DE69305738T2

DE69305738T2 - Impedanznachbildung für eine teilnehmerleitungsschnittstellenschaltung

Info

Publication number: DE69305738T2
Application number: DE69305738T
Authority: DE
Inventors: Graeme Boyd; Mark Feeley; Reinhard Rosch
Original assignee: Northern Telecom Ltd
Current assignee: Nortel Networks Ltd
Priority date: 1992-04-16
Filing date: 1993-03-17
Publication date: 1997-03-06
Anticipated expiration: 2013-03-18
Also published as: CA2131296A1; JP3047004B2; EP0636296B1; DE69305738D1; EP0636296A1; WO1993021723A1; JPH07505034A; CA2131296C; US5258713A

Description

Technisches Gebiet und gewerbliche Anwendbarkeit

Diese Erfindung bezieht sich auf Impedanzgeneratoren und befaßt sich insbesondere jedoch nicht ausschließlich mit einem Impedanzgenerator zur Verwendung in einer Leitungsschnittstellenschaltung für eine Telekommunikationsleitung. Leitungsschnittstellenschaltungen sind üblicherweise mit Zweidraht-Telefon- Teilnehmerleitungen an einer Telefonzentrale oder einem entfernt angeordneten Endgerät verbunden, um eine Vielzahl gut bekannter gewünschter Funktionen zu liefern.

Stand der Technik

Es sind verschiedene Formen von Leitungsschnittstellenschaltungen und verschiedene wünschenswerte Merkmale in Leitungsschnittstellenschaltungen bekannt. Insbesondere ist es beispielsweise aus dem US-Patent 4 484 032 vom 20. November 1984 auf den Namen Rosenbaum mit dem Titel 'Active Impedance Transformer Assisted Line Feed Circuit' bekannt, eine Leitungsschnittstellenschaltung zu schaffen, bei der zwei Verstärker mit ihren Ausgängen mit den a- und b-Adern einer Zweidraht- Telefonleitung über Speisewiderstände und die Primärwicklungen eines sehr kleinen Transformators gekoppelt sind. Bei dieser Anordnung ermöglichen eine Sekundärwicklung des Transformators und ein mit den Speisewiderständen gekoppeltes Widerstandsnetzwerk die Feststellung von Wechselspannungs- und Gleichspannungsbedingungen auf der Leitung.
Weiterhin ist es aus dem US-Patent 4 764 956 vom 16. August 1988 auf den Namen Rosch et al. mit dem Titel 'Active Impedance Line Feed Circuit' bekannt, Gleichtaktsignale aufzuheben und einen im wesentlichen konstanten Schwellenwert für eine Erdfehler- Strombegrenzung in einer Leitungsschnittstellenschaltung zu schaffen.
Mit der Entwicklung von Telefonsystemen ist es wünschenswert, verbesserte Leitungsschnittstellenschaltungen zu schaffen, die insbesondere eine Bandbreite aufweisen, die ausreichend groß ist, um ISDN- (dienstintegrierte Digitalnetz-) Dienste zu berücksichtigen, beispielsweise eine Signalbandbreite in der Größenordnung von 200 kHz. Gleichzeitig ist es wünschenswert, Verbesserungen an Leitungsschnittstellenschaltungen hinsichtlich solcher Merkmale wie deren Größe, Kosten, Vielseitigkeit und Betriebsweise, insbesondere im Hinblick auf Fehlerbedingungen, Gleichtaktsignalunterdrückung und Leistungsverbrauch und Verlustleistung zu erzielen.
Allgemein betrachtet besteht ein Bedarf an einer Leitungsschnittstellenschaltung, die verwendet werden kann, um in Verbindung mit irgendeiner willkürlichen Telefonkommunikationsleitung zu arbeiten, um beliebige Sprach- und Daten-Kommunikationsdienste zu liefern, wie dies zu irgendeiner bestimmten Zeit erwünscht sein kann, wobei diese Dienste sehr einfach unter einer Softwaresteuerung von einem Prozessor in der Telefonzentrale oder dem Vermittlungsamt aus geändert werden können, ohne daß irgendwelche Hardware-Änderungen an der Leitungsschnittstellenschaltung erforderlich sind.
