함하는 3상의 극 전압 신호(203)를 생성한다. 이 때 옵셋 전압(V* sn)은 극 전압 신호(203)에 공통적으로 존재하는 성분으로서 영상분(zero sequence voltage) 전압이므로 선간 전압의 합성에는 영향을 미치지 않는다.
이에 따라 극 전압 신호(203), 상 전압 신호(201) 및 옵셋 전압(V* sn) 사이에는 다음과 같은 관계가 성립된다.
Figure pat00001
도 3은 종래 기술에 따른 PWM 제어부(104)의 제어 신호 생성부에서 3상의 극 전압 신호를 이용하여 스위칭 소자에 대한 제어 신호를 생성하는 과정을 나타낸다.
도 2와 같은 과정을 통해 생성된 극 전압 신호(301), 즉 제1 극 전압 신호(V* an), 제2 극 전압 신호(V* bn), 제3 극 전압 신호(V* cn)는 도 3과 같이 반송파(302)와 비교된다. 도 3에 도시된 반송파(302)는 삼각 반송파(triangular carrier ave)이나 변조 방식에 따라 다른 형태의 반송파가 사용될 수도 있다. 도 3과 같이 반송파(302)의 주기는 스위칭 주파수와 동일하며, 최대값은 VDC/2이고, 최소값은 -VDC/2이다.
종래 기술에 따르면 도 3과 같이 극 전압 신호(301) 각각과 반송파(302)의 차이를 구하고, 그 차이가 0보다 크거나 같으면 1을, 0보다 작으면 0을 각각 출력한다(303). 이에 따라 극 전압 신호(301) 각각과 반송파(302)의 차이가 0보다 크면 스위칭 소자(a1, b1, c1)에 대한 온 신호가 출력되고, 0보다 작으면 NOT 게이트(304)에 의해 스위칭 소자(a2, b2, c2)에 대한 온 신호가 출력된다.
도 2 및 도 3과 같은 종래의 PWM 제어부(104)의 제어 신호 생성 과정에서는 옵셋 전압 생성부(202)에서 생성되는 옵셋 전압(V* sn)의 형태에 따라 최종적으로 변조 방식이 결정된다. 예컨대 연속 변조 방식인 정현파 PWM(SPWM)의 옵셋 전압(V* sn)은 다음과 같다.
Figure pat00002
또한 공간 벡터 PWM(SVPWM)의 옵셋 전압(V* sn)은 다음과 같다.
Figure pat00003
여기서 Vmax는 제1 상 전압 신호(V* as), 제2 상 전압 신호(V* bs), 제3 상 전압 신호(V* cs) 중 가장 큰 전압을, Vmin은 가장 작은 전압을 나타낸다. [수학식 3]의 옵셋 전압(V* sn)에 따른 공간 벡터 PWM(SVPWM)은 반송파의 한 주기 동안 모든 상의 스위칭 소자에 대한 제어 신호가 변하게 되는 연속 변조 방식이다.
한편, 스위칭 손실을 적게하기 위해 한 상의 스위칭 소자에 대한 제어 신호가 변하지 않는 변조 방식을 불연속 변조 방식이라 하는데, 대표적인 불연속 전압 변조 방식인 60°불연속 PWM(DPWM)은 상 전압 신호의 최대 부근으로 60°씩 스위칭 불연속 구간을 가지는 방식으로 다음과 같은 옵셋 전압(V* sn)을 갖는다.
Figure pat00004
이와 같이 옵셋 전압을 이용한 PWM 제어에 있어서, 연속 전압 방식에서 불연속 변조 방식으로의 절환을 위해서는 [수학식 2] 내지 [수학식 4]와 같이 서로 다른 옵셋 전압의 계산이 필요하다.
