ES2312675T3 - Dispositivo de calentamiento por induccion. - Google Patents
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Abstract
Aparato de calentamiento por inducción que comprende: un inversor (79) que presenta un dispositivo de conmutación (88), un dispositivo de conducción inversa (84) conectado al dispositivo de conmutación (88) en paralelo, una bobina de calentamiento (89) para calentar una carga (90) generando un campo magnético y una unidad de condensador resonante (91; 92), en el que el inversor (79) genera una corriente resonante (I L) que pasa a través de la bobina de calentamiento (89) activando el dispositivo de conmutación (88); un circuito de control (85) para controlar un tiempo de activación (T1) del dispositivo de conmutación (88), caracterizado porque el aparato comprende además un circuito de amplificación y suavizado (80; 81; 82; 87) para amplificar y suavizar una tensión CC de entrada para proporcionar la tensión CC amplificada y suavizada al inversor (79) con el fin de mantener una amplitud de la corriente resonante (I C) que pasa a través del dispositivo de conmutación (88) para que sea igual a o superior a un valor predeterminado durante el tiempo de activación (T1) del dispositivo de conmutación (88); y el circuito de control (85) está diseñado de tal manera que, en caso de que la carga (90) sea un material de una alta conductividad y una baja permeabilidad, activa el dispositivo de conmutación (88) durante un tiempo de activación (T1) que es superior al periodo de resonancia de la corriente resonante (IC) que pasa a través del dispositivo de conmutación (88) o el dispositivo de conducción inversa (84).
Description
Dispositivo de calentamiento por inducción.
La presente invención se refiere a un aparato de
calentamiento por inducción tal como una unidad de cocina de
calentamiento por inducción en el que puede calentarse eficazmente
una carga de alta conductividad y baja permeabilidad, por ejemplo,
una olla de aluminio; y un calentador de agua de tipo de
calentamiento por inducción, humidificador, una plancha o
similar.
Tal como para un aparato de calentamiento por
inducción convencional, por ejemplo, electrodomésticos de cocina de
calentamiento por inducción, una tecnología que puede evitar tanto
un ruido por vibración de una olla como la reducción del factor de
potencia mientras se calienta una olla de aluminio se da a conocer,
por ejemplo, en la publicación de patente japonesa abierta a
consulta por el público No. 1989-246783 que da a
conocer el preámbulo de las reivindicaciones independientes, y una
tecnología para reducir una pérdida por conmutación y para calentar
una olla de aluminio con onda de alta frecuencia se da a conocer,
por ejemplo, en la publicación de patente japonesa abierta a
consulta por el público No. 2001-160484.
La Fig. 9 es un circuito incluido en la
publicación de patente japonesa abierta a consulta por el público
No. 1989-246783 anterior. En la Fig. 9, el circuito
de puente 2, que rectifica la tensión de la fuente de alimentación
CA (corriente alterna) de 100V para emitir tensión CC (corriente
continua), incluye dos tiristores 3, 4 y dos diodos 5, 6. Los
tiristores 3, 4 controlan un ángulo de conducción y, tras iniciar el
funcionamiento, reducen la tensión CC hasta aproximadamente 20V
para fijar una potencia de salida baja. Y si el detector de carga
24 detecta la existencia de una carga apropiada, el controlador de
salida 26 controla la potencia de salida variando la tensión
CC.
Además, el modelador de forma de onda de entrada
23 acciona el transistor 10 para hacer una corriente de entrada de
una forma de onda predeterminada basada en señales emitidas por la
unidad de ajuste de entrada 25 y el detector de corriente de
entrada 22, aumentando de ese modo el factor de potencia. La mejora
del factor de potencia se consigue acumulando energía en la bobina
de choque 8 cuando se activa el transistor 10 y entonces
transfiriendo la energía al condensador 11 a través del diodo 9
cuando el transistor 10 se corta.
También, con el fin de calentar una olla de
aluminio, se aumenta la frecuencia de una corriente que pasa a
través de la bobina de calentamiento 18 desde 20 kHz a 50 kHz
variando el número de vueltas de la bobina de calentamiento 18 y la
capacitancia del condensador resonante 19.
Sin embargo, la técnica anterior descrita más
arriba presenta muchos problemas: es decir, se requiere una
estructura de circuito complicada y costosa que pueda cambiar el
número de vueltas de la bobina de calentamiento 18 con el fin de
calentar selectivamente tanto una olla de aluminio como una olla de
hierro; y se incurre en una gran pérdida por conmutación en
dispositivos de conmutación 15, 17 porque se requiere que la
frecuencia de accionamiento de los mismos se ajuste a los mismos 50
kHz con el fin de satisfacer la frecuencia resonante de 50 kHz; y
si se adopta un método de seguimiento de punto de resonancia para
disminuir la pérdida por conmutación, se requieren circuitos
aditivos, tales como un circuito de control para los mismos y un
circuito que varía la tensión de la fuente de alimentación para la
modificación de la potencia de salida.
La publicación de patente japonesa abierta a
consulta por el público No. 2001-160484 trata los
problemas mencionados anteriormente tal como en las Figs. 10 a
12.
En la publicación de patente japonesa abierta a
consulta por el público No. 2001-160484, se ajusta
la frecuencia de una corriente resonante que pasa a través de la
bobina de calentamiento 18 y el condensador resonante 19 para que
sea al menos dos veces tan alta como la de señales de accionamiento
alimentadas a los transistores 15, 17, en respuesta a la señal
desde el detector de corriente resonante 30 para detectar una
corriente que pasa a través de la bobina de calentamiento 18,
permitiendo de ese modo el calentamiento de la olla de aluminio
elevando la frecuencia de la corriente suministrada a la bobina de
calentamiento 18, mientras que se suprime la pérdida por
conmutación de los transistores 15, 17.
En un método de control de salida para un modo
de potencia de salida baja tal como se muestra en la Fig. 11A, el
transistor 15 se corta en un primer instante cuando el signo de la
corriente de colector Ic1 del mismo varía desde un valor positivo a
cero y el transistor 17 se corta en un tercer instante cuando el
signo de la corriente de colector Ic2 del mismo varía desde un
valor positivo a cero. También, en un modo de potencia de salida
alta tal como se muestra en la Fig. 11B, el transistor 15 se corta
en un segundo instante cuando el signo de la corriente de colector
Ic1 del mismo, varía desde un valor positivo a cero y el transistor
17 también se corta en un segundo instante cuando el signo de la
corriente de colector Ic2 del mismo varía desde un valor positivo a
cero.
Como alternativa, en el modo de potencia de
salida baja tal como se muestra en la Fig. 12A, el transistor 15 se
corta cuando transcurre el tiempo t1, que es más corto que un
semiperiodo de la corriente resonante, después de que se activa el
transistor 15 y se corta el transistor 17 en un tercer instante
cuando la corriente de colector Ic2 del mismo disminuye a cero
desde un valor positivo. Sin embargo, en el modo de potencia de
salida alta tal como se muestra en la Fig. 12B, el transistor 15 se
corta en un instante cuando la corriente de colector Ic1 del mismo
cae a cero desde un valor positivo la primera vez (tiempo de
activación del transistor 15 correspondiente a un semiperiodo de la
corriente resonante) y el transistor 17 se corta en un tercer
instante cuando el signo de la corriente de colector Ic2 del mismo
varía desde un valor positivo a cero.
El aparato de calentamiento por inducción de la
técnica anterior de la publicación de patente japonesa abierta a
consulta por el público No. 2001-160484, sin
embargo, sufre ciertos inconvenientes tal como sigue. Es decir, no
puede conseguirse un control de salida continuo mediante el método
de control de las Figs. 11A, 11B, y no puede conseguirse un control
de salida fino mediante el método de control de las Figs. 12A, 12B,
porque la variación del tiempo de activación produce demasiada
variación de la potencia de salida. Además, debido a que la
envolvente de la corriente que pasa a través de la bobina de
calentamiento 18 no se suaviza mediante los métodos de control de
las Figs. 11A, 11B y las Figs.12A, 12B, se produce un ruido por
vibración de olla que presenta una frecuencia de dos veces la de
potencia de entrada comercial.
La publicación de patente japonesa abierta a
consulta por el público No. 1989-246783 trata el
problema de generación de ruido por vibración de olla, en la que la
potencia de salida se controla disminuyendo una potencia de entrada
alimentada al inversor. Sin embargo, incluso si se combina este
esquema con el método dado a conocer en la publicación de patente
japonesa abierta a consulta por el público No.
2001-160484, no puede conseguirse control de salida
adecuado porque se atenúa la corriente resonante y por tanto no
puede mantenerse.
Por lo tanto, es un objetivo de la presente
invención proporcionar un aparato de calentamiento por inducción
que pueda calentar una olla de aluminio con una potencia de salida
suficientemente grande, en el que la potencia de salida pueda
ajustarse continuamente con una controlabilidad fina, mientras que
se suprime la generación del ruido por vibración de la olla y la
pérdida por conmutación en dispositivos de conmutación.
Según la presente invención, en caso de que se
caliente una carga con una alta conductividad y una baja
permeabilidad mediante un campo magnético generado por la bobina de
calentamiento, la corriente resonante que pasa a través de un
dispositivo de conmutación o un diodo en antiparalelo (función como
un dispositivo de conducción inversa) resuena con un periodo más
corto que un tiempo de accionamiento del dispositivo de conmutación
y además la tensión CC se amplifica y suaviza mediante un circuito
de amplificación y suavizado, y entonces se proporciona al inversor
con el fin de mantener una amplitud de la corriente resonante para
que sea superior a un cierto valor durante el tiempo de
accionamiento, de tal modo que puede suprimirse una pérdida por
conmutación del dispositivo de conmutación disminuyendo una
frecuencia de accionamiento del mismo, y al mismo tiempo la
corriente resonante con frecuencia superior a la frecuencia de
accionamiento del mismo puede proporcionarse a la bobina de
calentamiento. Por lo tanto, puede calentarse una carga con una alta
conductividad y una baja permeabilidad, por ejemplo, aluminio etc.
con potencia de salida alta.
Además, puesto que el circuito de amplificación
y suavizado para amplificar y suavizar la tensión CC de entrada
alimentada al inversor se proporciona para impedir que el valor pico
a pico de la corriente resonante se atenúe a cero durante los
tiempos de accionamiento del dispositivo de conmutación, en caso de
calentamiento de la carga de alta conductividad y baja
permeabilidad, la potencia de salida puede controlarse de manera
estable variando el tiempo de accionamiento del dispositivo de
conmutación para que sea superior a un periodo de la corriente
resonante y/o la carga (pérdida de activación) del dispositivo de
conmutación puede reducirse.