Eine derartige Leitungsschnittstellenschaltung muß in der Lage sein, Leitungen mit verschiedenen Ohm'schen und komplexen Impedanzen abzuschließen oder an diese angepaßt zu werden. Beispielsweise haben Zweidraht-Telefonleitungen in Nordamerika Abschlußimpedanzen von 600 oder 900 Ohm mit oder ohne eine kapazitive Komponente von 2,16 µF. Es werden andere Abschlußimpedanzen in anderen Ländern sowie für digitale Teilnehmerdienste verwendet.
Bei bekannten, eine aktive Impedanz aufweisenden Leitungsschnittstellenschaltungen kann eine gewünschte Abschlußimpedanz dadurch erzeugt werden, daß ein skaliertes Modell der gewünschten Impedanz oder ihr inverser Wert verwendet wird. Ein skaliertes Modell der gewünschten Impedanz wird dadurch erzeugt, daß ein Netzwerk mit der gleichen Topologie wie die gewünschte Impedanz in den Gegenkopplungspfad einer Verstärkerschaltung eingeschaltet wird, während der inverse Wert dadurch erzeugt wird, daß das Netzwerk in einen Vorwärtsspeisepfad einer Verstärkerschaltung eingeschaltet wird.
Diese bekannte Technik hat dahingehend Nachteile, daß unterschiedliche Schaltungstopologien erforderlich sind, um eine Impedanz und ihren inversen Wert zu erzeugen, so daß es nicht zweckmäßig ist, selektiv einen dieser Werte zu erzeugen, wie dies für eine einzige Leitungsschnittstellenschaltung wünschenswert ist, die in einer Vielzahl von Anwendungsfällen verwendbar ist. Zusätzlich werden diese Bauteile allgemein zwischen Einund Ausgängen von Verstärkern angeschaltet, so daß sie bezüglich Erde schwimmend ausgebildet sein müssen, was die Schaltungsauslegung schwieriger macht als bei Schaltungen, bei denen ein Anschluß der Bauteile geerdet ist. Weiterhin wird die Programmierbarkeit zur Erzeugung verschiedener Impedanzen unter Verwendung einer Anzahl von Bezugskomponenten und Multiplizierer erzielt, mit dem Ergebnis, daß alle Bezugskomponenten einander in ihren Wert nachfolgen müssen.
Obwohl eine einzige Konstruktion einer Leitungsschnittstellenschaltung zur Verwendung mit irgendeiner einer Vielzahl von Leitungen, die stark voneinander abweichende Abschlußimpedanzen erfordern, wünschenswert ist, ermöglicht der bekannte Stand der Technik dies nicht in einer praktikablen Weise.
Ein Ziel der Erfindung besteht in der Schaffung eines verbesserten Impedanzgenerators, der besonders zur Verwendung in einer eine aktive Impedanz aufweisenden Leitungsschnittstellenschaltung für eine Femmeldeleitung geeignet ist und der die gerätemäßige Ausführung in Form einer integrierten Schaltung erleichtert.

Offenbarung der Erfindung

Gemäß einem Grundgedanken der Erfindung wird ein Impedanzgenerator geschaffen, der folgende Teile umfaßt: Einrichtungen zur Ausbildung einer Differenz zwischen einer von einem Multiplizierer multiplizierten Eingangsspannung und einer hochpaßgefilterten Version der Differenz, die von einem anderen Multiplizierer multipliziert wird; und Einrichtungen zur Kombination der von einem weiteren Multiplizierer multiplizierten Eingangsspannung mit einer tiefpaßgefilterten Version der Differenz zur Erzeugung einer Ausgangsspannung.
Bei einer Ausführungsform der Erfindung, die weiter unten beschrieben wird, umfaßt die Einrichtung zur Bildung einer Differenz Einrichtungen zur Addition der von dem weiteren Multiplizierer multiplizierten Eingangsspannung mit der hochpaßgefilterten Version der von dem anderen Multiplizierer multiplizierten Differenz. Bei einer anderen Ausführungsform umfaßt die Kombinationseinrichtung Summiereinrichtungen oder Subtrahiereinrichtungen zur Addition bzw. Subtraktion der tiefpaßgefilterten Version der Differenz zu der bzw. von der von dem weiteren Multiplizierer multiplizierten Eingangsspannung.
