ES2320594T3 - Procedimiento para el servicio de un dispositivo de calentamiento por induccion. - Google Patents
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Abstract
Procedimiento para el funcionamiento de un dispositivo de calentamiento por inducción con - una bobina de inducción (L1) y - un convertidor (ET, HU, VU) para generar una tensión de accionamiento para la bobina de inducción (L1) con - un rectificador (GL) que rectifica una tensión alterna de red (UN), - un condensador de circuito intermedio (C1), que es acoplado en un bucle entre las conexiones de salida (N1, N2) del rectificador (GL) y que tampona la tensión rectificada (UG), y - al menos un dispositivo de conmutación (T1 a T7) controlable, que es acoplado en un bucle entre las conexiones de salida (N1, N2) del rectificador (GL), caracterizado por el hecho de que - en un margen de tiempo de descarga prefijable (INT) antes de volver al nivel cero (ND) de la tensión alterna de red (UN), el condensador de circuito intermedio (C1) es descargado hasta un valor umbral por accionamiento del al menos un elemento de conexión (T1 a T7), antes de que la bobina de inducción (L1) sea accionada para generar una potencia de calentamiento ajustable.
Description
Procedimiento para el servicio de un dispositivo
de calentamiento por inducción.
La invención se refiere a un procedimiento para
el funcionamiento de un dispositivo de calentamiento por inducción
según el término genérico de la reivindicación 1.
En dispositivos calentadores de inducción se
aplica una tensión alterna o una corriente alterna a una bobina de
inducción, por lo cual se inducen corrientes parásitas en una
batería de cocina a calentar de manera magnética y acoplada a la
bobina de inducción. Las corrientes parásitas provocan un
calentamiento de la batería de cocina.
Para el accionamiento de la bobina de inducción
se conocen diversos circuitos y procedimientos de accionamiento.
Todas las variantes de conexión o de procedimiento tienen en común
que producen una tensión de accionamiento de alta frecuencia a
partir de una tensión de entrada de red de baja frecuencia para la
bobina de inducción. Los circuitos de este tipo son denominados
convertidores.
Para la conversión o transformación de la
frecuencia, la tensión de entrada de red habitualmente es
rectificada primero con ayuda de un rectificador en una tensión
continua de alimentación o tensión de circuito intermedio y a
continuación es procesada para generar la tensión de accionamiento
de alta frecuencia con ayuda de uno o varios elementos de mando,
generalmente transistores bipolares de puerta aislada (IGBT). A la
salida del rectificador, es decir, entre la tensión de circuito
intermedio y un potencial de referencia está previsto habitualmente
un llamado condensador de circuito intermedio para el tamponado de
la tensión de circuito intermedio.
Una primera variante de convertidor forma un
convertidor en circuito en puente completo, en el cual entre dos
llamados semipuentes están acoplados en serie en un bucle la bobina
de inducción y un condensador. Los semipuentes son respectivamente
acoplados en un bucle entre la tensión de circuito intermedio y el
potencial de referencia. La bobina de inducción y el condensador
forman un circuito oscilante en serie.
Otra variante de convertidor forma un circuito
de semipuente de dos transistores bipolares de puerta aislada IGBT,
por lo cual la bobina de inducción y dos condensadores que están
acoplados en serie en un bucle entre la tensión de circuito
intermedio y el potencial de referencia forman un circuito oscilante
en serie. La bobina de inducción está conectada por una conexión
con un punto de transferencia de los dos condensadores y por su otra
conexión con un punto de transferencia de los dos IGBTs que forman
el semipuente.
Tanto la variante con puente completo como
también la variante con semipuente son sin embargo comparativamente
caros debido al gran número de componentes necesarios,
particularmente los IGBT.
Una variante optimizada en cuanto a los costes
usa por lo tanto sólo un dispositivo de conmutación o un IGBT, por
lo cual la bobina de inducción y un condensador forman un circuito
oscilante paralelo. Entre las conexiones de salida del
rectificador, paralelamente al condensador de circuito intermedio,
el circuito oscilante paralelo de la bobina de inducción y del
condensador son acoplados en serie con el IGBT en un bucle.
Todas las variantes citadas del convertidor
tienen en común que el condensador de circuito intermedio se carga
durante una primera media onda de red a una tensión de marcha en
vacío con un valor pico de la tensión alterna de red de, por
ejemplo, 325 V en caso de una tensión alterna de red de 230 V, en
cuanto sean alimentadas con tensión de alimentación.