또한 이와 같이 계산된 옵셋 전압에 의한 종래의 불연속 변조 방식에 따르면 스위칭 손실이 감소되지만 출력 전류의 전 고조파 왜율(Total Harmonic Distortion, THD)이 증가한다는 단점이 존재한다. 또한 종래의 연속 변조 방식에 따르면, 출력 전류의 THD는 불연속 변조 방식에 비해 낮지만 스위칭 손실이 증가한다는 단점이 존재한다.
또한 기존의 옵셋 전압을 이용한 불연속 변조 방식에 따르면, 불연속 변조 구간이 항상 기본파 한주기의 120°로 정해진다. 따라서 변조 지수(Modulation Index, MI)가 낮을 때, 불연속 변조 방식에 의한 출력 전류의 THD는 매우 크다. 이에 따라 스위칭 손실을 줄이기 위해서는 불연속 변조가 시작되는 변조 지수가 제한될 수 있다는 단점도 존재한다.
한편, 전술한 바와 같은 종래의 옵셋 전압을 이용한 전압 변조 방식에 따르면 옵셋 전압이 필요하지 않은 구간에서도 지속적으로 옵셋 전압이 생성되어 PWM 제어부(104)를 통해 인버터에 주입된다. 이와 같은 옵셋 전압은 영상분 전압으로서 인버터와 연결되는 부하의 전력 효율 감소나 고장을 유발할 수 있다. 예컨대 이와 같은 영상분 전압이 계통 연계형 인버터를 사용하는 ESS나 태양광 모듈에 인가될 경우 누설 전류가 발생해 전력 효율이 감소할 수 있으며, 일반적인 유도 전동기의 구동 시 영상분 전압이 커지게 되면 축 방향 토크 또는 베어링 전류의 증가로 인한 절연 파괴가 일어날 수 있다.
이와 같은 종래 기술의 문제점을 극복하기 위하여, 본 발명에서는 별도의 계산 과정 없이 연속 변조 방식에서 불연속 변조 방식으로의 절환이 이루어지는 옵셋 전압 생성 방법 및 장치가 제공된다. 또한 본 발명에 따른 옵셋 전압 생성 방법 및 장치에 의하면 항상 최소의 실효치(RMS)를 갖는 옵셋 전압이 생성되어 인버터에 주입되므로 영상분 전압 성분의 최소화시킴으로써 인버터에 의해 구동되는 부하의 전력 효율 감소나 고장 발생을 줄일 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 PWM 제어부(104)에 포함되는 극 전압 신호 생성부의 구성도이다.
도 4를 참조하면, 극 전압 신호 생성부는 제1 상 전압 신호(V* as), 제2 상 전압 신호(V* bs), 제3 상 전압 신호(V* cs)를 포함하는 3상의 상 전압 신호(401)를 옵셋 전압 생성부(402)에서 생성되는 옵셋 전압(V* sn)과 합산하여(403) 제1 극 전압 신호(V* an), 제2 극 전압 신호(V* bn), 제3 극 전압 신호(V* cn)를 포함하는 3상의 극 전압 신호(403)를 생성한다.
도 4에서 본 발명의 일 실시예에 따른 옵셋 전압 생성부(402)는 상 전압 신호(401) 및 3상 인버터의 직류단 전압(VDC)을 이용하여 옵셋 전압(V* sn)을 생성한다.
도 1과 같은 인버터의 옵셋 전압(V* sn)은 다음과 같은 범위를 갖는다.
Figure pat00005
만약 [수학식 5]에서
Figure pat00006
라면
Figure pat00007
가 성립한다. 즉, 절대값이 최소가 되는 옵셋 전압은
Figure pat00008
가 된다. 반대로
Figure pat00009
라면
Figure pat00010
가 성립하게 되므로 절대값이 최소가 되는 옵셋 전압은
Figure pat00011
가 된다.
이에 따라 본 발명의 옵셋 전압 생성 장치에 의해 생성되는 옵셋 전압은 다음과 같이 정의된다.