Según un primer aspecto de la presente
invención, se proporciona un aparato de calentamiento por inducción
que incluye:
un inversor que presenta un dispositivo de
conmutación, un diodo en antiparalelo (función como un dispositivo
de conducción inversa) conectado al dispositivo de conmutación en
paralelo, una bobina de calentamiento y un condensador resonante,
en el que el inversor genera una corriente resonante que pasa a
través de la bobina de calentamiento activando los dispositivos de
conmutación;
un circuito de control para controlar un tiempo
de activación del dispositivo de conmutación de tal manera que, en
caso de que la carga sea una material con una alta conductividad y
una baja permeabilidad, el tiempo de activación sea superior al
periodo de resonancia de la corriente resonante que pasa a través
del dispositivo de conmutación o el dispositivo de conducción
inversa; y
un circuito de amplificación y suavizado para
amplificar y suavizar una tensión CC de entrada para proporcionar
la tensión CC amplificada y suavizada al inversor con el fin de
mantener una amplitud de la corriente resonante que pasa a través
del dispositivo de conmutación para que sea igual a o superior a un
valor predeterminado durante el tiempo de activación del
dispositivo de conmutación. Por tanto, puede suprimirse una pérdida
por conmutación del dispositivo de conmutación disminuyendo la
frecuencia de accionamiento del mismo, y al mismo tiempo puede
proporcionarse la corriente resonante con una frecuencia superior a
la frecuencia de accionamiento a la bobina de calentamiento. Por lo
tanto, puede calentarse una carga con una alta conductividad y una
baja permeabilidad, por ejemplo, aluminio etc. con una potencia de
salida alta.
Además, puesto que el circuito de amplificación
y suavizado para amplificar y suavizar la tensión CC de entrada
alimentada al inversor se proporciona para impedir que el valor pico
a pico de la corriente resonante se atenúe a cero durante el tiempo
de accionamiento del dispositivo de conmutación, en caso de
calentamiento de la carga de alta conductividad y baja
permeabilidad, la potencia de salida puede controlarse de manera
estable variando el tiempo de accionamiento del dispositivo de
conmutación para que sea superior a un periodo de la corriente
resonante y/o pueda reducirse la carga (pérdida de activación) del
dispositivo de conmutación.
Según un segundo aspecto de la presente
invención, se proporciona un aparato de calentamiento por inducción
que incluye:
un inversor que incluye un circuito resonante
que presenta un primer conector serie que contiene un primer
dispositivo de conmutación y un segundo dispositivo de conmutación
conectados en serie, un primer diodo en antiparalelo (función como
un primer dispositivo de conducción inversa) conectado al primer
dispositivo de conmutación en paralelo, un segundo diodo en
antiparalelo (función como un segundo dispositivo de conducción
inversa) conectado al segundo dispositivo de conmutación en
paralelo, y un segundo conector serie, conectado al primer y al
segundo dispositivo de conmutación en paralelo, que contiene una
bobina de calentamiento y un condensador resonante, en el que el
inversor resuena activando el primer y el segundo dispositivo de
conmutación;
un circuito de control para activar
exclusivamente el primer y el segundo dispositivo de conmutación, de
tal manera que, en caso de que se caliente una carga con una alta
conductividad y una baja permeabilidad mediante un campo magnético
generado por la bobina de calentamiento, el tiempo de activación es
superior al periodo de resonancia de la corriente resonante que
pasa a través del primer dispositivo de conmutación o el primer
diodo en antiparalelo; y
un circuito de amplificación y suavizado para
amplificar y suavizar una tensión CC de entrada para proporcionar
la tensión CC amplificada y suavizada al inversor con el fin de
mantener una amplitud de la corriente resonante para que sea igual
a o superior a un valor predeterminado durante el tiempo de
activación del primer dispositivo de conmutación. Y puede reducirse
una carga de los dispositivos de conmutación porque se utilizan dos
dispositivos de conmutación en lugar de sólo uno, y al mismo
tiempo, puede realizarse un control de potencia de salida fino y
preciso y según la carga variando una relación de tiempos de
accionamiento y/o la frecuencia de accionamiento de los
dispositivos de conmutación.
Además, puesto que el circuito de amplificación
y suavizado para amplificar y suavizar la tensión CC de entrada
alimentada al inversor se proporciona para impedir que el valor pico
a pico de la corriente resonante se atenúe a cero durante los
tiempos de accionamiento de los dispositivos de conmutación, en caso
de calentamiento de una carga de alta conductividad y baja
permeabilidad, la potencia de salida puede controlarse de manera
estable variando los tiempos de accionamiento de los dispositivos
de conmutación para que sean superiores a un periodo de la
corriente resonante y/o pueda reducirse la carga (pérdida de
activación) de los dispositivos de conmutación.
Según un tercer aspecto de la presente
invención, en particular, se determina un nivel de amplificación de
la tensión CC mediante un tiempo de activación de al menos un
dispositivo de conmutación incluido en el inversor. Es decir,
ajustando tanto el tiempo de accionamiento como el nivel de
amplificación, se realiza un control adecuado de la potencia de
salida.
Según un cuarto aspecto de la presente
invención, en particular, el circuito de amplificación y suavizado
incluye:
un condensador de suavizado conectado en
paralelo al primer conector serie que incluye el primer y el segundo
dispositivo de conmutación; y una bobina de choque conectada al
segundo dispositivo de conmutación en serie,
en el que se acumula una energía en la bobina de
choque cuando el segundo dispositivo de conmutación está activado,
y entonces se transfiere la energía al condensador de suavizado a
través del primer diodo en antiparalelo cortando el segundo
dispositivo de conmutación. Por tanto, se suaviza y amplifica la
envolvente de una tensión CC pulsante alimentada a la bobina de
choque, mientras que la energía se acumula en el segundo condensador
de suavizado. Y esta tensión CC suavizada que sirve como una fuente
de potencia puede suministrarse al circuito resonante que incluye
el primer y el segundo dispositivo de conmutación. Por lo tanto, el
aparato de calentamiento por inducción descrito en el segundo
aspecto de la presente invención puede llevarse a cabo con
estructura de circuito sencilla de manera
segura.
segura.
Según un quinto aspecto de la presente
invención, en particular, en caso de calentamiento de la carga con
la alta conductividad y la baja permeabilidad mediante el campo
magnético generado por la bobina de calentamiento, la corriente
resonante que pasa a través del segundo dispositivo de conmutación o
el segundo diodo en antiparalelo resuena con un periodo inferior al
tiempo de activación del segundo dispositivo de conmutación. Por lo
tanto, la frecuencia de la corriente resonante puede aumentarse
fácilmente teniendo igual distribución de carga entre el primer y
el segundo dispositivo de conmutación, de tal modo que el tiempo de
accionamiento (o tiempo de activación) del segundo dispositivo de
conmutación se vuelve superior al periodo de la corriente resonante.
Por tanto, la cantidad de energía acumulada en la bobina de choque
se vuelve mayor y puede aumentarse el nivel de amplificación, de
tal modo que el funcionamiento descrito en el segundo aspecto de la
presente invención, es decir, el funcionamiento, puede controlarse
un valor pico a pico de la corriente resonante que pasa a través
del primer dispositivo de conmutación para no caer a cero durante el
tiempo de accionamiento del primer dispositivo de conmutación,
puede llevarse a cabo fácilmente.
Según un sexto aspecto de la presente invención,
en particular, puede evitarse que se fuguen hacia la fuente de
potencia componentes de alta frecuencia al acumular la energía en la
bobina de choque teniendo un condensador de suavizado adicional
para dar una energía a la bobina de choque cuando el segundo
dispositivo de conmutación está activado.
Según un séptimo aspecto de la presente
invención, en particular, en el modo de potencia de salida máxima,
el circuito de control emite o bien una señal de corte del primer
dispositivo de conmutación mientras la corriente resonante está
pasando a través del mismo después del inicio del segundo periodo de
la corriente resonante que sigue después de activar el primer
dispositivo de conmutación, o bien una señal de corte del segundo
dispositivo de conmutación mientras la corriente resonante está
pasando a través del mismo después del inicio del segundo periodo
de la corriente resonante que aparece después de activar el segundo
dispositivo de conmutación. Por lo tanto, la pérdida de activación
del segundo y el primer dispositivo de conmutación puede reducirse
en el modo de potencia de salida máxima.
Según un octavo aspecto de la presente
invención, el circuito de control emite, en el modo de potencia de
salida máxima, o bien una señal de corte del primer dispositivo de
conmutación durante un periodo cuando la corriente resonante
disminuye desde su valor de pico a cero después del inicio del
segundo periodo de la corriente resonante que aparece después de
activar el primer dispositivo de conmutación, o bien una señal de
corte del segundo dispositivo de conmutación durante un periodo
cuando la corriente resonante disminuye desde su valor de pico a
cero después del inicio del segundo periodo de la corriente
resonante que aparece después de activar el segundo dispositivo de
conmutación. Por lo tanto, el primer y el segundo dispositivo de
conmutación pueden cortarse cuando la corriente resonante está
pasando a través de los mismos. Además, el primer y el segundo
dispositivo de conmutación pueden activarse cuando la corriente
resonante está pasando a través del primer y el segundo diodo en
antiparalelo en una dirección directa, respectivamente.
Según un noveno aspecto de la presente invención
en el que se calienta una carga de alta conductividad y baja
permeabilidad mediante un campo magnético generado por la bobina de
calentamiento, la primera corriente resonante que pasa a través del
primer dispositivo de conmutación y el primer diodo en antiparalelo
o la segunda corriente resonante que pasa a través del segundo
dispositivo de conmutación y el segundo diodo en antiparalelo
resuena con un periodo que es aproximadamente 2/3 del tiempo de
accionamiento del primer o el segundo dispositivo de conmutación,
de tal modo que los dispositivos de conmutación se cortan cuando la
corriente resonante alcanza un segundo pico. Por lo tanto, la
cantidad de corriente resonante en el momento de cortar uno
cualquiera de los dispositivos de conmutación se vuelve superior a
la de la corriente en el momento de cortar uno cualquiera de los
dispositivos de conmutación en el tercer pico de la corriente
resonante.
Por tanto, después de cortar el segundo
dispositivo de conmutación, se lleva a cabo fácilmente una
comunicación estable para que la corriente pase a través del primer
diodo en antiparalelo en su dirección directa, y se impide que
tenga lugar el modo de activación del primer dispositivo de
conmutación, dando como resultado una reducción de una pérdida por
conmutación y un ruido de alta frecuencia. De manera similar, sucede
también lo mismo en el segundo dispositivo de conmutación y el
segundo diodo en antiparalelo, después de cortar el primer
dispositivo de conmutación. En el caso del cuarto o el quinto
aspecto de la presente invención, que se describirán posteriormente
en el presente documento, el tiempo de accionamiento del segundo
dispositivo de conmutación se vuelve superior al de la corriente
resonante, de tal modo que aumenta la cantidad de energía acumulada
en una bobina de choque. Por tanto, el nivel de amplificación
también aumenta, de tal modo que pueden llevarse a cabo más
eficazmente las operaciones mencionadas anteriormente.