Cuando no se genera una tensión de accionamiento
para producir la potencia de la bobina de inducción, es decir, el o
los dispositivos de conmutación o los IGBT están bloqueados, la
tensión aplicada al condensador de circuito intermedio permanece
casi constante. Al arrancar el convertidor, es decir, cuando la
bobina de inducción es accionada para generar una potencia de
calentamiento ajustable o es cargada con una tensión alterna, al
conectar el o los IGBT fluye primero una alta corriente del
condensador de circuito intermedio en el circuito oscilante y
atraviesa el o los IGBT. Esto genera un ruido audible en una
batería de cocina calentada por el dispositivo de calentamiento por
inducción, por ejemplo en un fondo de olla. Además se reduce la
vida de los componentes cargados con la alta corriente de conexión.
La patente US4438311 divulga un procedimiento según el estado de la
técnica.
La invención por lo tanto se basa en
proporcionar un procedimiento para el funcionamiento de un
dispositivo de calentamiento por inducción con un convertidor que
permite un funcionamiento fiable conservando los componentes y con
poco ruido del dispositivo de calentamiento por inducción con
escasa irradiación perturbadora.
La invención resuelve esta tarea mediante un
procedimiento con las características de la reivindicación 1. Las
configuraciones ventajosas y preferidas de la invención son objeto
de otras reivindicaciones y son descritas detalladamente a
continuación. El texto de las reivindicaciones se toma como
contenido de la descripción por referencia explícita.
Según la invención, el condensador de circuito
intermedio se descarga en un margen de tiempo antes de volver al
nivel cero de la tensión alterna de red hasta un valor umbral por
accionamiento del elemento de conexión, antes de que se accione la
bobina de inducción para generar una potencia de calentamiento
ajustable, por lo cual ya durante la descarga se realiza una
alimentación de potencia de calentamiento a una batería de cocina
eventualmente existente. La descarga del condensador de circuito
intermedio da lugar a que el condensador de circuito intermedio
esté esencialmente descargado en caso de un arranque de un proceso
de calentamiento, es decir, cuando la bobina de inducción debe
emitir la potencia de calentamiento a una batería de cocina. Cuando
en ese momento el dispositivo de conmutación está interconectado,
no se produce ningún impulso de corriente o solamente escaso por el
dispositivo de conmutación y el circuito oscilante a partir de la
bobina de inducción y el condensador. No surge en consecuencia
ningún ruido de conexión y la carga de corriente de impulso de los
componentes de potencia es reducida, por lo cual aumenta su vida.
Después de la descarga del condensador de circuito intermedio, el
proceso de calentamiento en sí puede realizarse de manera
convencional, el o los dispositivos de conmutación por ejemplo
pueden ser accionados con una señal de onda cuadrada con una
frecuencia de trabajo y un factor de control por impulsos
correspondiente. En consecuencia, el convertidor arranca con
corrientes o tensiones reducidas en el margen de la vuelta al nivel
cero. Con la subida de la onda media después de volver al nivel
cero, el convertidor puede regularse a su punto de trabajo
correspondiente a la potencia de calentamiento ajustada con una
frecuencia de trabajo y un factor de control por impulsos.
En un perfeccionamiento, el convertidor es un
convertidor de un solo transistor. El al menos un dispositivo de
conmutación forma en este caso preferiblemente el dispositivo de
conmutación del convertidor de un solo transistor.
Alternativamente, el convertidor es realizado en circuito de puente
completo o circuito de semipuente, por lo cual el al menos un
dispositivo de conmutación forma parte de un puente.
En un perfeccionamiento, el margen de tiempo
comienza con 1 ms hasta 5 ms, preferiblemente con 2,5 m, antes de
volver al nivel cero de la tensión alterna de red. Esto permite una
descarga fiable del condensador de circuito intermedio en caso de
producirse una pérdida eléctrica comparativamente más escasa en el
dispositivo de conmutación por el proceso de descarga.
En un perfeccionamiento, el valor umbral se
encuentra en el orden de 0 V a 20 V. Preferiblemente, el
condensador de circuito intermedio es descargado a 0 V. Esto
permite un arranque prácticamente sin corriente de impulso del
convertidor.
