ES2811755T3 - Sistema de accionamiento para motor síncrono - Google Patents

Abstract

Un sistema para un motor síncrono, que comprende un inversor (3, 32) configurado para enviar una corriente alterna continua y un motor (4) síncrono trifásico conectado al inversor, y un dispositivo (2) de control configurado para detectar la información de posición del rotor sobre la base del potencial (Vn) de punto neutro del motor síncrono trifásico y controlar el inversor enviando una señal de modulación del ancho de pulso al inversor, en el que el dispositivo (2) de control está adaptado para realizar una operación de modulación del ancho de pulso de la operación de conmutación del inversor desde el estado del vector cero en el que el estado de conmutación de cada fase es todo negativo o todo positivo, y se genera durante un ciclo del portador hasta que se alcanza el estado del vector cero original, tres o cuatro tipos de estados de conmutación distintos del vector cero desplazando el tiempo de operación de conmutación de cada fase, y medios para muestrear los potenciales de punto neutro adaptados para muestrear los potenciales de punto neutro en al menos dos tipos de estados de conmutación de las tres o cuatro tipos de estados de conmutación, y medios para estimar una posición del rotor del motor síncrono trifásico adaptado para estimar la posición del rotor sobre la base del valor de muestreo a partir de los medios para el muestreo, caracterizado por que el dispositivo (2) de control está adaptado para proporcionar, en la operación de modulación del ancho de pulso del inversor, un período en el que cualquiera de las tres fases se mantiene en estado siempre positivo o siempre negativo durante un ciclo del portador, para realizar la modulación del ancho de pulso utilizando los dos fases restantes en este período, y para generar, desplazando el tiempo de operación conmutación de estas dos fases, tres tipos de estados de conmutación distintos del vector cero, y en donde los medios para el muestreo están adaptados para muestrear el potencial de punto neutro en dos tipos de estados de conmutación de los tres tipos de estados de conmutación.

Description

DESCRIPCIÓN

Sistema de accionamiento para motor síncrono

Campo técnico

La presente invención se refiere a un sistema de accionamiento para un motor síncrono utilizado para controlar el par motor, como un dispositivo de accionamiento motor, por ejemplo, el control de la velocidad de rotación para un ventilador, una bomba, un compresor y un motor de giro, un aparato de posicionamiento para un transportador y una máquina herramienta, y asistencia de potencia eléctrica.

Antecedentes de la técnica

En varios tipos de campos como industriales, electrodomésticos electrónicos y automóviles, se utilizan ampliamente motores de imanes permanentes pequeños y altamente eficientes (motores síncronos trifásicos).

Sin embargo, para accionar el motor de imán permanente, es necesario tener información de posición del rotor del motor, y por lo tanto se requiere un sensor de posición. En los últimos años, el control sin sensores es ampliamente frecuente, en el que se elimina este sensor de posición, y se controlan, el control del par motor y la velocidad de rotación del motor de imán permanente.

A medida que se pone en práctica el control sin sensores, los gastos relativos al sensor de posición (el coste del sensor en sí, los cables para el sensor, y similares) pueden reducirse, y el tamaño del aparato puede reducirse. Ya que el sensor es innecesario, hay una ventaja en que se puede utilizar en entornos adversos.

Actualmente, el control sin sensor para el motor de imán permanente emplea, por ejemplo, un método para detectar directamente el voltaje inducido (fuerza electromotriz de velocidad) inducida cuando el rotor del motor de imán permanente gira y acciona el motor de imán permanente utilizándolo como información de posición del rotor, y una técnica de estimación de posición para estimar y calcular la posición del rotor a partir del modelo matemático del motor objetivo.

Estos controles sin sensores también implican un gran problema. Ese es el método de detección de posición durante el funcionamiento de baja velocidad. La mayoría de los controles sin sensores actualmente puestos en práctica se basan en el voltaje inducido que es inducida por el motor de imán permanente. Por lo tanto, en parada o en una región de baja velocidad en la que el voltaje inducido es pequeño, la sensibilidad se reduce, y la información de posición puede estar enterrada por el ruido. Para este problema, se han sugerido varios tipos de métodos de solución.

La invención descrita en LPT 1 es un método para aplicar ondas de radiofrecuencia al motor de imán permanente, y detectar la posición del rotor sobre la base de una corriente generada en ese momento. El rotor del motor de imán permanente requiere notabilidad, y la posición se puede detectar debido a la corriente de harmónicos causados por la estructura saliente.

La invención descrita en LPT 2 consiste en obtener información de posición mediante la detección del "potencial de punto neutro", que es un potencial en el punto de conexión del devanado trifásico del estator. Aunque esto requiere organizar el punto neutro del devanado del estator, la información de la posición puede obtenerse incluso cuando la trifásica se energiza simultáneamente en contraste con LPT 3 que se explica a continuación. Por lo tanto, el motor de imán permanente puede accionarse con una corriente sinusoidal de una manera ideal.

La invención descrita en LPT 3 es un método de accionamiento basado en el método de energización de 120 grados en el que se seleccionan y energizan dos fases de los devanados trifásicos del estator de un motor eléctrico, y la posición del rotor se detecta en función del voltaje generado que ocurre en la fase no energizada (este no es el voltaje generado debido a la velocidad, sino que es el voltaje generado debido al desequilibrio de inductancia). En este método, dado que se utiliza el voltaje generado que se produce según la posición, la información de posición puede obtenerse incluso si el motor está completamente detenido.

Como en el método descrito en LPT 2, la invención descrita en LPT 4 es para obtener información de posición mediante la detección del "potencial de punto neutro" que es un potencial en el punto de conexión del devanado trifásico del estator. Al detectar el potencial de punto neutro en sincronización con la onda PWM (modulación de onda de pulso) del inversor, el voltaje generado debido al desequilibrio de inductancia puede detectarse al igual que LPT 3, y como resultado puede obtenerse la información de posición sobre el rotor. Con el método de LPT 4, la forma de onda de accionamiento puede ser una corriente sinusoidal ideal.

Lista de citas

Bibliografía de patentes

LPT 1: JP 7-245981 A

LPT 2: JP 2000-232797 A

LPT 3: JP 2009-189176 A

LPT 4: JP 2010-74898 A

Compendio de la invención

Problema técnico

Sin embargo, en la invención descrita en LPT 1, la estructura del rotor del motor requiere notabilidad. Aquellos con poca o ninguna notabilidad tienen menor grado de sensibilidad de detección de posición, lo que dificulta la estimación de la posición. Para realizar la detección sensible, es necesario aumentar el componente de onda de radiofrecuencia inyectada o reducir la frecuencia. Como resultado, esto causa pulsación de rotación, vibración y ruido, o aumenta en gran medida la pérdida armónica del motor.

En la invención descrita en LPT 2, se utiliza el tercer voltaje armónico generado en el potencial de punto neutro. Por esta razón, la estructura del rotor no es necesaria para tener notabilidad, y la corriente de accionamiento puede ser una onda sinusoidal. Sin embargo, el voltaje inducido en sí de este tercer armónico es la fuerza electromotriz de velocidad debido a la rotación del motor de imán permanente, y por lo tanto es imposible obtener información de posición en una región de baja velocidad, y es imposible accionar a una velocidad alrededor de cero.

La invención de LPT 3 es un método para observar el voltaje generado que ocurre en la fase no energizada del devanado trifásico, y es posible accionar desde el estado detenido del motor, pero hay un problema en el que la forma de onda de la corriente de accionamiento se convierte en 120 grados de energización (onda cuadrada). Originalmente, es más ventajoso accionar el motor de imán permanente utilizando la corriente sinusoidal en términos de supresión de la no uniformidad de rotación y supresión de la pérdida armónica, pero en la invención descrita en LPT 3, el accionamiento sinusoidal es imposible.

Al igual que LPT 2, la invención descrita en LPT 4 es obtener información de posición mediante la detección del "potencial de punto neutro" que es un potencial en el punto de conexión del devanado trifásico del estator. Al detectar este potencial de punto neutro en sincronización con el voltaje de pulso aplicado desde el inversor al motor, se puede obtener el cambio de potencial dependiendo de la posición del rotor. En LPT 4, la información de posición también se puede obtener utilizando PWM (modulación del ancho de pulso) obtenida por modulación sinusoidal normal como el voltaje aplicado al motor.

Una parte de la presente invención está relacionada con la invención descrita en PTL4 y, por lo tanto, se explicarán los detalles de la misma.

La figura 27 ilustra la forma de onda PWM descrita en LPT 4 y la forma de onda potencial de punto neutro en esta ocasión. Al comparar los comandos Vu*, Vv*, Vw* de voltaje trifásico y el portador de onda triangular, se generan las formas de onda PVu, PVv, PVw de pulso PWM. Los comandos Vu*, Vv*, Vw* de voltaje trifásico están en forma de onda sinusoidal, pero durante el accionamiento a baja velocidad, se pueden considerar como frecuencia suficientemente baja en comparación con el portador de onda triangular, y por lo tanto, en cualquier caso dado, puede considerarse sustancialmente como corrientes directas como se muestra en la figura 27. PVu, PVv, PVw que son ondas de pulso PWM repiten el estado encendido/apagado con diferentes tiempos. En la figura, el vector de voltaje de (c) tiene un nombre como V (0, 0, 1), pero los subíndices (0, 0, 1) del mismo significan el estado de conmutación de las fases U, V, W, respectivamente. Más específicamente, V (0, 0, 1) significa lo siguiente: fase U PVu = 0, fase V PVv = 0, fase W PVw = 1. En este caso, V (0, 0, 0) y V (1, 1, 1) son vectores cero donde el voltaje aplicado al motor es cero.

Como se ilustra en estas formas de onda, la onda PWM normal genera dos tipos de vectores V (0, 0, 1) y V (1, 0, 1) de voltaje entre el primer vector V (0, 0, 0) cero y el segundo vector V (1, 1, 1) cero. Más específicamente, se repite el siguiente ciclo: V (0, 0, 0) ^ V (0, 0, 1) ^ V (1,0, 1) ^ V (1, 1, 1) ^ V (1,0, 1) ^ V (0, 0, 1) ^ V (0, 0, 0). Los mismos vectores de voltaje utilizados entre los vectores cero se usan en un período en el que la relación de magnitud entre los comandos Vu*, Vv*, V* de voltaje trifásico no cambia.