Figure pat00012
이하에서는 도 5를 통해 옵셋 전압 생성부(402)에 의한 [수학식 6]에 따른 옵셋 전압(V* sn)의 생성 과정을 보다 구체적으로 설명한다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 옵셋 전압 생성부(402)의 구성도이다.
도 5를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 옵셋 전압 생성부(402)는 3상의 상 전압 신호(V* as, V* bs, V* cs) 및 이에 대응되는 제한 신호(Vas, Vbs, Vcs)를 이용하여 다음과 같은 수식에 따라 옵셋 전압(V* sn)을 생성한다.
Figure pat00013
여기서 제한 신호(Vas, Vbs, Vcs)는 각각 다음과 같다.
Figure pat00014
여기서 함수 bound()는 다음과 같이 정의된다.
Figure pat00015
본 발명의 일 실시예에 따른 옵셋 전압 생성부(402)는 다음과 같이 [수학식 7]과 같은 옵셋 전압(V* sn)을 생성한다. 도 5를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 옵셋 전압 생성부(402)는 상 전압 신호(501), 즉 제1 상 전압 신호(V* as), 제2 상 전압 신호(V* bs), 제3 상 전압 신호(V* cs) 각각에 각각 대응되는 제1 제한기(502(a)), 제2 제한기(502(b)), 제3 제한기(502(c))를 포함한다.
제1 제한기(502(a))는 제1 상 전압 신호(V* as)를 입력받고, 입력된 제1 상 전압 신호(V* as)를 최대 제한값 및 최소 제한값과 비교하여 제1 제한 신호(Vas)를 출력한다. 본 발명의 일 실시예에서, 최대 제한값은
Figure pat00016
로 설정되고, 최소 제한값은
Figure pat00017
로 설정될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에서, 제1 제한기(502(a))는 제1 상 전압 신호(V* as)가 최소 제한값 이상이고 최대 제한값 이하인 경우 제1 상 전압 신호(V* as)를 그대로 제1 제한 신호(Vas)로서 출력한다. 또한 제1 제한기(502(a))는 제1 상 전압 신호(V* as)가 최소 제한값 미만일 경우, 최소 제한 값을 제1 제한 신호(Vas)로서 출력한다. 또한 제1 제한기(502(a))는 제1 상 전압 신호(V* as)가 최대 제한값을 초과할 경우, 최대 제한 값을 제1 제한 신호(Vas)로서 출력한다.
도 5에 도시된 제2 제한기(502(b)) 및 제3 제한기(502(c)) 또한 위에서 설명한 제1 제한기(502(a))와 동일한 방식으로 각각 제2 제한 신호(Vbs) 및 제3 제한 신호(Vcs)를 출력한다.
이후 옵셋 전압 생성부(402)는 도 5와 같이 제1 제한 신호(Vas)와 제1 상 전압 신호(V* as)의 차이값(503(a)), 제2 제한 신호(Vbs)와 제2 상 전압 신호(V* bs)의 차이값(503(b)), 제3 제한 신호(Vcs)와 제3 상 전압 신호(V* cs)의 차이값(503(c))을 합산(504)한 결과를 옵셋 전압(V* sn)으로 출력한다.
도 5에서 3상의 상 전압 신호(501)가 최소 제한값보다 크거나 같고 최대 제한값보다 작거나 같을 때, 옵셋 전압 생성부(402)에 의해 생성되는 옵셋 전압(V* sn)은 0이 된다. 이와 같이 옵셋 전압(V* sn)이 0인 경우 도 1의 PWM 제어부(104)는 연속 변조 방식인 SPWM 방식으로 동작하게 된다. 한편, 상 전압 신호(501)가 최대 제한값보다 크거나 최소 제한값보다 작을 경우 옵셋 전압은 각각
Figure pat00018
또는
Figure pat00019
이 되며, 이에 따라 극 전압 신호는 각각 VDC/2 또는 -VDC/2가 되어 PWM 제어부(104)는 불연속 변조 방식으로 절환된다.