En un perfeccionamiento, el al menos un
dispositivo de conmutación es un transistor, en particular un
transistor bipolar de puerta aislada IGBT. Preferiblemente, el
transistor para la descarga del condensador de circuito intermedio
es accionado durante la descarga, de tal manera que se produce un
estado de funcionamiento lineal del transistor. Debido a que el
transistor en este modo de funcionamiento o en este estado de
funcionamiento no interconecta completamente, el condensador de
circuito intermedio es descargado lentamente a lo largo de la media
onda de red. Las corrientes que surgen por el circuito oscilante
paralelo y el transistor se mantienen comparativamente bajas, por
lo cual se evita o se reduce notoriamente el desarrollo de
ruidos.
En un perfeccionamiento, el dispositivo de
conmutación es accionado con una señal de tensión de onda cuadrada
modulada por amplitud de impulsos para la descarga del condensador
de circuito intermedio. Preferiblemente, la señal de tensión de
onda cuadrada presenta una frecuencia de 20 kHz a 50 kHz,
particularmente de 39 kHz, y/o una relación de conexión/desconexión
de 1/300 a 1/500, particularmente de 1/378. De esta manera puede
producirse una descarga controlada del condensador de circuito
intermedio sin que fluya una corriente de descarga demasiado grande.
La frecuencia y/o la relación conexión/desconexión es adaptada
preferiblemente a un tipo de IGBT utilizado, a su tensión de
excitación, a un circuito de excitación utilizado para generar la
tensión de excitación y/o a un valor de capacidad del condensador
de circuito intermedio.
En un perfeccionamiento, la potencia de
calentamiento ajustable es generada con ayuda de un patrón de media
onda, por lo cual el condensador de circuito intermedio es
descargado antes de una activación de una media onda. Cuando se
genera potencia de calentamiento con ayuda del patrón de media
onda, las medias ondas individuales de la tensión alterna de red son
completamente apagadas o desactivadas, es decir, no son utilizadas
para generar la potencia de calentamiento. En un llamado
funcionamiento de red de 1/3 medias ondas se utiliza o activa por
ejemplo únicamente una de tres medias ondas consecutivas para la
alimentación de potencia al circuito oscilante o a la bobina de
inducción. Mientras permanezcan las dos medias ondas, el
dispositivo de conmutación permanece abierto, es decir, no se
suministra potencia al circuito oscilante. En un funcionamiento de
red de 2/3 medias ondas se utilizan o activan dos de tres medias
ondas consecutivas para la alimentación de potencia al circuito
oscilante o a la bobina de inducción. Mientras esté activa una
media onda se efectuará el ajuste de la potencia de la manera
convencional. El funcionamiento de red en media onda permite una
resolución más precisa de fases de potencia sobre un margen grande
de ajuste de potencia. Un ajuste de potencia de este tipo es
ventajoso particularmente para convertidores de un solo transistor.
Cuando en un procedimiento operativo convencional del convertidor
de solo un transistor se usa un funcionamiento en media onda para
el ajuste de la potencia, se produce una tensión de marcha en
vacío, por ejemplo una tensión de alimentación de 325 V a 230 V, en
el condensador de circuito intermedio durante una media onda
inactiva, es decir, una media onda durante la cual no se alimenta
ninguna potencia al circuito oscilante.
Cuando durante la transición de una media onda
no activa a una media onda activa se interconecta el dispositivo de
conmutación por primera vez, fluye por lo tanto brevemente una alta
corriente a través del circuito oscilante y el dispositivo de
conmutación, por lo cual, según se ha descrito ya, se causa un
ruido. En el funcionamiento de red de 1/3 y 2/3 medias ondas se
produce un ruido cada 30 ms. Esto no lo asume un usuario. Por lo
tanto en convertidores convencionales de un solo transistor no se
suele usar ningún control de medias ondas para el ajuste de la
potencia. Al utilizar la descarga según la invención del
condensador de circuito intermedio antes de activar una media onda,
es decir, en la transición de una media onda desactivada a una
media onda activada, no se produce en una transición ninguna alta
corriente de conexión, es decir, se puede usar también un control
de medias ondas para el ajusté de la potencia en el convertidor de
un solo transistor. Preferiblemente se activa una de tres o dos de
tres medias ondas, es decir, se activa el funcionamiento de red de
1/3 o 2/3 medias ondas.
