EP0656737B1 - Hörhilfegerät mit Unterdrückung der akustischen Rückkopplung - Google Patents

Hörhilfegerät mit Unterdrückung der akustischen Rückkopplung Download PDF

Info

Publication number
EP0656737B1
EP0656737B1 EP94117510A EP94117510A EP0656737B1 EP 0656737 B1 EP0656737 B1 EP 0656737B1 EP 94117510 A EP94117510 A EP 94117510A EP 94117510 A EP94117510 A EP 94117510A EP 0656737 B1 EP0656737 B1 EP 0656737B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
unit
input
filter
output
aid according
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
EP94117510A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP0656737A1 (de
Inventor
August Nazar Kälin
Pius Gerold Estermann
Bohumir Uvacek
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sonova Holding AG
Original Assignee
Phonak AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Family has litigation
First worldwide family litigation filed litigation Critical https://patents.darts-ip.com/?family=8213409&utm_source=***_patent&utm_medium=platform_link&utm_campaign=public_patent_search&patent=EP0656737(B1) "Global patent litigation dataset” by Darts-ip is licensed under a Creative Commons Attribution 4.0 International License.
Application filed by Phonak AG filed Critical Phonak AG
Priority to EP94117510A priority Critical patent/EP0656737B1/de
Publication of EP0656737A1 publication Critical patent/EP0656737A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP0656737B1 publication Critical patent/EP0656737B1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R25/00—Deaf-aid sets, i.e. electro-acoustic or electro-mechanical hearing aids; Electric tinnitus maskers providing an auditory perception
    • H04R25/45—Prevention of acoustic reaction, i.e. acoustic oscillatory feedback
    • H04R25/453—Prevention of acoustic reaction, i.e. acoustic oscillatory feedback electronically
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R25/00—Deaf-aid sets, i.e. electro-acoustic or electro-mechanical hearing aids; Electric tinnitus maskers providing an auditory perception
    • H04R25/50—Customised settings for obtaining desired overall acoustical characteristics
    • H04R25/505—Customised settings for obtaining desired overall acoustical characteristics using digital signal processing

Definitions

  • the present invention relates to a hearing aid according to the Preamble of claim 1.
  • ak / el converter 1 shows an acoustic-electrical (ak / el) converter 1 with downstream analog / digital (A / D) converter 3, one digital gain filter section 5, which on the output side to a digital / analog (D / A) converter 7, the latter to the electrical-acoustic (el / ak) converter 9 acts.
  • the feedback signal y (t) is the Useful signal v (t) superimposed and the input of the ak / el converter 1 supplied, the output side, at the times nT, for the digital processing required time-discrete samples d (nT) returns.
  • the stride length ⁇ of the LMS algorithm for the preservation of the speech signal transmission is chosen as small as possible, with which the adaptation of the compensator filter 15 to the interference feedback path 11 accordingly slowly becomes what the possible increase in gain on route 5, limited for reasons of stability.
  • time domain / frequency domain transformation is not carried out in front of the differential unit 13 f , as shown in FIG. 2, but rather that the difference is formed in the time domain, can surprisingly be obtained the required time invariance of the system.
  • suitably overlapping block division it is possible to implement the time domain / frequency domain transformations that are still used with significantly smaller block lengths, which in turn increases the compensation efficiency and therefore enables the gain on the gain filter section 5 f according to FIG. 2 to be increased drastically.
  • FIG. 3 is based on a signal flow / functional block diagram a basic principle of the present invention or that of the invention Hearing aid shown. It is in it the reference numerals already used with reference to FIGS. 1 and 2 for the function blocks and signals already described there used.
  • the difference signal r (nT) is converted at a LOT transformation unit 20 into the adaptation control signal E [k], which is fed to the adaptation input A f of the compensator filter 15 f . Because the time domain / frequency domain transformation takes place in the LOT transformation unit 20 in blocks of a predetermined number of samples from the difference signal r (nT), [k] denotes the number of the signal block appearing on the output side of the transformation unit 20.
  • the difference signal r (nT) is supplied to the amplification filter section 5 in the time domain and fed to the el / ak converter 9 via the D / A converter 7.
  • the D / A converter 7 is acted upon by the time-discrete output signal u (nT) of the amplification filter section 5.
  • This output signal u (nT) is fed to a further orthogonal transformation unit 22, where it is converted from the time domain to the frequency domain.
  • the output signal of the transformation unit 22 is fed as an input signal to the input E f of the compensator filter 15 f .
  • the output signal Y and [k + 1] of said filter 15 f is transformed back into the time domain at a reverse transformation unit ILOT 24 and its output signal y and (nT) is fed to the difference forming unit 13 as a discrete-time signal.
  • the amplification filter section 5 f is preceded by a transformation unit LOT 28 and the D / A converter 7 is a reverse transformation unit ILOT 26; the transformation unit 22 according to FIG. 3 is omitted.
  • FIG. 3 shows, as mentioned, a first form of implementation which corresponds to the definition according to claim 2, namely in which a respective transformation unit LOT 20 or 22 is arranged upstream of the signal input E f and the adaptation input A f of the compensator filter 15 f .
  • a preferred embodiment variant is that according to FIG. 4, which corresponds to the definition according to claim 3, according to which the adaptation input A f of the compensating filter 15 f and the input of the amplification filter section 5 f are preceded by a LOT transformation unit 20 or 28 and the input of the D / A converter 7 a corresponding ILOT reverse transformation unit 26.
  • the gain filter 5 f is also preceded by a LOT transformation unit 28, the input of the D / A converter 7 is an ILOT reverse transformation unit 26, and further the output of the compensator filter 15 f is followed by an ILOT reverse transformation unit 24.
  • These transformation or reverse transformation units 28, 24 and 26 operate in the mentioned preferred embodiment according to the "overlap-save” technique.
  • the LOT transformation unit 20 upstream of the adaptation input A f in particular according to FIG. 4, preferably works according to the "overlap-add" principle.
  • the time discrete differential signal r (nT) of a single LOT transform unit 30 is fed to here, from whose output signal both the adaption input A f supplied adaptation signal E [k] as well as that of the enhancement filter path 5 f supplied input signal R [k ] is formed.
  • the overlapping orthogonal transformations are based preferably at the DFT.
  • FIG. 6 shows a form of realization of the data transmission path between the time-discrete difference signal r (nT) on the output side of the difference forming unit 13 for the adaptation signal E [k] or the input signal R [k] to the amplification filter section 5 f according to FIG. 5.
  • an overlapping orthogonal transformation unit 30a based on the DFT follows the output of the difference formation unit 13 with the time-discrete difference signal r (nT).
  • the actual gain filter 40 follows first, which is followed by a delay unit 42 with corresponding intermediate storage.
  • the block signal U [k + 1] available on the output side is now supplied on the one hand to the input E f of the compensator 15 f and on the other hand is subjected to an inverse DFT of the "overlap-save" type in the ILOT unit 26. Since the corresponding time signal u (nT) is delayed by a partial block length N, the numbering of U [k + 1] with the block number k + 1 is justified in retrospect.
  • FIG. 8 shows a preferred expansion variant of the compensator filter 15 f on the hearing aid according to the invention according to FIG. 5.
  • the block signals U [k + 1] to are thereby buffered with delay units of the type, as shown at 56 U [k + 1-L] provided and, based on this, with the aid of partial compensators, the first of which is referred to in FIG. 8 as unit 50, which generates the partial estimates Y and 1 [k + 1] to Y and L [k + 1], which in turn are provided in unit 52 for Overall estimate Y and [k + 1] can be added.
  • the ILOT unit 24 in the preferred variant via an inverse DFT of the "overlap-save" type, then transforms back into the time domain.
  • the partial estimate Y and 1 [k + 1] arises at the output of the multiplication unit 64, on which the block signals U [k + 1] and the block weight H and 1 [k + 1] act at the input.
  • the block weight H i [k + 1] represents the current estimate in the frequency range for the i-th subrange of length N of the discrete-time impulse response h of the acoustic-mechanical interference feedback 11.
  • the estimate H i [k + 1] is preceded by the formation of Y and i, j [k + 1] updated using the old estimate H i [k].
  • the block signal acts for this purpose, again with reference to the partial compensator 1 U [k + 1-1] and the step size ⁇ [k + 1-1] to the multiplication unit 54, which on the output side is led to the multiplication unit 58 together with the block signal E [k].
  • the output of unit 58 is then in summation unit 60 according to the formula used to update H 1 [k + 1].
  • j denotes the block location and i the partial compensator number.
  • the index (*) stands for conjugate complex.
  • any known method for guiding the Step size ⁇ [k] can be used.
  • FIG. 9 shows a preferred variant today for generating the normalized step size ⁇ [k] according to FIG. 8, which is also used to stop the adaptation process.
  • this block signal is used before the supply to the multiplication unit 54 to calculate the current block signal ⁇ [k] by feeding the block signal U [k] to a power acquisition unit 70 is, which in turn on two interpolation filters 72, respectively. 74 acts.
  • these interpolation filters control the scaling unit 78, which ultimately supplies the scaling variable S [k] required for the normalization of the reference step size ⁇ 0 at the input of the multiplication unit 80.
  • the interpolation filters work according to the formula and are parameterized with ⁇ and c.
  • the index j denotes the block location.
  • the scaling variable S [k] is now used on the one hand via the output of the filter 72, in FIG. 9 as a block signal P U [k], to normalize the reference step size ⁇ 0 , but on the other hand also via the output of the filter 74 in FIG 9 referred to as block signal P U min [k], for freezing the adaptation process of individual frequency components when the power is insufficient.
  • the scaling variable S [k] is according to the formula formed, the j denoting the block location as usual.
  • FIG. 10 shows a further preferred variant which, with the use of partial compensators according to FIG. 8, significantly improves the speech quality, with otherwise the same parameters.
  • the estimate H and i [k + 1] of the partial compensator i previously the multiplication with U [k + 2-i] in unit 64 of FIG. 8, via a projection unit 62.
  • the block weight H and i [k + 1] is subjected to an inverse DFT (unit 82), then cleaned by zeroing the block locations with index N to 2N-1 (unit 84) and finally transformed back into the frequency range (unit 86) .
  • the electrical-acoustic converter 9 is not linear in the sense that it no longer converts the input signal into the output signal linearly from certain input signal amplitudes.
  • the signal path via compensation filter 15 f should be modeled as exactly as possible over the signal path via function blocks 7, 9, 11, 1 and 3 and, according to the previous explanations, the nonlinearities mentioned on converter 9 should not can reproduce.
  • the maximum output level should also be adjustable in the hearing aid according to the individual needs of the user. The problem arises that the converter 9 is driven into its non-linear range, of course only if the individually set maximum output level can drive the converter in the mentioned range at all.
  • Hearing aid the gain filter 5 one in Time range working, preferably adjustable limiter unit 90 downstream, which is the output signal of the gain filter 5 limited in amplitude so that the Converter 9 is never driven into its non-linear range and which also allows the maximum output sound level at Converter 9, according to individual needs, in particular also set deeper, like this with the double arrows is indicated.
  • this is achieved in that the amplification filter 5 f operating in the frequency range is followed by a unit 90 f , which limits the frequency components of the signal spectrum, taking into account their mutual phase position, in the frequency range in such a way that the output of the conversion unit 26 and the Digital / analog converter 7 produces a time-variable signal u (t) which never drives the converter 9 into the non-linear transmission range and which also allows the maximum individual modulation to be set.
  • FIG. 11 shows a further embodiment variant of the hearing aid according to the invention, which largely corresponds to that shown in FIG. 4, with the difference that the reverse transformation unit 26 according to FIG. 4, now 26a, is provided directly on the output side of the amplification filter unit 5 f and on the input side of the Compensation filter 15 f a LOT transformation unit 22a of the type already discussed is arranged.
  • FIG. 4 which, as explained above, as well as FIG. 5, represents a preferred embodiment variant of the inventive hearing aid, the provision of a limiter unit is only possible in the frequency range because such a unit is also in the signal path with the compensation filter 15 f must be effective.
  • this enables here functional block structure shown the provision of a Time domain working limiter unit 90, which is essential is easier to implement than one operating in the frequency domain.
  • FIG. 12 shows a preferred embodiment variant of the signal processing on the device according to FIG. 11 upstream of the compensation filter 15 f or downstream of the amplification filter 5 f .
  • the non-linearity of the electrical-acoustic transducer 9 is basically simulated, ie modeled, in the signal path with the compensation filter 15 f . This is implemented by a modeling unit 92, upstream of the transformation unit 22a according to FIG. 11 and thus operating in the time domain, and / or by a modeling unit 92 f , downstream of the transformation unit 22a and therefore operating in the frequency domain.
  • the modeling unit 92 can, for example, as in R. Isermann, "Identification of dynamic systems", Springer-Verlag, 2: 238, 1988, proposed as a simplified Wiener model will be realized.
  • the transformation into the time domain between the gain filter 5 f and the compensator filter 15 f also allows the addition of a nonlinear correction filter in the signal path with the gain filter 5 f in the same manner described above.
  • this is implemented by a modeling unit 94, connected downstream of the transformation unit 26a and thus operating in the time domain, and / or by a modeling unit 94 f , connected upstream of the transformation unit 26a and therefore operating in the frequency domain.
  • FIG. 13 shows the implementation of a method according to the invention Speaker model shown in the time domain.
  • inventive Hearing aid is used, according to Fig. 3 and 11 at the location of block 90 and according to FIG. 12 instead of blocks 92 or 90 and 94.
  • ⁇ a pre-filter 100 with the transfer function F 1 ( ⁇ ), essentially with a low-pass characteristic.
  • the cutoff frequency ⁇ 1 in the Bode diagram of the filter characteristic, which is shown qualitatively in block 100, is approximately 0.8 kHz, the gain
  • the asymptote slope S 1 is approximately 0dB / DK.
  • the identification variables namely corner frequency ⁇ 1 and the asymptotic slopes S 1 and S 2 , as well as the amplification, for example at the corner frequency ⁇ 1 , are identified by identifying the loudspeaker or transducer 9 to be modeled.
  • a linear amplifier unit 102 is provided downstream of the prefilter 100, and the gain factor K is set to this.
  • a non-linear amplification unit 104 is provided downstream of the linear amplification unit 102.
  • the gain is nonlinear Gain unit 104 one, with which the gain characteristic has slope one around the origin.
  • Input signal deviation x shows the nonlinear gain characteristic, as known from the loudspeaker or converter 9, saturation behavior on.
  • the coefficients a, b, c, d and the gain K are again based on the actual speaker to be modeled or converter 9 identified.
  • a linear amplification unit 106 Downstream of the non-linear amplification unit 104, a linear amplification unit 106 is again provided, by means of which the amplification K of the linear amplification element 102 is compensated for - K -1 -.
  • a filter unit 108 is provided downstream of it, essentially with a high-pass characteristic, which, as can be seen, essentially compensates for the frequency response of the pre-filter 100.
  • Signs of saturation or limitation can besides the Two causes already mentioned, namely deliberate limitation the maximum output signal level of the converter 9 according to individual needs or modulation of the converter 9 in its transducer-specific, non-linear saturation range, based on another cause, namely waste the battery voltage, which the device according to the invention feeds.
  • the aging of the battery that powers the device causes a decrease in signal amplification in particular at the D / A converter 7 and a reduction in the headline limit, i.e. the maximum analog modulation range decreases with decreasing Battery voltage lower.
  • the battery's output impedance usually appears in series with the impedance of the electrical-acoustic converter 9. This changes the towards the end of the battery life Battery output impedance and thus the latter, the substitute image downstream of the D / A converter 7, m.W., change it the one to be modeled, as explained, on the output side of the converter 7 appearing non-linearities.
  • the limiter unit 90 in the time domain or 90 f in the frequency domain by means of the instantaneous battery voltage and / or the instantaneous one To control battery impedance with regard to its limiting effect.
  • FIG. 14 This procedure is shown schematically in FIG. 14.
  • the current battery voltage U B and / or the current impedance is measured on a measuring unit 122 Z. B measured, resulting in corresponding measurement signals e (U B ) or e ( Z. B ).
  • These measurement signals control the limiter unit 90, analogously in the frequency range the limiter unit 90 f according to FIGS. 4, 5, 11 or 12, 14 and / or the model units 92, 92 f or 94, 94 f from FIGS. 12, 13, 14.
  • the measurement signals e are preferably used after digitization, for which purpose the measurement unit 122 is provided on the output side with an A / D converter (not shown).
  • model parameters on the model units 92 and 92 f , 94 and 94 f are modified in the function of the above-mentioned measured variables on the battery 120 or by means of values stored in tables that can be called up and activated by the current measured variables.
  • a gain loss on the D / A converter 7 is compensated for due to a decrease in the battery voltage: If the battery voltage decreases and thus the gain on the converter 7, the measurement signal e at block 7 the gain, compensatory, increased accordingly.
  • the battery voltage drop acts simultaneously as a signal limitation by a limiter and is best and preferably simulated by a battery output voltage-controlled limiter block 90 b in front of the loudspeaker model 92 or 92 f according to FIG. 14.
  • the blocks 90 can be omitted, as may 92 or 92 f blocks 94 and 94 f omitted when provision of the blocks, and there is a relatively low cost a battery voltage-independent, in this realization, stable Feedback suppression achieved according to the invention.
  • the function of the mentioned block 90 b can be taken over completely by providing the battery output voltage-controlled block 90 or 90 f according to FIGS. 4 and 5.
  • a non-linear model of the acoustic-electrical converter 1 possibly also taking into account the behavior of the A / D converter 3, switched between the output of the compensator filter 15 (FIG. 1) or 15 f (for example FIG. 11) and the subtraction input of the differential unit 13, depending on Arrangement operating in the frequency or time domain, as entered at 91 or 91 f in FIG. 11.
  • the explanations apply analogously to those which were made with regard to the model 92, 92 f of the electrical-acoustic transducer.
  • a further improvement in the effect of the compensation filter section 15 f can be achieved by superimposing, if necessary, noise r in the time domain, as shown schematically in FIG. 15, on the output side of the gain filter 5 f .
  • the instantaneous signal spectrum on the output side of the amplification filter 5 f is examined on a spectrum detector 125, for example on how very individual spectral lines are superior in terms of performance, i.e. how much the spectrum profile is peaked, maW, generally, for example, the energy density distribution of the spectrum .
  • a spectrum detector 125 for example on how very individual spectral lines are superior in terms of performance, i.e. how much the spectrum profile is peaked, maW, generally, for example, the energy density distribution of the spectrum .
  • a predetermined limit profile such as a predetermined energy distribution from dominant spectral lines to other spectral lines
  • digital noise r is preferably coupled into the superimposition unit 129 via a noise generator 127.
  • a filter unit as shown at 133 in FIG. 16, can preferably be connected downstream of the noise generator 127, which filter controls the noise in such a way that it is sufficiently weak compared to the instantaneous signal transmitted at the converter 9
  • Useful signal for example by 40
  • the noise can also be coupled in the frequency domain if necessary will. If the noise is injected in the time domain, for example, the noise generator 127 consists of a BPRN, in the frequency range according to 127a in FIG. 17, for example from a table with noise spectra or a Noise algorithm.
  • the noise generator 127 consists of a BPRN, in the frequency range according to 127a in FIG. 17, for example from a table with noise spectra or a Noise algorithm.
  • the output signal of the amplification filter 5 f is examined on a spectrum shape detector unit 125a, and when the spectrum shape leaves a predetermined limit characteristic, the output signal of the noise generator 127, which is passed through the linear filter 133, is represented by the signal u ( 15, preferably superimposed on the input side of the limiter unit 90.
  • the transmission behavior of the filter 133 is preferably controlled by the current spectrum.
  • FIG. 17 shows a preferred embodiment variant of the noise lock in the frequency range according to the dashed embodiment variant with block 131 of FIG. 15.
  • the spectrum on the output side of the amplification filter 5 f is examined on a spectrum shape detector unit 125 b , analogously to the unit 125 a of FIG. 16.
  • the output signal of a noise generator 127a which, for example, noise spectra stored in tables and are available is, the output side of the amplifying filter 5 f then layered over a shaping filter 137 of the spectrum, as shown schematically by the switch 135a, when the spectrum shape detecting unit 125 b detects a current spectrum shape , which necessitates the noise switching mentioned.
  • the noise in the frequency range is superimposed on an addition unit 129a.
  • the shaping filter 137 is in turn controlled by the current spectrum, for example on the output side of the gain filter 5 f .