Bei jeder Ausführungsform umfaßt jeder Multiplizierer vorzugsweise ein Verstärkungselement mit gesteuerter Verstärkung, wodurch die erzeugte Impedanz sehr einfach in einer gewünschten Weise geändert oder programmiert werden kann. Jedes Verstärkungselement kann zweckmäßigerweise einen Verstärker oder ein Dämpfungselement mit geschalteten Widerständen umfassen, die die Verstärkung des Verstärkers oder der Dämpfungseinrichtung bestimmen.
Um die gewünschte Filterung mit lediglich einem einzigen Filter mit einfacher Konstruktion zu erzielen, umfaßt die Einrichtung zur Bildung einer Differenz vorzugsweise Einrichtungen zur Tiefpaßfilterung der Differenz zur Erzeugung der tiefpaßgefilterten Version der Differenz und Einrichtungen zur Subtraktion der tiefpaßgefilterten Version der Differenz von der Differenz zur Erzeugung der hochpaßgefilterten Version der Differenz. Die Einrichtungen zur Tiefpaßfilterung können zweckmäßigerweise einen Serienwiderstand, gefolgt von einer Nebenschlußkapazität und einen Pufferverstärker umfassen, dessen Eingang mit einem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand und der Kapazität verbunden ist.
Gemäß einem weiteren Grundgedanken ergibt die vorliegende Erfindung einen Impedanzgenerator, der folgende Teile umfaßt: erste, zweite und dritte Multipliziereinrichtungen, die jeweils einen Eingang und einen Ausgang aufweisen, wobei der Eingang jeder der ersten und zweiten Multipliziereinrichtungen mit einem Eingang des Impedanzgenerators verbunden ist, Summiereinrichtungen, die einen ersten, mit dem Ausgang der ersten Multipliziereinrichtung verbundenen Eingang, einen zweiten Eingang und einen Ausgang aufweisen, der einen Ausgang des Impedanzgenerators bildet, Subtrahiereinrichtungen, die zwei jeweils mit den Ausgängen der zweiten und dritten Multiplizierer verbundene Eingänge und einen Ausgang aufweisen, und Filtereinrichtungen, die einen mit dem Ausgang der Subtrahiereinrichtungen gekoppelten Eingang, einen Hochpaßfilterausgang, der mit dem Eingang der dritten Multipliziereinrichtung verbunden ist, und einen Tiefpaßfilterausgang aufweisen, der mit dem zweiten Eingang der Summiereinrichtungen verbunden ist.
Vorzugsweise umfaßt jede der Multipliziereinrichtungen ein Verstärkungselement mit gesteuerter Verstärkung. Die Subtrahiereinrichtung kann einen dritten, mit dem Ausgang der ersten Multipliziereinrichtung verbundenen Eingang zur Summierung des Ausganges der ersten Multipliziereinrichtung mit dem Ausgang der dritten Multipliziereinrichung aufweisen. In wünschenswerter Weise umfaßt die Filtereinrichtung ein Tiefpaßfilter mit einem mit dem Eingang der Filtereinrichtung verbundenen Eingang und einem den Tiefpaßfilterausgang bildenden Ausgang sowie Subtrahiereinrichtungen, die zwei Eingänge, die jeweils mit dem Eingang der Filtereinrichtungen und dem Tiefpaßfilterausgang verbunden sind, und einen Ausgang aufweisen, der den Hochpaßfilter-Ausgang bildet. Es sei bemerkt, daß die Filtereinrichtung stattdessen ein Hochpaßfilter umfassen könnte, dessen Ausgang von seinem Eingang subtrahiert wird, um den Tiefpaßfilterausgang zu erzeugen. Die Filtereinrichtung könnte alternativ getrennte Tiefpaß und Hochpaßfilterabschnitte aufweisen.
Die Erfindung ergibt weiterhin ein Verfahren zur Erzeugung einer Impedanz, das die folgenden Schritte umfaßt: Formung einer Differenz zwischen einer von einem Multiplizierer multiplizierten Eingangsspannung und einer hochpaßgefilterten Version der von einem anderen Multiplizierer multiplizierten Differenz, und Kombination der von einem weiteren Multiplizierer multiplizierten Eingangsspannung mit einer tiefpaßgefilterten Version der Differenz zur Erzeugung einer Ausgangsspannung.