Según el décimo aspecto de la presente invención
en el que se calienta la carga de alta conductividad y baja
permeabilidad mediante un campo magnético generado por la bobina de
calentamiento, la relación de tiempos de accionamiento del primer y
el segundo dispositivo de conmutación se ajusta a 1 aproximadamente,
y la corriente resonante que pasa a través del primer dispositivo
de conmutación o del primer diodo en antiparalelo resuena con un
periodo que es aproximadamente 2/3 del tiempo de accionamiento del
primer dispositivo de conmutación. Por lo tanto, el primer y el
segundo dispositivo de conmutación se activan cuando la corriente
resonante está pasando a través del primer y el segundo diodo en
antiparalelo en su dirección directa y al mismo tiempo, el primer y
el segundo dispositivo de conmutación se cortan cuando la corriente
resonante está pasando a través del primer y el segundo dispositivo
de conmutación en su dirección directa.
Además, puesto que la corriente resonante
resuena con el periodo de aproximadamente 2/3 del tiempo de
accionamiento del primer y el segundo dispositivo de conmutación,
los dispositivos de conmutación pueden cortarse alrededor del
segundo pico de la corriente resonante. Por lo tanto, los
dispositivos de conmutación pueden cortarse cuando la corriente
resonante se atenúa en una pequeña cantidad. Por tanto, se lleva a
cabo una conmutación de manera estable, para que la corriente
resonante pase a través del segundo y el primer diodo en
antiparalelo en su dirección directa después de cortar el primer y
el segundo dispositivo de conmutación, de tal modo que puede
evitarse que se produzca el modo de activación de los dispositivos
de conmutación y puede evitarse una pérdida por conmutación y un
ruido de alta frecuencia de los mismos. Además, puede proporcionarse
a la bobina de calentamiento la corriente resonante con una
frecuencia alta de 3 veces la frecuencia de accionamiento de los
dispositivos de conmutación.
Según el undécimo aspecto de la presente
invención, al iniciar una operación de calentamiento, se aumenta
una potencia de salida variando la relación de tiempos de
accionamiento del primer y el segundo dispositivo de conmutación y
variando entonces la frecuencia de accionamiento, dando por tanto
como resultado la fácil detección de la carga. Es decir, una
potencia de salida transmitida a o bien una carga de alta
conductividad y baja permeabilidad como aluminio etc., o bien a una
carga a base de hierro puede variarse de manera continua en el modo
de potencia de salida baja variando la relación de tiempos de
accionamiento, y por tanto puede detectarse la carga con precisión
en el modo de potencia de salida baja.
Además, después de alcanzar una relación
predeterminada de tiempos de accionamiento, tiempo de accionamiento,
o potencia de salida, la relación de tiempos de accionamiento se
ajusta a un valor constante con el fin de accionar y cortar los
dispositivos de conmutación dentro de un intervalo específico de
fase en el caso de la carga de alta conductividad y baja
permeabilidad. Mientas se mantiene la relación de tiempos de
accionamiento en un valor constante, se cambian una fase de corte y
la frecuencia de accionamiento, de tal modo que puede ajustarse una
potencia de salida sin aumentar significativamente la pérdida de los
dispositivos de conmutación.
Según un duodécimo aspecto de la presente
invención, tras iniciar la operación de calentamiento, el tiempo de
accionamiento del primer dispositivo de conmutación se ajusta para
que sea inferior al periodo resonante de la corriente resonante y
entonces se aumenta una potencia de salida cambiando la relación de
tiempos de accionamiento del primer y el segundo dispositivo de
conmutación hasta que se alcanza un cierto tiempo de accionamiento
o una cierta relación de tiempos de accionamiento. Durante ese
tiempo, se detecta de manera precisa y segura si la carga es o no
de alta conductividad y baja permeabilidad. En caso de que se
detecte que la carga es de alta conductividad y baja permeabilidad,
se aumenta de manera dispersa el tiempo de accionamiento del primer
dispositivo de conmutación para disminuir la potencia de salida, y
entonces se aumenta de manera estable la potencia de salida desde
el nivel bajo a un nivel deseado aumentando de manera continua la
longitud del tiempo de accionamiento.
Según un decimotercer aspecto de la presente
invención, en caso de calentamiento de carga a base de hierro o
carga de un material no magnético mediante el campo magnético
generado por la bobina de calentamiento, la corriente resonante
resuena con un periodo superior al tiempo de accionamiento del
primer y el segundo dispositivo de conmutación. Y en caso de que se
caliente la carga de material a base de hierro o acero inoxidable no
magnético con una potencia de salida máxima, se conecta un
condensador de compensación de resonancia al condensador resonante
en paralelo, dando como resultado una capacitancia superior a la del
caso cuando una carga es de alta conductividad y baja
permeabilidad, con el fin de cortar el primer y el segundo
dispositivo de conmutación en el momento cuando una corriente pasa
a través del primer y el segundo dispositivo de conmutación en una
dirección directa. Por tanto en el caso de la carga de material a
base de hierro o acero inoxidable no magnético, el periodo
resonante se vuelve más largo y al mismo tiempo se aumenta la
corriente resonante. Además, puesto que la tensión CC Vcc se
amplifica mediante la bobina de choque, una amplitud de la corriente
resonante se vuelve más grande. Por lo tanto, puede hacerse que la
potencia de salida máxima sea superior a la de la técnica anterior,
en caso de que la pérdida por conmutación de activación se suprima
estableciendo la potencia de salida máxima dentro del intervalo que
permite que se corten los dispositivos de conmutación en el momento
en que está pasando una corriente a través de los dispositivos de
conmutación en su dirección directa.
En los aparatos de cocina de inducción de la
técnica anterior, el calentamiento selectivo de una olla a base de
aluminio y una olla a base de hierro utilizando un mismo inversor se
realizaba cambiando el número de vueltas de la bobina de
calentamiento con el fin de cambiar la intensidad de campo magnético
(amperios-vuelta) transmitida a la carga. Según la
presente invención, sin embargo, el efecto de convertir el número de
vueltas se consigue mediante la operación de amplificación del
segundo dispositivo de conmutación y la bobina de choque, y la
capacitancia resonante se ajusta a través del uso del condensador de
compensación de resonancia, de tal modo que puede calentarse la
carga de una amplia variedad de materiales utilizando la misma
bobina de calentamiento.
Según un decimocuarto aspecto de la presente
invención, el funcionamiento de la realización de la presente
invención se inicia sin conexión del condensador de compensación de
resonancia al condensador resonante, es decir, con capacidad
inferior, y se aumenta una salida gradualmente, mientras que se
detecta si la carga es de hierro o de alta conductividad y baja
permeabilidad. Si se descubre que la carga es hierro, se detiene el
funcionamiento de la misma y se conecta el condensador de
compensación de resonancia al condensador resonante en paralelo
activando un relé, es decir, capacidad superior y la frecuencia de
accionamiento se ajusta para que sea de nuevo frecuencia baja.
Sin embargo, si se detecta que la carga es de
alta conductividad y baja permeabilidad, se aumenta la salida hasta
que se alcanza cierta relación de tiempos de accionamiento o cierta
potencia de salida, y entonces se fija la relación de tiempos de
accionamiento pero se varía la frecuencia de accionamiento del
dispositivo de conmutación, para alcanzar de ese modo una potencia
de salida adecuada. Por lo tanto, según el resultado de la
discriminación entre una carga de alta conductividad y baja
permeabilidad y una carga a base de hierro, con potencia de salida
baja, se eligen un condensador resonante adecuado y un método de
accionamiento adecuado, consiguiendo de ese modo una potencia de
salida adecuada.
Los anteriores y otros objetivos y
características de la presente invención serán evidentes a partir de
la siguiente descripción de realizaciones preferidas proporcionadas
conjuntamente con los dibujos adjuntos, en los que:
la Fig. 1 muestra un circuito de un aparato de
calentamiento por inducción según una primera realización de la
presente invención;
la Fig. 2 describe formas de onda de una
corriente o una tensión de cada parte en el aparato de calentamiento
por inducción según la primera realización de la presente
invención;
la Fig. 3 ilustra otras formas de onda de una
corriente o una tensión de cada parte en el aparato de calentamiento
por inducción según la primera realización de la presente
invención;
la Fig. 4 ofrece una característica de control
de una potencia de entrada en el aparato de calentamiento por
inducción según la primera realización de la presente invención;
la Fig. 5 proporciona un circuito de un aparato
de calentamiento por inducción según una segunda realización de la
presente invención;
la Fig. 6 presenta un circuito de un aparato de
calentamiento por inducción según una tercera realización de la
presente invención;
la Fig. 7 representa formas de onda de una
corriente o una tensión de cada parte en el aparato de calentamiento
por inducción según la tercera realización de la presente
invención;
la Fig. 8 representa otras formas de onda de una
corriente o una tensión de cada parte en el aparato de calentamiento
por inducción según la tercera realización de la presente
invención;
la Fig. 9 expone un ejemplo de un circuito de un
aparato de calentamiento por inducción convencional;
la Fig. 10 es otro ejemplo de un circuito de un
aparato de calentamiento por inducción convencional;
la Fig. 11 muestra formas de onda de una
corriente o una tensión de cada parte en el aparato de calentamiento
por inducción convencional de la Fig. 10;
la Fig. 12 ilustra otras formas de onda de una
corriente o una tensión de cada parte en el aparato de calentamiento
por inducción convencional de la Fig. 10; y
la Fig. 13 describe aún otras formas de onda de
una corriente o una tensión de cada parte en el aparato de
calentamiento por inducción convencional de la Fig. 10.
Realización
1
Ahora se describirá la primera realización de la
presente invención mediante referencia a los dibujos.
La Fig. 1 muestra un diagrama de circuito de un
aparato de calentamiento por inducción de la primera realización de
la presente invención. La fuente de potencia 51 es una fuente de
potencia CA comercial de baja frecuencia 200 V y está acoplada a un
puerto de entrada del circuito de puente 52. El primer condensador
de suavizado 53 y un conector serie que incluye una bobina de
choque 54 y un segundo dispositivo de conmutación 57, están
conectados entre puertos de salida del circuito de puente 52. Una
bobina de calentamiento 59 está dispuesta para enfrentarse a la
olla de aluminio 61 que va a calentarse. En el presente documento,
la olla 61 puede ser no sólo de Al, Cu, sino también de material a
base de Cu, Al.
El número de referencia 50 indica el inversor.