Landscapes

  • Health & Medical Sciences (AREA)
  • General Health & Medical Sciences (AREA)
  • Neurosurgery (AREA)
  • Otolaryngology (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Adornments (AREA)
  • Finger-Pressure Massage (AREA)
  • Complex Calculations (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
  • Stereophonic System (AREA)

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Hörhilfegerät nach dem Oberbegriff von Anspruch 1.
Die Probleme, die sich insbesondere aufgrund der akustischen Rückkopplung zwischen dem elektrisch-akustischen Wandler und dem akustisch-elektrischen Wandler derartiger Hörhilfegerate ergeben, sind bekannt und beispielsweise in der EP-A-0 415 677 ausführlich erörtert.
Es wurde versucht, diese Probleme prinzipiell, wie in Fig. 1 dargestellt, zu lösen.
Fig. 1 zeigt einen akustisch--elektrischen (ak/el) Wandler 1 mit nachgeschaltetem Analog/Digital(A/D)-Wandler 3, einer digitalen Verstärkungsfilterstrecke 5, welche ausgangsseitig auf einen Digital/Analog(D/A)-Wandler 7, letzterer auf den elektrisch-akustischen (el/ak) Wandler 9 wirkt.
Mit dem Block 11 ist die akustisch-mechanische Störrückkopplung mit dem im allgemeinen zeitvarianten Uebertragungsverhalten h dargestellt. Das rückgekoppelte Signal y(t) wird dem Nutzsignal v(t) überlagert und dem Eingang des ak/el-Wandlers 1 zugeführt, der ausgangsseitig, zu den Zeiten nT, die für die digitale Verarbeitung benötigten zeitdiskreten Abtastwerte d(nT) liefert.
Zur Unterdrückung des störrückgekoppelten Signals y(t) wurde beispielsweise in D.K. Bustamante et al., "Measurement and adaptive suppression of acoustic feedback in hearing aids", Proc. 1989 IEEE ICASSP, 3:2017-2020, 1989, vorgeschlagen, einer Differenzeinheit 13, über einen Kompensator 15, die aus dem Ausgangssignal der Verstärkungsfilterstrecke 5 durch Filterung mit einem m-stufigen FIR(finite impulse response)-Filter gebildete Schätzung y and(nT) zuzuführen. Dabei werden mit Hilfe des bekannten LMS(least mean square)-Algorithmus die Filterkoeffizienten iterative verändert, bis das ausgangsseitige Differenzsignal e(nT) nicht mehr mit der Schätzung y and(nT) korreliert. Das für die Adaption benötigte Signal e(nT) wird dem Kompensator 15 über den Adaptionseingang A zugeführt.
Unter der Annahme von Unkorreliertheit von Nutzsignal v(t) bzw. v(nT) und verstärktem Signal u(t) bzw. u(nT), was durch geeignete Wahl der Zeitverzögerung DT im digitalen Verstärkungsfilter der Strecke 5 erreicht werden kann, wird es hierdurch möglich, die Verstärkung des Verstärkungsfilters 5, gegenüber Hörhilfegeraten ohne Kompensator 15, um 6 bis 10dB zu erhöhen.
Nachteilig an diesem Vorgehen ist, dass, bei einer angenommenen Filterlänge des Kompensators 15 von m-Stufen, 2 m-Multiplikationen pro Abtastwert des A/D-Wandlers 3 notwendig sind, was zu einem ausserordentlich aufwendigen System führt. Dies insbesondere mit Blick auf die geforderte Miniaturisierung bei Hörhilfegeräten.
Im weiteren ist es erforderlich, dass die Schrittlänge µ des LMS-Algorithmus für die Erhaltung der Sprachsignal-Uebertragung möglichst klein gewählt wird, womit die Adaption des Kompensatorfilters 15 an die Störrückkopplungsstrecke 11 entsprechend langsam wird, was die mögliche Erhöhung der Verstärkung an der Strecke 5, aus Stabilitätsgründen, beschränkt.
In Weiterentwicklung des in Fig. 1 dargestellten Vorgehens wurde dann versucht, dem System ein stationäres Messsignal einzukoppeln, wie beispielsweise aus "Feedback Cancellation in Hearing Aids: Results from a Computer Simulation", J.M. Kates, IEEE Trans. on Signal Processing, Vol. 39, Nr. 3, March 1991, oder der EP-A-0 415 677 beschrieben. Es wurde dabei als stationäres Messsignal ein Rauschsignal dem System zugeführt.
Nachteilig an diesem Vorgehen ist der zusätzliche Generator für das Messsignal sowie dessen notwendige Amplitudensteuerung zur Sicherstellung eines genügenden Signal- zu Rauschverhältnisses.
Mit einem Kompensatorfilter 32. Ordnung wurde durch dieses Vorgehen eine Erhöhung der Verstärkung an der Verstärkerfilterstrecke um ca. 17dB möglich.
Aufgrund der bei letzterwähnter Technik mit Messsignaleinkopplung sich ergebenden Nachteile wurde schliesslich ein Vorgehen gemäss Fig. 2 vorgeschlagen, gemäss "Integrated Frequency-Domain Digital Hearing Aid With the Lapped Transform", S.M. Kuo and S. Voepel, Electronics Letters, Vol. 28, Nr. 23, November 1992.
Demnach wurde die Signalverarbeitung sowohl an der Verstärkungsfilterstrecke wie auch am Kompensator im Frequenzbereich vorgenommen, wozu das Ausgangssignal des A/D-Wandlers 3 mittels einer überlappenden orthogonalen Transformation (LOT) an der Einheit 17 in den Frequenzbereich transformiert wurde. Eine entsprechende Rücktransformation (ILOT) an der Einheit 19 liefert dann eingangs des el/ak-Wandlers 7 wieder das benötigte Signal u(nT).
Weil bei geeigneter Zeitbereich/Frequenzbereich-Transformation, insbesondere bei der diskreten Fourier-Transformation (DFT) und der diskreten Hartley-Transformation (DHT), die Faltung an den Kompensator- und Verstärkungsfiltern 15f bzw. 5f beim Uebergang in den Frequenzbereich in eine Multiplikation übergeht, ergibt sich durch dieses Vorgehen grundsätzlich eine Verringerung des Rechen- bzw. Hardware-Aufwandes. Um eine realisierbare endliche Transformationslänge zu erhalten, ist dabei aber eine Unterteilung des diskreten Signals d(nT) eingangsseitig der Transformationseinheit 17 in Blöcke gegebener Länge notwendig. Leider können die damit verbundenen Fehler, verglichen mit der konventionellen Faltung, bei der Anordnung gemäss Fig. 2 auch mit einer überlappenden Blockaufteilung nicht beseitigt werden. Sie führen zu einem zeitvarianten System, auch dann, wenn zusammen mit der Störrückkopplung h das Kompensationsfilter 15f zeitinvariant bzw. eingefroren wird.
Deshalb musste ein Kompromiss eingegangen werden, durch Wahl langer Blocklängen von z.B. 512 Abtastwerten, was wiederum zu einer ineffizienten Kompensation über das Kompensatorfilter 15f führt. Entsprechend blieb die erreichbare Verstärkungserhöhung an der Verstärkerfilterstrecke 5f auf unter 10dB beschränkt.
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Hörhilfegerät eingangs genannter Art zu schaffen, bei welchem, unter Erhalt der Vorteile der Signalverarbeitung im Frequenzbereich, Zeitinvarianz des Systems, bei zeitinvarianter Störrückkopplung, gewährleistet ist, bei dem weiter der Rechen- bzw. Hardware-Aufwand minimalisiert ist, zu einem solchen Mass, dass die Signalverarbeitung ohne weiteres unter den bei Hörhilfegeräten äusserst eingeschränkten Platzverhältnissen realisierbar ist.
Dies wird, ausgehend vom letztgenannten Hörhilfegerät, dadurch erreicht, dass es nach dem kennzeichnenden Teil von Anspruch 1 ausgebildet ist.
Dadurch, dass die Zeitbereich/Frequenzbereich-Transformation nicht, wie in Fig. 2 dargestellt, vor der Differenzeinheit 13f durchgeführt wird, sondern die Differenzbildung daran noch im Zeitbereich durchgeführt wird, kann erstaunlicherweise die geforderte Zeitinvarianz des Systems erhalten werden. Insbesondere bei Wahl geeignet überlappender Blockaufteilung wird dabei ermöglicht, die weiterhin eingesetzten Zeitbereich/Frequenzbereich-Transfornationen mit wesentlich kleineren Blocklängen zu realisieren, was wiederum die Kompensationseffizienz erhöht und mithin ermöglicht, die Verstärkung an der Verstärkungsfilterstrecke 5f gemäss Fig. 2 drastisch zu erhöhen.
Die Erfindung mit ihren in den weiteren Ansprüchen spezifizierten bevorzugten Ausführungsvarianten wird anschliessend vorerst Schritt für Schritt anhand von Figuren beispielsweise erläutert und schliesslich anhand eines Realisationsbeispiels präsentiert.
Hierzu zeigen:
Fig. 1
anhand eines Funktionsblockdiagrammes, vereinfacht, ein bekanntes Hörhilfegerät, bei welchem die Signalverarbeitung zeitdiskret erfolgt;
Fig. 2
in Darstellung analog zu Fig. 1, ein weiteres bekanntes Hörhilfegerät, bei welchem die Signalverarbeitung an Rückkopplungskompensator und Verstärkungsfilterstrecke gemäss Fig. 1 im Frequenzbereich durchgeführt wird;
Fig. 3
in Darstellung analog derjenigen der Fig. 1 und 2, eine erste Ausführungsvariante eines erfindungsgemässen Hörhilfegerätes;
Fig. 4
eine weitere bevorzugte Ausführungsvariante des Hörhilfegerätes nach Fig. 3, dargestellt analog zu den Fig. 1 bis 3;
Fig. 5
ausgehend von dem in Fig. 4 dargestellten Hörhilfegerät, eine weitere bevorzugte Ausführungsvariante des erfindungsgemässen Gerätes in Darstellung analog derjenigen der Fig. 1 bis 4;
Fig. 6
anhand eines vereinfachten Signalfluss-Funktionsblockdiagrammes eine bevorzugte Realisationsform der dem Adaptionseingang und der Verstärkungsfilterstrecke vorgelagerten Transformationseinheit gemäss Fig. 5;
Fig. 7
anhand eines vereinfachten Signalfluss-Funktionsblockdiagrammes eine bevorzugte Ausführungsvariante der Verstärkungsfilterstrecke am erfindungsgemässen Gerät gemäss Fig. 5;
Fig. 8
anhand eines vereinfachten Signalfluss-Funktionsblockdiagrammes eine bevorzugte Realisation des Kompensatorfilters am erfindungsgemässen Gerät gemäss Fig. 5;
Fig. 9
anhand eines vereinfachten Signalfluss-Funktionsblockdiagrammes die Bildung des Schrittgrössensignals in Funktion der erfassten Signalleistung, welches Schrittgrössensignal, wie in Fig. 9 bevorzugterweise gebildet, bei der Realisation des Kompensatorfilters nach Fig. 8 eingesetzt ist;
Fig. 10
eine bei der Realisation des Kompensatorfilters gemäss Fig. 8 bevorzugterweise eingesetzte Einheit in vereinfachter Signalfluss-Funktionsblockdarstellung;
Fig. 11
ausgehend von der Darstellung gemäss Fig. 4 eines erfindungsgemässen Hörhilfegerätes, eine heute besonders bevorzugte Ausführungsvariante anhand des bereits vorgestellten Funktionsblockdiagrammes;
Fig. 12
ausgehend von der besonders bevorzugten Ausführungsvariante gemäss Fig. 11, einen Teil einer Weiterentwicklung mit Modellierung des elektrisch-akustischen Wandlers im Zeit- und/oder Frequenzbereich;
Fig. 13
ein Funktionsblock/Signalflussdiagramm eines elektrischen, im Zeitbereich arbeitenden Lautsprechermodells, wie es vorzugsweise zur Berücksichtigung des Lautsprecher-Uebertragungsverhaltens am erfindungsgemässen Hörhilfegerät gemäss den Fig. 3, 11 oder 12 eingesetzt wird;
Fig. 14