Mientras se aplica un voltaje diferente al vector cero, el voltaje generado según la posición del rotor se produce en el potencial de punto neutro. El LPT 4 describe un método para estimar la posición del rotor usando esto.

Sin embargo, cuando este método se usa para detectar el potencial de punto neutro a una velocidad muy baja, existen muchos problemas en la práctica. Por ejemplo, en el voltaje aplicado en el estado detenido, solo se aplica el efecto del voltaje debido a la resistencia del devanado del motor y, por lo tanto, el voltaje es de un ancho de pulso extremadamente pequeño. En el caso de la forma de onda PWM, el zumbido (oscilación a varios cientos de kHz a varios MHz inmediatamente después de la conmutación) siempre se produce de acuerdo con la conmutación del inversor y, por lo tanto, el potencial de punto neutro real tiene una forma de onda como se muestra en (f) de la figura 27. A un ancho de pulso extremadamente pequeño, la oscilación debido a este zumbido permanece, y esto hace que sea imposible detectar un valor requerido para obtener la información de posición como el potencial de punto neutro. Para evitar esto, no hay más remedio que restringir el valor mínimo del ancho de pulso y, como resultado, esto hace que sea difícil accionar a una velocidad extremadamente baja. Con respecto al problema del algoritmo de estimación de posición descrito en el LPT 4, no hay otra forma que depender básicamente de los datos de la tabla.

El LPT 4 también describe, como un método para mejorar la sensibilidad de estimación de posición, un método para aplicar por la fuerza un pulso de voltaje de estimación de posición durante el período de aplicación del vector cero. Según este método, aunque este es un método diferente del PWM normal, la posición puede estimarse con un alto grado de sensibilidad. Sin embargo, debido a un patrón de conmutación completamente diferente del PWM normal, existen varios tipos de efectos adversos. Primero, debido a que aumenta el número de conmutación de PWM, aumenta la pérdida de conmutación del inversor. En contraste con el motor de imán permanente que es ventajoso en la alta eficiencia, aumenta la pérdida del inversor, lo cual es un gran inconveniente. En segundo lugar, requiere un PWM especial y, por lo tanto, la función PWM proporcionada en un microordenador generalmente disponible no se puede usar y se requiere un control dedicado. Por esta razón, el costo aumenta, el tamaño del aparato aumenta.

El documento US 2011/0057593 A1 revela un sistema de control para un motor eléctrico que mide el voltaje del punto neutro para la estimación de posición. Los estados requeridos del inversor se ajustan desplazando los patrones PWM.

El documento US 2010/0066284 A1 describe un sistema de accionamiento para un motor eléctrico que mide el voltaje del punto neutro para la estimación de posición.

El documento US 2007/0194730 A1 describe un dispositivo de accionamiento para un motor eléctrico que mide el voltaje del punto neutro para la estimación de posición. Los estados requeridos del inversor son ajustar

El documento US 2011/0012544 A1 describe un sistema de estimación de posición para un motor eléctrico que mide el voltaje del punto neutro para la estimación de posición. Los estados requeridos del inversor son ajustar

Un objeto de la presente invención es proporcionar un sistema de accionamiento para un motor síncrono que presente pérdidas de conmutación reducidas.

Solución al problema

Este objetivo se logra mediante las características de las reivindicaciones independientes.

En un aspecto de la presente invención, en un sistema de accionamiento para un motor síncrono para alimentar un motor síncrono trifásico desde un inversor de modulación del ancho de pulso y controlar el inversor estimando la posición del rotor en base al potencial de punto neutro del motor síncrono, en un período de un ciclo de modulación del ancho de pulso del inversor, se generan tres o cuatro tipos de estados de conmutación cuyo voltaje de salida del inversor no es vector cero al desplazar el tiempo de conmutación de cada fase, se muestrean los potenciales de punto neutro de al menos dos tipos de estados de conmutación de los mismos, y se estima la posición del rotor del motor síncrono trifásico. Una de las tres fases se mantiene en estado siempre positivo o siempre negativo durante un ciclo del portador.

Los pulsos del voltaje de salida de una o dos fases se desplazan en términos de tiempo, de modo que el tiempo con el que el estado de conmutación de cada fase se conmute de positivo a negativo y de negativo a positivo se configura para que no estén cerca uno del otro en un intervalo de tiempo predeterminado o menos.

Efectos ventajosos de la invención

Según un sistema de accionamiento para un motor síncrono trifásico con respecto a una realización deseada de la presente invención, el accionamiento sin sensor con una corriente sinusoidal se puede lograr a una velocidad tan baja como una región de velocidad extremadamente baja que está cerca de la velocidad cero.

Según un sistema de accionamiento para un motor síncrono trifásico en relación con una realización deseada de la presente invención, se puede proporcionar un sistema de accionamiento para un motor síncrono que se puede accionar con un alto grado de eficiencia sin aumentar el número de conmutación.

Otros objetos y características de la presente invención resultarán evidentes a partir de las realizaciones, en las que una tercera realización se dirige a la presente invención, descrita a continuación.

Breve descripción de los dibujos

La figura 1 es un diagrama de bloques que ilustra una configuración de un sistema de accionamiento del motor según una primera realización.

La figura 2 es un diagrama vectorial que ilustra el estado de conmutación del voltaje de salida del inversor. La figura 3 es un diagrama conceptual que ilustra la relación entre un circuito de punto neutro virtual y un motor de imán permanente en un estado en el que se aplica un vector V de voltaje.

La figura 4 es una figura que ilustra la modulación del ancho de pulso real utilizando un portador de onda triangular, el voltaje en esa ocasión y el cambio del potencial de punto neutro.

La figura 5 es un vector de voltaje y un nombre del potencial de punto neutro detectado en esa ocasión. La figura 6 es una figura que ilustra la modulación del ancho de pulso real utilizando un portador de onda triangular, el voltaje en esa ocasión y el cambio del potencial de punto neutro.

La figura 7 es una figura que ilustra la modulación del ancho de pulso real usando un portador de onda triangular, el voltaje en esa ocasión y el cambio del potencial de punto neutro según una tercera realización de acuerdo con la invención reivindicada.

La figura 8 es un diagrama de bloques que ilustra una configuración de un dispositivo de control de un sistema de accionamiento del motor según una cuarta realización.

Figura 9 es un diagrama de bloques que ilustra una configuración de un dispositivo de compensación de voltaje del sistema de accionamiento del motor según la cuarta realización.

La figura 10 es una figura que ilustra la modulación del ancho de pulso real usando un portador de onda triangular, el voltaje en esa ocasión y el cambio del potencial de punto neutro de acuerdo con la cuarta realización.

La figura 11 es un diagrama de bloques que ilustra una configuración de un dispositivo de estimación de posición de un sistema de accionamiento del motor según una quinta realización.

La figura 12 es un diagrama de bloques que ilustra otra configuración de un dispositivo de estimación de posición de un sistema de accionamiento del motor según la quinta realización.

La figura 13 es una figura que ilustra el cambio de los valores VnA, VnB, VnC, VnD, VnE, VnF de detección del potencial de punto neutro con respecto a una posición 0d del rotor según la quinta realización.

La figura 14 es una figura que muestra que, al cambiar algunos de los signos de los valores de detección del potencial de punto neutro, pueden considerarse corrientes alternativas trifásicas según la quinta realización. La figura 15 es una figura que ilustra un resultado de la estimación de posición según la quinta realización. La figura 16 es un diagrama de bloques que ilustra una configuración de un dispositivo de control de un sistema de accionamiento del motor según una sexta realización.

La figura 17 es una figura que ilustra un resultado de la estimación de posición con el sistema de accionamiento del motor según la sexta realización.

La figura 18 es un diagrama de bloques que ilustra una configuración de un dispositivo de control de un sistema de accionamiento del motor según una séptima realización.

La figura 19 es un diagrama de bloques que ilustra una configuración de una unidad de detección analógica de un sistema de accionamiento del motor según la séptima realización.

La figura 20 es un diagrama que ilustra esquemáticamente la detección de corriente del sistema de accionamiento del motor y la detección de voltaje de punto neutro que se realizan alternativamente según la séptima realización.

La figura 21 es un diagrama de bloques que ilustra una configuración de un dispositivo de control de un sistema de accionamiento del motor según una octava realización.

La figura 22 es un diagrama de bloques que ilustra una configuración de un sistema de accionamiento del motor integrado según una novena realización.

La figura 23 es un diagrama de bloques que ilustra una configuración de un sistema de bomba hidráulica según una décima realización.

La figura 24 es un diagrama de bloques que ilustra una configuración de un sistema de bomba hidráulica según la décima realización, en la que se retira una válvula de alivio.

La figura 25 es un diagrama de bloques que ilustra una configuración de un sistema de aire acondicionado según una undécima realización.

La figura 26 es un diagrama de bloques que ilustra una configuración de un sistema de control de posicionamiento según una duodécima realización.

La figura 27 es una figura que ilustra la modulación del ancho de pulso real utilizando un portador de onda triangular, el voltaje en esa ocasión y el cambio del potencial de punto neutro en un ejemplo convencional.

Descripción de las realizaciones

A continuación, se explicarán realizaciones con referencia a los dibujos.

(Primera realización)

Figura 1 es un diagrama de bloques que ilustra una configuración de un sistema de accionamiento del motor según una primera realización.

Un objeto de este sistema de accionamiento del motor es accionar un motor 4 de imán permanente (motor sincrónico trifásico). Hablando en términos generales, este sistema de accionamiento del motor incluye un dispositivo 1 de generación Iq*, un dispositivo 2 de control, un circuito 32 principal inversor, un inversor 3 que incluye un dispositivo 35 de detección de corriente de una derivación, y un motor 4 de imán permanente que es el objetivo del accionamiento.