Um die erzeugte Impedanz steuerbar oder programmierbar zu machen, schließt das Verfahren vorzugsweise den Schritt der Steuerung der Multiplizierer ein. Weiterhin umfaßt der Schritt der Formung einer Differenz vorzugsweise weiterhin die Tiefpaßfilterung der Differenz zur Erzeugung der tiefpaßgefilterten Version der Differenz und die Subtraktion der tiefpaßgefilterten Version der Differenz von der Differenz, um die hochpaßgefilterte Version der Differenz zu erzeugen.
Bei einer Ausführungsform des Verfahrens umfaßt der Schritt der Bildung einer Differenz die Addition der von dem weiteren Multiplizierer multiplizierten Eingangsspannung zu der hochpaßgefilterten Version der von dem anderen Multiplizierer multiplizierten Differenz.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die Erfindung wird aus der folgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen weiter verständlich, in denen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild ist, das eine bekannte Anordnung einer eine aktive Impedanz aufweisenden Telefon-Leitungsschnittstellenschaltung zeigt,
Fig. 2 ein Schaltbild ist, das einen Impedanzgenerator gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt,
Fig. 3 ein Schaltbild ist, das eine mögliche Form eines programmierbaren Verstärkungselementes zeigt, wie es in dem Impedanzgenerator verwendet wird,
Fig. 4 u. 5 Bode-Diagramme sind, die alternative Charakteristiken des Impedanzgenerators nach Fig. 2 zeigen, und
Fig. 6 ein Schaltbild ist, das einen Impedanzgenerator gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung zeigt.

Ausführungsformen der Erfindung

In Fig. 1 ist ein Blockschaltbild gezeigt, das die Bauteile einer eine aktive Impedanz aufweisenden Telefon-Leitungsschnittstellenschaltung zeigt, die typischerweise Teil eines Telefon- Zentralamtes oder CO bildet. Diese Bauteile umfassen eine Leitungstreiberschaltung 10, eine Meßschaltung 12, über die die Leitungstreiberschaltung 10 mit der a-Ader T und der b-Ader R einer Telefonleitung gekoppelt ist, einen Impedanzgenerator 14 und eine Summierschaltung 16. Die Meßschaltung 12 erzeugt ein Signal tx auf einem Sendepfad zu dem Zentralamt und liefert dieses Signal an den Impedanzgenerator 14, dessen Ausgang von der Summierschaltung 16 mit einem Signal Rx auf dem Empfangspfad von dem Zentralamt summiert wird, wobei das Ergebnis über die Leitungstreiberschaltung 10 und die Meßschaltung 12 den a- und b-Adern der Leitung zugeführt wird. Die Rückführung über den Impedanzgenerator 14 modifiziert das an den a- und b-Adern erscheinende Signal, um die Telefonleitung mit einer gewünschten Abschlußimpedanz zu versehen.
Die Leitungstreiberschaltung 10 und die Meßschaltung 12 können von bekannter Form sein, und die Anordnung kann beispielsweise so sein, wie sie in dem bereits genannten US-Patent 4 764 956 beschrieben ist, wobei der Impedanzgenerator 14 das Wechselspannungsnetzwerk 78 dieses Patentes bildet und hauptsächlich die Impedanz bestimmt, die die Leitungsschnittstellenschaltung der Telefonleitung bietet. Diese Schaltungen weisen jedoch in wünschenswerter Weise die Form auf, wie sie in den US-Patentanmeldungen 868 893 mit dem Titel 'Telephone Line Interface Circuit With Voltage Control' und 868 941 mit dem Titel 'Wideband Telephone Line Interface Circuit' beschrieben ist, die beide am 16. April 1992 eingereicht wurden.
Die Leitungstreiberschaltung 10 arbeitet in üblicher Weise, um die a- und b-Adern T und R in symmetrischer Weise mit dem Empfangspfad-Signal Rx anzusteuern und um wahlweise die Gleichspannungsspeisung an die Telefonleitung zu liefern. Die Meßschaltung 12, die beispielsweise ein bekanntes Widerstandsnetzwerk einschließen kann, das mit Speisewiderständen in Serie mit den a- und b-Adern gekoppelt ist, arbeitet ebenfalls in bekannter Weise.