Un puerto de un potencial eléctrico inferior de un segundo
condensador de suavizado 62 y un emisor del segundo dispositivo de
conmutación 57 están conectados a un puerto de cátodo del circuito
de puente 52 y un puerto de potencial eléctrico superior del segundo
condensador de suavizado 62 está conectado a un colector (un puerto
de un potencial eléctrico superior) del primer dispositivo de
conmutación 55 (IGBT: insulated gate bipolar transistor,
transistor bipolar de puerta aislada). Un puerto de un potencial
eléctrico inferior del primer dispositivo de conmutación (IGBT) 55
está conectado a un punto conexión de la bobina de choque 54 y un
puerto de un potencial eléctrico superior de un segundo dispositivo
de conmutación (IGBT) 57. Un conector serie que incluye una bobina
de calentamiento 59 y un condensador resonante 60 está conectado al
segundo dispositivo de conmutación 57 en paralelo.
Un primer diodo 56 (primer diodo en antiparalelo
que sirve como un primer dispositivo de conducción inversa) está
conectado al primer dispositivo de conmutación 55 de una manera
antiparalela (un cátodo del primer diodo 56 está conectado a un
colector del primer dispositivo de conmutación 55), y un segundo
diodo 58 (segundo diodo en antiparalelo que sirve como un segundo
dispositivo de conducción inversa) está conectado al segundo
dispositivo de conmutación 57 de la manera antiparalela. Un
condensador amortiguador 64 está conectado al segundo dispositivo
de conmutación 57 en paralelo. Un conector serie que incluye un
condensador de compensación de resonancia 65 y un relé 66 está
conectado a un condensador de resonancia 60 en paralelo. Una señal
de detección desde el detector de corriente de entrada 67 para
detectar una corriente de entrada suministrada mediante la fuente
de potencia 51 y otra señal de detección desde el detector de
corriente resonante 68 para detectar una corriente que pasa a
través de la bobina de calentamiento 59 se alimentan al circuito de
control 63, y el circuito de control 63 emite señales de
accionamiento a las puertas del primer dispositivo de conmutación
55 y el segundo dispositivo de conmutación 57 y una bobina de
accionamiento (no mostrada) del relé 66.
Ahora se expondrá a continuación el
funcionamiento del aparato de calentamiento por inducción,
estructurado tal como se describió anteriormente. La potencia de la
fuente de potencia 51 sufre una rectificación de onda completa
cuando pasa a través del circuito de puente 52, y entonces la
potencia rectificada en onda completa se alimenta al primer
condensador de suavizado 53 conectado a los puertos de salida del
circuito de puente 52. El primer condensador de suavizado 53 sirve
como una fuente de potencia para proporcionar al inversor 50
corriente de alta frecuencia.
Las Figs. 2A y 2B representan formas de onda de
corriente y tensión de diversas partes en el circuito de la Fig. 1,
y en el caso de la Fig. 2A, una potencia de salida es, por ejemplo,
2 kW, que es superior a la de la Fig. 2B. En referencia a la Fig.
2A, se ilustra una forma de onda de corriente Ic1 que pasa a través
del primer dispositivo de conmutación 55 y el primer diodo 56; una
forma de onda de corriente Ic2 que pasa a través del segundo
dispositivo de conmutación 57 y el segundo diodo 58; una forma de
onda de diferencia de potencial Vce2 entre el colector y el emisor
del segundo dispositivo de conmutación 57; una forma de onda de
tensión de accionamiento Vg1 alimentada a la puerta del primer
dispositivo de conmutación 55; una forma de onda de tensión de
accionamiento Vg2 alimentada a la puerta del segundo dispositivo de
conmutación 57; y una forma de onda de corriente IL que pasa a
través de bobina de calentamiento 59. Tal como se muestra en las
Figs. 2A, 2B, el primer y el segundo dispositivo de conmutación 55,
57 se activan de manera exclusiva.
En caso de que la potencia de salida sea 2 kW
(Fig. 2A), el circuito de control 63 emite una señal de encendido a
partir de un momento de tiempo t0 hasta un momento de tiempo t1: es
decir, durante un tiempo de accionamiento (o un tiempo de
activación) T2 tal como se muestra en una representación gráfica de
Vg2 en la Fig. 2A (aproximadamente 24 \mus) a la puerta del
segundo dispositivo de conmutación 57. Durante el tiempo de
accionamiento T2, un primer circuito en bucle cerrado que incluye
el segundo dispositivo de conmutación 57, el segundo diodo 58, la
bobina de calentamiento 59 y el condensador resonante 60 resuena, en
el que el número de vueltas (40T) de la bobina de calentamiento 59,
capacitancia (0.04 \muF) del condensador resonante 60 y el tiempo
de accionamiento T2 se establecen para hacer que el periodo
resonante (1/f) de una olla de aluminio sea aproximadamente 2/3 del
tiempo de accionamiento T2. La bobina de choque 54 almacena una
energía electrostática del condensador de suavizado 53 en forma de
una energía magnética durante el tiempo de accionamiento T2 del
segundo dispositivo de conmutación 57.
A continuación, se corta el segundo dispositivo
de conmutación 57 en un tiempo t1 cuando la corriente resonante que
pasa a través del mismo disminuye a cero después del segundo valor
de pico de la corriente resonante, es decir, cuando la corriente de
colector del segundo dispositivo de conmutación 57 fluye en una
dirección directa.
Entonces, puesto que el segundo dispositivo de
conmutación 57 está cortado, un potencial eléctrico de un puerto de
la bobina de choque 54, el puerto que está conectado al colector del
dispositivo de conmutación 57, se amplifica, y si el potencial
eléctrico del puerto de la bobina de choque 54 supera el del segundo
condensador de suavizado 62, se libera la energía magnética
almacenada en la bobina de choque 54 cargando el segundo condensador
de suavizado 62 a través del primer diodo 56. La tensión del
segundo condensador de suavizado 62 se amplifica (a 500 V en la
realización de la presente invención) para ser superior a la tensión
de salida CC de pico (por ejemplo, 283 V) del circuito de puente
52. El nivel de amplificación depende del tiempo de encendido del
segundo dispositivo de conmutación 57, de tal modo que, puesto que
el tiempo de encendido es superior, la tensión del segundo
condensador de suavizado 62 tiende a ser superior.
Como tal, se amplifica un nivel de tensión del
segundo condensador de suavizado 62, que sirve como una fuente de
alimentación CC cuando un segundo circuito en bucle cerrado que
incluye el segundo condensador de suavizado 62, el primer
dispositivo de conmutación 55 o el primer diodo 56, la bobina de
calentamiento 59 y el condensador resonante 60 resuena. Por lo
tanto, un valor pico a pico de una corriente resonante que pasa a
través del primer dispositivo de conmutación 55 tal como se muestra
en una representación gráfica de Ic1 en la Fig. 2A y el de otra
corriente resonante que pasa a través del segundo dispositivo de
conmutación 57 tal como se muestra en una representación gráfica de
Ic2 en la Fig. 2A no disminuye a cero, permitiendo calentar la olla
de aluminio de manera inductiva con una potencia de salida alta y
controlar la potencia de salida aumentando y disminuyendo de manera
continua el nivel de potencia.
Y tal como se muestra en una representación
gráfica de Vg1 y Vg2 en la Fig. 2A, el circuito de control 63 emite
otra señal de accionamiento a la puerta del primer dispositivo de
conmutación 55 en el tiempo t2, es decir, después de algún periodo
de pausa d1 desde el tiempo t1, para evitar que ambos dispositivos
de conmutación se activen simultáneamente. La corriente resonante
comienza a pasar a través del segundo circuito en bucle cerrado. En
este caso, el tiempo de accionamiento T2 se establece como casi el
mismo que T1, de tal modo que la corriente resonante fluye con el
periodo de aproximadamente 2/3 del tiempo de accionamiento T1, tal
como en caso de que el segundo dispositivo de conmutación 57 está
activado.
Por lo tanto, la corriente IL que pasa a través
de la bobina de calentamiento 59 presenta una forma de onda tal
como se muestra en la Fig. 2A de tal modo que un periodo de
accionamiento (que es la suma de T1, T2 y la pausa d1) es
aproximadamente tres veces el periodo de la corriente resonante,
considerándose tanto el primer como el segundo dispositivo de
conmutación 55, 57. Por tanto, si la frecuencia de accionamiento del
primer y el segundo dispositivo de conmutación 55, 57 es
aproximadamente 20 kHz, la frecuencia de la corriente resonante que
pasa a través de la bobina de calentamiento 59 es aproximadamente 60
kHz.
La Fig. 3 muestra una forma de onda de tensión
de entrada de una fuente de potencia comercial 51, una forma de
onda de tensión Vce2 por el conector serie que incluye la bobina de
calentamiento 59 y el condensador resonante 60, y una forma de onda
de corriente IL que pasa a través de la bobina de calentamiento 59.
La tensión de salida del circuito de puente 52 presenta una forma
de onda de corriente pulsante obtenida mediante la rectificación de
onda completa de la tensión de la fuente de potencia comercial 51
tal como se muestra en la Fig. 3, pero puesto que se suaviza una
envolvente de una corriente que pasa a través de la bobina de
calentamiento 59 mediante el segundo condensador de suavizado 62
tal como se muestra en una representación gráfica de IL en la Fig.
3, se impide el ruido por vibración de olla, que se genera en la
frecuencia que es dos veces la frecuencia de la fuente de
alimentación comercial, por ejemplo, mediante la corriente IL de una
bobina de calentamiento de la técnica anterior tal como se muestra
en una representación gráfica de IL en la Fig. 13.
Las formas de onda en la Fig. 2B se obtienen en
el modo de potencia de salida baja, por ejemplo, 450 W. Las formas
de onda Ic1 Ic2, Vce2, Vg1 y Vg2 en la Fig. 2B corresponden a las de
la Fig. 2A, respectivamente. En este caso, se ejecuta un control de
la potencia de salida estableciendo un tiempo de accionamiento T1'
del primer dispositivo de conmutación 55 y un tiempo de
accionamiento T2' del segundo dispositivo de conmutación 57 para
que sea inferior al tiempo de accionamiento T1, T2 del primer y el
segundo dispositivo de conmutación 55, 57, respectivamente.
En la Fig. 2A, en caso de que el segundo
dispositivo de conmutación 57 se active en un momento de tiempo t5
cuando una corriente que pasa a través del primer diodo 56 alcanza
un máximo, la potencia de salida alcanza un mínimo o casi un
mínimo. Sin embargo, la potencia de salida máxima se obtiene si el
primer dispositivo de conmutación 55 se corta y el segundo
dispositivo de conmutación 57 se activa simultáneamente en el
momento en que la corriente que pasa a través de primer dispositivo
de conmutación 55 se va a cero (no mostrado) de nuevo mediante la
resonancia después de que la corriente comienza a aumentar desde
cero a un valor positivo durante el segundo tiempo (en un momento
de tiempo t6) (control de potencia de punto de resonancia).