El dispositivo 1 de generación Iq* es un circuito para generar un comando Iq* de corriente correspondiente al par motor de un motor eléctrico. Este dispositivo 1 de generación Iq* es un dispositivo de control ubicado por encima del dispositivo 2 de control. Por lo general, tiene un mecanismo para generar el comando Iq* de corriente requerido al observar una velocidad real w1 para que la velocidad de rotación del motor 4 de imán permanente alcance una velocidad predeterminada. El comando Iq* de corriente que se envía del dispositivo 1 de generación Iq* se envía a un dispositivo 6b de cálculo en el dispositivo 2 de control.

El dispositivo 2 de control funciona de manera que el motor 4 de imán permanente genera el par motor correspondiente al comando Iq* de corriente. Este dispositivo 2 de control incluye un dispositivo 5 de generación Id* (dispositivo de generación de comando de corriente del eje d), un dispositivo 6a de sustracción, un dispositivo 6b de sustracción, un dispositivo 7 de control de corriente del eje a d (IdACR), un dispositivo 8 de control de corriente del eje a q (IqACR), un dispositivo 9 de transformación inversa dq, un dispositivo 10 de generación PWM, un dispositivo 11 de reproducción de corriente, un dispositivo 12 de transformación dq, un dispositivo 13 de amplificación del potencial de punto neutro, un circuito 14a, 14b de muestreo/retención, un dispositivo 15 de estimación de posición, un dispositivo 16 de cálculo de velocidad y un dispositivo 17 de desplazamiento de pulso.

El inversor 3 incluye no solo el circuito 32 principal del inversor y el dispositivo 35 de detección de corriente de una derivación explicado anteriormente, sino también una fuente de alimentación 31 de corriente continua, un pre accionador 33 de salida y un circuito 34 de punto neutro virtual.

El dispositivo 5 de generación Id* genera un comando Id* de corriente de una corriente del eje d correspondiente a una corriente de excitación del motor de imán permanente. Este comando Id* de corriente se envía al dispositivo 6a de sustracción.

El dispositivo 6a de sustracción es un dispositivo de sustracción para derivar la desviación de un Id de salida del dispositivo 12 de transformación dq derivado y reproducido a partir de la salida de la unidad 32 del circuito principal del inversor y el comando Id* de corriente que es la salida del dispositivo 5 de generación Id*. Por otro lado, el dispositivo 6b de sustracción es un dispositivo de sustracción para derivar la desviación de una salida Iq del dispositivo 12 de transformación dq derivado y reproducido de la salida de la unidad 32 del circuito principal del inversor y el comando Iq* de corriente que es la salida del dispositivo 1 de generación Iq*. El dispositivo 7 de control de corriente del eje d (IdACR) calcula el comando Vd* de voltaje en el eje de coordenadas dq para que la desviación actual del dispositivo 6a de sustracción sea cero. Por otro lado, el dispositivo 8 de control de corriente del eje q (IqACR) calcula el comando Vq* de voltaje en el eje de coordenadas dq para que la desviación de corriente del dispositivo 6b de sustracción sea cero. La salida del dispositivo 8 de control de corriente del eje q y el comando Vd* de voltaje que es la salida del dispositivo 7 de control de corriente del eje d se envían al dispositivo 9 de transformación inversa dq.

El dispositivo 9 de transformación inversa dq es un circuito para transformar los comandos Vd*, Vq* de voltaje de la coordenada dq (eje de flujo magnético - eje perpendicular del eje de flujo magnético) en la coordenada de corriente alterna trifásica. El dispositivo 9 de transformación inversa dq realiza la transformación en señales Vu*, Vv*, Vw* de control del sistema de coordenadas de corriente alterna trifásica sobre la base de los comandos Vd*, Vq* de voltaje recibidos y la salida 0dc del dispositivo 15 de estimación de posición. El dispositivo 9 de transformación inversa dq envía el resultado de la transformación al dispositivo 10 de generación PWM.

El dispositivo 10 de generación PWM envía la señal PWM (modulación del ancho de pulso) que es la base de la operación de conmutación del circuito 32 principal del inversor. El dispositivo 10 de generación PWM genera PVu, PVv, PVw que son formas de onda PWM en base de los comandos Vu*, Vv*, Vw* de voltaje de corriente alterna trifásica. La salida, así como el pre accionador 33 de salida, se introducen en el circuito 14a y 14b de muestra/retención a través del dispositivo 17 de desplazamiento de pulso, que es la característica de la presente realización.

El dispositivo 11 de reproducción de corriente es un circuito para reproducir cada corriente de fase U, fase V, fase W al recibir una señal I0 que se envía desde la unidad 32 del circuito principal del inversor al dispositivo 35 de detección de corriente de una derivación. Las corrientes (Iuc, Ivc, Iwc) reproducidas de las fases se envían al dispositivo 12 de transformación dq.

El dispositivo 12 de transformación dq transforma Iuc, Ivc, Iwc, que son valores reproducidos de las corrientes de fase del motor en Id, Iq en la coordenada dq, que son los ejes de coordenadas de rotación. El Id transformado y el Iq se usan para el cálculo de la desviación del comando Id* de corriente y el comando Iq* de corriente por los dispositivos 6a y 6b de sustracción.

El dispositivo 13 de amplificación del potencial de punto neutro es un circuito para detectar y amplificar la diferencia (en adelante denominado potencial Vn0 de punto neutro) entre el potencial Vn de punto de conexión del devanado trifásico del motor 4 de imán permanente y el potencial Vnc de punto neutro virtual que es la salida del circuito 34 de punto neutro virtual. El resultado de amplificación del dispositivo 13 de amplificación del potencial de punto neutro se introduce en el circuito 14b de muestreo/retención.

El circuito 14b de muestreo/retención es un dispositivo de conversión AD para muestrear/cuantificar (muestrear) la salida de señal analógica del dispositivo 13 de amplificación del potencial de punto neutro. El circuito 14b de muestreo/retención muestrea este Vn0 en sincronización con el pulso PWM que es la salida del dispositivo 10 de generación PWM. El circuito 14b de muestreo/retención envía el resultado muestreado (Vn0h) al dispositivo 15 de estimación de posición como una señal digital.

El dispositivo 15 de estimación de posición calcula un valor 0dc de estimación de la posición 0d del rotor (ángulo de fase) del motor 4 de imán permanente en base al potencial de punto neutro muestreado por el circuito 14b de muestreo/retención. Este resultado de estimación se envía al dispositivo 16 de cálculo de velocidad, al dispositivo 12 de transformación dq y al dispositivo 9 de transformación inversa dq.

El dispositivo 16 de cálculo de velocidad es un circuito para calcular la velocidad de rotación del motor de imán permanente a partir del valor 0dc de estimación de la posición del rotor. Esta velocidad w1 de rotación estimada se envía al dispositivo 1 de generación Iq*, y se usa para el control de corriente del eje perpendicular al eje del flujo magnético.

La fuente de alimentación 31 de corriente continua es una fuente de alimentación de corriente continua que proporciona una corriente al inversor 3.

La unidad 32 del circuito principal del inversor es un circuito inversor constituido por seis dispositivos Sup a Swn de conmutación.

El pre accionador 33 de salida es un controlador para accionar directamente la unidad 32 del circuito principal del inversor.

El circuito 34 de punto neutro virtual es un circuito para generar el potencial de punto neutro virtual con respecto al voltaje de salida de la unidad 32 del circuito principal del inversor.

El dispositivo 35 de detección de corriente de una derivación es un dispositivo de detección de corriente para detectar una corriente I0 proporcionada a la unidad 32 del circuito principal del inversor.

Posteriormente, se explicará el funcionamiento básico del sistema de accionamiento del motor.

La presente invención se basa en una técnica de control de vectores generalmente conocida como un método para linealizar el par motor de un motor síncrono que es un motor de corriente alterna.

El principio de la técnica de control de vectores es una técnica para controlar independientemente una corriente Iq que contribuye al par motor y la corriente Id que contribuyen al flujo magnético en el eje de coordenadas de rotación (eje de coordenadas dq) basado en la posición del rotor del motor. El dispositivo 7 de control de corriente del eje d, el dispositivo 8 de control de corriente del eje q, el dispositivo 9 de transformación inversa dq, el dispositivo 12 de transformación dq y los similares en la figura 1 son porciones principales para lograr la técnica de control de vectores.

En el sistema de accionamiento del motor de la figura 1, el dispositivo 1 de generación Iq* calcula el comando Iq* de corriente correspondiente a la corriente del par motor, y el control de corriente se realiza para que el comando Iq* de corriente coincida con la corriente Iq del par motor actual del motor 4 PM.

En el caso de un motor de imán permanente no saliente, el comando Id* de corriente generalmente se da "cero". Por otro lado, con un motor de imán permanente de una estructura saliente o en un control de debilitamiento de campo, se puede dar un comando negativo como el comando Id* de corriente.

La detección de corriente del motor de imán permanente se configura preferiblemente para detectar la corriente de fase proporcionada desde el inversor al motor de imán permanente, pero en la detección de corriente de un pequeño motor de imán permanente, a menudo se emplea el siguiente método: se detecta la corriente continua, y la corriente de fase se reproduce y calcula dentro del dispositivo de control. El método para reproducir y calcular la corriente de fase a partir de la corriente I0 continua en esta ocasión está disponible como una técnica públicamente conocida y no es una parte principal de la presente invención, y por lo tanto, no se explicará aquí.

Posteriormente, se explicará el principio de funcionamiento del dispositivo 13 de amplificación del potencial de punto neutro, el circuito 14b de muestreo/retención, el dispositivo 15 de estimación de posición y el dispositivo 17 de desplazamiento de pulso, que son las características de la presente invención.

El potencial del potencial Vn0 de punto neutro del motor 4 de imán permanente cambia debido al efecto de la posición del rotor del motor. El principio básico de la presente invención es estimar la posición del rotor de manera opuesta al cambio del potencial de punto neutro haciendo uso de este principio.

Primero, se explicará el principio de cambio del potencial de punto neutro.