본 발명의 일 실시예에 따른 PWM 제어부(104)가 불연속 변조 방식으로 동작하기 위한 불연속 동작 범위는 변조 지수(MI)에 의해 결정된다. 여기서 변조 지수는 다음과 같이 정의된다.
Figure pat00020
[수학식 10]에서 Vm은 상 전압 신호의 크기(magnitude)를 의미한다.
결국 변조 지수가 미리 설정된 기준 지수(예컨대, 1)보다 작거나 같으면 PWM 제어부(104)는 연속 변조 방식으로 동작하게 되고, 변조 지수가 기준 지수보다 크면 PWM 제어부(104)는 불연속 변조 방식으로 동작하게 된다. 특히 변조 지수가 선형 변조 영역의 최대치인
Figure pat00021
(=1.1547)이 될 때 PWM 제어부(104)는 60°DPWM 방식으로 동작하게 된다.
도 6 내지 도 8은 변조 지수(MI)를 다르게 설정할 때, 본 발명에 따른 PWM 제어 방식, 종래의 SPWM 제어 방식, 종래의 SVPWM 제어 방식, 종래의 60°DPWM 제어 방식에 의한 옵셋 전압 및 극 전압의 파형을 비교하기 위한 그래프이다.
도 6에서, 본 발명에 따른 PWM 제어 방식의 변조 지수(MI)는 1로 설정된다. 도 6에서 601(a)는 본 발명에 따른 PWM 제어 방식 및 종래의 SPWM 제어 방식에 따른 극 전압 신호의 파형이고, 602(a)는 종래의 SVPWM 제어 방식의 극 전압 신호의 파형이며, 603(a)는 종래의 60°DPWM 제어 방식의 극 전압 신호의 파형이다.
또한 도 6에서 601(b)는 본 발명에 따른 PWM 제어 방식 및 종래의 SPWM 제어 방식에 따른 옵셋 전압의 파형이고, 602(b)는 종래의 SVPWM 제어 방식의 옵셋 전압의 파형이며, 603(b)는 종래의 60°DPWM 제어 방식의 옵셋 전압의 파형이다.
도 6에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 PWM 제어 방식의 변조 지수(MI)가 1보다 작거나 같도록 설정되면 본 발명에 따른 PWM 제어부(104)는 종래의 SPWM 제어 방식과 동일한 방식으로 동작하게 된다.
도 7에서, 본 발명에 따른 PWM 제어 방식의 변조 지수(MI)는 1.7로 설정된다. 도 7에서 701(a)는 종래의 SPWM 제어 방식에 따른 극 전압 신호의 파형이고, 702(a)는 종래의 60°DPWM 제어 방식의 극 전압 신호의 파형이며, 703(a)는 본 발명에 따른 PWM 제어 방식의 극 전압 신호의 파형이다.
또한 도 7에서 701(b)는 종래의 SPWM 제어 방식에 따른 옵셋 전압의 파형이고, 702(b)는 종래의 60°DPWM 제어 방식의 옵셋 전압의 파형이며, 703(b)는 본 발명에 따른 PWM 제어 방식의 옵셋 전압의 파형이다.
도 7에 도시된 바와 같이 변조 지수(MI)가 1보다 커질수록 본 발명에 따른 PWM 제어 방식의 불연속 변조 구간은 점차 길어지게 된다.
도 8에서, 본 발명에 따른 PWM 제어 방식의 변조 지수(MI)는
Figure pat00022
으로 설정된다. 도 8에서 801(a)는 종래의 SVPWM 제어 방식에 따른 극 전압 신호의 파형이고, 802(a)는 종래의 60°DPWM 제어 방식 및 본 발명에 따른 PWM 제어 방식의 극 전압 신호의 파형이다.
또한 도 8에서 801(b)는 종래의 SVPWM 제어 방식에 따른 옵셋 전압의 파형이고, 802(b)는 종래의 60°DPWM 제어 방식 및 본 발명에 따른 PWM 제어 방식의 옵셋 전압의 파형이다.