Estas y otras características se deducen además
de las reivindicaciones también de la descripción y de los dibujos,
por lo cual las características individuales pueden ser realizadas
por sí solas o varias en forma de combinaciones alternativas en una
forma de realización de la invención y en otros campos y pueden
representar ejecuciones ventajosas e indicadas para la protección
que aquí se solicita. La subdivisión de la solicitud en partes
individuales y títulos provisionales no delimitan las declaraciones
hechas bajo este concepto en su validez general.
Las formas de realización de la invención están
representadas esquemáticamente en los dibujos y sin descritas
detalladamente a continuación. Aquí ilustran:
Fig. 1 un esquema eléctrico de un convertidor de
solo un transistor que es accionado con el procedimiento operativo
según la invención,
Fig. 2 diagramas de temporización digital de
señales del convertidor de un solo transistor de la Fig. 1,
Fig. 3 un esquema eléctrico de un convertidor en
circuito de semipuente, que es accionado con el procedimiento
operativo según la invención, y
Fig. 4 un esquema eléctrico de un convertidor en
circuito de puente completo, que es accionado con el procedimiento
operativo según la invención.
La Fig. 1 ilustra un esquema eléctrico de un
dispositivo de calentamiento por inducción en forma de un
convertidor de un solo transistor EU. El dispositivo de
calentamiento por inducción puede comprender también otros
convertidores de un solo transistor EU no ilustrados, construidos de
manera idéntica y componentes convencionales adicionales, por
ejemplo elementos de mando para el ajuste de la potencia etc.
El convertidor de un solo transistor EU
comprende un rectificador de puente GL que genera una tensión
continua de circuito intermedio UG a partir de una tensión alterna
de entrada de red UN de 230 V y 50 Hz, un condensador de tamponado
o de circuito intermedio C1 para la estabilización o el tamponado
de la tensión continua de circuito intermedio UG, que es acoplado
en un bucle entre las conexiones de salida N1 y N2 del rectificador
GL, una bobina de inducción L1 y un condensador C2, que son
conectados paralelamente y forman un circuito oscilante paralelo,
un dispositivo de conmutación accionable en forma de un transistor
IGB T1 que es acoplado en serie en un bucle con el circuito
oscilante entre las conexiones de salida N1 y N2 del rectificador
GL, un diodo de marcha libre D1, que es conectado paralelamente a
un recorrido de colector-emisor del transistor IGB
T1, y una unidad de mando SE, por ejemplo en forma de un
microprocesador o un procesador de señal digital.
La unidad de mando SE realiza el procedimiento
operativo según la invención, descrito posteriormente con
referencia a la Fig. 2 para la puesta en funcionamiento del
convertidor de un solo transistor EU y puede comprender otros
activadores y/o sensores no ilustrados, o puede ser acoplado con
estos, por ejemplo para el control de la variación de tensión de
red.
La Fig. 2 muestra diagramas de temporización
digital no dibujados a escala de señales del convertidor de un solo
transistor EU de la Fig. 1. Debido a la frecuencia de red de la
tensión alterna de entrada de red UN de 50 Hz tiene lugar cada 10
ms una vuelta al nivel cero entre medias ondas de red H1 a H3
adyacentes de la tensión alterna de entrada de red UN. El
convertidor de un solo transistor EU es accionado en el
funcionamiento de red de 2/3 medias ondas, es decir, la potencia
únicamente es alimentada durante dos de tres medias ondas de red al
circuito oscilante paralelo o a la bobina de inducción L1. En la
figura 2, las medias ondas H2 y H3 son las medias ondas activas,
durante las cuales la potencia es alimentada, y la media onda de red
H1 es la media onda inactiva, durante la cual no tiene lugar
ninguna alimentación de potencia. Durante la media onda H1
inactiva, el transistor IGB T1 se cierra salvo una zona de
transición o margen de tiempo de descarga INT prefijable, durante
el cual el condensador de circuito intermedio C1 es descargado.
UC es una tensión en el colector del transistor
IGB T1 en relación a un potencial de referencia aplicado a la
conexión Ni del rectificador GL. Durante las medias ondas
inactivas, con el transistor IGB T1 cerrado se aplica una tensión
de marcha en vacío con un valor pico de la tensión alterna de red UN
al colector, es decir, en el ejemplo de realización ilustrado
aprox. 325 V.