Mediante el principio mencionado anteriormente,
en caso de modo de potencia de salida baja, por ejemplo, la
potencia de salida se ajusta a 450 W, el tiempo de accionamiento T1'
se determina que sea inferior al de la potencia de salida máxima,
por ejemplo, 2 kW, pero el primer dispositivo de conmutación 55 se
corta en un momento de tiempo t3' cuando está pasando una corriente
a través del primer dispositivo de conmutación 55 en una dirección
directa tal como se muestra en la Fig. 2B. Por tanto, con el corte
del primer dispositivo de conmutación 55 en ambos casos del modo de
potencia de salida máxima y el modo de potencia de salida inferior,
el condensador amortiguador 64 y la bobina de calentamiento 59
resuenan con la ayuda de la energía acumulada en la bobina de
calentamiento 59, se reduce el potencial eléctrico del colector del
primer dispositivo de conmutación 55, y se aumentan lentamente la
diferencia de tensión entre el emisor y el colector del mismo,
dando como resultado una reducción de una pérdida por
conmutación.
Como resultado, puede reducirse una pérdida de
corte del primer dispositivo de conmutación 55. Además, puesto que
el nivel de tensión aplicado en una dirección directa puede bajar a
cero o a un valor pequeño cuando se activa el segundo dispositivo
de conmutación 57, puede evitarse la pérdida de activación o la
existencia de ruido.
A continuación, en la operación de iniciación,
el circuito de control 63 controla el relé 66 para cortarlo y
acciona alternativamente el primer y el segundo dispositivo de
conmutación 55, 57, a la frecuencia constante (aproximadamente 21
kHz). El tiempo de accionamiento del primer dispositivo de
conmutación 55 es inferior al periodo resonante de la corriente
resonante, y se ajustan para ser mínimos una relación de tiempos de
accionamiento y la potencia de salida. Y entonces, se aumenta
lentamente la relación de tiempos de accionamiento. Mientras tanto
el circuito de control 63 detecta un material de la olla de carga 61
mediante referencia a salidas de detección del detector de
corriente de entrada 67 y el detector de corriente resonante 68. Si
el circuito de control 63 descubre que el material es a base de
hierro, detiene el calentamiento y controla el relé 66 para
activarlo, y reinicia de nuevo el calentamiento con una potencia de
salida baja. En este momento, el circuito de control 63 ajusta la
relación de tiempos de accionamiento del primer y el segundo
dispositivo de conmutación 55, 57 y la potencia de salida para que
sean mínimos, y entonces aumenta de manera continua la relación de
tiempos de accionamiento hasta que se obtiene una potencia de salida
deseada, mientras que mantiene la frecuencia constante
(aproximadamente 21 kHz).
Sin embargo, en caso de que se descubra que el
material no es a base de hierro y cuando se alcanza una relación
predeterminada de tiempos de accionamiento, la operación se lleva a
cabo en un modo en el que el periodo de la corriente resonante se
vuelve inferior al tiempo de accionamiento del primer dispositivo de
conmutación 55, tal como se muestra en la Fig. 2B. En este caso, el
tiempo de accionamiento se establece de tal manera que la potencia
de salida es baja.
La Fig. 4 representa una gráfica de una potencia
de entrada frente al tiempo de encendido del segundo dispositivo de
conmutación 57 cuando la frecuencia de accionamiento del primer y el
segundo dispositivo de conmutación 55, 57 es constante. En el modo
de realización de la presente invención tal como se muestra en la
Fig. 4, puede alcanzarse una salida de aproximadamente 2 kW
alrededor de un punto de 1/2 del periodo, y cuando se hace que el
tiempo de accionamiento del segundo dispositivo de conmutación 57
sea inferior desde el punto en la representación gráfica, la salida
puede disminuirse linealmente. Por lo tanto, se consigue un control
estable estableciendo un límite inferior (Tonmin) y un límite
superior (Tonmax) del tiempo de accionamiento o la relación de
tiempos de accionamiento.
Tal como se mencionó anteriormente, en caso de
que la carga de alta conductividad y baja permeabilidad, por
ejemplo, aluminio, cobre, o similar se caliente mediante un campo
magnético generado por la bobina de calentamiento 59 según la
realización de la presente invención, la corriente resonante
mediante la bobina de calentamiento 59 y el condensador resonante
60 que pasa a través de primer dispositivo de conmutación 55 y el
primer diodo 56 resuena con un periodo inferior al tiempo de
accionamiento T1, T2 de ambos dispositivos de conmutación, de tal
modo que puede proporcionarse una corriente con una frecuencia
superior a la frecuencia de accionamiento del primer dispositivo de
conmutación 55 (1,5 veces superior en esta realización) para la
bobina de calentamiento 59. Además, puesto que la tensión del
condensador de suavizado 62, que sirve como una fuente de potencia
de alta frecuencia, se amplifica y suaviza mediante la bobina de
choque 54 y el segundo condensador de suavizado 62,
respectivamente, puede amplificarse una amplitud de la corriente
resonante en cada periodo de accionamiento T, T', por tanto puede
mantenerse la amplitud amplificada de la corriente resonante incluso
después de entrar en el segundo periodo de la corriente resonante,
y por lo tanto puede obtenerse una gran intervalo de potencias de
salida variando un sincronismo de detención de accionamiento de cada
dispositivo de conmutación después de entrar en el segundo periodo
de la corriente resonante.
También, la bobina de choque 54 como un
amplificador varía un nivel de amplificación según el tiempo de
accionamiento del segundo dispositivo de conmutación 57. Por
ejemplo, puesto que el tiempo de encendido del segundo dispositivo
de conmutación 57 se hace más largo, la tensión del condensador de
suavizado 62 se hace mayor debido a la operación de amplificación
de la bobina de choque 54, y puede utilizarse en el control de la
potencia de salida.
Además, puesto que la operación de amplificación
se ejecuta cuando la energía, acumulada en la bobina de choque 54
mediante la activación del segundo dispositivo de conmutación 57, se
transfiere al segundo condensador de suavizado 62 a través del
primer diodo 56, la entrada de la corriente pulsante puede cambiarse
a la fuente de potencia de tensión alta suavizada mediante una
estructura de circuito sencilla. Además, puesto que la bobina de
calentamiento 59 está dotada de la corriente de alta frecuencia,
suavizándose y obteniéndose una envolvente de la misma a partir de
la fuente de potencia de tensión alta suavizada, puede suprimirse la
generación de ruido por vibración de olla.
También, en caso de que una carga de alta
conductividad y baja permeabilidad como aluminio, cobre, etc. se
caliente mediante un campo magnético generado por la bobina de
calentamiento 59, la corriente resonante que pasa a través del
segundo dispositivo de conmutación 57 y del segundo diodo 58 resuena
con un periodo menor que el tiempo de accionamiento T2 del segundo
dispositivo de conmutación 57. Por lo tanto, cuando se considera la
corriente resonante total (suma de Ic1 e Ic2), puede observarse que
aumenta un número de onda de la corriente resonante total durante
el tiempo de accionamiento del primer y el segundo dispositivo de
conmutación.
Además, puede evitarse que se fuguen hacia la
fuente de potencia 51 componentes de alta frecuencia al acumular la
energía en la bobina de choque 54 teniendo un primer condensador de
suavizado 53 para dar energía a la bobina de choque 54 cuando el
segundo dispositivo de conmutación 57 está activado.
Además, en el modo de potencia de salida máxima,
el circuito de control 63 emite o bien una señal de corte del
primer dispositivo de conmutación 55 mientras la corriente resonante
está pasando a través del mismo después del inicio del segundo
periodo de la corriente resonante que sigue después de activar el
primer dispositivo de conmutación 55, o bien una señal de corte del
segundo dispositivo de conmutación 57 mientras la corriente
resonante está pasando a través del mismo después del inicio del
segundo periodo de la corriente resonante que aparece después de
activar el segundo dispositivo de conmutación 57. Por lo tanto,
puede reducirse la pérdida de activación del segundo dispositivo de
conmutación 57 y el primer dispositivo de conmutación 55.
Y el circuito de control 63 emite, en el modo de
potencia de salida máxima, o bien una señal de corte del primer
dispositivo de conmutación 55 durante un periodo cuando la corriente
resonante disminuye desde su valor de pico a cero después del
inicio del segundo periodo de la corriente resonante que aparece
después de activar el primer dispositivo de conmutación 55, o bien
una señal de corte del segundo dispositivo de conmutación 57
durante un periodo cuando la corriente resonante disminuye desde su
valor de pico a cero después del inicio del segundo periodo de la
corriente resonante que aparece después de activar el segundo
dispositivo de conmutación 57. Por lo tanto, puede impedirse una
pérdida de activación del segundo dispositivo de conmutación 57 o el
primer dispositivo de conmutación 55. Además, en caso de reducción
del tiempo de accionamiento de los mismos, puede bajarse la
potencia de salida, y también puede impedirse la pérdida de
activación porque cada dispositivo de conmutación no se acciona
fácilmente en un modo de activación incluso en el modo de potencia
de salida baja.
Además, en caso de que la relación de tiempos de
accionamiento del primer y el segundo dispositivo de conmutación
55, 57 se ajuste a 1 aproximadamente, y al mismo tiempo se caliente
una carga de alta conductividad y baja permeabilidad mediante el
campo magnético generado en la bobina de calentamiento 59, la
corriente resonante que pasa a través del primer dispositivo de
conmutación 55 y el primer diodo 56 resuena con un periodo de
aproximadamente 2/3 del tiempo de accionamiento del primer
dispositivo de conmutación 55. Por consiguiente, pueden repartirse
tres números de onda de la corriente resonante durante un ciclo de
los tiempos de accionamiento de tanto el primer como el segundo
dispositivo de conmutación 55, 57. Por lo tanto, puede
proporcionarse la corriente con una componente de alta frecuencia
de aproximadamente tres veces la frecuencia de accionamiento para
la bobina de calentamiento 59. Y al mismo tiempo, puede realizarse
un control de la potencia de salida estable porque puede realizarse
un inicio del accionamiento del primer dispositivo de conmutación 55
cuando está pasando una corriente a través del primer diodo 56, y
se realiza una detención del accionamiento del mismo cuando está
pasando una corriente a través del primer dispositivo de conmutación
55 en dirección directa, y lo mismo puede aplicarse también al
segundo dispositivo de conmutación 57 y segundo diodo 58.
También, en la operación de iniciación, se
aumenta una potencia de salida variando la relación de tiempos de
accionamiento del primer y el segundo dispositivo de conmutación 55,
57 y entonces variando la frecuencia de accionamiento, dando como
resultado por tanto la fácil detección de la carga. Es decir, una
potencia de salida transmitida a o bien una carga de alta
conductividad y baja permeabilidad como aluminio etc., o bien una
carga a base de hierro puede variarse de manera continua en el modo
de potencia de salida baja variando la relación de tiempos de
accionamiento, y por tanto puede detectarse la carga con precisión
en el modo de potencia de salida baja.