도 8에 도시된 바와 같이 변조 지수(MI)가 최대값인
Figure pat00023
이 되면 본 발명에 따른 PWM 제어부(104)는 종래의 60°DPWM 제어 방식과 동일한 방식으로 동작하게 되어 한 주기 동안 최대의 불연속 변조 구간을 갖게 된다.
특히 도 7 내지 도 8을 통해 알 수 있듯이 본 발명에 따른 PWM 제어 방식에 따르면 변조 지수(MI)가 1에서 최대값인
Figure pat00024
사이일 때에는 최소의 절대값을 갖는 옵셋 전압이 생성된다.
도 9는 역률에 따른 연속 변조 방식의 스위칭 손실 대비 각 변조 방식의 스위칭 손실의 비율을 나타내는 그래프이다.
도 9에는 연속 변조 방식, 즉 SPWM, SVPWM의 스위칭 손실(901)과 불연속 전압 변조 방식 중 60°DPWM의 스위칭 손실(903)이 나타나 있다. 또한 도 9에는 본 발명에 의한 PWM 제어 방식에서 변조 지수(MI)를 1에서
Figure pat00025
로 변화시킬 때의 스위칭 손실(902)이 나타나 있다.
도 9에 도시된 바와 같이, 본 발명에 의한 PWM 제어 방식은 변조 지수(MI)가 1일 때는 SPWM, 즉 연속 전압 변조 방식과 동일한 스위칭 손실(902)을 갖지만 변조 지수(MI)가 1 이상이 되면 불연속 변조 구간의 증가로 인해 스위칭 손실(902)이 점차 감소한다. 특히 변조 지수(MI)가 최대인
Figure pat00026
일 때 스위칭 손실(902)은 60°DPWM의 스위칭 손실(903)과 동일함을 확인할 수 있다.
도 10은 종래의 연속 변조 방식 및 불연속 변조 방식의 가중 전 고조파 왜율(WTHD)과 본 발명에 따른 옵셋 전압 생성 방법에 따른 변조 방식의 가중 전 고조파 왜율을 비교하기 위한 그래프이다.
도 13에 도시된 가중 전 고조파 왜율(Weighted Total Harmonic Distortion, WTHD)은 다음과 같이 정의된다.
Figure pat00027
[수학식 11]에서 ω1은 기본파 주파수, V1은 기본파의 크기(magnitude), n은 고조파의 배수, Vn은 n차 고조파의 크기를 나타낸다.
도 10에는 종래 60°DPWM 방식의 WTHD(1001), 종래 SPWM 방식의 WTHD(1002), 종래 SVPWM 방식의 WTHD(1003), 본 발명에 따른 PWM 제어 방식의 WTHD(1004)가 각각 도시되어 있다.
도 13에 나타난 바와 같이 변조 지수(MI)가 기준 지수(1) 이하일 경우 본 발명에 따른 PWM 제어 방식의 WTHD(1004)는 종래 SPWM 방식의 WTHD(1002)과 동일하게 나타난다. 그러나 변조 지수(MI)가 기준 지수(1)보다 커지게 되면 불연속 변조 구간이 증가하게 되어 WTHD(1004)는 점차 증가하게 된다. 그러나 이와 같은 증가에도 불구하고 본 발명에 따른 PWM 제어 방식의 WTHD(1004)는 종래 60°DPWM 방식의 WTHD(1001)보다는 항상 낮게 나타난다.
지금까지 설명한 본 발명의 PWM 제어 방식은 상 전압 신호, 제한기 및 가중치를 이용하여 계산된 영상분 전압 혹은 옵셋 전압을 이용한 삼각파 비교에 따른 전압 변조 방법이다. 본 발명의 효과인 연속 전압 변조에서 불연속 전압 변조로의 자연스러운 절환은 제한기를 통과한 3상의 상 전압 신호와 각 상 전압 신호의 차이의 합산을 통해 달성되며, 불연속 전압 변조 구간의 조절은 제한기에 입력되는 최대 제한값 및 최소 제한값에 의해 달성된다.