ausgehend von der Darstellung nach Fig. 12, eine Weiterentwicklung des erfindungsgemässen Gerätes, bei welcher die Modellierung und/oder die Amplitudenlimitierung und/oder die Verstärkung in Funktion des IST-Zustandes einer Batterie geführt wird;
Fig. 15
ausgehend von einem Gerät nach Fig. 11, eine weitere Verbesserung durch gegebenenfalls selektiv gesteuerte Rauschsignalaufschaltung im Frequenz- oder Zeitbereich;
Fig. 16
eine bevorzugte Realisation der Rauschaufschaltung gemäss Fig. 15 im Zeitbereich;
Fig. 17
eine bevorzugte Realisationsform der Rauschaufschaltung nach Fig. 15 im Frequenzbereich.
In Fig. 3 ist anhand eines Signalfluss/Funktionsblockdiagrammes ein Grundprinzip der vorliegenden Erfindung bzw. des erfindungsgemässen Hörhilfegerätes dargestellt. Es sind darin die bereits anhand der Fig. 1 und 2 verwendeten Bezugszeichen für die bereits dort beschriebenen Funktionsblöcke und Signale verwendet.
In beiden in den Fig. 3 und 4 dargestellten Ausführungsvarianten wird erfindungsgemäss an der Differenzbildungseinheit 13 das zeitdiskrete Differenzsignal r(nT) aus dem A/D-gewandelten Ausgangssignal d(t) des ak/el-Wandlers 1 und dem Ausgangssignal des Kompensatorfilters 15f gebildet. Erst das Differenzsignal r(nT) ausgangsseitig der Differenzbildungseinheit 13 wird einer überlappenden orthogonalen Transformation LOT unterworfen.
Gemäss Fig. 3 wird das Differenzsignal r(nT) an einer LOT-Transformationseinheit 20 in das Adaptionssteuersignal E[k] gewandelt, welches dem Adaptionseingang Af des Kompensatorfilters 15f zugeführt wird. Weil an der LOT-Transformationseinheit 20 die Zeitbereich/Frequenzbereich-Transformation in Blöcken vorgegebener Anzahl Abtastwerte aus dem Differenzsignal r(nT) erfolgt, bezeichnet [k] die Nummer des ausgangsseitig der Transformationseinheit 20 erscheinenden Signalblocks.
Das Differenzsignal r(nT) wird gemäss Fig. 3 im Zeitbereich der Verstärkungsfilterstrecke 5 zugeführt und über den D/A-Wandler 7 dem el/ak-Wandler 9 zugespiesen. Eingangsseitig ist der D/A-Wandler 7 beaufschlagt mit dem zeitdiskreten Ausgangssignal u(nT) der Verstärkungsfilterstrecke 5. Dieses Ausgangssignal u(nT) wird einer weiteren orthogonalen Transformationseinheit 22 zugeführt und dort vom Zeitbereich in den Frequenzbereich gewandelt. Das Ausgangssignal der Transformationseinheit 22 wird als Eingangssignal dem Eingang Ef des Kompensatorfilters 15f zugeführt. Das Ausgangssignal Y and[k+1] besagten Filters 15f wird an einer Rücktransformationseinheit ILOT 24 in den Zeitbereich rücktransformiert und ihr Ausgangssignal y and(nT) als zeitdiskretes Signal der Differenzbildungseinheit 13 zugeführt.
Zu der Ausführungsvariante in Fig. 3 hinzukommend, wird nun gemäss Fig. 4 nicht nur die Signalverarbeitung am Kompensationsfilter 15f im Frequenzbereich vorgenommen, sondern auch an der Verstärkungsfilterstrecke 5f. Hierzu ist der Verstärkungsfilterstrecke 5f eine Transformationseinheit LOT 28 vorgeschaltet und dem D/A-Wandler 7 eine Rücktransformationseinheit ILOT 26; die Transformationseinheit 22 gemäss Fig. 3 entfällt.
Grundsätzlich wird demnach, und gemäss Wortlaut von Anspruch 1, wie anhand von Fig. 3 und 4 erläutert wurde, im Unterschied zu bekannten Vorgehen gemäss Fig. 2, die Differenzbildung an der Differenzbildungseinheit 13 im Zeitbereich vorgenommen, wodurch die obgenannten Nachteile bezuglich Zeitvarianz des Vorgehens gemäss Fig. 2 behoben sind.
Es ergibt sich damit die Möglichkeit, an den LOT-Transformationseinheiten 20, 22, 28 und, entsprechend, an den ILOT-Rücktransformationseinheiten 24, 26 mit wesentlich kleineren Blocklängen zu arbeiten, als dies beim Vorgehen gemäss Fig. 2 möglich ist, beispielsweise gemäss einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung mit Blocklängen der Blöcke k von 128 Abtastwerten.
Fig. 3 zeigt dabei, wie erwähnt, eine erste Realisationsform, welche der Definition gemäss Anspruch 2 entspricht, nämlich bei der je eine Transformationseinheit LOT 20 bzw. 22 dem Signaleingang Ef und dem Adaptionseingang Af des Kompensatorfilters 15f vorgelagert ist.
Eine bevorzugte Ausführungsvariante ist diejenige gemäss Fig. 4, welche der Definition gemäss Anspruch 3 entspricht, gemäss welcher dem Adaptionseingang Af des Kompensatorfilters 15f sowie dem Eingang der Verstärkungsfilterstrecke 5f je eine LOT-Transformationseinheit 20 bzw. 28 vorgelagert ist und dem Eingang des D/A-Wandlers 7 eine entsprechende ILOT-Rücktransformationseinheit 26.
Für die Blockbildung und -verarbeitung in überlappenden orthogonalen Transformationen stehen zwei einfache Techniken, nämlich die "overlap-save"- und "overlap-add"-Technik zur Verfügung. Es kann hierzu vollumfänglich auf das einschlägige Schrifttum verwiesen werden, wie beispielsweise auf "Signal Processing with Lapped Transforms", Henrique S. Malvar, Artech House, Boston, 1992.
In bevorzugter Realisationsform der vorliegenden Erfindung gemäss dem Wortlaut von Anspruch 5 ist, wie in Fig. 4 dargestellt, auch dem Verstärkungsfilter 5f eine LOT-Transformationseinheit 28 vorgelagert, dem Eingang des D/A-Wandlers 7 eine ILOT-Rücktransformationseinheit 26, und weiter dem Ausgang des Kompensatorfilters 15f eine ILOT-Rücktransformationseinheit 24 nachgelagert. Diese Transformations- bzw. Rücktransformationseinheiten 28, 24 und 26 arbeiten in der erwähnten bevorzugten Ausführungsvariante nach der "overlap-save"-Technik. Hingegen arbeitet die dem Adaptionseingang Af, insbesondere gemäss Fig. 4, vorgelagerte LOT-Transformationseinheit 20 bevorzugterweise nach dem "overlap-add"-Prinzip.
Insbesondere diese bevorzugten Ausführungsvarianten des Einsatzes der Blockverarbeitungstechniken führen zu einer weiteren bevorzugten Realisationsform des erfindungsgemässen Hörgerätes, wie es in Fig. 5 dargestellt ist.
Im Unterschied zu Fig. 4 wird hier das zeitdiskrete Differenzsignal r(nT) einer einzigen LOT-Transformationseinheit 30 zugeführt, aus deren Ausgangssignal sowohl das dem Adaptionseingang Af zugeführte Adaptionssignal E[k] wie auch das der Verstärkungsfilterstrecke 5f zugeführte Eingangssignal R[k] gebildet wird.
Wie erwähnt, basieren die überlappenden orthogonalen Transformationen vorzugsweise auf der DFT.
In Fig. 6 ist eine Realisationsform des Datenübertragungspfades zwischen zeitdiskretem Differenzsignal r(nT) ausgangsseitig der Differenzbildungseinheit 13 zum Adaptionssignal E[k] bzw. dem Eingangssignal R[k] zu der Verstärkungsfilterstrecke 5f gemäss Fig. 5 dargestellt.
Demnach ist dem Ausgang der Differenzbildungseinheit 13 mit dem zeitdiskreten Differenzsignal r(nT) eine überlappende orthogonale Transformationseinheit 30a, basierend auf der DFT, nachgelagert. Sie arbeitet, wie mit der Indexierung OA dargestellt, nach dem "overlap-add"-Prinzip. Dazu wird eingangs der Fehlerblock e[k] durch Aufteilung von r(nT) in Teilblöcke der Länge N gebildet, die jeweils, in der hier bevorzugten Variante mit N = 64, durch Hinzufügen von Nullen auf eine Gesamtblocklänge, hier von 2N = 128 Werten, verlängert werden, d.h. e[k] = (0...0,r((k+1)NT), r((k+1)NT+T)...r((k+2)NT-T))T.
Seine DFT, nämlich E[k], wird, in der bevorzugten Variante gemäss Fig. 5, direkt dem Adaptionseingang Af des Kompensationsfilters 15f zugeführt. Ueber eine Verzögerungseinheit 32 mit entsprechender Zwischenspeicherung werden sich folgende Blöcke, also der Nummern k und k+1, zur Verfügung gestellt. Eine stellenweise Ueberlagerung in der Einheit 34 liefert dann direkt den Block R[k], aber nun der "overlap-save"-Art, welcher in der vorgängig als bevorzugte Variante bezeichneten Realisierung, gemäss Fig. 5, direkt der Verstärkungsfilterstrecke 5f zugeführt wird. Die Ueberlagerung in Einheit 34 ist dabei durch die Formel Rj[k] = Ej[k] + (-1)jEj[k-1], gegeben, wobei j (von 0 bis 2N-1) die Nummer der Blockstelle bezeichnet.
Durch dieses Vorgehen wird eine wesentliche Reduktion der notwendigen Hardware- und Rechenleistung realisiert.
Gemäss Fig. 7 folgt innerhalb der von R[k] beaufschlagten Verstärkungsfilterstrecke 5f, als erstes, das eigentliche Verstärkungsfilter 40, dem eine Verzögerungseinheit 42 mit entsprechender Zwischenspeicherung nachgelagert ist. Hierbei bezeichnet der Parameter d die Gesamtverzögerung des Systems (vom Ausgang des A/D-Wandlers 3 zum Eingang des D/A-Wandlers 7), normalisiert mit dem Ueberlappungsparameter der Teilblocklänge N. Bedingt durch die Blockverarbeitung ergibt sich eine minimale Verzögerungszeit von N Abtastwerten, entsprechend einem minimalen d-Wert von 1. In der hier bevorzugten Variante mit einer Teilblocklänge von N = 64 und einer Gesamtblocklänge von 2N = 128 wurde unter Verwendung eines einzigen Teilkompensators (wie im folgenden mit Bezugnahme auf Fig. 8 genauer erläutert wird) d auf den Wert 2 gesetzt.
Das ausgangsseitig zur Verfügung stehende Blocksignal U[k+1] wird nun einerseits dem Eingang Ef des Kompensators 15f zugeführt und andererseits in der ILOT-Einheit 26 einer inversen DFT der "overlap-save"-Art unterzogen. Da dabei das entsprechende Zeitsignal u(nT) um eine Teilblocklänge N verzögert entsteht, rechtfertigt sich im nachhinein die Numerierung von U[k+1] mit der Blocknummer k+1.
In Fig. 8 ist eine bevorzugte Ausbauvariante des Kompensatorfilters 15f am erfindungsgemässen Hörgerät gemäss Fig. 5 dargestellt. Dabei werden durch Zwischenspeicherung mit Verzögerungseinheiten vom Typ, wie bei 56 dargestellt, die Blocksignale U[k+1] bis U[k+1-L] bereitgestellt und, davon ausgehend, mit Hilfe von Teilkompensatoren, deren erster in Fig. 8 als Einheit 50 bezeichnet ist, die Teilschätzungen Y and1[k+1] bis Y andL[k+1] erzeugt, die ihrerseits in Einheit 52 zur Gesamtschätzung Y and[k+1] addiert werden. Wie Fig. 5 zu entnehmen ist, erfolgt dann in der ILOT-Einheit 24, in der bevorzugten Variante über eine inverse DFT der "overlap-save"-Art, die Rücktransformation in den Zeitbereich.
Unter Bezugnahme auf den ersten Teilkompensator entsteht die Teilschatzung Y and1[k+1] am Ausgang der Multiplikationseinheit 64, auf die am Eingang die Blocksignale U[k+1] und das Blockgewicht H and1[k+1] wirken. Die Multiplikation wird dabei für jede Blockstelle nach der Formel Y i,j[k+1] = Uj[k+2-i]Hi,j[k+1] ausgeführt, wobei j die Blockstelle von 0 bis 2N-1 und i die Teilkompensatornummer von 1 bis L bezeichnen.