Además, después de alcanzar una relación
predeterminada de tiempos de accionamiento, tiempo de accionamiento,
o potencia de salida, la relación de tiempos de accionamiento se
ajusta a un valor constante con el fin de accionar y cortar los
dispositivos de conmutación dentro de un intervalo específico de
fase en el caso de la carga de alta conductividad y baja
permeabilidad. Mientras se mantiene la relación de tiempos de
accionamiento en un valor constante, se cambian una fase de corte y
la frecuencia de accionamiento, de tal modo que puede ajustarse una
potencia de salida sin aumentar significativamente la pérdida de los
dispositivos de conmutación.
Además, tras iniciar la operación, el tiempo de
accionamiento del primer dispositivo de conmutación 55 se ajusta
para que sea inferior al periodo resonante de la corriente resonante
y entonces se aumenta una potencia de salida cambiando la relación
de tiempos de accionamiento del primer y el segundo dispositivo de
conmutación 55, 57 hasta que se alcanza un cierto tiempo de
accionamiento o una cierta relación de tiempos de accionamiento.
Durante ese tiempo, se detecta de manera precisa y segura si la
carga es o no de alta conductividad y baja permeabilidad. En caso
de que se detecte que la carga es de alta conductividad y baja
permeabilidad, se aumenta de manera dispersa el tiempo de
accionamiento del primer dispositivo de conmutación 55 para
disminuir la potencia de salida, y entonces se aumenta de manera
estable la potencia de salida desde el nivel bajo a un nivel deseado
aumentando de manera continua la longitud del tiempo de
accionamiento.
También, en caso de calentamiento de una carga a
base de hierro o carga de un material no magnético mediante el
campo magnético generado por la bobina de calentamiento 59, la
corriente resonante resuena con un periodo superior al tiempo de
accionamiento del primer y el segundo dispositivo de conmutación 55,
57. Y en caso de que se caliente la carga de material a base de
hierro o acero inoxidable no magnético con una potencia de salida
de máxima, se conecta el condensador de compensación de resonancia
65 al condensador resonante 60 en paralelo, dando como resultado
una capacitancia superior a la del caso cuando una carga es de alta
conductividad y baja permeabilidad, con el fin de cortar el primer
y el segundo dispositivo de conmutación 55, 57 en el momento en que
una corriente pasa a través del primer y el segundo dispositivo de
conmutación 55, 57 en una dirección directa. Por tanto en el caso
de la carga de material a base de hierro o acero inoxidable no
magnético, el periodo resonante se vuelve más grande y al mismo
tiempo se aumenta la corriente resonante. Además, puesto que la
tensión CC Vcc se amplifica mediante la bobina de choque 54, una
amplitud de la corriente resonante se vuelve más grande. Por lo
tanto, puede hacerse que la potencia de salida máxima sea superior a
la de la técnica anterior, en caso de que la pérdida por
conmutación de activación se suprima estableciendo la potencia de
salida máxima dentro del intervalo que permite que se corten los
dispositivos de conmutación en el momento en que está pasando una
corriente a través de los dispositivos de conmutación en su
dirección directa.
En los aparatos de cocina de inducción de la
técnica anterior, el calentamiento selectivo de una olla a base de
aluminio y una olla a base de hierro utilizando un mismo inversor se
realizaba cambiando el número de vueltas de la bobina de
calentamiento 59 y el condensador resonante simultáneamente con el
fin de cambiar la frecuencia resonante y la intensidad de campo
magnético (amperios-vuelta) transmitidos a la carga
61. Según la presente invención, sin embargo, el efecto de
convertir el número de vueltas se consigue mediante la operación de
amplificación del segundo dispositivo de conmutación 57 y la bobina
de choque 54, y la capacitancia resonante se ajusta a través del
uso del condensador de compensación de resonancia 65, de tal modo
que puede calentarse la carga de una amplia variedad de materiales
utilizando la misma bobina de calentamiento 59.
Además, el funcionamiento de la realización de
la presente invención se inicia sin conectar el condensador de
compensación de resonancia 65 al condensador resonante 60, es decir,
con capacidad inferior, y se aumenta una salida de manera continua;
y mientras tanto se detecta si la carga es de un material a base de
hierro o de alta conductividad y baja permeabilidad. Si se descubre
que la carga es a base de hierro, se detiene el funcionamiento de
la misma y se conecta el condensador de compensación de resonancia
65 al condensador resonante 60 en paralelo activando el relé 66,
para lograr capacitancia más alta. Y entonces se reanuda el
funcionamiento con una frecuencia de accionamiento baja, dando como
resultado el periodo resonante superior y la corriente aumentada. Y
al mismo tiempo puesto que la tensión CC Vcc se amplifica mediante
la bobina de choque 54 y el segundo condensador de suavizado 62, la
corriente resonante se vuelve mayor. Por lo tanto, puede hacerse
que la potencia de salida máxima sea superior a la de la técnica
anterior, en caso de que se suprima la pérdida por conmutación de
activación estableciendo la potencia de salida máxima dentro del
intervalo que permite que los dispositivos de conmutación se corten
en el momento en que está pasando una corriente a través de los
dispositivos de conmutación en su dirección directa.
Sin embargo, si se detecta que la carga es de
alta conductividad y baja permeabilidad, la salida continúa
aumentando hasta que se alcanza una cierta relación de tiempos de
accionamiento o una cierta potencia de salida, y entonces se fija
la relación de tiempos de accionamiento pero el tiempo de
accionamiento se varía para aumentar la potencia de salida hasta un
cierto valor. Por lo tanto, ambos casos pueden ejecutar la
denominada operación de inicio suave, es decir, primero detectar el
material de la carga con la potencia de salida baja y luego
aumentar la potencia de salida hasta un cierto valor de salida o un
valor límite de una manera estable.
Además, en la Fig. 1, la relación de
capacitancias del primer condensador de suavizado 53 y el segundo
condensador de suavizado 62 ha de determinarse de manera adaptativa
caso por caso. Por ejemplo, si la capacitancia del primero se
ajusta para que sea 1000 \muF y la del último es 15 \muF, se
mejora un nivel de suavizado de la envolvente de la corriente que
pasa a través de la bobina de calentamiento 59. En tal caso, puede
ser ventajoso insertar una bobina de choque en la línea de potencia
de entrada del primer condensador de suavizado 53. Por el
contrario, si la capacitancia del primero se ajusta a 10 \muF, y
la del último es 100 \muF, puede impedirse la degradación del
factor de potencia, pero en este caso, puede necesitarse un segundo
condensador de suavizado 62 costoso porque se requiere tener una
gran tensión de ruptura.
En la Fig. 1, debería observarse que puede
conectarse un puerto del segundo condensador de suavizado 62 con
bajo potencial eléctrico al ánodo del circuito de puente 52 y puede
conectarse el condensador amortiguador 64 al primer dispositivo de
conmutación 55 en paralelo para tener el mismo efecto.
Además, puede conectarse un puerto del
condensador resonante 60 con bajo potencial eléctrico al colector
(alto potencial eléctrico) del primer dispositivo de conmutación
55; y también dividiendo la capacitancia del mismo en dos, los
condensadores divididos pueden conectarse al colector del primer
dispositivo de conmutación 55 y al emisor (bajo potencial
eléctrico) del segundo dispositivo de conmutación 57,
respectivamente para tener el mismo efecto. Y un circuito resonante
que puede conectarse al primer o al segundo dispositivo de
conmutación 55, 57 no se limita a la realización de la presente
invención. Puede ser una versión modificada de manera adecuada de
lo dado a conocer en la realización preferida de la invención.
Aunque en la realización preferida de la
presente invención se ha descrito un electrodoméstico de cocina de
calentamiento por inducción, la presente invención puede aplicarse
igualmente a otros tipos de aparatos de calentamiento por inducción
tales como un calentador de agua y una plancha etc., para calentar
una carga de alta conductividad y baja permeabilidad como una olla
de aluminio.
Realización
2
Ahora se describirá un aparato de calentamiento
por inducción según una segunda realización preferida de la
presente invención mediante referencia a los dibujos. La Fig. 5
muestra un diagrama de circuito de la segunda realización preferida
de la presente invención. La diferencia entre las configuraciones de
circuito de la primera y la segunda realización de la presente
invención es que, en la segunda realización, el primer condensador
de suavizado 71 y la bobina de choque 72 están situados entre la
fuente de potencia 51 y el circuito de puente 52.
Ahora se describirá el funcionamiento de la
segunda realización de la presente invención. El número de
referencia 50 representa el inversor, y el circuito de control 63
activa y corta alternativamente el primer y el segundo dispositivo
de conmutación 55, 57 tal como en la primera realización de la
presente invención para obtener una potencia de entrada requerida.
Cuando el primer dispositivo de conmutación 55 está activado en la
Fig. 1 de la primera realización, está pasando una corriente a
través de bobina de calentamiento 59 y al mismo tiempo una parte de
la corriente vuelve al primer condensador de suavizado 53 desde la
bobina de choque 54. Por el contrario, adoptando la estructura de
la segunda realización, el circuito de puente 52 bloquea la
corriente de vuelta, de tal modo que no vuelve ninguna corriente al
primer condensador de suavizado 71, y por tanto, puede transmitirse
eficazmente una potencia de entrada a la bobina de calentamiento 59
y la olla 61. Ya que está pasando una corriente con una alta
frecuencia a través de diodos en el circuito de puente 52, un diodo
rápido es preferible para el tipo de diodo en el circuito de puente
52.
Como tal según la segunda realización, no vuelve
ninguna corriente al primer condensador de suavizado 71. Como
resultado, se proporciona la potencia de entrada para el circuito
sin desperdicio, para conseguir de ese modo un aparato de
calentamiento por inducción más eficaz que puede calentar una olla
de aluminio.
Realización
3
Ahora se describirá un aparato de calentamiento
por inducción según una tercera realización preferida de la
presente invención con referencia a los dibujos. La Fig. 6 muestra
una configuración de circuito de la tercera realización preferida
de la presente invención. La fuente de potencia 51 es una fuente de
potencia comercial y se rectifica mediante el circuito de puente 52
y se alimenta al colector del transistor 87 a través de la bobina
de choque 80. El colector del transistor 87 está conectado a un
ánodo del diodo 82 y un cátodo del diodo 82 está conectado a un
primer puerto del condensador de suavizado 81 con alto potencial
eléctrico. Un segundo puerto del condensador de suavizado 81 con
bajo potencial eléctrico está conectado a un cátodo del circuito de
puente 52.