El potencial de salida de cada fase del inversor 3 está determinado por el estado encendido/apagado de los conmutadores (Sup, Svp, Swp) del lado superior o de los conmutadores (Sun, Svn, Swn) del lado inferior del circuito 32 principal del inversor. Estos conmutadores están configurados de modo que cualquiera de los lados superior o inferior esté en estado encendido y el otro de ellos esté en estado apagado en todo momento para cada fase. Por lo tanto, el voltaje de salida del inversor 3 incluye totalmente ocho patrones de conmutación.

La figura 2(a) es un diagrama vectorial que ilustra el estado de conmutación del voltaje de salida del inversor. La figura 2(b) es un gráfico vectorial que muestra la relación entre la posición (fase) 0d del rotor y el vector de voltaje.

Cada vector recibe nombres como V (1, 0, 0). El significado de la descripción de esta indicación vectorial se expresa de la siguiente manera, cuando el conmutador del lado superior está encendido, el estado se expresa como "1", y cuando el conmutador del lado inferior está encendido, el estado se expresa como "0". Los números ordenados entre paréntesis indican el estado de conmutación organizado en el siguiente orden: "Fase U, fase V, fase W". El voltaje de salida del inversor se expresa como ocho vectores, incluidos dos vectores cero. Con estas combinaciones, la corriente sinusoidal se proporciona al motor 4 de imán permanente.

La dirección de la fase U se adopta como referencia de la posición del rotor del motor 4 de imán permanente, y la posición (fase) 0d del rotor se define como se muestra en la figura 2(b). El eje de coordenadas dq, que es la coordenada de rotación, es tal que la dirección del eje d coincide con la dirección del imán Om, y gira en sentido anti horario.

En alrededor de 0d = 0 grados, el voltaje Em inducido está en la dirección del eje q como se muestra en la figura 2(b). Bajo esta condición, los vectores V (1,0, 1) y V (0, 0, 1) de voltaje se utilizan principalmente para impulsar el motor 4 de imán permanente.

La figura 3(a) es un diagrama conceptual que ilustra la relación entre el circuito 34 de punto neutro virtual y el motor 4 de imán permanente en un estado en el que se aplica un vector V (1, 0, 1) de voltaje. La figura 3(b) es un diagrama conceptual que ilustra la relación entre el circuito 34 de punto neutro virtual y el motor 4 de imán permanente en un estado en el que se aplica un vector V (0, 0, 1) de voltaje.

El potencial Vn0 de punto neutro se puede calcular a partir de la expresión a continuación.

Cuando el vector V (1,0, 1) de voltaje como se muestra en la figura 3(a) se aplica, se cumple la siguiente expresión.

Vn0 = {L v / ( (L u / /L w Lv) ) - ( 2 / 3 ) } x VCD (1)

Cuando el vector V (0, 0, 1) de voltaje como se muestra en la figura 3(b) se aplica, se cumple la siguiente expresión.

Vn0 = {(Lu//Lv) / ((Lu//Lw + Lw) ) - (1/3)}x VCD (2)

En este caso, una indicación como Lu//Lv representa un valor de inductancia total de un circuito paralelo de inductancias Lu y Lv. Más específicamente, esto es (Lu ■ Lv) / (Lu Lv) y similares.

En cada una de las expresiones anteriores, cuando las inductancias (Lu, Lv, Lw) del devanado de las tres fases son todas iguales, el potencial Vn0 de punto neutro no es más que "cero". Sin embargo, el motor del imán permanente real se ve afectado por el flujo magnético del imán permanente del rotor, y no se produce una pequeña diferencia en las inductancias. El potencial de punto neutro cambia debido a la diferencia de las inductancias.

La figura 4 es una figura que ilustra la modulación del ancho de pulso real usando un portador de onda triangular, el voltaje en esa ocasión y el cambio del potencial de punto neutro según la presente realización. En este caso, la señal portadora de onda triangular es una señal que sirve como referencia para convertir las magnitudes de los comandos Vu*, Vv*, Vw* de voltaje trifásico en anchos de pulso, y al comparar la relación de magnitud de los comandos Vu*, Vv*, Vw* de voltaje trifásicos y el portador de onda triangular, se puede generar el pulso PWM. Como se puede ver en la figura 4, se entiende que el aumento/caída del pulso PWM de (a) de la figura 4 se cambia en un punto donde se cambia la relación de magnitud de la portadora de onda triangular y los comandos Vu*, Vv*, Vw* de voltaje.

En LPT 4, el potencial Vn0 de punto neutro se detecta a partir de la forma de onda de la figura 4(a). En este caso, como se explicó anteriormente, existe un problema porque el error de detección ocurre como se muestra en la figura 27.

En la presente realización, para resolver este problema, se introduce el dispositivo 17 de desplazamiento de pulso para corregir los pulsos PVu, PVv, PVw PWM. Más específicamente, se preparan un temporizador y un contador para cada fase, y el desplazamiento de pulso se puede lograr retrasando independientemente la forma de onda PWM de cada fase. Las formas de onda con desplazamiento de pulso se denotan como PVu1, PVv1, PVw1, respectivamente, que se muestran en la figura 4(b).

Se entiende que con el desplazamiento del pulso PWM, los períodos de salida de los vectores V (1, 0, 1) y V (0.0.1) de voltaje aumentan. El ajuste de la cantidad de desplazamiento puede configurarse de modo que se establezca un valor límite inferior en el período de salida de cada vector (en este caso, V (1,0, 1) y V (0, 0, 1)) de voltaje, y la cantidad de desplazamiento puede ser igual o mayor que el valor mínimo. Como se muestra en la figura 4(e), el valor límite inferior es tal que, cuando se establece como un intervalo de tiempo en el que el anillo de voltaje del punto neutro está suficientemente acomodado, el potencial de punto neutro puede muestrearse sin error de detección.

Como se muestra ampliado y mostrado en el vector de voltaje de la figura 4(c), se entiende que los vectores V (0, 1, 0) y V (1, 1,0) de voltaje que no se han utilizado hasta entonces son de salida. La estimación de posición del rotor es posible cuando se aplican al menos dos tipos de vectores de voltaje, pero dado que los tipos de vectores de voltaje aplicados aumentan, los valores observados del potencial de punto neutro pueden aumentarse y, por lo tanto, la detección de posición se puede hacer con un grado aún más alto de precisión. Cabe señalar que se puede proporcionar un valor límite inferior para estos nuevos vectores de voltaje, y se pueden asegurar los períodos de salida.

Como se describió anteriormente, en la operación de modulación del ancho de pulso del inversor, los tiempos en los que el estado de conmutación de cada fase se conmuta de positivo a negativo y de negativo a positivo se configuran de tal manera que los pulsos de voltaje de salida de dos fases se desplazan en términos de tiempo para que las fases no estén cercanas entre sí dentro de un intervalo de tiempo predeterminado (valor límite inferior). Como se explica más adelante con referencia a la figura 6, solo un pulso de voltaje de salida de fase también se puede desplazar en términos de tiempo. En estos métodos de desplazamiento de pulso, los anchos de pulso del voltaje de salida de las fases no cambian, y se logra el desplazamiento en términos de tiempo.

Como resultado del desplazamiento de pulso, al regresar del primer vector V (0, 0, 0) cero a través del segundo vector V (1, 1, 1) cero al primer vector cero, cuatro tipos de vectores de voltaje se envían, y esta operación es muy diferente del método de LPT 4 mostrado en la figura 27.

Cuando se observa la operación de conmutación de cada fase, la operación de conmutación es la siguiente: después de que los pulsos de las tres fases se cambian sucesivamente del estado encendido al estado apagado, los pulsos se cambian del estado apagado al estado encendido nuevamente, pero se entiende que el orden de cambio de los mismos es diferente antes y después del desplazamiento de pulso. Más específicamente, en la forma de onda PWM como se muestra en la figura 4(a), los pulsos se encienden en el orden opuesto al orden en que se apagan, como se muestra a continuación.

PVv está apagado ^ PVu está apagado ^ PVw está apagado ^ PVw está encendido ^ PVu está encendido ^ PVv está encendido

Por el contrario, se caracteriza porque las formas de onda de pulso desplazada se activan en el orden en que se desactivan, como se muestra a continuación.

PVv está apagado ^ PVu está apagado ^ PVw está apagado ^ PVv está encendido ^ PVu está encendido ^ PVw está encendido

Mediante el desplazamiento de pulso, se genera la cadena de pulso como se describió anteriormente, y el número de vectores de voltaje se puede aumentar a cuatro tipos.

En la figura 5, se definen los seis tipos de vectores de voltaje distintos de cero, y los nombres del potencial de punto neutro observado en esas ocasiones. Al realizar el desplazamiento de pulso como se muestra en la figura 4, el potencial de punto neutro es tal que VnB y VnC pueden detectarse de manera confiable, y al aumentar aún más la cantidad de desplazamiento de pulso, también se pueden observar los valores de VnE y VnF.

El efecto del desplazamiento de pulso se resume como sigue.

Primero, los períodos de salida de los vectores V (1, 0, 1) y V (0, 0, 1) de voltaje en los que se puede detectar el potencial de punto neutro son largos y, por lo tanto, como se muestra en la figura 4(e), la detección sin error se puede lograr evitando el zumbido. En segundo lugar, como el vector de voltaje, se aplican nuevos tipos de vectores V (0, 1, 0) y V (1, 1,0), y se detecta el potencial de punto neutro en esta ocasión, y por lo tanto, la información de posición del rotor puede estimarse con un grado de precisión aún mayor. En tercer lugar, con el desplazamiento de pulso, el voltaje promedio de los voltajes de fase no cambia, y el número de conmutación no aumenta, y por lo tanto, el rendimiento de control del motor no se ve afectado, y la pérdida de conmutación del inversor no aumenta.

Por lo tanto, cuando se usa el sistema de accionamiento del motor síncrono según la presente realización, la presente realización puede lograr el accionamiento sin sensor de posición a una velocidad extremadamente baja, lo que era difícil en el pasado.

(Segunda realización)

Posteriormente, se explicará la segunda realización de la presente invención.