Das Blockgewicht Hi[k+1] repräsentiert dabei die aktuelle Schätzung im Frequenzbereich für den i-ten Teilbereich der Länge N der zeitdiskreten Impulsantwort h der akustisch-mechanischen Störrückkopplung 11. Die Schätzung Hi[k+1] wird vorgängig der Bildung von Y andi,j[k+1] unter Zuhilfenahme der alten Schätzung Hi[k] aktualisiert. Dazu wirken, wieder unter Bezugnahme auf den Teilkompensator 1, das Blocksignal U[k+1-1] und die Schrittweite µ[k+1-1] auf die Multiplikationseinheit 54, welche ausgangsseitig zusammen mit dem Blocksignal E[k] auf die Multiplikationseinheit 58 geführt wird. Der Ausgang von Einheit 58 wird dann in der Summationseinheit 60 entsprechend der Formel
Figure 00140001
zur Aktualisierung von H1[k+1] verwendet. Hierbei bezeichnet j wieder die Blockstelle und i die Teilkompensatornummer. Der Index (*) steht für konjugiert komplex.
Das Arbeiten mit Hilfe von Teilkompensatoren hat den Vorteil, dass die minimale Verzögerung D = N durch Wahl der Teilblocklänge N unabhängig von der tatsächlichen Impulsantwortlänge der Störrückkopplung 11 eingestellt werden kann. Damit ist ein "trade-off" zwischen Verzögerung D und der die Effizienz der Bearbeitung bestimmenden Teilblocklänge N möglich. Weiter lassen sich einzelne Teilbereiche der Impulsantwort h, beispielsweise entsprechend den akustischen Nah- und Fernbereichen, gezielt durch entsprechende Blockgewichte im Frequenzbereich beeinflussen.
Grundsätzlich kann jedes bekannte Verfahren zur Führung der Schrittweite µ[k] eingesetzt werden.
In Fig. 9 ist nun eine heute bevorzugte Ausbauvariante zur Erzeugung der normalisierten Schrittweite µ[k] gemäss Fig. 8 dargestellt, die zugleich zur Stoppung des Adaptionsvorganges Verwendung findet. Dazu wird beispielsweise, ausgehend vom Blocksignal U[k], gemäss Fig. 8, dieses Blocksignal vor dem Zuführen an die Multiplikationseinheit 54 dazu verwendet, das aktuelle Blocksignal µ[k] zu berechnen, indem das Blocksignal U[k] einer Leistungserfassungseinheit 70 zugeführt wird, welche ihrerseits auf zwei Interpolationsfilter 72 resp. 74 wirkt. Ausgangsseitig steuern diese Interpolationsfilter die Skalierungseinheit 78, welche schlussendlich die für die Normalisierung der Referenzschrittweite µ0 benötigte Skalierungsgrösse S[k] am Eingang der Multiplikationseinheit 80 liefert.
Die Interpolationsfilter arbeiten gemäss der Formel
Figure 00150001
und sind mit γ und c parametrisiert. Der Index j bezeichnet, wie hier üblich, die Blockstelle. In der bevorzugten Realisierung wurde γ = 0.8 und c = 1 für das Filter 72 und γ = 0.995 und c = 0.2 für das Filter 74 gewählt.
Wird für den Interpolator 74 γ = 1 gewählt, so entfällt dieser Interpolator, und es verbleibt ein zeitlich konstantes Blocksignal PU min, welches für verschiedene Anwendungen genügen mag und was den Hardware- und Rechenaufwand weiter verringert.
Die Skalierungsgrösse S[k] wird nun einerseits über den Ausgang des Filters 72, in Fig. 9 als Blocksignal PU[k] bezeichnet, zur Normalisierung der Referenzschrittweite µ0 verwendet, anderseits aber auch, über den Ausgang des Filters 74, in Fig. 9 als Blocksignal PU min[k] bezeichnet, zur Einfrierung des Adaptionsvorganges einzelner Frequenzkomponenten bei ungenügender Leistung. Die Skalierungsgrösse S[k] wird dazu gemäss der Formel
Figure 00150002
gebildet, wobei die j wie üblich die Blockstelle bezeichnen.
In Fig. 10 ist eine weitere bevorzugte Ausbauvariante dargestellt, die unter Verwendung von Teilkompensatoren gemäss Fig. 8 die Sprachqualität, bei sonst gleichen Parametern, wesentlich verbessert. Dazu wird die Schatzung H andi[k+1] des Teilkompensators i, vorgängig der Multiplikation mit U[k+2-i] in Einheit 64 von Fig. 8, über eine Projektionseinheit 62 geführt. Hierzu wird beispielsweise das Blockgewicht H andi[k+1] einer inversen DFT unterworfen (Einheit 82), anschliessend durch Nullsetzen der Blockstellen mit Index N bis 2N-1 gereinigt (Einheit 84) und schlussendlich wieder in den Frequenzbereich zurücktransformiert (Einheit 86).
Bekanntlich ist der elektrisch-akustische Wandler 9 in dem Sinne nicht linear, als er ab bestimmten Eingangssignalamplituden nicht mehr linear Eingangssignal in Ausgangssignal wandelt. Nebst den dadurch bewirkten akustischen Verzerrungen ist zu berücksichtigen, dass der Signalpfad über Kompensationsfilter 15f möglichst exakt dem Signalpfad über die Funktionsblöcke 7, 9, 11, 1 und 3 nachgebildet sein sollte und, nach den bisherigen Erläuterungen, die erwähnten Nichtlinearitäten am Wandler 9 nicht nachbilden kann. Zudem soll auch im Hörgerät der maximale Ausgangspegel gemäss den individuellen Bedürfnissen des Anwenders eingestellt werden können. Dabei entsteht das Problem, dass der Wandler 9 in seinen nichtlinearen Bereich getrieben wird, selbstverständlich nur, wenn der individuell eingestellte maximale Ausgangspegel den Wandler in den erwähnten Bereich überhaupt aussteuern kann.
Aus diesem Grunde wird weiter vorgeschlagen, wie in Fig. 3 gestrichelt dargestellt, bei dieser Ausführungsform des erfindungsgemässen Hörhilfegerätes dem Verstärkungsfilter 5 eine im Zeitbereich arbeitende, vorzugsweise einstellbare Limitereinheit 90 nachzuschalten, welche das Ausgangssignal des Verstärkungsfilters 5 bezüglich Amplitude so beschränkt, dass der Wandler 9 nie in seinen nichtlinearen Bereich getrieben wird und die zudem erlaubt, den maximalen Ausgangsschallpegel am Wandler 9, individuellen Bedürfnissen entsprechend, insbesondere auch tiefer, einzustellen, wie dies mit den Doppelpfeilen angedeutet ist.
Bei der Ausführungsvariante gemäss Fig. 4 wird dies dadurch erreicht, dass dem im Frequenzbereich arbeitenden Verstärkungsfilter 5f eine Einheit 90f nachgeschaltet wird, welche im Frequenzbereich die Frequenzanteile des Signalspektrums, ihre gegenseitige Phasenlage berücksichtigend, so limitiert, dass ausgangsseitig der Rückwandlungseinheit 26 und des Digital/Analog-Wandlers 7 ein zeitvariables Signal u(t) entsteht, welches den Wandler 9 nie in den nichtlinearen Uebertragungsbereich treibt, und die zudem die maximale individuelle Aussteuerung einzustellen erlaubt.
Dasselbe Vorgehen wird mit der Einheit 90f auch bei der Ausführungsvariante gemäss Fig. 5 realisiert.
In Fig. 11 ist eine weitere Ausführungsvariante des erfindungsgemässen Hörhilfegerätes dargestellt, welche der in Fig. 4 dargestellten weitestgehend entspricht, mit dem Unterschied, dass die Rücktransformationseinheit 26 gemäss Fig. 4, nun 26a, unmittelbar ausgangsseitig der Verstärkungsfiltereinheit 5f vorgesehen ist und eingangsseitig des Kompensationsfilters 15f eine LOT-Transformationseinheit 22a bereits besprochener Art angeordnet ist. Obwohl eine solche Ausführungsform auf den ersten Blick, und verglichen mit derjenigen nach Fig. 4, kaum Vorteile zu erbringen scheint, eröffnet sie doch die nachfolgend erläuterte Möglichkeit.
Wie aus Fig. 4 ersichtlich, welche, wie vorgängig erläutert, ebenso wie Fig. 5, eine bevorzugte Ausführungsvariante des erfindungsgemässen Höhilfegerätes darstellt, ist dort das Vorsehen einer Limitereinheit nur im Frequenzbereich möglich, weil eine solche Einheit auch im Signalpfad mit dem Kompensationsfilter 15f wirksam sein muss.
Wie nun in Fig. 11 bei 90 dargestellt, ermöglicht die hier dargestellte Funktionsblockstruktur das Vorsehen einer im Zeitbereich arbeitenden Limitereinheit 90, welche wesentlich einfacher zu realisieren ist als eine im Frequenzbereich arbeitende.
Dies erlaubt auch eine einfache Erweiterung mit Einheiten zur Kompensation von nichtlinearen Effekten, wie im folgenden beschrieben.
Um eine genügend genaue Identifikation des Wandlers 9 durch das Kompensatorfilter 15f zu gewährleisten, wird vorerst dessen Aussteuerung beschränkt, um zu verhindern, dass er im nichtlinearen Bereich betrieben wird. Dies hat natürlich eine entsprechende Reduktion der maximal möglichen Signalverstärkung des erfindungsgemässen Hörhilfegerätes von Wandler 1 nach Wandler 9 zur Folge.
In Fig. 12 ist eine bevorzugte Ausführungsvariante der dem Kompensationsfilter 15f vor- bzw. der dem Verstärkungsfilter 5f nachgelagerten Signalverarbeitung am Gerät nach Fig. 11 dargestellt. Gemäss Fig. 12 wird grundsätzlich im Signalpfad mit dem Kompensationsfilter 15f der elektrisch-akustische Wandler 9 mit seiner Nichtlinearität nachgebildet, d.h. modelliert. Dies wird durch eine Modellierungseinheit 92, der Transformationseinheit 22a gemäss Fig. 11 vorgeschaltet und mithin im Zeitbereich arbeitend, realisiert und/oder durch eine Modellierungseinheit 92f, der Transformationseinheit 22a nachgeschaltet und mithin im Frequenzbereich arbeitend.
Durch dieses Vorgehen wird erreicht, dass, je nach Güte der Modelliereinheit 92, die Limite der Einheit 90 höher angesetzt und damit das Ausgangssignal um bis zu 6dB, verglichen mit der Ausführungsvariante in Fig. 11, erhöht werden kann. Gegebenenfalls kann die Limiterfunktion der Einheit 90 auch stillgesetzt werden.
Die Modelliereinheit 92 kann beispielsweise, wie in R. Isermann, "Identifikation dynamischer Systeme", Springer-Verlag, 2:238, 1988, vorgeschlagen, als vereinfachtes Wiener-Modell realisiert werden.
Die Transformation in den Zeitbereich zwischen Verstärkungsfilter 5f und Kompensatorfilter 15f erlaubt auf die gleiche vorbeschriebene Art auch das Hinzufügen eines nichtlinearen Korrekturfilters in den Signalpfad mit dem Verstärkungsfilter 5f. Dies wird, wie aus Fig. 12 ersichtlich, durch eine Modellierungseinheit 94 realisiert, der Transformationseinheit 26a nachgeschaltet und mithin im Zeitbereich arbeitend, und/oder durch eine Modellierungseinheit 94f, der Transformationseinheit 26a vorgeschaltet und mithin im Frequenzbereich arbeitend.
Selbstverständlich ist es möglich, in den bevorzugten Realisierungsvarianten gemäss Fig. 11 und 12 die LOT-Einheiten 20 und 28 durch eine einzige LOT-Transformationseinheit 30 zu ersetzen, wie in Fig. 5 und 6 gezeigt.
In Fig. 13 ist die Realisation eines erfindungsgemässen Lautsprechermodells im Zeitbereich dargestellt. Beim erfindungsgemässen Hörhilfegerät wird es eingesetzt, gemäss Fig. 3 und 11 an der Stelle des Blockes 90 und gemäss Fig. 12 anstelle der Blöcke 92 bzw. 90 und 94.