Die Meßschaltung 12 kann als Rückführungssignal an den Impedanzgenerator 14 ein Signal erzeugen, das entweder den Schleifenstrom IL, der differentiell in den a- und b-Adern fließt, oder die Spannung Vtr zwischen den a- und b-Adern darstellt. Wenn die Meßschaltung 12 ein den Schleifenstrom IL darstellendes Signal erzeugt, so muß der Impedanzgenerator 14 an seinem Ausgang eine Spannung VO erzeugen, die durch die Gleichung Vo = ILxZg bestimmt ist, worin Zg die Übertragungsfunktion des Impedanzgenerators ist und die Charakteristiken der gewünschten Leitungsabschlußimpedanz aufweist. Diese Spannung führt bei ihrer Rückführung an die Leitungstreiberschaltung 10 und bei Zuführung an die a- und b-Adern mit der richtigen Phase zu einer Abschlußimpedanz Z = Vo/IL = Zg. Wenn alternativ die Meßschaltung 12 ein die Spannung Vtr darstellendes Signal erzeugt, so muß der Impedanzgenerator 14 an seinem Ausgang einen Strom 10 erzeugen, der durch die Gleichung 10 = Vtr/Zg bestimmt ist, und in diesem Fall ist 1/Zg die Übertragungsfunktion des Impedanzgenerators. Wenn dieser Strom über die Leitungstreiberschaltung 10 an die a- und b-Adern zurückgespeist wird, so führt er zu einer Abschlußimpedanz Z = Vtr/Io = Zg.
Damit muß für einen vielseitigen Betrieb in willkürlichen Situationen der Impedanzgenerator 14 selektiv entweder die gewünschte Abschlußimpedanz selbst oder den inversen Wert dieser Impedanz erzeugen. In der Praxis können bekannte Skaliertechniken verwendet werden, damit die zu erzeugenden Impedanzen unter Verwendung von Bauteilen mit günstigen Werten, beispielsweise kleinen Kapazitäten und großen Widerständen erzielt werden können, um eine niedrige Verlustleistung, ein optimales Rauschverhalten oder einen optimalen dynamischen Bereich und eine Integration des Impedanzgenerators zusammen mit anderen Bauteilen, wie z.B. mit einen Codierer-/Decodierer und einer Steuerschaltung, in einer integrierten Schaltung zu erleichtern.
Unter Verwendung derartiger bekannter Skaliertechniken besteht, wenn das Ausgangssignal der Meßschaltung 12 ein den Schleifenstrom IL darstellender Strom ist, die Funktion des Impedanzgenerators 14 darin, diesen Strom einer in geeigneten Weise skalierten Nachbildung der gewünschten Leitungsabschlußimpedanz zuzuführen, und die resultierende Ausgangsspannung Spannungstreibern zuzuführen, um dem Strom in den a- und b-Adern entgegenzuwirken, was zu der gewünschten Abschlußimpedanz führt. Wenn umgekehrt das Ausgangssignal der Meßschaltung 12 eine die Spannung Vtr darstellende Spannung ist, so besteht die Funktion des Impedanzgenerators 14 darin, diese Spannung einer in geeigneter Weise skalierten Nachbildung des inversen Wertes der gewünschten Leitungsabschlußimpedanz zuzuführen und den resultierenden Ausgangsstrom in den a- und b-Adern fließen zu lassen, was wiederum zu der gewünschten Abschlußimpedanz führt.
Fig. 2 zeigt einen Impedanzgenerator gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, der in zweckmäßiger Weise verwendet werden kann, um den Impedanzgenerator 14 zu bilden.
Bei Betrachtung der Fig. 2 ist zu erkennen, daß der in dieser Figur gezeigte Impedanzgenerator einen Eingang für eine Eingangsspannung Vin und einen Ausgang aufweist, an dem er eine Ausgangsspannung Vo erzeugt, und drei Verstärkungselemente 22, 24 und 26, drei Summierschaltungen 28, 30 und 32, einen eine feste Verstärkung aufweisenden Puffer 34, einen Serienwiderstand 36 mit einem Widerstandswert R und einen Nebenschlußkondensator 38 mit einer Kapazität C umfaßt. Die Verstärkungselemente 22, 24 und 26 weisen Verstärkungen von k1, k2 bzw. k3 auf, wobei jede dieser Verstärkungen größer als Eins (Verstärkung) oder kleiner als Eins (Dämpfung) sein kann. Der hier verwendete Ausdruck 'Verstärkungselement' soll somit sowohl Verstärker als auch Dämpfungselemente einschließen. In der folgenden Beschreibung wird aus Gründen einer einfachen Berechnung angenommen, daß der Puffer 34 eine Verstärkung von Eins aufweist, doch muß dies nicht notwendigerweise der Fall sein.