이와 같이 생성된 옵셋 전압을 이용할 때, 변조 지수가 기준 지수(1) 이하일 때, PWM 제어부는 연속 변조 방식으로 동작하고, 변조 지수가 불연속 변조 시작점보다 커지면 PWM 제어부는 불연속 변조 방식으로 절환된다. 본 발명에 의한 PWM 제어 방식을 ESS용 인버터, 태양광 모듈용 인버터, 전동기 구동용 인버터 등에 적용한다면, 불연속 변조 구간의 조절을 통해 변조 지수가 낮은 구간에서도 종래의 불연속 변조 방식에 비해 THD를 감소시킬 수 있으며, 변조 지수가 높은 구간에서는 종래의 연속 변조 방식에 비해 스위칭 손실을 감소시킬 수 있다.또한 본 발명에 따른 옵셋 전압 생성 방법 및 장치에 의하면 항상 최소의 실효치(RMS)를 갖는 옵셋 전압이 생성되어 인버터에 주입되므로 영상분 전압 성분의 최소화시킴으로써 인버터에 의해 구동되는 부하의 전력 효율 감소나 고장 발생을 줄일 수 있다.
전술한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.

Claims (8)

  1. 3상 인버터의 옵셋 전압 생성 장치에 있어서,
    제1 상 전압 신호를 최대 제한값 및 최소 제한값과 비교하여 제1 제한 전압 신호를 출력하는 제1 제한기;
    제2 상 전압 신호를 최대 제한값 및 최소 제한값과 비교하여 제2 제한 전압 신호를 출력하는 제2 제한기;
    제3 상 전압 신호를 최대 제한값 및 최소 제한값과 비교하여 제3 제한 전압 신호를 출력하는 제3 제한기; 및
    상기 제1 상 전압 신호와 상기 제1 제한 전압 신호의 차이값, 상기 제2 상 전압 신호와 상기 제2 제한 전압 신호의 차이값, 상기 제3 상 전압 신호와 상기 제3 제한 전압 신호의 차이값을 합산하여 옵셋 전압을 출력하는 합산기를 포함하고,
    상기 합산기는
    상기 3상 인버터의 직류단 전압에 의해 결정되는 변조 지수에 따라 서로 다른 옵셋 전압을 출력하여 상기 3상 인버터의 변조 방식을 변경하는
    3상 인버터의 옵셋 전압 생성 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 제한기, 상기 제2 제한기, 상기 제3 제한기는
    상기 제1 상 전압 신호, 상기 제2 상 전압 신호, 상기 제3 상 전압 신호가 상기 최소 제한값 이상이고 상기 최대 제한값 이하인 경우 상기 제1 상 전압 신호, 상기 제2 상 전압 신호, 상기 제3 상 전압 신호를 각각 상기 제1 제한 전압 신호, 상기 제2 제한 전압 신호, 상기 제3 제한 전압 신호로서 출력하고,
    상기 제1 상 전압 신호, 상기 제2 상 전압 신호, 상기 제3 상 전압 신호가 상기 최소 제한값 미만일 경우 상기 최소 제한 값을 상기 제1 제한 전압 신호, 상기 제2 제한 전압 신호, 상기 제3 제한 전압 신호로서 출력하고,
    상기 제1 상 전압 신호, 상기 제2 상 전압 신호, 상기 제3 상 전압 신호가 상기 최대 제한값을 초과할 경우 상기 최대 제한 값을 상기 제1 제한 전압 신호, 상기 제2 제한 전압 신호, 상기 제3 제한 전압 신호로서 출력하는
    3상 인버터의 옵셋 전압 생성 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제1 상 전압 신호, 상기 제2 상 전압 신호, 상기 제3 상 전압 신호가 상기 최소 제한값 이상이고 상기 최대 제한값 이하인 경우 상기 3상 인버터는 연속 변조 방식으로 동작하고,
    상기 제1 상 전압 신호, 상기 제2 상 전압 신호, 상기 제3 상 전압 신호가 상기 최소 제한값 미만이거나 상기 최대 제한값을 초과할 경우 상기 3상 인버터는 불연속 변조 방식으로 동작하는
    3상 인버터의 옵셋 전압 생성 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 3상 인버터의 변조 지수가 기준 지수보다 작거나 같으면 상기 3상 인버터는 연속 변조 방식으로 동작하고,
    상기 3상 인버터의 변조 지수가 기준 지수보다 크면 상기 3상 인버터는 불연속 변조 방식으로 동작하는
    3상 인버터의 옵셋 전압 생성 장치.