Es umfasst einen Vorfilter 100 mit der Uebertragungsfunktion F1(ω), im wesentlichen mit Tiefpasscharakteristik. Die Eckfrequenz ω1 in dem im Block 100 qualitativ dargestellten Bode-Diagramm der Filtercharakteristik liegt bei ca. 0,8kHz, die Verstärkung |F1| bei der Eckfrequenz ω1 ist ca. 0dB. Ebenso ist die Asymptotensteigung S1 ungefähr 0dB/DK.
Die Identifikationsgrössen, nämlich Eckfrequenz ω1 sowie die Asymptotensteigungen S1 und S2, wie auch die Verstärkung, beispielsweise bei der Eckfrequenz ω1, werden durch Identifikation des zu modellierenden Lautsprechers bzw. Wandlers 9 identifiziert.
Dem Vorfilter 100 nachgeschaltet, ist eine lineare Verstärkereinheit 102 vorgesehen, woran der Verstärkungsfaktor K eingestellt wird. Der linearen Verstärkungseinheit 102 nachgeschaltet, ist eine nichtlineare Verstärkungseinheit 104 vorgesehen. Die Kennlinie der nichtlinearen Verstärkungsfunktion Y= Q(x) ergibt sich zu: y = x + ax2 + bx3 + cx4 + dx5.
Für kleine Eingangssignale ist die Verstärkung der nichtlinearen Verstärkungseinheit 104 eins, womit die Verstärkungskennlinie um den Ursprung die Steigung eins aufweist. Für höhere Eingangssignalhube x weist die nichtlineare Verstärkungskennlinie, wie vom Lautsprecher bzw. Wandler 9 bekannt, Sättigungsverhalten auf.
Die Koeffizienten a, b, c, d und die Verstärkung K werden wiederum anhand des tatsächlich zu modellierenden Lautsprechers bzw. Wandlers 9 identifiziert.
Der nichtlinearen Verstärkungseinheit 104 nachgeschaltet, ist wiederum eine lineare Verstärkungseinheit 106 vorgesehen, woran die Verstärkung K des linearen Verstärkungsgliedes 102 kompensiert - K-1 - wird. Ihr nachgeschaltet, ist eine Filtereinheit 108 vorgesehen, im wesentlichen mit Hochpasscharakteristik, welche, wie ersichtlich, im wesentlichen den Frequenzgang des Vorfilters 100 wiederum kompensiert.
Damit besteht die Lautsprechermodellierungseinheit, wie sie in Fig. 13 dargestellt ist, im wesentlichen aus einem linearen Verstärkerteil 102, 106, 100 und 108 sowie einer nichtlinearen Verstärkungseinheit 104.
Sättigungs- oder Begrenzungserscheinungen können nebst den bereits erwähnten zwei Ursachen, nämlich willentliche Begrenzung des maximalen Ausgangssignalpegels des Wandlers 9 gemäss individuellen Bedürfnissen oder Aussteuerung des Wandlers 9 in seinen wandlerspezifischen, nichtlinearen Sättigungsbereich, noch auf einer weiteren Ursache basieren, nämlich auf dem Abfall der Batteriespannung, welche das erfindungsgemässe Gerät speist. Die Alterung der Batterie, welche das Gerät speist, bewirkt insbesondere am D/A-Wandler 7 eine Abnahme der Signalverstärkung und eine Verringerung der Aussteuerungsgrenze, d.h. der maximale analoge Aussteuerungsbereich wird mit abnehmender Batteriespannung kleiner.
Zudem erscheint üblicherweise die Ausgangsimpedanz der Batterie in Serie zur Impedanz des elektrisch-akustischen Wandlers 9. Damit ändert sich gegen Ende der Batterielebensdauer die Batterieausgangsimpedanz und damit das letztere mitumfassende, dem D/A-Wandler 7 nachgeschaltete Ersatzbild, m.a.W., es ändern die, wie erläutert wurde, zu modellierenden, ausgangsseitig des Wandlers 7 erscheinenden Nichtlinearitäten.
Um nun eine bleibend hohe Rückkopplungsunterdrückung und ihre Stabilität, wie erfindungsgemäss angestrebt, zu erreichen, wird weiter vorgeschlagen, gemäss den Fig. 3, 4 oder 5, die Limitereinheit 90 im Zeitbereich oder 90f im Frequenzbereich mittels der momentanen Batteriespannung und/oder der momentanen Batterieimpedanz bezüglich ihrer Begrenzungswirkung zu steuern.
Ausgehend von der Ausführungsvariante gemäss Figs. 11 und 12, ist dieses Vorgehen schematisch in Fig. 14 dargestellt. Am Ausgang der Batterieeinheit 120, welche, wie mit "block powering" schematisch angedeutet, die verschiedenen aktiven Komponenten in den Blöcken des erfindungsgemässen Hörgerätes speist, wird an einer Messeinheit 122 die momentane Batteriespannung UB und/oder die momentane Impedanz Z B gemessen, resultierend in entsprechenden Messsignalen e(UB) bzw. e(Z B). Diese Messsignale steuern die Limitereinheit 90, analog im Frequenzbereich die Limitereinheit 90f gemäss den Fig. 4, 5, 11 bzw. 12, 14 und/oder die Modelleinheiten 92, 92f bzw. 94, 94f von Fig. 12, 13, 14. Selbstverständlich werden dabei bevorzugterweise die Messsignale e nach Digitalisierung eingesetzt, wozu die Messeinheit 122 ausgangsseitig mit einem A/D-Wandler (nicht dargestellt) versehen ist.
Dadurch werden insbesondere die Limitergrenzen und/oder die Modellparameter durch die momentane Batterieausgangsspannung bzw. deren momentane Impedanz in steuerndem Sinne nachgeführt.
Die Modellparameter an den Modelleinheiten 92 bzw. 92f, 94 bzw. 94f werden in Funktion der erwähnten Messgrössen an der Batterie 120 rechnerisch oder über in Tabellen abgespeicherte, durch die momentanen Messgrössen abrufbare und aufschaltbare Werte modifiziert.
Wie in Fig. 14 weiter dargestellt, wird, in Funktion der erwähnten Messsignale e, eine Verstärkungseinbusse am D/A-Wandler 7 aufgrund einer Batteriespannungsabnahme kompensiert: Nimmt die Batteriespannung ab und damit die Verstärkung am Wandler 7, so wird mit dem erwähnten Messsignal e am Block 7 die Verstärkung, kompensatorisch, entsprechend erhöht. Der Batteriespannungsabfall wirkt gleichzeitig wie eine Signalbegrenzung durch einen Limiter und wird am besten und bevorzugterweise nachgebildet durch einen Batterieausgangsspannungs-gesteuerten Limiterblock 90b vor dem Lautsprechermodell 92 bzw. 92f gemäss Fig. 14.
Bei Vorsehen des Limiterblockes 90b gemäss Fig. 14 können die Blöcke 90 entfallen, ebenso können bei Vorsehen der Blöcke 92 bzw. 92f die Blöcke 94 bzw. 94f entfallen, und es wird bei dieser Realisation mit relativ geringem Aufwand eine batteriespannungsunabhängige, stabile Rückkopplungsunterdrückung erfindungsgemäss erreicht.
Anderseits kann die Funktion des erwähnten Blockes 90b vollständig durch Vorsehen des Batterieausgangsspannungs-gesteuerten Blockes 90 bzw. 90f gemäss den Fig. 4 bzw. 5 übernommen werden.
Berücksichtigung der durch Batteriespannungsabfall bewirkten Signallimitierung mittels der gesteuerten Limiterblöcke 90, 90f bzw. 90b ist von grosser Wichtigkeit, um die Stabilität des Hörgerätes bei in weiten Grenzen variierenden Batteriespannungen sicherzustellen.
Um die Stabilität der Feedback-Unterdrückung bzw. -Kompensation auch in sehr lauter Umgebung zu gewährleisten, wo, z.B. gemäss Fig. 11, der akustisch-elektrische Wandler 1 übersteuert wird und damit nichtlinear wird, wird, falls erforderlich, ein nichtlineares Modell auch des akustisch-elektrischen Wandlers 1, gegebenenfalls auch das Verhalten des A/D-Wandlers 3 berücksichtigend, zwischen den Ausgang des Kompensatorfilters 15 (Fig. 1) bzw. 15f (z.B. Fig. 11) und den Subtraktionseingang der Differenzeinheit 13 geschaltet, je nach Anordnung im Frequenz- oder Zeitbereich arbeitend, wie dies bei 91 bzw. 91f in Fig. 11 eingetragen ist. Für das Modell 91, 91f gelten die Ausführungen analog zu denen, die bezüglich des Modells 92, 92f des elektrisch-akustischen Wandlers gemacht wurden.
Eine weitere Verbesserung der Wirkung der Kompensationsfilterstrecke 15f kann dadurch erreicht werden, dass, gegebenenfalls bedingt, Rauschen r im Zeitbereich, wie in Fig. 15 schematisch dargestellt, ausgangsseitig des Verstärkungsfilters 5f überlagert wird.
Hierzu wird, wie in Fig. 15 dargestellt, an einem Spektrumdetektor 125 das momentane Signalspektrum ausgangsseitig des VerVerstärkungsfilters 5f untersucht, beispielsweise daraufhin, wie sehr einzelne Spektrallinien leistungsmässig überragen, d.h. wie sehr der Spektrumsverlauf spitzenbehaftet ist, m.a.W., generell z.B. die Energiedichteverteilung des Spektrums. Ueberschreitet die an der Einheit 125 überwachte Spektrumcharakteristik einen vorgegebenen Grenzverlauf, wie z.B. eine vorgegebene Energieverteilung von dominanten Spektrallinien zu übrigen Spektrallinien, so wird vorzugsweise über einen Rauschgenerator 127 an der Ueberlagerungseinheit 129 digitales Rauschen r eingekoppelt. Um dabei die Hörbarkeit dieses Rauschens zu vermindern, kann bevorzugterweise, wie be 133 in Fig. 16 dargestellt, eine Filtereinheit dem Rauschgenerator 127 nachgeschaltet sein, welche das Rauschen gesteuert so formt, dass es genügend schwach ist, verglichen mit dem am Wandler 9 übertragenen momentanen Nutzsignal, beispielsweise um 40dB schwächer ist.
Wie im weiteren bei 131 gestrichelt in Fig. 15 dargestellt, kann das Rauschen auch gegebenenfalls im Frequenzbereich eingekoppelt werden. Wird das Rauschen im Zeitbereich eingekoppelt, so besteht der Rauschgenerator 127 beispielsweise aus einem BPRN, im Frequenzbereich gemäss 127a in Fig. 17 beispielsweise aus einer Tabelle mit Rauschspektren oder einem Rauschalgorithmus.
In Fig. 16 ist, ausgehend von der Darstellung von Fig. 15, eine bevorzugte Realisationsform der Rauschaufschaltung im Zeitbereich dargestellt. Hierzu wird das Ausgangssignal des Verstärkungsfilters 5f an einer Spektrumform-Detektoreinheit 125a untersucht, und wenn die Spektrumform eine vorgegebene Grenzcharakteristik verlässt, wird das über den linearen Filter 133 geführte Ausgangssignal des Rauschgenerators 127, wie mit der Aufschalteinheit 135 schematisch dargestellt, dem Signal u(nT) gemäss Fig. 15 überlagert, vorzugsweise eingangsseitig der Limitereinheit 90. Wie mit der Steuerverbindung sc dargestellt, wird bevorzugterweise das Uebertragungsverhalten des Filters 133 vom momentanen Spektrum gesteuert.
In Fig. 17 ist eine bevorzugte Ausführungsvariante der Rauschaufschaltung im Frequenzbereich gemäss der gestrichelten Ausführungsvariante mit dem Block 131 von Fig. 15 dargestellt. Das Spektrum ausgangsseitig des Verstärkungsfilters 5f wird an einer Spektrumform-Detektoreinheit 125b, analog zur Einheit 125a von Fig. 16, untersucht. Das Ausgangssignal eines Rauschgenerators 127a, worin z.B. Rauschspektren in Tabellen abgespeichert und abrufbar sind, wird über ein Formungsfilter 137 dem Spektrum ausgangsseitig des Verstärkungsfilters 5f dann überlagert, wie schematisch mit dem Schalter 135a dargestellt, wenn die Spektrumform-Detektoreinheit 125b eine momentane Spektrumsform detektiert, welche das erwähnte Rauschaufschalten erforderlich macht. Die Ueberlagerung des Rauschens im Frequenzbereich erfolgt an einer Additionseinheit 129a.
Das Formungsfilter 137 ist wiederum durch das momentane Spektrum, z.B. ausgangsseitig des Verstärkungsfilters 5f, gesteuert.