Als Beispiel kann jedes der Elemente 22, 24 und 26 zweckmäßigerweise ein programmierbares Verstärkungslement sein, das die Form der Dämpfungsschaltung nach Fig. 3 aufweist, die einen Puffer 40, eine Vielzahl von in Serie geschalteten Widerständen 46, die einen Potentialteiler zwischen dem Eingang des Verstärkungselementes und Erde bilden, und Schalter 48 umfaßt, die jeweils zwischen einer jeweiligen Anzapfung des Potentialteilers und dem Eingang des Puffers 40 angeschaltet sind. Die Schalter 48 werden beispielsweise durch digitale Steuersignale gesteuert, die von dem Zentralamt CO geliefert werden, um die Dämpfung der Schaltung zu bestimmen. Auf diese Weise können die Parameter k1, k2 und k3 wie gewünscht in programmierbarer Weise gesteuert werden. Die Dämpfung der Verstärkungselemente kann durch eine Verstärkung der Spannung Vin kompensiert werden.
Alternativ können die Verstärkungselemente durch Verstärkerschaltungen gebildet sein, die geschaltete Widerstände aufweisen, um programmierbare Verstärkungen zu erzielen.
Wie dies in Fig. 2 gezeigt ist, wird jedem der Verstärkungselemente 22 und 24 die Eingangsspannung Vin zugeführt, und dem Verstärkungselement 26 wird eine Spannung Vc geliefert, die durch den Ausgang der Summierschaltung 30 gebildet ist. Die Summierschaltung 28 ist so angeordnet, daß sie die Ausgänge der Verstärkungselemente 22 und 26 addiert und den Ausgang des Verstärkungselementes 24 subtrahiert, um eine Spannung Va zu erzeugen, die dem Eingang des Puffers 34 über den Widerstand 36 zugeführt wird. Der Eingang des Puffers 34 ist weiterhin über den Kondensator 38 mit Erde gekoppelt, und der Puffer erzeugt an seinem Ausgang eine Spannung Vb. Die Summierschaltung 30 ist so angeordnet, daß sie die Spannung Va von der Spannung Vb subtrahiert, um die Spannung Vc zu erzeugen, und die Summierschaltung 32 ist so angeordnet, daß sie die Spannung Vb von dem Ausgang des Verstärkungselementes 22 subtrahiert, um die Ausgangsspannung Vo zu erzeugen.
Die Ausgangsspannung Vb des Puffers 34 ergibt sich aus der Gleichung Vb = Va x Pf, worin Pf die Tiefpaßfunktion 1/(RCs + 1) und s eine komplexe Komponente gleich j2πf für ein sinusförmiges Signal mit der Frequenz f darstellt. Weil Vc = Vb-Va ist, und Va = Vin(k1-k2)+k3 Vc ist, kann festgestellt werden, daß Va = Vin (k1-k2)/(1+k3-k3 Pf) ist. Die Ausgangsspannung Vo ergibt sich aus der Gleichung Vo = k1 Vin-Vb = k1 Vin-Va Pf, und wenn Va und Pf eingesetzt werden und die Gleichung umgestellt wird, so ergibt sich die Übertragungsfunktion des Impedanzgenerators, die durch die folgende Gleichung ausgedrückt ist: Vo = k2 Vin{1-(k1/k2)(1+k3)RCs}/{1+(1-k3)RCs}.
Es ist zu erkennen, daß diese Übertragungsfunktion die Form eines Frequenzganges erster Ordnung mit einem Pol und einer einzigen Null bei einer Polfrequenz fp und einer Null-Fequenz fz, die durch die Gleichungen 1/fp = (1+k3)RC und 1/fz = (k1/k2)(1+K3)RC gegeben sind, eine Gleichstromverstärkung von k2 und eine Verstärkung bei hohen Frequenzen von k1 aufweist. Aus den Gleichungen für fp und fz ist zu erkennen, daß fz = (k2/k1) fp ist.