El número de referencia 79 indica el inversor, y
un puerto de la bobina de choque 83 está conectado al primer puerto
del condensador de suavizado 81 y el otro puerto de la bobina de
choque 83 está conectado a un colector del transistor 88. El
conector serie que incluye una bobina de calentamiento 89 y un
condensador resonante 91 está conectado a ambos puertos del
transistor 88, y otro conector serie que incluye un condensador
resonante 92 y un relé 93 está conectado al condensador resonante
91 en paralelo. El circuito de control 85 acciona el transistor 88
y al mismo tiempo detecta un material de carga de olla monitorizando
ambas señales de detección desde el detector de corriente de
entrada 67 para detectar la corriente de entrada suministrada por la
fuente de potencia 51 y el detector de corriente resonante 94 para
detectar una corriente que pasa a través de bobina de calentamiento
89. Y, basándose en el resultado de la detección, el circuito de
control 85 emite una señal de control o una señal de accionamiento
al circuito de control de amplificación 86, el relé 93 y el
transistor 88. El circuito de control de amplificación 86 emite una
señal de accionamiento al transistor 87 basándose en la señal de
control emitida por el circuito de control 85.
Ahora se describirá el funcionamiento de la
estructura mencionada anteriormente. El circuito de control 85
controla la activación y el corte del transistor 87 para que sirva a
la bobina de choque 80 como un troceador (chopper) de
amplificación. Por tanto, se amplifica y suaviza una salida Vcc del
circuito de puente 52, y entonces se alimenta a ambos puertos del
condensador de suavizado 81 a través del diodo 82. Y la tensión
amplificada y suavizada sirve como una fuente de potencia que
proporciona una corriente de alta frecuencia del inversor 79. La
bobina de choque 83 está conectada al ánodo del circuito de puente
52 a través del diodo 82 y la bobina de choque 80, y se utiliza
para una conmutación con corriente nula del transistor 88 en el
momento en que se corta el transistor.
También, el diodo 84 está conectado al
transistor 88 en antiparalelo, y se utiliza como una trayectoria de
corriente para una corriente resonante que vuelve a lo largo de una
dirección inversa de un flujo de corriente en el transistor 88. El
transistor 88, cuando está encendido, genera una corriente
resonante, estando determinada la frecuencia de la misma por la
bobina de calentamiento 89 y el condensador resonante 91, para
proporcionar el campo magnético de alta frecuencia a la carga
90.
El circuito de control 85 controla el transistor
88 según la potencia de entrada utilizando un microordenador etc.
Si el circuito de control 85 detecta que la olla 90, que está
calentándose mediante la bobina de calentamiento 89, es de un
material de alta conductividad y baja permeabilidad material, por
ejemplo, aluminio o similar, el circuito de control 85 acciona el
transistor 88 tal como se muestra en la Fig. 7 con el relé 93
cortándose; pero si el circuito de control 85 detecta que la olla
90 es de un material a base de hierro, el circuito de control 85
alcanza una potencia de salida máxima accionando el transistor 88
tal como se muestra en la Fig. 8, mientras que activa el relé 93
para añadir capacitancia al condensador resonante 91.
La Fig. 7 representa formas de onda de diversas
partes del circuito según la tercera realización preferida de la
presente invención, que incluye una corriente Ic que pasa a través
de transistor 88 y el diodo 84, una tensión Vce entre el colector y
el emisor del transistor 88, una corriente IL que pasa a través de
la bobina de calentamiento 89, y una tensión Vge, que se alimenta
al transistor 88 mediante el circuito de control 85.
El circuito de control 85 transmite una señal de
accionamiento a la puerta del transistor 88 y controla el
transistor 88 para activarlo. Entonces una corriente resonante, que
se genera mediante la bobina de calentamiento 89 y el condensador
resonante 91, está pasando a través del transistor 88. Y puesto que
la frecuencia de la corriente resonante es al menos dos veces la
frecuencia de la señal de accionamiento, la corriente resonante a
la larga se va a cero, y entonces comienza a pasar a través del
diodo 84 en dirección opuesta; pero puesto que la corriente
resonante fluye continuamente por la bobina de calentamiento 89, se
proporciona a la olla 90 un campo magnético de alta frecuencia, que
se determina mediante la frecuencia resonante. Es decir, se
consigue un mismo efecto que en el caso en el que se aumenta al
menos en dos veces la frecuencia de accionamiento de la primera
realización.
Después de suministrar una potencia de salida
requerida tal como se describió anteriormente, el circuito de
control 85 corta el transistor 88 en el momento en que está pasando
una corriente a través del diodo 84, y después de un periodo de
tiempo preestablecido, el circuito de control 85 activa de nuevo el
transistor 88, lo que se repite según se requiera.
Tal como se muestra en la Fig. 8, en caso de que
el material de la olla 90 sea a base de hierro, un periodo de
accionamiento T' del transistor 88 es la suma de una pausa T2' y un
periodo resonante T1', que está determinado por la inductancia de
la bobina de calentamiento 89 y la suma de las capacitancias del
condensador resonante 91 y el condensador de compensación de
resonancia 92; y se ajusta la frecuencia de accionamiento (1/T') a
20\sim30 kHz en general considerando una pérdida por
conmutación.
Por el contrario, en caso de que el circuito de
control 85 detecte que el material de la olla 90 es aluminio etc.,
no se añade el condensador resonante 92 para elevar de ese modo la
frecuencia resonante y se controla el aumento de un nivel de
amplificación mediante el transistor 87 y la bobina de choque
80.
Como tal, la potencia de salida máxima se
consigue reduciendo el periodo de pausa T2 y manteniendo una
amplitud de la corriente resonante Ic para que esté por encima de
un cierto valor en todos los números de onda requeridos durante el
periodo de accionamiento T del transistor 88 tal como se muestra en
la Fig. 7, por medio de reducir la atenuación de Ic.
En este caso, la frecuencia resonante, que está
determinada por la inductancia de la bobina de calentamiento 89
acoplada con la olla 90 y la capacitancia del condensador resonante
91, se ajusta para ser al menos dos veces de la frecuencia de
accionamiento 1/T del transistor 88, es decir, una frecuencia
constante de tal manera que al menos dos periodos de la corriente
resonante fluyen en sólo una operación de conmutación. Esto es
porque la resistencia pelicular de la olla está en proporción a la
raíz cuadrada de la frecuencia resonante en caso de que se caliente
la olla de aluminio, etc. De una manera descrita anteriormente, se
hace posible aumentar el efecto pelicular mientras que se suprime
la pérdida por conmutación, permitiendo el calentamiento de una
olla de aluminio, una olla de múltiples capas, etc.
Como tal, si la carga 90 de alta conductividad y
baja permeabilidad se calienta mediante el campo magnético generado
en la bobina de calentamiento 89 según la tercera realización
preferida de la presente invención, la corriente resonante que pasa
a través de dispositivo de conmutación 88 y el diodo 84 resuena con
el periodo inferior al tiempo de accionamiento del dispositivo de
conmutación 88. Y puede conseguirse conmutación con corriente nula
de la corriente resonante disponiendo la bobina de choque 80 para
amplificar la tensión CC Vcc para mantener la amplitud de la
corriente resonante para que sea superior a un cierto nivel durante
el tiempo de accionamiento, el dispositivo de conmutación 87, el
diodo 82, y el condensador de suavizado 81 para suavizar la tensión
amplificada. En resumen, la frecuencia de accionamiento del
dispositivo de conmutación 88 se ajusta para que sea inferior a la
frecuencia resonante, y puede ejecutarse conmutación con corriente
nula, de tal modo que puede calentarse la olla de aluminio evitando
el ruido por vibración de olla y al mismo tiempo reduciendo la
pérdida por conmutación.
Un electrodoméstico de cocina de calentamiento
por inducción según la presente invención incluye: un circuito de
puente conectado a una fuente de potencia en paralelo; un primer
condensador de suavizado conectado a puertos de salida CC del
circuito de puente en paralelo; una bobina de choque, estando
conectado uno de los dos puertos de la misma a un ánodo de los
puertos de salida CC del circuito de puente; un primer dispositivo
de conmutación semiconductor, estando conectado un emisor del mismo
al otro puerto de la bobina de choque; un segundo dispositivo de
conmutación semiconductor, estando conectado un colector del mismo
al otro puerto de la bobina de choque y estando conectado un emisor
del mismo al ánodo de los puertos de salida CC; un primer diodo
conectado al primer dispositivo de conmutación semiconductor en
paralelo; un segundo diodo conectado al segundo dispositivo de
conmutación semiconductor en paralelo; un conector serie, que
incluye una bobina de calentamiento y un condensador resonante
conectados en serie, conectado al segundo dispositivo de conmutación
semiconductor en paralelo; un segundo condensador de suavizado
conectado al emisor del segundo dispositivo de conmutación
semiconductor y un colector del primer dispositivo de conmutación
semiconductor; y un controlador para controlar el primer y el
segundo dispositivo de conmutación semiconductor para conseguir una
cierta salida.
Otro electrodoméstico de cocina de calentamiento
por inducción según la presente invención incluye: un condensador
de filtro conectado a una fuente de potencia en paralelo; una bobina
de choque conectada a la fuente de potencia en serie; un circuito
de puente conectado a la bobina de choque; un primer dispositivo de
conmutación semiconductor, estando conectado un emisor del mismo a
un ánodo de puertos de salida CC del circuito de puente; un segundo
dispositivo de conmutación semiconductor, estando conectado un
colector del mismo al ánodo de los puertos de salida CC y estando
conectado un emisor del mismo a un cátodo de los puertos de salida
CC; un primer diodo conectado al primer dispositivo de conmutación
semiconductor en paralelo; un segundo diodo conectado al segundo
dispositivo de conmutación semiconductor en paralelo; un conector
serie, que incluye una bobina de calentamiento y un condensador
resonante conectados en paralelo, conectado al segundo dispositivo
de conmutación semiconductor en paralelo; un segundo condensador de
suavizado conectado al emisor del segundo dispositivo de conmutación
semiconductor y un colector del primer dispositivo de conmutación
semiconductor; y un controlador para controlar el primer y el
segundo dispositivo de conmutación semiconductor para conseguir una
cierta salida.
Aunque la invención se ha mostrado y descrito
con respecto a las realizaciones preferidas, los expertos en la
técnica entenderán que pueden realizarse diversos cambios y
modificaciones a estas realizaciones sin apartarse del alcance de
la invención según se define en las siguientes reivindicaciones.
Claims (15)
1. Aparato de calentamiento por inducción que
comprende:
un inversor (79) que presenta un dispositivo de
conmutación (88), un dispositivo de conducción inversa (84)
conectado al dispositivo de conmutación (88) en paralelo, una bobina
de calentamiento (89) para calentar una carga (90) generando un
campo magnético y una unidad de condensador resonante (91; 92), en
el que el inversor (79) genera una corriente resonante (I_{L})
que pasa a través de la bobina de calentamiento (89) activando el
dispositivo de conmutación (88);
un circuito de control (85) para controlar un
tiempo de activación (T1) del dispositivo de conmutación (88),
caracterizado porque
el aparato comprende además un circuito de
amplificación y suavizado (80; 81; 82; 87) para amplificar y
suavizar una tensión CC de entrada para proporcionar la tensión CC
amplificada y suavizada al inversor (79) con el fin de mantener una
amplitud de la corriente resonante (I_{C}) que pasa a través del
dispositivo de conmutación (88) para que sea igual a o superior a
un valor predeterminado durante el tiempo de activación (T_{1})
del dispositivo de conmutación (88); y
el circuito de control (85) está diseñado de tal
manera que, en caso de que la carga (90) sea un material de una
alta conductividad y una baja permeabilidad, activa el dispositivo
de conmutación (88) durante un tiempo de activación (T_{1}) que
es superior al periodo de resonancia de la corriente resonante
(I_{C}) que pasa a través del dispositivo de conmutación (88) o
el dispositivo de conducción inversa (84).