Claims (34)

  1. Hörhilfegerät mit einem akustisch/elektrischen Wandler (1) mit ausgangsseitigem A/D-Wandler (3) und einem elektrischakustischen Wandler (9) mit eingangsseitigem D/A-Wandler (7), einer Verstärkungsfilterstrecke (5) zwischen den A/D- und D/A-Wandlern (3, 7) und einem adaptiven Kompensatorfilter (15f), dessen Signaleingang mit dem D/A-Wandlereingang, dessen Signalausgang mit dem einen Eingang einer Differenzbildungseinheit (13) wirkverbunden ist, wobei der zweite Eingang der Differenzbildungseinheit (13) mit dem Ausgang des A/D-Wandlers (3) wirkverbunden ist, ihr Ausgang auf einen Adaptionseingang (Af) des Kompensatorfilters (15f) sowie den Eingang der Verstärkungsfilterstrecke (5f) wirkt, wobei weiter die dem Signal(Ef) - und dem Adaptionseingang (Af) des Kompensatorfilters (15f) zugeführten Signale an mindestens einer Transformationseinheit (20, 28), die eine schnelle orthogonale Transformation durchführt, vom Zeit- in den Frequenzbereich transformiert sind, dadurch gekennzeichnet, dass die mindestens eine Transformationseinheit (22, 20; 20, 28) ausgangsseitig der Differenzbildungseinheit (13) angeordnet ist und zwischen Ausgang des Kompensatorfilters (15f) sowie dem zugeordneten Eingang der Differenzbildungseinheit (13) eine der Transformationseinheit entsprechende Rücktransformationseinheit (24) wirkt.
  2. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass je eine Transformationseinheit (22, 20) dem Signaleingang (Ef) und dem Adaptionseingang (Af) des Kompensatorfilters (15f) vorgelagert ist.
  3. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass dem Adaptionseingang (Af) des Kompensatorfilters (15f) sowie dem Eingang des Verstärkungsfilters (5f) je eine Transformationseinheit (20, 28) vorgelagert ist und dem Eingang des D/A-Wandlers (7) eine Rücktransformationseinheit (26).
  4. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass gemeinsam dem Adaptionseingang (Af) des Kompensatorfilters (15f) sowie dem Eingang der Verstärkungsfilterstrecke (5f) eine gemeinsame Transformationseinheit (30) vorgelagert ist.
  5. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass eine dem Eingang des Verstärkungsfilters (5f) vorgelagerte Transformationseinheit (20, 28; 30; 30a, 32, 34), eine dem Ausgang des Kompensatorfilters (15f) nachgelagerte und eine dem D/A-Wandler vorgelagerte (26) Rücktransformationseinheit in der "overlap-save"-Technik arbeiten.
  6. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass eine dem Adaptionseingang (Af) des Kompensatorfilters (15f) vorgelagerte Transformationseinheit (30; 30a) nach der "overlap-add"-Technik arbeitet.
  7. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass dem Ausgang der Differenzbildungseinheit (13) eine Transformationseinheit (30a) nachgelagert ist, welche nach der "overlap-add"-Technik arbeitet, ihr Ausgang auf den Adaptionseingang (Af) des Kompensatorfilters (15f) wirkt und einer Blockspeicheranordnung (32) zugeführt ist, worin sukzessive sich folgende, nach der "overlap-add"-Technik gebildete Signalblöcke abgespeichert werden, wobei sich zugeordnete Speicherstellen für sich zugeordnete Blockstellen an einer Additionseinheit (34) vorzeichenrichtig addiert werden, derart, dass der Ausgangsblock der Additionseinheit einen Block in "overlap-save"-Technik darstellt und der Ausgang der Additionseinheit (34) dem Eingang der Verstärkungsfilterstrecke (5f) zugeführt ist.
  8. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkungsfilterstrecke (5f) ein Verstärkungsfilter (40) sowie, ihm nachgeschaltet, eine Verzögerungseinheit (42) umfasst.
  9. Gerät nach einem der Ansprüche 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass das Kompensatorfilter (15f) umfasst:
    dem Eingang (Ef) des Kompensatorfilters in Serie nachgeschaltete Verzögerungsstufen (56),
    eine Anzahl 1 ≤ i ≤ L von Teilkompensatoren (50), woran Teilschätzungssignale Y i[k+1] für 1 ≤ i ≤ L erzeugt werden, wobei k die Blocknummer bezeichnet, gezählt bei der Zeitbereich/Frequenzbereich-Transformation ausgangsseitig der Differenzbildungseinheit (13),
    eine Additionseinheit (52), woran die Teilschätzungssignale Y and i[k+1] aller 1 ≤ i ≤ L Teilkompensatoren (50) addiert werden und deren Ausgang der Ausgang des Kompensatorfilters (15f) bildet.
  10. Gerät nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Teilkompensator (50) umfasst:
    einen mit dem Eingang (Ef) des Kompensatorfilters (15f) über eine Anzahl der Verzögerungsstufen (56) verbundenen Teilkompensatoreingang, wobei die Anzahl Verzögerungsstufen der Anzahl einem Teilkompensator vorgelagerter Teilkompensatoren entspricht, wobei jede Verzögerungsstufe (56) den Eingang und den Ausgang eines Teilkompensators (50) verbindet,
    eine mit dem Ausgang des Teilkompensators wirkverbundene erste Multiplikationsstufe (54),
    dem Ausgang der ersten Multiplikationsstufe (54) nachgeschaltet, einen Eingang einer zweiten Multiplikationsstufe (58), deren zweiter Eingang mit dem Adaptionseingang (Af) wirkverbunden ist,
    wobei der Ausgang der zweiten Multiplikationsstufe (58) über eine Akkumulationseinheit (60) auf den einen Eingang einer dritten Multiplikationsstufe (64) wirkt, deren zweiter Eingang mit dem Eingang des Teilkompensators (50) wirkverbunden ist und deren Ausgang auf die Additionseinneit (52) wirkt.
  11. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass dem Eingang der Verstärkungsfilterstufe eine Transformationseinheit vorgelagert ist, deren Ausgangssignal nebst auf die Verstärkungsfilterstrecke auf eine Leistungserfassungseinheit (70) wirkt, deren Ausgangssignal dann, wenn die Energie des Signals am Ausgang der Transformationseinheit einen gegebenen Schwellwert überschreitet, die Wirksamkeit eines Signals am Adaptionseingang steuert.
  12. Gerät nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass auf den zweiten Eingang der ersten Multiplikationsstufe (54) der Ausgang einer vierten Multiplikationseinheit (80) wirkt, deren einem Eingang ein Signal entsprechend einer Referenzschrittweite (µ0) zugeführt ist, deren zweitem Eingang der Ausgang einer Skalierungseinheit (78), welch letzterer die Ausgänge zweier Interpolationsfilter (72, 74) zugeführt sind, die beide über die Leistungserfassungseinheit (70) vom Ausgangssignal der Verstärkungsfilterstrecke beaufschlagt sind.
  13. Gerät nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass anstelle eines der Interpolationsfilter (74) ein zeitlich konstantes Signal der Skalierungseinheit (78) zugeführt wird (γ = 1).
  14. Gerät nach einem der Ansprüche 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, dass dem Ausgang der Akkumulationseinheit (60) und dem Eingang der dritten Multiplikationsstufe (64) eine Rücktransformationseinheit (82), eine Nullsetzungseinheit (84) sowie eine Transformationseinheit (86) zwischengeschaltet sind.
  15. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass dem elektrisch-akustischen (el/ak) Wandler (9) eine amplitudenlimitierende Einheit (90, 90f) vorgeschaltet ist.
  16. Gerät nach einem der Ansprüche 3 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass dem Eingang des Kompensationsfilters (15f) eine Transformationseinheit (22a) vorgeschaltet und dem Ausgang der Verstärkungsfilterstrecke (5f) eine Rücktransformationseinheit (26a) sowie eine Amplitudenlimitierungseinheit (90) nachgeschaltet ist.
  17. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass dem Kompensationsfilter (15f) mindestens eine im Frequenz- und/oder Zeitbereich arbeitende, den elektrischakustischen Wandler (9) und/oder den akustisch-elektrischen Wandler (1) modellierende Einheit (91, 91f, 92, 92f) vor- und/oder nachgeschaltet ist.
  18. Gerät nach einem der Ansprüche 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass dem Kompensationsfilter (15f) eine Transformationseinheit (22a) vor- und der Verstärkungsfilterstrecke (5f) eine Rücktransformationseinheit (26a) nachgeschaltet ist und der dem Kompensationsfilter (15f) vorgeschalteten Transformationseinheit (22a) eine den elektrisch-akustischen Wandler (9) und/oder den akustisch-elektrischen Wandler (1) im Zeitbereich modellierende Einheit (92) vorgeschaltet und/oder der Transformationseinheit (22a) eine den elektrisch-akustischen Wandler (9) und/oder den akustisch-elektrischen Wandler (1) im Frequenzbereich modellierende Einheit (92f) nachgeschaltet ist.
  19. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass, dem Kompensationsfilter (15f) vor-, dem Verstärkungsfilter (5f) nachgeschaltet, je eine den elektrischakustischen Wandler (9) und/oder den akustisch-elektrischen Wandler (1) vorzugsweise im Zeitbereich modellierende Einheit (92; 94) vorgesehen ist.
  20. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass es mindestens eine im Zeitbereich oder Frequenzbereich arbeitende Limitereinheit (90, 90f, 90b) umfasst und elektrisch von einer Batterie gespiesen ist, dass weiter eine Messeinrichtung zur Erfassung des Batterie-IST-Zustandes (122) vorgesehen ist, deren Ausgang die Limitereinheit steuert.
  21. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass der D/A-Wandler einen Verstärkungssteuereingang aufweist, das Gerät batteriegespiesen ist, eine Messeinrichtung (122) für den IST-Zustand der Speisungsbatterie (120) vorgesehen ist, deren Ausgang auf den Verstärkungssteuereingang des D/A-Wandlers geführt ist.
  22. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 21, dadurch gekennzeichnet, dass es mindestens eine den elektrisch-akustischen Wandler (9) und/oder den akustisch-elektrischen Wandler (1) vorzugsweise im Zeitbereich modellierende Einheit (91, 91f, 92, 92f, 94, 94f) umfasst, batteriegespiesen ist und eine Messeinrichtung (122) für den IST-Zustand der Batterie (120) umfasst, deren Ausgang auf Parametersteuereingänge an der mindestens einen modellierenden Einheit geführt ist.
  23. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 22, dadurch gekennzeichnet, dass, vorzugsweise im Zeitbereich, dem Kompensationsfilter (15f) eingangsseitig, vorzugsweise mindestens zeitweise, ein Rauschsignal (r) zugeführt (129, 135a) wird.
  24. Gerät nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass das Signal ausgangsseitig des Verstärkungsfilters einer Detektionseinheit (125, 125a, 125b) zugeführt wird, woran die momentane Form seines Spektrums daraufhin untersucht wird, ob sie eine vorgegebene Bedingung erfüllt oder nicht, und dass das Ausgangssignal der Detektionseinheit die Aufschaltung (135, 135a) des Rauschsignals steuert.
  25. Gerät nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass das Rauschsignal über ein Formungsfilter zugeführt ist, das vom Momentanspektrum des Ausgangssignals der Differenzeinheit gesteuert ist.
  26. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 22, dadurch gekennzeichnet, dass ein Rauschgenerator (127a) im Frequenzbereich vorgesehen ist, dessen Ausgangssignal ausgangsseitig der Verstärkungsfilterstrecke (5f) überlagert eingekoppelt wird.
  27. Gerät nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang des Rauschgenerators (127a) über ein Formfilter (137) geführt ist, welchem, als Steuersignal für sein Formungsverhalten, das momentane Spektrum eines Signals ausgangsseitig der Differenzbildungseinheit (13) zugeführt ist.
  28. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 27, dadurch gekennzeichnet, dass, mindestens zeitweise, dem elektrisch daran übertragenen Signal ein Rauschsignal überlagert ist, über ein lineares Filter (133), dessen Uebertragungsverhalten durch das momentane Spektrum des elektrisch übertragenen Signals gesteuert ist.
  29. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 28, dadurch gekennzeichnet, dass in einem Kompensationszweig eine das Uebertragungsverhalten des akustisch-elektrischen Wandlers (1) des Gerätes modellierende Einheit (91, 91f) vorgesehen ist.
  30. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 29, dadurch gekennzeichnet, dass eine das Übertragungs-Verhalten des elektrisch-akustischen Wandlers nachbildende, elektrische Uebertragungseinheit vorgesehen ist, die einen linearen (100, 102, 106, 108) sowie einen nichtlinearen (104) Uebertragungsteil umfasst.
  31. Gerät nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, dass der lineare Uebertragungsteil lineare Verstärker sowie Filter umfasst.
  32. Gerät nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, dass der lineare Uebertragungsteil ein eingangsseitiges Vorfilter, im wesentlichen mit Tiefpasscharakteristik, umfasst, welchem der nichtlineare Uebertragungsteil (104) nachgeschaltet ist, welch letzterem eine Kompensationsfiltereinheit (108) mit im wesentlichen zum Frequenzgang des Vorfilters inversem Frequenzgang nachgeschaltet ist.
  33. Gerät nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, dass der nichtlinearen Uebertragungseinheit (104) ein lineares Verstärkungsglied (102) vor- und ein die Verstärkung des linearen Verstärkungsgliedes kompensierendes, lineares Verstärkungskompensationsglied (106) nachgeschaltet ist.
  34. Gerät nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, dass der nichtlineare Teil eine Uebertragungscharakteristik mit Sättigungsverhalten aufweist.
EP94117510A 1993-11-10 1994-11-07 Hörhilfegerät mit Unterdrückung der akustischen Rückkopplung Expired - Lifetime EP0656737B1 (de)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP94117510A EP0656737B1 (de) 1993-11-10 1994-11-07 Hörhilfegerät mit Unterdrückung der akustischen Rückkopplung