Durante las medias ondas H2 y H3 activas se
alimenta la potencia a la bobina de inducción L1. Esto puede ser
causado de manera convencional, por ejemplo por el accionamiento
del transistor IGB T1 con una señal de tensión de onda cuadrada con
una frecuencia y un factor de duración de impulsos que son
ajustados en dependencia de la potencia a alimentar durante la media
onda.
Para impedir un impulso de corriente de conexión
durante la transición de la media onda H1 a la media onda H2, se
descarga continuamente hasta aprox. 0 V por accionamiento del
transistor IGB T1 durante el margen de tiempo de descarga o el
intervalo de tiempo INT comenzando con un momento T0, aprox. 2,5 ms
antes de volver al nivel cero ND entre la media onda H1 y H2 y el
retorno al nivel cero ND del condensador de circuito intermedio C1.
Para ello, el transistor IGB T1 es accionado con una señal de
tensión de onda cuadrada no mostrada con una frecuencia de aprox.
39 kHz y una relación de conexión/desconexión de aprox. 1/378. Los
impulsos de accionamiento son tan cortos que no son suficientes
para evacuar la carga en la puerta del transistor IGB. El
transistor IGB T1 por lo tanto no es completamente interconectado,
sino que se encuentra en un modo de funcionamiento lineal. La
tensión UC en el colector del transistor IGB T1, que corresponde a
la tensión UG en el condensador de circuito intermedio C1 para este
caso, desciende por ello, según se ilustra, lentamente hasta aprox.
0 V a lo largo de la media onda de red como curva de envoltura. En
la sección ampliada ilustrada en la Fig. 2 se representa la señal
UC con una resolución temporal mayor. En ésta se puede ver la
frecuencia de conexión del IGBTs de aprox. 39 kHz durante todo el
proceso de descarga.
Puesto que el IGBT T1 no conduce completamente o
no es interconectado, se obtiene únicamente una corriente escasa
por la bobina de inducción L1. Los ruidos producidos por la
corriente de la bobina son por consiguiente evitados o notoriamente
reducidos.
Durante las medias ondas H2 y H3, el transistor
IGB T1 es accionado de manera convencional con una señal de tensión
de onda cuadrada no mostrada. En la Fig. 2, la curva de envoltura
de la tensión UC que surge y la sección ampliada de la señal UC
están representadas con una resolución temporal mayor. La tensión
UC sube claramente a valores por encima de la tensión de marcha en
vacío debido a la oscilación en el circuito oscilante paralelo. La
curva de envoltura presenta un recorrido senoidal que sigue a la
tensión alterna de entrada de red rectificada UN. El recorrido
ilustrado de la tensión UC se repite durante la media onda H3. La
frecuencia de la señal de accionamiento del IGBT T1 en este estado
de funcionamiento es de aprox. 22 kHz.
En una media onda no ilustrada, siguiente a la
media onda H3, se desactiva el transistor IGB T1, por lo cual la
tensión UC sube de nuevo a su valor de funcionamiento en vacío de
aprox. 325 V. En la transición a una media onda activa consecutiva
se repite el proceso de descarga, según está ilustrado para la
media onda H1. Los procesos descritos se repiten periódicamente.
El circuito del convertidor puede
consecuentemente arrancar con tensiones y corrientes reducidas y se
pueden regular con la subida de la media onda de red a su punto de
trabajo en sí a partir de una frecuencia apropiada y un factor de
duración de impulsos.
En dependencia del transistor IGB utilizado, de
una tensión de excitación utilizada para su accionamiento, de la
capacidad del condensador de circuito intermedio y del
dimensionamiento del circuito oscilante puede adaptarse la
frecuencia de descarga y el factor de duración de impulsos, para
accionar el transistor IGB durante la descarga en funcionamiento
lineal.
Gracias a la descarga del condensador de
circuito intermedio según la invención es posible, tal y como se
ilustra, un control de potencia con patrones de medias ondas del
convertidor de un solo transistor EU, sin causar molestias por el
ruido. Cuando en este caso debe emitirse una potencia en una media
onda, el condensador de circuito intermedio es descargado al final
de la media onda anterior no activa. Esto permite un amplio margen
de ajuste de potencia sin que las puntas de corriente de conexión
fatiguen demasiado el transistor IGB T1. En total se aumenta
consecuentemente la vida de los componentes.
La Fig. 3 ilustra un esquema eléctrico de un
convertidor HU en circuito de semipuente que es accionado por el
procedimiento operativo según la invención. Los componentes con una
función idéntica en comparación con la Fig. 1 están provistos con
las mismas referencias. En cuanto a su descripción funcional se
indica la Fig. 1.