En la primera realización, para detectar Vn0, se introduce el dispositivo 17 de desplazamiento de pulso para desplazar la onda de pulso PWM, por lo que se incrementan los períodos de salida de los vectores de voltaje distintos del vector cero, y dos tipos de vectores no incluidos en las formas de onda PWM originales se puede generar una nueva salida y, por lo tanto, se mejora la precisión de la estimación de posición.

En el ejemplo de la primera realización, no solo los vectores V (0, 0, 1), V (1,0, 1) de voltaje originales sino también V (1, 1,0), V (0, 1,0) se aplican nuevamente. En este caso, se entiende por la figura 2(a) que V (0, 0, 1) y V (1,1,0) son vectores en dirección opuesta a V (1, 0, 1) y V (0, 1, 0), respectivamente. Como se describió anteriormente, no solo los vectores en la dirección opuesta sino también el vector de voltaje en una dirección no incluida en PWM antes del desplazamiento de pulso, por ejemplo, se agregan V (1, 0, 0), esto hace el efecto de búsqueda de posición del rotor, y mejora aún más la precisión de la información de posición del rotor. Por ejemplo, LPT 4 indica un método para aplicar dicho vector de voltaje mediante la operación de conmutación forzada. según la presente realización, dicha aplicación del vector de voltaje se puede hacer sin cambiar el número de conmutación.

La figura 6 muestra un resultado del desplazamiento de pulso donde no solo se aplican los vectores V (0, 0, 1) y V (1, 0, 1) de voltaje originales sino también los nuevos V (1,0, 0). La diferencia con respecto a la primera realización radica en que solo una fase se desplaza por pulso y la cantidad de desplazamiento de la misma es diferente. La cantidad de desplazamiento requerida es diferente según la condición de forma de onda PWM original (obligación).

Como se describió anteriormente, la configuración de control no cambia, pero la cantidad de desplazamiento de pulso se ajusta, y en consecuencia, los tipos de vectores de voltaje aplicados al motor pueden cambiarse, y la estimación de posición puede hacerse con un grado aún mayor de precisión.

(Tercera realización)

Posteriormente, la tercera realización de la presente invención se explicará con referencia a la figura 7.

La primera y segunda realizaciones mostraron que se introduce el dispositivo 17 de desplazamiento de pulso, de modo que los tipos de vectores de voltaje aplicados al motor pueden incrementarse de dos tipos a tres o cuatro tipos. En estas realizaciones, los conmutadores de todas las tres fases realizan conmutaciones con la misma frecuencia que el portador de onda triangular. Por el contrario, en la tercera realización, se explicará un ejemplo en el que las frecuencias de conmutación de las tres fases son diferentes (conmutación de dos fases).

La figura 7(a) muestra el método de conmutación de dos fases utilizando un portador de onda triangular. A diferencia de la figura 4, se entiende que los comandos Vu*, Vv*, Vw* de voltaje trifásico están en contacto con el pico del lado superior del portador de onda triangular. En este ejemplo, Vw*, que es el más grande entre los comandos de voltaje trifásico, coincide con el valor pico del lado superior del portador de onda triangular. De esta manera, todos los comandos de voltaje se proporcionan con el mismo valor de polarización, de modo que el número de conmutación de una fase (en esta condición, fase W) se puede reducir sin cambiar la relación de los voltajes de línea. Bajo la condición de la figura 7, no se realiza ninguna conmutación en absoluto para la fase W, y el conmutador del lado superior (Swp de la figura 1) continúa estando en el estado encendido. La fase que detiene la conmutación se determina en función de la relación de magnitud de los comandos de voltaje trifásico, pero el resultado es tal que, en comparación con el método PWM de la figura 4, el número de conmutación es 1/3, y la pérdida de conmutación del inversor se puede reducir.

La característica de la conmutación de dos fases radica en que la misma se usa repetidamente como vector cero. En la figura 7, durante el segundo vector V (1, 1, 1) cero, V (1, 0, 1) y V (0, 0, 1) salen, y además, se realiza el desplazamiento de pulso, por lo que el nuevo vector V (0, 1, 1) de voltaje ampliado e ilustrado en los vectores de voltaje en (e) de la figura 7 pueden ser de salida. Como resultado, los tipos de potenciales de punto neutro detectables se pueden aumentar a tres tipos, que incluyen no solo VnB, VnC antes del desplazamiento de pulso sino también VnD.

Como se describió anteriormente, según la presente realización, los tipos de vectores de voltaje se pueden aumentar incluso en la conmutación de dos fases que tiene un bajo grado de pérdida del inversor, y, por lo tanto, se puede lograr el efecto de búsqueda de la posición del rotor, y la precisión de la estimación de posición se puede mejorar con un sistema altamente eficiente.

(Cuarta realización)

Posteriormente, la cuarta realización de la presente invención se explicará con referencia a las figuras 8 a 10.

En cualquiera de las realizaciones primera a tercera, el dispositivo 17 de desplazamiento de pulso desplaza la fase de la forma de onda de pulso PWM, aumentando así el período de vectores de voltaje distintos de cero, o aumentando los tipos de vectores de voltaje.

El desplazamiento de pulso se puede lograr fácilmente con una lógica dura como un temporizador y un contador como se explicó anteriormente, pero el mismo efecto que este efecto también se puede lograr corrigiendo los comandos de voltaje trifásico. En la presente realización, se explicará este método.

La figura 8 ilustra un diagrama de configuración de un dispositivo de control 2B. En la figura, los números de componente 5 a 16 son los mismos que los del dispositivo 2 de control (figura 1) de la primera realización. La diferencia con la figura 1 radica en que el dispositivo 17 de desplazamiento de pulso se elimina, y en su lugar se agrega un dispositivo 18 de compensación de voltaje.

Este dispositivo 18 de compensación de voltaje realiza una operación de compensación en los comandos Vu*, Vv*, Vw* de voltaje trifásico, genera nuevos comandos Vu**, Vv**, Vw** de voltaje, y en base a estos valores, el dispositivo 10 de generación PWM realiza la operación PWM.

La configuración del dispositivo 18 de compensación de voltaje se muestra en la figura 9. Como se muestra en la figura, el dispositivo 18 de compensación de voltaje incluye agregar dispositivos 6c a 6e y un dispositivo 181 de cálculo de cantidad de compensación, y agrega cualquiera de las cantidades de compensación 0, 5V, -5V a cada uno de los comandos de voltaje trifásicos originales. La compensación de voltaje se muestra en la figura 10. En el caso de que no se realice la compensación, se envían los vectores V (1,0, 1) y V (0, 0, 1) de voltaje del ancho de pulso estrecho, pero al realizar la compensación de voltaje, se entiende que los comandos de voltaje trifásicos se corrigen, y no solo los vectores V (1, 0, 1) y V (0, 0, 1) de voltaje sino también V (0, 1, 0) y V (1, 1,0) son nuevos de salida. La cantidad de compensación del voltaje debe cambiarse en medio ciclo del portador de onda triangular, pero al realizar dicha operación de compensación, se pueden obtener completamente los mismos efectos que las realizaciones primera a tercera.

Según la presente realización, el desplazamiento de pulso se puede lograr corrigiendo los comandos de voltaje, y esto se puede lograr usando una micro computadora generalmente disponible que tiene la función PWM.

(Quinta realización)

Posteriormente, la quinta realización de la presente invención se explicará con referencia a las figuras 11 a 15.

En las realizaciones primera a cuarta, al corregir el pulso PWM, se incrementan los tipos de vectores de voltaje aplicados al motor, con lo que se mejora la precisión de detección de posición, y en estas realizaciones, se puede mejorar la precisión de estimación de posición. Sin embargo, una realización para mejorar aún más la precisión de detección de posición se explicará nuevamente como la quinta realización.

Las figuras 11 y 12 son diagramas de configuración que ilustran un dispositivo 15C de estimación de posición y un dispositivo 15D de estimación de posición. Estos dispositivos de estimación de posición se usan en lugar del dispositivo 15 de estimación de posición en el dispositivo 2 de control de la figura 1 o en el dispositivo 2B de control de la figura 8, de modo que se puede realizar la quinta realización.

El dispositivo 15C de estimación de posición de la figura 11 incluye un conmutador 154 de selección, una memoria 155 y un dispositivo 157 de cálculo de fase. El dispositivo 15D de estimación de posición de la figura 12 incluye un conmutador 154D de selección, una memoria 155D y un dispositivo 157D de estimación de posición. La figura 11 y la figura 12 son diferentes en el sentido de que se almacenan dos valores de Vn0h, que es un valor de retención del potencial de punto neutro (figura 11), o se almacenan cuatro valores del mismo (figura 12). En la estimación de posición, se necesitan al menos dos valores y, por lo tanto, la figura 11 es la configuración mínima requerida. Como se explica en las realizaciones anteriores, cuanto mayor es el número de potenciales de punto neutro, más se mejora la precisión. Como se muestra en las realizaciones anteriores, cuando los vectores de voltaje se incrementan sin cambiar el número de conmutación, se pueden aplicar tres o cuatro tipos de vectores de voltaje, y en este caso, los potenciales de punto neutro se pueden guardar usando la configuración como se muestra en la figura 12. Cuando se utilizan tres potenciales de punto neutro, una de las cuatro memorias de la figura 12 deben ser utilizadas.

En los dispositivos 15C de estimación de posición, D, el conmutador 154 (154D) conmuta Vn0h, que es un valor obtenido cuantificando el potencial de punto neutro, y se almacena en la memoria de tal manera que se puede encontrar que el valor se encuentra en un tiempo del vector de voltaje. Sobre la base de los valores de la memoria, el dispositivo 157 (157D) de cálculo de fase calcula la posición 0d del rotor del motor 4.

Posteriormente, se explicará un método de cálculo más específico del dispositivo 157 (157D) de cálculo de fase.

Primero, se explicará la relación entre la posición 0d del rotor y el potencial Vn de punto neutro. El potencial Vn de punto neutro ocurre cuando los valores de inductancias Lu, Lv, Lw de las fases cambian por saturación magnética debido al efecto del flujo magnético como se muestra en las expresiones (1), (2). En este caso, suponga que la inductancia cambia según el siguiente supuesto.