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP93118186 1993-11-10
EP19930118186 EP0585976A3 (en) 1993-11-10 1993-11-10 Hearing aid with cancellation of acoustic feedback
EP94117510A EP0656737B1 (de) 1993-11-10 1994-11-07 Hörhilfegerät mit Unterdrückung der akustischen Rückkopplung

Publications (2)

Publication Number Publication Date
EP0656737A1 EP0656737A1 (de) 1995-06-07
EP0656737B1 true EP0656737B1 (de) 1998-01-21

Family

ID=8213409

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP19930118186 Withdrawn EP0585976A3 (en) 1993-11-10 1993-11-10 Hearing aid with cancellation of acoustic feedback
EP94117510A Expired - Lifetime EP0656737B1 (de) 1993-11-10 1994-11-07 Hörhilfegerät mit Unterdrückung der akustischen Rückkopplung

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP19930118186 Withdrawn EP0585976A3 (en) 1993-11-10 1993-11-10 Hearing aid with cancellation of acoustic feedback

Country Status (5)

Country Link
US (1) US5661814A (de)
EP (2) EP0585976A3 (de)
AT (1) ATE162679T1 (de)
DE (1) DE59405093D1 (de)
DK (1) DK0656737T3 (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19957128C1 (de) * 1999-11-26 2001-08-16 Siemens Audiologische Technik Verfahren zur Pegelbegrenzung in einem digitalen Hörhilfegerät sowie digitales Hörhilfegerät