Un semipuente está formado por los IGBT T2 y T3
que son acoplados en serie en un bucle entre las conexiones de
salida N1 y N2 del rectificador GL. Los diodos de marcha libre D2 o
D3 están conectados paralelamente a respectivamente un recorrido de
colector-emisor correspondiente de los IGBT T2 o
T3. Los condensadores C3 y C4 son igualmente acoplados en serie en
un bucle entre las conexiones de salida N1 y N. Entre un nudo de
empalme N3 de los IGBT T2 y T3 y un nudo de empalme N4 de los
condensadores C3 y C4 se introduce la bobina de inducción L1 en un
bucle de un circuito. Ésta forma, junto a los condensadores C3 y
C4, un circuito oscilante en serie.
Los IGBT T2 y T3 son accionados por la unidad de
mando SE. Un ajuste de la potencia puede realizarse de manera
convencional, por ejemplo por un ajuste de frecuencia de las
señales de accionamiento de los IGBT producidas por la unidad de
mando SE.
Después de una conexión del convertidor HU y
antes de una generación de potencia de calentamiento se descarga el
condensador de circuito intermedio C1 y los condensadores C3 y C4
por accionamiento de los IGBT T2 y T3. Esto ocurre de forma análoga
al procedimiento descrito con referencia a la Fig. 2 por
accionamiento de los IGBT T2 y T3 con señales de tensión de onda
cuadrada con frecuencia apropiada y relación de conexión/desconexión
adecuada. Los impulsos de accionamiento a su vez son en este caso
tan cortos que no son suficientes para evacuar la carga a la
respectiva puerta del transistor IGB. Los transistores IGB T2 y T3
por lo tanto no son completamente interconectados, sino que se
encuentran en un modo de funcionamiento lineal.
De esta manera también se pueden impedir de
manera eficaz los sonidos de chasquido molestos en un convertidor
en circuito de semipuente durante un proceso de conexión o después
de una desactivación de la potencia de calentamiento y la
subsiguiente reactivación.
La Fig. 4 ilustra un esquema eléctrico de un
convertidor VU en circuito de puente completo, que es accionado con
el procedimiento operativo según la invención. Los componentes con
función idéntica en comparación con la Fig. 1 están provistos con
las mismas referencias. En cuanto a su descripción funcional se
hace referencia a la Fig. 1.
Un primer semipuente está formado por los IGBT
T4 y T5 y un segundo semipuente por los IGBT T6 y T7, que son
acoplados respectivamente en serie en un bucle entre las conexiones
de salida N1 y N2 del rectificador GL. Los diodos de marcha libre
D4 a D7 son conectados paralelamente a un respectivo recorrido de
colector-emisor de los IGBT T4 a T7. Entre un nudo
de empalme N5 de los IGBT T4 y T5 y un nudo de empalme N6 de los
IGBT T6 y T7 se introduce en serie la bobina de inducción L1 y un
condensador C5 en un bucle de un circuito. La bobina de inducción
L1 y el condensador C5 forman un circuito oscilante en serie.
Los IGBT T4 a T7 son accionados por la unidad de
mando SE. Puede ajustarse la potencia de manera convencional, por
ejemplo ajustando la frecuencia de las señales de accionamiento de
los IGBT producidas por la unidad de mando SE.
Después de una conexión del convertidor VU y
antes de una generación de potencia de calentamiento se descarga el
condensador de circuito intermedio C1 por accionamiento de los IGBT
T4 a T7. Esto ocurre de forma análoga al procedimiento descrito con
referencia a la Fig. 2 por accionamiento de los IGBT T4 a T7 con
señales de tensión de onda cuadrada con frecuencia apropiada y
relación de conexión/desconexión adecuada. Los impulsos de
accionamiento a su vez son en este caso tan cortos que no son
suficientes para evacuar la carga a la respectiva puerta de
transistor IGB. Los transistores IGB T4 a T7 por lo tanto no son
completamente interconectados, sino que se encuentran en un modo de
funcionamiento lineal.
Para la descarga del condensador de circuito
intermedio C1, todos los IGBT T4 a T7 o sólo determinados IGBT
pueden ser accionados de tal manera que se forme un circuito
amperimétrico para la descarga del condensador de circuito
intermedio C1. Por ejemplo pueden ser accionados sólo T4 y T5, sólo
T6 y T7, sólo T4 y T7 o sólo T6 y T5 para la descarga.