  5. 3상 인버터에 포함되는 다수의 스위칭 소자의 스위칭 동작을 제어하기 위한 3상 인버터 제어 장치에 있어서,
    제1 상 전압 신호, 제2 상 전압 신호, 제3 상 전압 신호를 각각 최대 제한값 및 최소 제한값과 비교하여 옵셋 전압을 생성하고, 상기 제1 상 전압 신호, 상기 제2 상 전압 신호, 상기 제3 상 전압 신호 각각과 상기 옵셋 전압을 합산하여 제1 극 전압 신호, 제2 극 전압 신호, 제3 극 전압 신호를 생성하는 극 전압 신호 생성부; 및
    상기 제1 극 전압 신호, 상기 제2 극 전압 신호, 상기 제3 극 전압 신호를 반송파와 비교하여 상기 다수의 스위칭 소자에 대한 제어 신호를 생성하는 제어 신호 생성부를 포함하고,
    상기 3상 인버터는
    상기 3상 인버터의 직류단 전압에 의해 결정되는 변조 지수 및 옵셋 전압에 따라 서로 다른 변조 방식으로 동작하는
    3상 인버터 제어 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 극 전압 신호 생성부는
    상기 옵셋 전압을 생성하는 옵셋 전압 생성부를 포함하고,
    상기 옵셋 전압 생성부는
    상기 제1 상 전압 신호를 최대 제한값 및 최소 제한값과 비교하여 제1 제한 전압 신호를 출력하는 제1 제한기;
    상기 제2 상 전압 신호를 최대 제한값 및 최소 제한값과 비교하여 제2 제한 전압 신호를 출력하는 제2 제한기;
    상기 제3 상 전압 신호를 최대 제한값 및 최소 제한값과 비교하여 제3 제한 전압 신호를 출력하는 제3 제한기; 및
    상기 제1 상 전압 신호와 상기 제1 제한 전압 신호의 차이값, 상기 제2 상 전압 신호와 상기 제2 제한 전압 신호의 차이값, 상기 제3 상 전압 신호와 상기 제3 제한 전압 신호의 차이값을 합산하여 옵셋 전압을 출력하는 합산기를 포함하는
    3상 인버터 제어 장치.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 제1 상 전압 신호, 상기 제2 상 전압 신호, 상기 제3 상 전압 신호가 상기 최소 제한값 이상이고 상기 최대 제한값 이하인 경우 상기 3상 인버터는 연속 변조 방식으로 동작하고,
    상기 제1 상 전압 신호, 상기 제2 상 전압 신호, 상기 제3 상 전압 신호가 상기 최소 제한값 미만이거나 상기 최대 제한값을 초과할 경우 상기 3상 인버터는 불연속 변조 방식으로 동작하는
    3상 인버터 제어 장치.
  8. 제5항에 있어서,
    상기 3상 인버터의 변조 지수가 기준 지수보다 작거나 같으면 상기 3상 인버터는 연속 변조 방식으로 동작하고,
    상기 3상 인버터의 변조 지수가 기준 지수보다 크면 상기 3상 인버터는 불연속 변조 방식으로 동작하는
    3상 인버터 제어 장치.
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