Families Citing this family (32)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3447060B2 (ja) * 1994-04-12 2003-09-16 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ エコー消去を改善した信号増幅システム
WO1997032402A2 (en) * 1996-02-27 1997-09-04 Philips Electronics N.V. Method and arrangement for coding and decoding signals
US5909497A (en) * 1996-10-10 1999-06-01 Alexandrescu; Eugene Programmable hearing aid instrument and programming method thereof
DE59814316D1 (de) * 1998-01-14 2008-12-18 Bernafon Ag Schaltung und Verfahren zur adaptiven Unterdrückung einer akustischen Rückkopplung
JP3267556B2 (ja) * 1998-02-18 2002-03-18 沖電気工業株式会社 エコー除去装置および送話器
US6347148B1 (en) 1998-04-16 2002-02-12 Dspfactory Ltd. Method and apparatus for feedback reduction in acoustic systems, particularly in hearing aids
KR100363252B1 (ko) * 1999-04-30 2002-11-30 삼성전자 주식회사 다중대역 보청기를 위한 적응 피드백 제거장치 및 방법
DE19922133C2 (de) * 1999-05-12 2001-09-13 Siemens Audiologische Technik Hörhilfsgerät mit Oszillationsdetektor sowie Verfahren zur Feststellung von Oszillationen in einem Hörhilfsgerät
ATE339865T1 (de) * 1999-07-19 2006-10-15 Oticon As Rückkopplungsunterdrückung unter verwendung von bandbreite-detektion
US6633202B2 (en) 2001-04-12 2003-10-14 Gennum Corporation Precision low jitter oscillator circuit
US6937738B2 (en) * 2001-04-12 2005-08-30 Gennum Corporation Digital hearing aid system
US7181034B2 (en) * 2001-04-18 2007-02-20 Gennum Corporation Inter-channel communication in a multi-channel digital hearing instrument
US7076073B2 (en) 2001-04-18 2006-07-11 Gennum Corporation Digital quasi-RMS detector
US20020191800A1 (en) * 2001-04-19 2002-12-19 Armstrong Stephen W. In-situ transducer modeling in a digital hearing instrument
ATE526792T1 (de) * 2001-08-15 2011-10-15 Sound Design Technologies Ltd Rekonfigurierbare hörhilfevorrichtung mit niedrigem leistungsverbrauch
US6650124B2 (en) 2001-10-05 2003-11-18 Phonak Ag Method for checking an occurrence of a signal component and device to perform the method
AU2001291588A1 (en) * 2001-10-05 2001-12-17 Phonak Ag Method for verifying the availability of a signal component and device for carrying out said method
DE10244184B3 (de) * 2002-09-23 2004-04-15 Siemens Audiologische Technik Gmbh Feedbackkompensation für Hörgeräte mit Systemabstandsschätzung
FR2853804A1 (fr) * 2003-07-11 2004-10-15 France Telecom Procede de decodage d'un signal permettant de reconstituer une scene sonore et dispositif de decodage correspondant
AU2004201374B2 (en) 2004-04-01 2010-12-23 Phonak Ag Audio amplification apparatus
AU2003236382B2 (en) 2003-08-20 2011-02-24 Phonak Ag Feedback suppression in sound signal processing using frequency transposition
US7756276B2 (en) 2003-08-20 2010-07-13 Phonak Ag Audio amplification apparatus
KR20060127131A (ko) * 2004-02-11 2006-12-11 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. 음향 피드백 억제
US7324651B2 (en) 2004-03-15 2008-01-29 Phonak Ag Feedback suppression
EP1469702B1 (de) * 2004-03-15 2016-11-23 Sonova AG Rückkopplungsunterdrückung
US8553899B2 (en) 2006-03-13 2013-10-08 Starkey Laboratories, Inc. Output phase modulation entrainment containment for digital filters
US8452034B2 (en) 2006-10-23 2013-05-28 Starkey Laboratories, Inc. Entrainment avoidance with a gradient adaptive lattice filter
US8509465B2 (en) 2006-10-23 2013-08-13 Starkey Laboratories, Inc. Entrainment avoidance with a transform domain algorithm
DK2080408T3 (da) 2006-10-23 2012-11-19 Starkey Lab Inc Undgåelse af medrivning med et auto-regressivt filter
US9654885B2 (en) 2010-04-13 2017-05-16 Starkey Laboratories, Inc. Methods and apparatus for allocating feedback cancellation resources for hearing assistance devices
US9113276B2 (en) 2012-03-27 2015-08-18 Starkey Laboratories, Inc. Automatic reconfiguration of a hearing assistance device based on battery characteristics
AU2014205149C1 (en) 2013-01-11 2018-08-16 Riot Energy, Inc. Methods and systems for recharging a battery

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4631749A (en) * 1984-06-22 1986-12-23 Heath Company ROM compensated microphone
US4658426A (en) * 1985-10-10 1987-04-14 Harold Antin Adaptive noise suppressor
AU596633B2 (en) * 1986-01-21 1990-05-10 Antin, Mark Digital hearing enhancement apparatus
US4823795A (en) * 1987-03-13 1989-04-25 Minnesota Mining And Manufacturing Company Signal processor for and an auditory prosthesis having spectral to temporal transformation
US4815139A (en) * 1988-03-16 1989-03-21 Nelson Industries, Inc. Active acoustic attenuation system for higher order mode non-uniform sound field in a duct
DE4111884A1 (de) * 1991-04-09 1992-10-15 Klippel Wolfgang Schaltungsanordnung zur korrektur des linearen und nichtlinearen uebertragungsverhaltens elektroakustischer wandler
DK170600B1 (da) * 1992-03-31 1995-11-06 Gn Danavox As Høreapparat med kompensation for akustisk tilbagekobling
US5347586A (en) * 1992-04-28 1994-09-13 Westinghouse Electric Corporation Adaptive system for controlling noise generated by or emanating from a primary noise source
US5444786A (en) * 1993-02-09 1995-08-22 Snap Laboratories L.L.C. Snoring suppression system

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19957128C1 (de) * 1999-11-26 2001-08-16 Siemens Audiologische Technik Verfahren zur Pegelbegrenzung in einem digitalen Hörhilfegerät sowie digitales Hörhilfegerät

Also Published As

Publication number Publication date
DE59405093D1 (de) 1998-02-26
EP0656737A1 (de) 1995-06-07
DK0656737T3 (da) 1998-09-14
EP0585976A2 (de) 1994-03-09
ATE162679T1 (de) 1998-02-15
US5661814A (en) 1997-08-26
EP0585976A3 (en) 1994-06-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP0656737B1 (de) Hörhilfegerät mit Unterdrückung der akustischen Rückkopplung
DE3908881C2 (de) Aktives Geräuschdämpfungssystem mit Digitalfiltern
DE60028779T2 (de) Rückkopplungsanullierung mit niederfrequenzeingang
DE2345544C3 (de) Schallwiedergabesystem
DE69835644T2 (de) Akustischer Echokompensator
EP0930801B1 (de) Schaltung und Verfahren zur adaptiven Unterdrückung einer akustischen Rückkopplung
DE2718491C2 (de) Schaltungsanordnung zur Verstärkung der Signale eines elektromagnetischen Wandlers und zur Vorspannungserzeugung für den Wandler
EP1048111A1 (de) Verfahren und anordnung zur kompensation von phasenverzögerungen
DE102006023735A1 (de) Messbox für eine Hörvorrichtung und entsprechendes Messverfahren
DE2618268B2 (de) Verfahren zur Kompression eines Signals und zur Expansion des komprimierten Signals sowie Anordnung zur Durchführung des Verfahrens
EP1542500B1 (de) Hörgerät mit Störgeräuschunterdrückung und entsprechendes Störgeräuschunterdrückungsverfahren
EP1406469B1 (de) Rückkopplungskompensator in einem akustischen Verstärkungssystem, Hörhilfsgerät, Verfahren zur Rückkopplungskompensation und Anwendung des Verfahrens in einem Hörhilfsgerät
EP3818727A1 (de) Vorrichtung und verfahren zur modifizierung eines lautsprechersignals zur vermeidung einer membranüberauslenkung
DE102019123971B4 (de) Aktives lärmkompensationssystem und verfahren
DE102009055889B4 (de) Signalverarbeitungsschaltung zur Erzeugung eines Lautsprechersignals und Signalverarbeitungsverfahren
DE69305738T2 (de) Impedanznachbildung für eine teilnehmerleitungsschnittstellenschaltung
EP1458216B1 (de) Vorrichtung und Verfahren zur Adaption von Hörgerätemikrofonen
EP0542710A1 (de) Verfahren zur Bearbeitung von Signalen
DE10054540B4 (de) Verstärkerschaltung, insbesondere Leitungstreiber und Verfahren zur Verstärkung eines Signals, insbesondere Verfahren zum Treiben eines Leitungssignals
EP1020068B1 (de) Echokompensationsverfahren, echokompensationsvorrichtung und telekommunikationsgerät
EP1351550A1 (de) Verfahren zur Anpassung einer Signalverstärkung in einem Hörgerät sowie ein Hörgerät
EP2856642B1 (de) Geschalteter verstärker für variable versorgungsspannung
DE2712534C2 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Schalldämpfung
EP1309225B1 (de) Verfahren zur Bestimmung einer Rückkopplungsschwelle in einem Hörgerät
DE10336977B4 (de) Kompensationsschaltung zur Beseitigung von Audiorauschen an einem Automobilsensor und Verfahren zur Kompensation

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

17P Request for examination filed

Effective date: 19950314

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT CH DE DK ES FR GB GR IT LI NL SE

17Q First examination report despatched

Effective date: 19960704

GRAG Despatch of communication of intention to grant

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS AGRA

GRAG Despatch of communication of intention to grant

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS AGRA

GRAH Despatch of communication of intention to grant a patent

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS IGRA

GRAH Despatch of communication of intention to grant a patent

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS IGRA

GRAA (expected) grant

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009210

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: B1

Designated state(s): AT CH DE DK ES FR GB GR IT LI NL SE

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: IT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRE;WARNING: LAPSES OF ITALIAN PATENTS WITH EFFECTIVE DATE BEFORE 2007 MAY HAVE OCCURRED AT ANY TIME BEFORE 2007. THE CORRECT EFFECTIVE DATE MAY BE DIFFERENT FROM THE ONE RECORDED.SCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 19980121

Ref country code: GR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 19980121

Ref country code: ES

Free format text: THE PATENT HAS BEEN ANNULLED BY A DECISION OF A NATIONAL AUTHORITY

Effective date: 19980121

REF Corresponds to:

Ref document number: 162679

Country of ref document: AT

Date of ref document: 19980215

Kind code of ref document: T

REG Reference to a national code

Ref country code: CH

Ref legal event code: NV

Representative=s name: TROESCH SCHEIDEGGER WERNER AG

Ref country code: CH

Ref legal event code: EP

GBT Gb: translation of ep patent filed (gb section 77(6)(a)/1977)

Effective date: 19980126

REF Corresponds to:

Ref document number: 59405093

Country of ref document: DE

Date of ref document: 19980226

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: SE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 19980421

ET Fr: translation filed
REG Reference to a national code

Ref country code: DK

Ref legal event code: T3

PLBQ Unpublished change to opponent data

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS OPPO

PLBI Opposition filed

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009260

PLBF Reply of patent proprietor to notice(s) of opposition

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS OBSO

26 Opposition filed

Opponent name: SIEMENS AUDIOLOGISCHE TECHNIK GMBH

Effective date: 19981019

NLR1 Nl: opposition has been filed with the epo

Opponent name: SIEMENS AUDIOLOGISCHE TECHNIK GMBH

PLBF Reply of patent proprietor to notice(s) of opposition

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS OBSO

PLBF Reply of patent proprietor to notice(s) of opposition

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS OBSO

PLBQ Unpublished change to opponent data

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS OPPO

PLAB Opposition data, opponent's data or that of the opponent's representative modified

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009299OPPO

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: AT

Payment date: 20001130

Year of fee payment: 7

Ref country code: NL

Payment date: 20001130

Year of fee payment: 7

R26 Opposition filed (corrected)

Opponent name: SIEMENS AUDIOLOGISCHE TECHNIK GMBH

Effective date: 19981019

NLR1 Nl: opposition has been filed with the epo

Opponent name: SIEMENS AUDIOLOGISCHE TECHNIK GMBH

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: AT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20011107

REG Reference to a national code

Ref country code: GB

Ref legal event code: IF02

PLBQ Unpublished change to opponent data

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS OPPO

PLAB Opposition data, opponent's data or that of the opponent's representative modified

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009299OPPO

R26 Opposition filed (corrected)

Opponent name: SIEMENS AUDIOLOGISCHE TECHNIK GMBH

Effective date: 19981019

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: NL

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20020601

NLR1 Nl: opposition has been filed with the epo

Opponent name: SIEMENS AUDIOLOGISCHE TECHNIK GMBH

NLV4 Nl: lapsed or anulled due to non-payment of the annual fee

Effective date: 20020601

PLBP Opposition withdrawn

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009264

PLBD Termination of opposition procedure: decision despatched

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNOPC1

PLBD Termination of opposition procedure: decision despatched

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNOPC1

PLBM Termination of opposition procedure: date of legal effect published

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009276

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: OPPOSITION PROCEDURE CLOSED

27C Opposition proceedings terminated

Effective date: 20041003

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: FR

Payment date: 20061108

Year of fee payment: 13

PLAB Opposition data, opponent's data or that of the opponent's representative modified

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009299OPPO

REG Reference to a national code

Ref country code: FR

Ref legal event code: ST

Effective date: 20080930

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: FR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20071130

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DK

Payment date: 20101110

Year of fee payment: 17

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DE

Payment date: 20101104

Year of fee payment: 17

Ref country code: CH

Payment date: 20101112

Year of fee payment: 17

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: GB

Payment date: 20101103

Year of fee payment: 17

REG Reference to a national code

Ref country code: CH

Ref legal event code: PL

REG Reference to a national code

Ref country code: DK

Ref legal event code: EBP

GBPC Gb: european patent ceased through non-payment of renewal fee

Effective date: 20111107

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: LI

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20111130

Ref country code: CH

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20111130

REG Reference to a national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: R119

Ref document number: 59405093

Country of ref document: DE

Effective date: 20120601

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DK

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20111130

Ref country code: GB

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20111107

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20120601