De esta manera también puede impedirse de manera
eficaz sonidos de chasquido molestos en un convertidor en circuito
de puente completo en un proceso de conexión o después de una
desactivación de la potencia de calentamiento y sucesiva
reactivación.
En los ejemplos de realización ilustrados, la
tensión de alimentación es de 230 V y la frecuencia de red es de 50
Hz. Naturalmente, el procedimiento operativo ilustrado puede ser
adaptado a otras tensiones de red y frecuencias de red.
\vskip1.000000\baselineskip
Esta lista de documentos citados por el
solicitante ha sido recopilada exclusivamente para la información
del lector y no forma parte del documento de patente europea. La
misma ha sido confeccionada con la mayor diligencia; la OEP sin
embardo no asume responsabilidad alguna por errores eventuales u
omisiones.
\bullet US 4438311 A [0010]
Claims (12)
1. Procedimiento para el funcionamiento de un
dispositivo de calentamiento por inducción con
- -
- una bobina de inducción (L1) y
- -
- un convertidor (ET, HU, VU) para generar una tensión de accionamiento para la bobina de inducción (L1) con
- -
- un rectificador (GL) que rectifica una tensión alterna de red (UN),
- -
- un condensador de circuito intermedio (C1), que es acoplado en un bucle entre las conexiones de salida (N1, N2) del rectificador (GL) y que tampona la tensión rectificada (UG), y
- -
- al menos un dispositivo de conmutación (T1 a T7) controlable, que es acoplado en un bucle entre las conexiones de salida (N1, N2) del rectificador (GL),
caracterizado por el hecho de que
- -
- en un margen de tiempo de descarga prefijable (INT) antes de volver al nivel cero (ND) de la tensión alterna de red (UN), el condensador de circuito intermedio (C1) es descargado hasta un valor umbral por accionamiento del al menos un elemento de conexión (T1 a T7), antes de que la bobina de inducción (L1) sea accionada para generar una potencia de calentamiento ajustable.
2. Procedimiento según la reivindicación 1,
caracterizado por el hecho de que el convertidor es un
convertidor de un solo transistor (EU).
3. Procedimiento según la reivindicación 1,
caracterizado por el hecho de que el convertidor es un
convertidor en circuito de puente completo (VU) o un circuito de
semipuente (HU), con lo cual el al menos un dispositivo de
conmutación (T1 a T7) forma parte de un puente.
4. Procedimiento según una de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado por el hecho de
que el margen de tiempo de descarga (INT) comienza de 1 ms a 5 ms
antes del retorno al nivel cero (ND) de la tensión alterna de red
(UN).
5. Procedimiento según una de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado por el hecho de
que el valor umbral es de 0 V a 20 V.
6. Procedimiento según una de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado por el hecho de
que el al menos un dispositivo de conmutación es un transistor,
particularmente un transistor bipolar de puerta aislada IGB (T1 a
T7).
7. Procedimiento según la reivindicación 6,
caracterizado por el hecho de que para la descarga del
condensador de circuito intermedio (C1), el transistor IGB (T1 a
T7) es controlado durante la descarga, de tal manera que el
transistor (T1 a T7) opere en un estado de funcionamiento
lineal.
8. Procedimiento según una de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado por el hecho de
que el al menos un dispositivo de conmutación (T1 a T7) es
controlado por una señal de tensión de onda cuadrada modulada por
amplitud de impulsos para la descarga del condensador de circuito
intermedio (C1).
9. Procedimiento según la reivindicación 8,
caracterizado por el hecho de que la señal de tensión de
onda cuadrada presenta una frecuencia de 20 kHz a 50 kHz.
10. Procedimiento según la reivindicación 8 o 9,
caracterizado por el hecho de que la señal de tensión de
onda cuadrada presenta una relación de conexión/desconexión de
1/300 a 1/500.
11. Procedimiento según una de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado por el hecho de
que la potencia de calentamiento ajustable es generada con ayuda de
una muestra de media onda, por lo cual el condensador de circuito
intermedio (C1) es descargado antes de una activación de una media
onda.
12. Procedimiento según la reivindicación 11,
caracterizado por el hecho de que se activa una de tres o
dos de tres medias ondas.
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