Somit können die Parameter k1, k2 und k3 unter digital programmierbarer Steuerung in der vorstehend beschriebenen Weise so eingestellt werden, daß jeweils und unabhängig die Hochfrequenzverstärkung, die Gleichstromverstärkung und die Polfrequenz fp des Impedanzgenerators bestimmt werden. Der Übergang zwischen der Gleichstromverstärkung und der Hochfrequenzverstärkung erfolgt mit einer Rate von 20 dB pro Dekade (Frequenzgang erster Ordnung), bezogen auf die Polfrequenz fp. Die Abschlußimpedanz, die der Telefonleitung unter Verwendung des Impedanzgenerators in der Anordnung nach Fig. 1 dargeboten wird, ist kapazitiv, wenn k2 > k1 ist, induktiv, wenn k2 < k1 ist, und ausschließlich eine Ohm'sche Impedanz, wie dies für Telefonanwendungen häufig erwünscht ist, wenn k1 = k2 ist.
Die Figuren 4 und 5 zeigen in Form von Bode-Diagrammen der Verstärkung gegenüber der Frequenz alternative Übertragungsfunktionen des Impedanzgenerators nach Fig. 2 in Abhängigkeit von den relativen Werten der Parameter k1 und k2, wobei der gleiche Wert von k3 und damit die gleiche Polfrequenz fp angenommen wird. Die Übertragungsfunktion nach Fig. 4 entspricht der Schaffung einer kapazitiven Leitungsabschlußimpedanz, die durch einen Widerstand Rs in Serie mit der Parallelkombination einer Kapazität und eines weiteren Widerstandes Rp gebildet ist. In diesem Fall ist k1 < k2, so daß fz > fp ist. Umgekehrt entspricht die Übertragungsfunktion nach Fig. 5 der Schaffung einer induktiven Leitungsabschlußimpedanz, die durch einen Widerstand Rs in Serie mit einer Parallelkombination einer Induktivität und eines weiteren Widerstandes Rp gebildet ist. In diesem Fall ist k1 > k2, so daß fz < fp ist. In jedem Fall erfolgt die Verstärkungsänderung zwischen den Frequenzen fz und fp mit einer Rate von 20 dB pro Dekade. Es ist zu erkennen, daß, wenn k1 = k2 ist, fz = fp ist, so daß die Übertragungsfunktion eben ist, d.h. die Verstärkung ist bei sich ändernder Frequenz konstant, was einer rein Ohm'schen Leitungsabschlußimpedanz entspricht.
Fig. 6 zeigt unter Verwendung der gleichen Bezeichnungen wie im vorstehenden eine alternative Ausführungsform des Impedanzgenerators, bei dem die Schaltung gleich der nach Fig. 2 ist, mit der Ausnahme, daß der Ausgang von dem Verstärkungselement 22 an einen Eingang der Summierschaltung 28 fortgelassen ist. Dies hat den Vorteil, daß die Summierschaltung 28 lediglich zwei Eingänge aufweist und entsprechend in einer integrierten Schaltung einfacher auszulegen und einzufügen ist.
In der Schaltung nach Fig. 6 ergibt sich die Ausgangsspannung Vb des Puffers 34 wiederum aus Vb = Va x Pf, worin Pf = 1/(RCs+1) ist, und es ist wiederum Vc = Vb-Va. In der Schaltung nach Fig. 6 ist Va = k3 Vc-k2 Vin, woraus sich Va = -k2 Vin/(1+k3-k3 Pf) ergibt. Die Ausgangsspannung Vo ist wiederum Vo = k1 Vin - Vb = k1 Vin - Va Pf, und ein Einsetzen von Va und Pf und ein Umstellen ergibt die Übertragungsfunktion der Impedanzgeneratorschaltung nach Fig. 6, die gleich Vo = (k1+k2) Vin{1+[k1/(k1+k2)] (1-k3) RCs}/{1+(1+k3)RCs} ist.
Diese Übertragungsfunktion weist wiederum die Form eines Frequenzganges erster Ordnung mit einem Pol und einer Nullstelle mit einer Polfrequenz fp und einer Null-Frequenz fc, die durch die Gleichungen 1/fp = (1+k3) RC und 1/fz =[k1/(k1+k2)] (1-k3) Rc gegeben sind, eine Gleichstromverstärkung von k1+k2 und eine Verstärkung bei hohen Frequenzen von k1 auf. Aus den Gleichungen für fp und fz ist zu erkennen, daß fz = ((k1+k2)/k1) fp ist.