Lu = L0 — K f * I&u I

Lv = L0 — K f * I<Pv I

Lw = L0 - K f * I&w I (3)

En la expresión anterior, L0: inductancia durante la no saturación, Ou, Ov, Ow: cantidad de flujo magnético de cada fase, Kf: coeficiente. Como se muestra en la expresión (3), al representar la inductancia, el cambio de inductancia según la cantidad de flujo magnético puede expresarse. La cantidad de flujo magnético de cada fase se puede expresar de la siguiente manera.

<Pu = <Pm • cos(dd) <Pi • cos(di)

&v = <Pm • cos(dd — 2n / 3) <Pi • cos(di — 2J1/3)

<Pw = <Pm • cos(dd 2n / 3) <Pi • cos(di 2n / 3) (4)

En la expresión anterior, Om: flujo magnético de imán permanente, 0d: fase del eje d, Oi: flujo magnético generado por la corriente, 0i: fase de corriente. La expresión (4) se sustituye por la expresión (3), y el cambio del potencial de punto neutro de cada vector de voltaje se calcula como se muestra en las expresiones (1), (2), luego, lo que se muestra en la figura 13 se obtiene. Cabe señalar que, en aras de la simplicidad, el cálculo se realiza mientras Oi en la expresión (4) se considera cero.

Como se muestra en la figura 13, se entiende que los potenciales VnA a VnF de punto neutro de los vectores de voltaje cambian dependiendo de la posición 0d del rotor. Con un potencial de punto neutro de un vector de voltaje, es imposible identificar la fase (posición del rotor) 0d, pero la fase se puede identificar cuando hay al menos dos. Sin embargo, el potencial de punto neutro cambia con un ciclo dos veces el período del ciclo de la fase del rotor y, por lo tanto, el rango de estimación de la posición está dentro de un rango de ±90 grados, pero esto no es evitable debido al principio.

Se explicará un método para identificar la posición 0d del rotor a partir de dicho cambio del potencial de punto neutro. En la figura 13, el potencial de punto neutro exhibe un cambio complicado para cada vector de voltaje, pero cuando se invierte el signo de VnB, VnD, VnF de los seis tipos de potenciales de punto neutro, la forma de onda como se muestra en la figura 14 pueden obtenerse. Como se puede ver en estas formas de onda, son formas de onda de corriente alterna trifásica simétrica. Al hacer uso de la característica de la simetría de la trifásica, se estima la posición del rotor.

La cantidad Xu, Xv, Xw de corriente alterna trifásica puede someterse a conversión trifásica a bifásica (conversión ap). Una expresión de conversión de trifásica a bifásica se puede expresar como sigue.

Xa = (2 /3 ) • {Xu - (1 /2 ) • Xv — (1 /2 ) • Xw}

Xb = (2/3) • {(V (3 )/2 ) • Xv — (V (3) / 2) • Xw} 5

Por ejemplo, cuando se obtienen tres potenciales VnA, VnB, VnC de punto neutro, las siguientes expresiones se mantienen sobre la base de la figura 14,

Xu = VnA,Xv = —VnB,Xw = VnC (6)

que se sustituyen en la expresión (5) para obtener Xa y Xb. Según el resultado, el valor de cálculo 0dc de 0d se puede obtener de la siguiente manera,

"de = (1/2 ) arctan (Xb/Xa) (7)

Cabe señalar que "arctan" en la expresión (7) significa arco tangente.

Cuando se usan solo dos potenciales de punto neutro, puede ser posible calcular una fase como la corriente alterna trifásica. Por ejemplo, cuando VnA no se usa en la expresión (6), puede ser posible calcular de la siguiente manera.

Xv = —VnB,Xw = VnC

Xu = —(Xv Xw) = VnB — VnC (8)

La figura 15 es un resultado obtenido calculando el ángulo 0dc de fase usando la expresión (8) y la expresión (7). Se entiende que la posición 0d del rotor se puede calcular casi correctamente. Sin embargo, es un cambio algo curvo, pero cuando la tabla de datos se prepara por adelantado, se pueden corregir.

Cuando se utilizan cuatro potenciales de punto neutro (por ejemplo, cuatro potenciales de punto neutro, es decir, VnB, VnC, VnE, VnF), puede ser posible calcular de la siguiente manera.

Xv = (—VnB Vn4)/2

Xw = (VnC — VnF)/2

Xu = —(Xv Xw) (9)

En la expresión anterior, Xv y Xw se usan para derivar valores promedio. Los datos de detección reales se muestrean en un punto con el potencial de punto neutro siendo un valor en un caso y, por lo tanto, son fácilmente afectados por el error de detección. Por el contrario, al emplear el valor promedio de los valores detectados con diferentes vectores de voltaje como se describió anteriormente, el efecto del error de detección puede eliminarse. Mediante el promedio, se puede reducir el error de detección del potencial de punto neutro y, por lo tanto, se espera que mejore la precisión de detección.

El cálculo anterior se realiza en el dispositivo 157 (157D) de cálculo de fase, y se deriva la posición del rotor. Como resultado, la detección de posición se puede lograr con un alto grado de precisión que no se pudo lograr en el pasado. No es necesario tener datos de tabla para la estimación de posición utilizada en LPT 4, y bajo cualquier condición PWM en cualquier caso dado, se puede realizar el cálculo de estimación de la posición del rotor.

(Sexta realización)

Posteriormente, la sexta realización de la presente invención se explicará con referencia a las figuras 16 y 17.

En la quinta realización, se han explicado los detalles de la estimación de posición. En ese caso, se supone que el flujo Oi magnético generado por la corriente del devanado como flujo magnético en el motor es cero (Oi es cero en la expresión (4)), pero en realidad, cuando la corriente fluye, Oi se genera, y cada cantidad de flujo magnético cambia. Es la presente realización la que hace frente a este problema.

En la figura 16, un dispositivo 2E de control es un dispositivo de control de la presente realización, y este dispositivo 2E de control se usa en lugar de, por ejemplo, el dispositivo 2 de control de la realización de la figura 1, de modo que se puede realizar la sexta realización.

En la figura 16, aquellos indicados con los números de componente 5, 6a, 6b, 7 a 17 son los mismos que los del dispositivo 2 de control de la figura 1. El dispositivo 2E de control de la figura 16 incluye adicionalmente un dispositivo 6f de adición y un dispositivo 19 de compensación de fase.

Como se describió anteriormente, se pasa una corriente a través del motor, y el dispositivo 15 de estimación de posición calcula 0dc, luego se produce un error debido al flujo magnético actual. En la figura 17, lo que se denota con una línea delgada es un ejemplo donde el cálculo de fase se realiza bajo una condición en la que se pasa una corriente de Id = 0, Iq = 100%. Por ejemplo, cuando el 0d real es cero grados, 0dc es aproximadamente 30 grados. Sin embargo, esta desviación de la fase depende del valor actual y, por lo tanto, se puede corregir cuando se introduce el dispositivo 19 de compensación de fase, y la fase 50i de compensación se prepara como tabla de datos por adelantado a partir de los comandos Id*, Iq* actuales. Alternativamente, 50i puede calcularse en función de Id*, Iq*. El dispositivo 19 de compensación de fase envía 50i, y esto se añade a 0dc mediante el dispositivo 6f de adición, por lo que la desviación de la fase puede compensarse. Este resultado se muestra como una línea gruesa en la figura 17.

Como se describió anteriormente, el efecto debido al flujo magnético actual puede corregirse mediante simples bloques de compensación. Cabe señalar que no solo el comando de corriente sino también el valor de detección actual, pueden usarse para calcular la cantidad de compensación de fase, o dependiendo de la condición, también pueden usarse el comando de par motor y el valor de detección de par motor.

(Séptima realización)

Posteriormente, la séptima realización de la presente invención se explicará con referencia a las figuras. 18 a 20.

En la explicación anterior sobre las realizaciones, se ha aclarado el método de cálculo de estimación de la posición del rotor usando el potencial de punto neutro del motor. En un sistema de accionamiento real para un motor síncrono, es necesario controlar el par y la velocidad de rotación del motor, y, por lo tanto, es necesario tener no solo información de posición del rotor sino también información actual sobre el motor.

La información actual sobre el motor generalmente se obtiene mediante la detección usando sensores de corriente conectados a un devanado trifásico, pero para reducir el tamaño del dispositivo, reducir el costo y mejorar la confiabilidad, existe un método para realizar la detección basada en un dispositivo 35 de detección de corriente de una derivación (figura 1) provisto en una línea de bus de corriente continua sin realizar la detección de la corriente de fase.

En el dispositivo 35 de detección de corriente de una derivación, la corriente de fase del motor fluye instantáneamente, y las corrientes de fase del motor pueden detectarse programando la temporización de muestreo por adelantado. En dicha detección de corriente, el período de aplicación del vector de voltaje es importante.

En las realizaciones primera a sexta, la detección de corriente y la detección del potencial de punto neutro para la estimación de posición se realizan en base al supuesto de que el circuito de muestreo/retención (dispositivo de transformación AD) se proporciona independientemente para cada una de ellas, pero dependiendo del controlador para lograr el dispositivo de control, la limitación de muestreo/retención existe y el número de dispositivos de transformación AD es limitado en la mayoría de los casos.

En la presente realización, a continuación, se explica un método, en el que solo se proporciona un circuito de muestreo/retención (solo se proporciona un convertidor AD), y la detección de corriente y la detección del potencial de punto neutro se realizan alternativamente.

En la figura 18, un dispositivo 2F de control es un dispositivo de control de la presente realización, y este dispositivo 2F de control se usa en lugar de, por ejemplo, el dispositivo 2 de control de la realización de la figura 1, de modo que se puede realizar la séptima realización.

En la figura 18, aquellos indicados con los números de componente 5 a 13, 15 a 17 son los mismos que los del dispositivo 2 de control de la figura 1. El dispositivo 2F de control de la figura a 18 incluye además una unidad 20 de detección analógica.