2. Aparato de calentamiento por inducción que
comprende:
un inversor (50) que incluye un circuito
resonante que presenta un primer conector serie que contiene un
primer dispositivo de conmutación (55) y un segundo dispositivo de
conmutación (57) conectados en serie, un primer dispositivo de
conducción inversa (56) conectado al primer dispositivo de
conmutación (55) en paralelo, un segundo dispositivo de conducción
inversa (58) conectado al segundo dispositivo de conmutación (57) en
paralelo, y un segundo conector serie que contiene una bobina de
calentamiento (59) para calentar una carga (61) generando un campo
magnético y una unidad de condensadores resonantes (60; 65)
conectada al primer o al segundo dispositivo de conmutación (55;
57) en paralelo, en el que el inversor (50) resuena activando el
primer y el segundo dispositivo de conmutación (55; 57);
un circuito de control (63) para activar
exclusivamente el primer y el segundo dispositivo de conmutación
(55; 57);
caracterizado porque
el aparato comprende además un circuito de
amplificación y suavizado (54; 56; 57; 62) para amplificar y
suavizar una tensión CC de entrada para proporcionar la tensión CC
amplificada y suavizada al inversor (50) con el fin de mantener una
amplitud de la corriente resonante (I_{C1}) que pasa a través del
primer dispositivo de conmutación (55) para que sea igual a o
superior a un valor predeterminado durante el tiempo de activación
(T_{1}) del primer dispositivo de conmutación (55); y
el circuito de control (63) está diseñado de tal
manera que, en caso de que la carga (61) sea un material de una
alta conductividad y una baja permeabilidad, activa el primer
dispositivo de conmutación (55) durante un tiempo de activación
(T_{1}) que es superior al periodo de resonancia de la corriente
resonante (I_{C1}) que pasa a través del primer dispositivo de
conmutación (55) o el primer dispositivo de conducción inversa
(56).
3. Aparato según la reivindicación 2, en el que
se determina un nivel de amplificación de la tensión CC mediante un
tiempo de activación (T_{1}; T_{2}) de al menos un dispositivo
de conmutación (55; 57) incluido en el inversor (50).
4. Aparato según las reivindicaciones 2 ó 3, en
el que el circuito de amplificación y suavizado (54; 56; 57; 62)
incluye:
un condensador de suavizado (62) conectado en
paralelo al primer conector serie que incluye el primer y el
segundo dispositivo de conmutación (55; 57); y una bobina de choque
(54) conectada al segundo dispositivo de conmutación (57) en
serie,
en el que se acumula una energía en la bobina de
choque (54) cuando el segundo dispositivo de conmutación (57) está
activado, y entonces la energía se transfiere al condensador de
suavizado (62) a través del primer dispositivo de conducción
inversa (56) cortando el segundo dispositivo de conmutación
(57).
5. Aparato según una de las reivindicaciones 2 a
4, en el que, en caso de que la carga (61) sea el material de la
alta conductividad y la baja permeabilidad, el dispositivo de
amplificación y suavizado (54; 56; 57; 62) amplifica y suaviza la
tensión CC de entrada para proporcionar la tensión CC amplificada y
suavizada al inversor (50) con el fin de mantener una amplitud de
la corriente resonante (I_{C2}) que pasa a través del segundo
dispositivo de conmutación (57) para que sea igual a o superior a un
valor predeterminado durante el tiempo de activación (T_{2}) del
segundo dispositivo de conmutación y el circuito de control controla
el tiempo de activación (T_{2}) del segundo dispositivo de
conmutación para que sea superior al periodo de resonancia de la
corriente resonante (I_{C2}) que pasa a través del segundo
dispositivo de conmutación (57) o el segundo dispositivo de
conducción inversa (58).
6. Aparato según las reivindicaciones 4 ó 5, que
comprende además un condensador de suavizado adicional (53) para
proporcionar la energía a la bobina de choque (54) cuando el segundo
dispositivo de conmutación (57) está activado.
7. Aparato según una de las reivindicaciones 2 a
6, en el que, en un modo de potencia de salida máxima, el circuito
de control (63) emite o bien una señal de corte del primer
dispositivo de conmutación (55) mientras la corriente resonante
(I_{C1}) está pasando a través del mismo después del inicio de un
segundo periodo de la corriente resonante (I_{C1}) que sigue
después de activar el primer dispositivo de conmutación (55), o una
señal de corte del segundo dispositivo de conmutación (57) mientras
la corriente resonante (I_{C2}) está pasando a través del mismo
después del inicio del segundo periodo de la corriente resonante
(I_{C2}) que aparece después de activar el segundo dispositivo de
conmutación (57).
8. Aparato según una de las reivindicaciones 2 a
7, en el que, en el modo de potencia de salida máxima, el circuito
de control (63) emite o bien la señal de corte del primer
dispositivo de conmutación (55) durante un periodo cuando la
corriente resonante (I_{C1}) disminuye desde su valor de pico a
cero después del inicio del segundo periodo de la corriente
resonante (I_{C1}) que aparece después de activar el primer
dispositivo de conmutación (55), o bien la señal de corte del
segundo dispositivo de conmutación (57) durante un periodo en el
que la corriente resonante (I_{C2}) disminuye desde su valor de
pico a cero después del inicio del segundo periodo de la corriente
resonante (I_{C2}) que aparece después de activar el segundo
dispositivo de conmutación (57).
9. Aparato según una de las reivindicaciones 2 a
8, en el que, en caso de que la carga (61) sea el material de la
alta conductividad y la baja permeabilidad, la primera corriente
resonante (I_{C1}) que pasa a través del primer dispositivo de
conmutación (55) o el primer dispositivo de conducción inversa (56)
y la segunda corriente resonante (I_{C2}) que pasa a través del
segundo dispositivo de conmutación (57) o el segundo dispositivo de
conducción inversa (58) resuenan con periodos que son 2/3 de los
tiempos de activación (T_{1}, T_{2}) del primer o el segundo
dispositivo de conmutación (55; 57), respectivamente.
10. Aparato según una de las reivindicaciones 2
a 9, en el que, la relación de los tiempos de activación (T_{1},
T_{2}) del primer y el segundo dispositivo de conmutación (55; 57)
se ajusta a aproximadamente 1, y si la carga (61) es el material de
la alta conductividad y la baja permeabilidad, la corriente
resonante (I_{C1}) que pasa a través del primer dispositivo de
conmutación (55) o el primer dispositivo de conducción inversa (56)
resuena con el periodo que es 2/3 del tiempo de activación (T_{1})
del primer dispositivo de conmutación (55).
11. Aparato según una de las reivindicaciones 2
a 10, en el que, al iniciar una operación de calentamiento, se
aumenta una potencia de salida del aparato variando la relación de
tiempos de activación (T_{1}, T_{2}) del primer y el segundo
dispositivo de conmutación (55; 57) y luego variando la frecuencia
de accionamiento del primer y el segundo dispositivo de conmutación
(55; 57).
12. Aparato según la reivindicación 11, en el
que tras iniciar la operación de calentamiento, el tiempo de
activación (T_{1}) del primer dispositivo de conmutación (55) se
ajusta para que sea inferior al periodo resonante de la corriente
resonante (I_{C1}) y entonces se aumenta la potencia de salida
cambiando la relación de tiempos de activación (T_{1}, T_{2})
del primer y el segundo dispositivo de conmutación (55; 57); y
después de que se alcanza un tiempo de activación predeterminado
(T_{1}) o una relación predeterminada de tiempos de activación
(T_{1}, T_{2}), el tiempo de activación (T_{1}) del primer
dispositivo de conmutación (55) se aumenta para disminuir la
potencia de salida, y entonces se aumenta la potencia de salida
desde un nivel bajo a un nivel deseado aumentando gradualmente el
tiempo de activación (T_{1}).
13. Aparato según una de las reivindicaciones 2
a 12, en el que, en caso de que la carga (61) sea un material a
base de hierro o un acero inoxidable no magnético, la corriente
resonante (I_{L}) resuena con un periodo superior al tiempo de
activación (T_{1}; T_{2}) del primer o el segundo dispositivo de
conmutación (55; 57); y en caso de calentamiento de la carga (61)
del material a base de hierro o el acero inoxidable no magnético
con una potencia de salida máxima, se aumenta la capacitancia de la
unidad de condensadores resonantes (60; 65) para que sea superior a
la del caso en que la carga (61) es el de la alta conductividad y la
baja permeabilidad, con el fin de cortar el primer y el segundo
dispositivo de conmutación (55; 57) en un momento cuando pasa una
corriente (I_{C1}; I_{C2}) a través de cada uno del primer y el
segundo dispositivo de conmutación (55; 57) en una dirección
directa.
14. Aparato según la reivindicación 13, en el
que, cuando se inicia la operación de calentamiento, la unidad de
condensadores resonantes (60; 65) se ajusta para presentar una
primera capacitancia (60) y la potencia de salida del aparato se
controla para aumentar gradualmente; y mientras aumenta la potencia
de salida se comprueba si la carga (61) es el material a base de
hierro o el material de la alta conductividad y la baja
permeabilidad, y si se descubre que la carga (61) es el material a
base de hierro, se detiene la operación de calentamiento y se
convierte la unidad de condensadores resonantes (60; 65) para
presentar una segunda capacitancia (60, 65), siendo la segunda
capacitancia (60, 65) superior a la primera capacitancia (60), y
entonces se reanuda la operación de calentamiento con una frecuencia
de accionamiento disminuida; pero si se detecta que la carga (61)
es el material de la alta conductividad y la baja permeabilidad, la
potencia de salida continúa aumentando hasta que se alcanza una
relación predeterminada de tiempos de activación (T_{1}, T_{2})
o una potencia de salida predeterminada, y entonces se mantiene la
relación de tiempos de activación (T_{1}, T_{2}) para que tenga
un valor constante y se varían los tiempos de activación (T_{1},
T_{2}) de los dispositivos de conmutación (55; 57), hasta que se
alcanza una potencia de salida objetivo.
15. Aparato según la reivindicación 1, en el que
se determina un nivel de amplificación de la tensión CC por el
tiempo de activación (T_{1}) del dispositivo de conmutación
(88).
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