La configuración de la unidad 20 de detección analógica se muestra en la figura 19. En la figura, la unidad 20 de detección analógica incluye un conmutador 201 analógico, un circuito 14c de muestreo/retención, un convertidor 202 AD y un conmutador 203. Como microordenador para realizar el dispositivo de control, se considera que 2F es, por ejemplo, uno que tiene solo un convertidor AD y solo un circuito de muestreo/retención.

La corriente I0 que fluye a través del dispositivo 35 de detección de corriente de una derivación y el potencial Vn0 de punto neutro se introducen en el conmutador 201, y uno de ellos se selecciona y se muestrea/retiene, y el convertidor 202 AD realiza la cuantificación. Este resultado se envía al dispositivo 11 de reproducción actual o al dispositivo 15 de estimación de posición. El procesamiento de la corriente I0 y el potencial Vn0 de punto neutro se realiza alternativamente en una secuencia de tiempo. Por ejemplo, como se muestra en la figura 20, para cada ciclo del portador de onda triangular, la detección de la corriente I0 y la detección del potencial Vn0 de punto neutro pueden repetirse alternativamente. Según con cada tiempo de respuesta de ajuste del sistema de control, la relación de conmutación del mismo puede cambiarse.

Con la función de un microordenador real, es muy difícil detectar valores analógicos dos veces en la mitad del ciclo de la portadora con diferentes tiempos. En tal caso, se pueden usar múltiples circuitos de muestreo/retención y convertidores AD juntos en algunos casos. Por lo tanto, esto no causaría ningún problema como método para usar múltiples circuitos de muestreo/retención y convertidores AD y asignarlos alternativamente a la detección de corriente y la detección de información de posición.

Como se describió anteriormente, cuando se usa la séptima realización de la presente invención, tanto el control actual como la estimación de posición se pueden lograr a la vez con un microordenador que solo tiene funciones limitadas, y es posible lograr un sistema de accionamiento de motor síncrono con un alto grado de precisión a bajo coste.

(Octava realización)

Posteriormente, la octava realización de la presente invención se explicará con referencia a la figura 21.

En la presente invención, el potencial de punto neutro del motor se usa para realizar el cálculo de la estimación de posición, y esto realiza un accionamiento sin sensor de posición a una velocidad tan baja como cero. El método que utiliza este potencial de punto neutro también se puede lograr en principio a alta velocidad. Sin embargo, a medida que aumenta la velocidad, se pueden generar componentes armónicos en el potencial de punto neutro, y esto puede causar un error de estimación de posición. El voltaje inducido por la velocidad del potencial de punto neutro puede incluir muchos armónicos dependiendo de la estructura del motor en algunos casos. En el caso de dicho motor, se puede lograr un accionamiento sin sensor de posición con menos error de estimación mediante la introducción de un método que utiliza un voltaje inducido por velocidad convencional solo en la región de alta velocidad. La presente realización es llevar a cabo este caso.

En la figura 21, un dispositivo 2G de control es un dispositivo de control de la presente realización, y este dispositivo 2G de control se usa en lugar de, por ejemplo, el dispositivo 2 de control de la realización de la figura 1, de modo que se puede realizar la octava realización.

En la figura 21, los indicados con los números de componente 5 a 17 son los mismos que los del dispositivo 2 de control de la figura 1. El dispositivo 2G de control de la figura 21 incluye recientemente un dispositivo 21 de estimación de posición de velocidad media/alta y un conmutador 22 de selección de estimación de fase.

El dispositivo 21 de estimación de posición de velocidad media/alta estima y calcula la posición 0d del rotor a partir de la constante (inductancia y resistencia del devanado) del motor 4 sobre la base de Id, Iq, que son valores de detección de corriente y Vd*, Vq* que son comandos de voltaje para el motor 4. Hasta hoy, se han realizado muchos informes sobre métodos específicos del mismo, pero se puede aplicar cualquier método. La salida 0dc2 del dispositivo 21 de estimación de posición de velocidad media/alta y la fase 0dc calculada a partir del potencial de punto neutro se cambian de acuerdo con la velocidad por el conmutador 22 de selección de estimación de fase. Ambos se conmutan por el conmutador como se muestra en la figura, y, en consecuencia, el algoritmo de estimación de posición se puede cambiar de tal manera que el método basado en el potencial de punto neutro se use a baja velocidad y el método basado en el voltaje inducido se use a una velocidad media/alta. En lugar de cambiar usando el conmutador como se muestra en la figura, es posible realizar el cambio gradualmente ponderando 0dc y 0dc2.

Como se describió anteriormente, según con la presente realización, en un amplio intervalo desde la región de baja velocidad a la región de velocidad media/alta, la posición del rotor se puede detectar con un alto grado de precisión, y se puede lograr establecer un sistema de accionamiento del motor eléctrico síncrono estable.

(Novena realización)

Posteriormente, se explicará la novena realización de la presente invención.

La figura 22 es un diagrama práctico que ilustra un sistema de accionamiento para un motor síncrono según la presente realización. En la figura, un sistema 23 de accionamiento del motor síncrono está empaquetado como un sistema en el motor 4. Al integrarlos todos como se indicó anteriormente, se pueden eliminar los cables entre el motor y el inversor. Como se muestra en la figura 23, los cables del sistema de accionamiento integrado son solo una línea de suministro de energía al inversor 3 y una línea de comunicación para, por ejemplo, el comando de velocidad de rotación y el estado de operación de retorno.

En la presente invención, es necesario extraer el potencial de punto neutro del motor 4, pero al integrar el motor y la porción del circuito de accionamiento, el cableado del potencial de punto neutro se vuelve fácil. Dado que se puede lograr la posición sin sensor, el sistema integrado se puede hacer en un tamaño extremadamente compacto y se puede reducir el tamaño.

(Décima realización)

Posteriormente, se explicará la décima realización de la presente invención.

La figura 23 ilustra un sistema de accionamiento hidráulico, y se utiliza para el sistema hidráulico de transmisión y el sistema hidráulico de freno en un automóvil. En la Figura 23, el número 23 de componente es el sistema de accionamiento del motor síncrono de la figura 22, y una bomba 24 de aceite está unida al motor. La bomba 24 de aceite controla la presión hidráulica de un circuito 50 hidráulico. El circuito 50 hidráulico incluye un tanque 51 para almacenar aceite, una válvula 52 de alivio para mantener la presión hidráulica en un valor de ajuste o menor, una válvula 53 solenoide para cambiar el circuito hidráulico, y un cilindro 54 que funciona como un actuador hidráulico.

La bomba 24 de aceite usa el sistema 23 de accionamiento del motor síncrono para generar presión hidráulica, y acciona el cilindro 54 que es un actuador hidráulico. En el circuito hidráulico, la válvula 53 solenoide conmuta el circuito, por lo que se cambia la carga de la bomba 24 de aceite y se produce una alteración de la carga en el sistema 23 de accionamiento del motor síncrono. En el circuito hidráulico, una carga varias veces mayor que la presión de estado normal puede aplicarse y el motor puede detenerse. Sin embargo, en el sistema de accionamiento del motor síncrono de la presente realización puede estimarse la posición del rotor incluso en un estado detenido, y por lo tanto no se causaría ningún problema. Solía ser difícil aplicar un sensor convencional sin sensor en una región inferior a la región de velocidad media/alta, y por lo tanto, es esencial que la válvula 52 de alivio alivie la presión hidráulica, que es una carga excesiva para el motor, pero según la presente realización, como se muestra en la figura 24, la válvula 52 de alivio puede ser eliminada. Más específicamente, la presión hidráulica se puede controlar sin ninguna válvula de alivio, que es un dispositivo de protección mecánica para evitar la carga excesiva aplicada al motor.

(Undécima realización)

Posteriormente, se explicará la undécima realización de la presente invención.

La figura 25 ilustra un sistema de aire acondicionado de un acondicionador de aire de habitación y una unidad de aire acondicionado, y muestra una unidad 60 exterior. La unidad 60 exterior del sistema de aire acondicionado incluye el sistema de accionamiento para el motor síncrono (números de componente 1 a 4) explicados anteriormente, y también incluye componentes como un compresor 61 y un ventilador. Entre ellos, la fuente de energía del compresor es un motor que se incorpora al interior del compresor.

El sistema de aire acondicionado está mejorando su eficiencia año tras año, y en estado normal, es necesario accionarlo a una velocidad extremadamente baja para lograr un ahorro de energía. Sin embargo, en el accionamiento convencional sin sensores, se limita a la región de velocidad media/alta, y es difícil accionar a una velocidad extremadamente baja. Al utilizar el sistema de accionamiento del motor síncrono según la presente realización, el accionamiento sinusoidal se puede lograr a una velocidad tan baja como cero, y por lo tanto, se puede mejorar la eficiencia del aire acondicionado (ahorro de energía).

(Duodécima realización)

Finalmente, se explicará la duodécima realización de la presente invención.

La figura 26 ilustra un dispositivo de determinación de posición que usa un motor y muestra una configuración de bloque completo del mismo. En la figura 26, el dispositivo 70 de determinación de posición está conectado como una carga del motor 4. Un dispositivo 1H de generación Iq* funciona como un dispositivo de control de velocidad en este caso. El comando wr* de velocidad se proporciona como salida del dispositivo 71 de control de posición, que es un bloque de control de nivel superior. Un dispositivo 6g de sustracción realiza una comparación con la velocidad wr real, y se calcula Iq* para que la desviación del mismo sea cero. El dispositivo 70 de determinación de posición es, por ejemplo, un dispositivo que usa un tornillo de bola, y se ajusta mediante el dispositivo 71 de control de posición de modo que la posición se controla para estar en una posición 0* predeterminada. El sensor de posición no está conectado al dispositivo 70 de determinación de posición, y el valor de estimación de posición 0dc del dispositivo 2 de control se usa como está. En consecuencia, no es necesario conectar el sensor de posición al dispositivo de determinación de posición, y se puede realizar el control de posición.

Anteriormente, las realizaciones de la presente invención se han explicado de una manera específica, pero la presente invención no se limita a las realizaciones anteriores, y debe entenderse que la presente invención se puede cambiar de varias maneras sin desviarse de la esencia de la misma.

Se explicarán ejemplos. La presente invención se basa en el supuesto de que se detecta el potencial Vn de punto de conexión del devanado trifásico del motor 4 de imán permanente. En la explicación anterior, debido a la facilidad de detección del potencial de punto neutro, el circuito 34 de punto neutro virtual se introduce para generar un potencial de referencia, y se deriva una diferencia del potencial Vn de punto de conexión del devanado trifásico. Sin embargo, cuando se puede detectar el potencial del punto de conexión del devanado trifásico del motor 4 de imán permanente, el potencial de referencia puede estar en cualquier lugar. Por ejemplo, un potencial obtenido dividiendo por igual la fuente de alimentación 31 de corriente continua puede adoptarse como referencia, o un lado de tierra de la fuente de alimentación de corriente continua puede adoptarse como potencial de referencia. En tal caso, se puede obtener el mismo resultado restando un equivalente de desplazamiento.

Aplicabilidad industrial

Como se describió anteriormente, la presente invención es una técnica para establecer un sistema de accionamiento del motor sin sensor de posición. Los ejemplos a los que se puede aplicar el motor incluyen el control de velocidad de rotación para un ventilador, una bomba (bomba hidráulica, bomba de agua), un compresor, un motor de husillo, un dispositivo calentador de aire acondicionado, un controlador de disco y también se puede usar el motor con el propósito de determinar la posición en una maquinaria de trabajo y maquinaria industrial.

Lista de signos de referencia

1 dispositivo de generación Iq*, 2 dispositivo de control, 3 inversor, 4 motor de imán permanente, 5 dispositivo de generación Id*, 6a, 6b dispositivo de sustracción, 7 dispositivo de control de corriente del eje q, 8 dispositivo de control de corriente del eje q, 9 dispositivo de transformación inversa dq 10 dispositivo de generación PWM, 11 dispositivo de reproducción de corriente, 12 dispositivo de transformación dq, 13 dispositivo de amplificación del potencial de punto neutro, 14a , 14b circuito de muestreo/retención, 15 dispositivo de estimación de posición, 16 dispositivo de cálculo de velocidad, 17 dispositivo de desplazamiento de pulso, 31 fuente de alimentación de corriente continua, 32 circuito principal del inversor, 33 pre accionador de salida, 34 circuito de punto neutro virtual, 35 dispositivo de detección de corriente de una derivación.

Claims (18)

REIVINDICACIONES

1. Un sistema para un motor síncrono, que comprende un inversor (3, 32) configurado para enviar una corriente alterna continua y un motor (4) síncrono trifásico conectado al inversor, y un dispositivo (2) de control configurado para detectar la información de posición del rotor sobre la base del potencial (Vn) de punto neutro del motor síncrono trifásico y controlar el inversor enviando una señal de modulación del ancho de pulso al inversor,

en el que el dispositivo (2) de control está adaptado para realizar una operación de modulación del ancho de pulso de la operación de conmutación del inversor desde el estado del vector cero en el que el estado de conmutación de cada fase es todo negativo o todo positivo, y se genera durante un ciclo del portador hasta que se alcanza el estado del vector cero original, tres o cuatro tipos de estados de conmutación distintos del vector cero desplazando el tiempo de operación de conmutación de cada fase, y

medios para muestrear los potenciales de punto neutro adaptados para muestrear los potenciales de punto neutro en al menos dos tipos de estados de conmutación de las tres o cuatro tipos de estados de conmutación, y

medios para estimar una posición del rotor del motor síncrono trifásico adaptado para estimar la posición del rotor sobre la base del valor de muestreo a partir de los medios para el muestreo,

caracterizado por que el dispositivo (2) de control está adaptado para proporcionar, en la operación de modulación del ancho de pulso del inversor, un período en el que cualquiera de las tres fases se mantiene en estado siempre positivo o siempre negativo durante un ciclo del portador, para realizar la modulación del ancho de pulso utilizando los dos fases restantes en este período, y para generar, desplazando el tiempo de operación conmutación de estas dos fases, tres tipos de estados de conmutación distintos del vector cero, y en donde los medios para el muestreo están adaptados para muestrear el potencial de punto neutro en dos tipos de estados de conmutación de los tres tipos de estados de conmutación.

2. El sistema según la reivindicación 1, en el que la operación de conmutación de cada fase dentro del ciclo del portador cambia de un estado de vector cero a una fase de estado de conmutación positivo por fase para cambiar a un segundo estado de vector cero, y después, cambiar de una fase en la que se alcanza un estado de conmutación positivo a un estado de conmutación negativo en orden, de modo que se generan cuatro tipos de estados de conmutación en el ciclo del portador, y nuevamente, la operación de conmutación regresa al primer vector cero original.

3. El sistema según la reivindicación 1 o 2, en el que se proporciona un valor límite inferior para períodos de al menos dos tipos de estados de conmutación de los tres o cuatro tipos de estados de conmutación distintos del vector cero como un estado de conmutación del ciclo del portador, y el valor límite inferior se establece en un período igual o superior a un período en el que la variación inicial converge sustancialmente cuando cambia el potencial de punto neutro

4. El sistema según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 3, en el que el método de modulación del ancho de pulso es calcular comandos de voltaje trifásicos aplicados al motor síncrono trifásico, y realiza la operación de modulación del ancho de pulso sobre la base de los comandos de voltaje trifásico, y cuando se realiza la modulación del ancho de pulso, la sincronización de la operación de conmutación de cada pulso se desplaza agregando una compensación de voltaje al comando de voltaje trifásico.

5. El sistema según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 4, en el que al menos dos tipos de valores de muestreo o más de los potenciales de punto neutro se tratan como señales de corriente alterna trifásica, por lo que se estima la posición del rotor.

6. El sistema según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 5, en donde se proporcionan medios para detectar una corriente de línea de bus de corriente continua del inversor, y al igual que la temporización con la que se muestrea el potencial de punto neutro, el muestreo de la corriente de línea de bus de corriente continua se realiza de manera tal que se muestrea en un estado de conmutación distinto del vector cero, y el muestreo del potencial de punto neutro y el muestreo de la corriente de línea de bus de corriente continua se ejecutan alternativamente para cada ciclo o varios ciclos del portador, y con la estimación de la posición del rotor, se detecta la corriente de línea de bus de corriente continua, por lo que se controla el motor síncrono.

7. El sistema según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 6, en el que en una región de baja velocidad que incluye el estado detenido del motor síncrono, la posición del rotor se estima en base al muestreo del potencial de punto neutro y en una región de velocidad media/alta del motor síncrono, la posición del rotor se estima en base al voltaje generado inductivamente del motor síncrono.

8. El sistema según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 7, en el que el motor síncrono, el inversor, el dispositivo de control están integrados, y una línea de la fuente de alimentación del inversor y el dispositivo de control y una línea de señal al dispositivo de control se extiende al exterior.

9. Un sistema de accionamiento de bomba que usa un motor síncrono que tiene una bomba de agua o una bomba hidráulica como carga que comprende el sistema según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 8.

10. Un sistema de accionamiento de compresor que usa un motor síncrono que tiene un compresor como carga que comprende el sistema según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 8.

11. Un sistema de determinación de posición que comprende el sistema según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 8, se mueve un objeto y se controla una posición del objeto.

12. El sistema según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 11, en el que, en la operación de modulación del ancho de pulso del inversor, los pulsos de voltaje de salida de una o dos fases se desplazan en términos de tiempo para que el tiempo con el que cambie el estado de cada fase se desplaza de positivo a negativo y de negativo a positivo está configurado para no estar cerca el uno del otro por un ancho de tiempo predeterminado o menos.

13. El sistema según la reivindicación 12, en el que el pulso del voltaje de salida de cada fase se desplaza en términos de tiempo sin cambiar el ancho del pulso del voltaje de salida de cada fase.

14. El sistema según la reivindicación 12 o 13, en el que los pulsos de voltaje de salida de dos fases de las tres fases se desplazan en términos de tiempo.

15. El sistema según la reivindicación 12 o 13, en el que el pulso del voltaje de salida de una fase de las tres fases se desplaza en términos de tiempo.

16. El sistema según cualquiera de las reivindicaciones 12 a 15, en el que se proporciona una unidad de generación de pulso PWM para generar pulso PWM comparando un portador de onda triangular y un comando de voltaje trifásico, y un pulso de voltaje de salida se desplaza aplicando polarización, en una dirección opuesta, al comando de voltaje trifásico para cada medio ciclo del portador de onda triangular.

17. El sistema según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 16, en el que el inversor (3, 32) está configurado para emitir una corriente alterna sinusoidal continua.

18. Un método para accionar un motor síncrono mediante un inversor (3, 32) configurado para enviar una corriente alterna continua a un motor (4) síncrono trifásico conectado al inversor, y mediante un dispositivo (2) de control que detecta la información de posición del rotor sobre la base del potencial (Vn) de punto neutro del motor síncrono trifásico y controla el inversor y al enviar una señal de modulación del ancho de pulso al inversor,

en donde en la operación de modulación del ancho de pulso del inversor, la operación de conmutación se realiza desde el estado del vector cero en el que el estado de conmutación de cada fase es todo negativo o positivo, y durante un ciclo del portador hasta que se alcanza el estado original del vector cero, se generan tres o cuatro tipos de estado de conmutación que no sean el vector cero al desplazar el tiempo de operación de conmutación de cada fase, y los potenciales de punto neutro en al menos dos tipos de estados de conmutación de los tres o cuatro tipos de estados de conmutación se muestrean, y

en donde el dispositivo de control es caracterizado en la estimación de la posición del rotor del motor síncrono trifásico sobre la base del valor de muestreo,

caracterizado por que

en la operación de modulación del ancho de pulso del inversor, se proporciona un período en el que cualquiera de las tres fases se mantiene en estado siempre positivo o siempre negativo durante un ciclo del portador, y la modulación del ancho de pulso se realiza utilizando las dos fases restantes en este período, y al desplazar el tiempo de operación de conmutación de estas dos fases, se generan tres tipos de estados de conmutación distintos del vector cero , y se muestrean los potenciales de punto neutro en al menos dos tipos de estados de conmutación de los tres tipos de estados de conmutación.