Die Schaltung nach Fig. 6 kann leichter zu programmieren sein, als die nach Fig. 2, weil sich bei der Schaltung nach Fig. 6 eine direkte Entsprechung zwischen den Verstärkungen k1 und k2 und den Widerständen der Leitungsabschlußimpedanz ergibt. Genauer gesagt ist der Serienwiderstand Rs, der vorstehend genannt wurde, direkt proportional zu k1, und der vorstehend genannte Parallelwiderstand Rp ist direkt proportional zu k2. Zusätzlich wird die unter Verwendung der Schaltung nach Fig. 6 erzeugte Leitungsabschlußimpedanz ausschließlich ohmisch, wenn k2 = 0 ist, so daß ein ausschließlich Ohm'scher Abschluß in genauer Weise dadurch zu erzielen ist, daß der Eingangsspannungspfad an die Summierschaltung 28 über das Verstärkungselement 24 geöffnet wird.
Die Schaltung nach Fig. 6 ist für einen Wechsel zwischen der kapazitiven Abschlußimpedanz, die durch die Übertragungsfunktion nach Fig. 4 dargestellt ist, und der induktiven Abschlußimpedanz, die durch die Übertragungsfunktion nach Fig. 5 dargestellt ist, weniger bequem als die Schaltung nach Fig. 2. Wie dies weiter oben beschrieben wurde, erzeugt die Schaltung nach Fig. 6 den kapazitiven Abschlußimpedanz-Frequenzgang nach Fig. 4, weil die Gleichstromverstärkung von k1 + k2 größer als die Hochfrequenzverstärkung von k1 für positive Werte von k2 ist, so daß der Impedanzgenerator in der Anordnung nach Fig. 1 bei Gleichstrom eine größere Rückführung ergibt, als bei hohen Frequenzen. Ein induktiver Abschluß impedanz-Frequenzgang gemäß Fig. 5 kann dadurch erzeugt werden, daß die Spannung Vb auf einen additiven Eingang (+) der Summierschaltung 32 geschaltet wird, anstatt sie einem Subtraktionseingang (-) zuzuführen, wie dies in Fig. 6 gezeigt und im vorstehenden beschrieben wurde. Alternativ kann das gleiche Ergebnis dadurch erzielt werden, daß das Verstärkungselement 24 umgeschaltet wird, um eine Verstärkung von -k2 zu liefern, wobei das Minuszeichen eine Invertierung darstellt, anstatt daß eine Verstärkung von k2 ohne Invertierung verwendet wird, wie dies gezeigt und im vorstehenden beschrieben wurde.
Es ist aus der vorstehenden Beschreibung zu erkennen, daß bei jeder der Schaltungen nach Fig. 2 und 6 die Spannung Vb eine veränderliche tiefpaßgefilterte Version der Spannung Va ist, die durch einen Tiefpaßfilterung unter Verwendung der Bauteile 36 und 38 und durch Puffern in dem Puffer 34 erzeugt wird, und diese Spannung Vb wird in der Summierschaltung 30 von der Spannung Va subtrahiert, um die Spannung Vc zu erzeugen, die entsprechend eine Hochpaßversion der Spannung Va darstellt. Es ist daher zu erkennen, daß die Spannung Vc stattdessen durch eine veränderliche Hochpaßfilterung der Spannung Va erzeugt werden könnte, und als weitere Option könnte die Spannung Vb stattdessen durch Subtraktion einer derartigen veränderlichen hochpaßgefilterten Spannung Vc von der Spannung Va erzeugt werden. Dies ist jedoch weniger wünschenswert als die gezeigte und vorstehend beschriebene Tiefpaßfilteranordnung, und zwar im Hinblick auf Erwägungen wie z.B. das Rauschen bei Verstärkungselementen bei hohen Frequenzen und die einfachere Verfügbarkeit von Kondensatoren als von Induktivitäten, die für eine Hochpaßfilterung erforderlich sein würden.
Bei Betrachtung in dieser Weise und unter der Betrachtung der Verstärkungselemente als Multiplizierer subtrahiert die Summierschaltung 28 die von k2 multiplizierte Eingangsspannung Vin von einer hochpaßgefilterten Version ihres mit k3 multiplizierten Ausganges und addiert wahlweise (im Fall der Fig. 2) die mit k1 multiplizierte Eingangsspannung Vin. Die Summierschaltung 32 subtrahiert (oder addiert wahlweise im Fall der Fig. 6) eine tiefpaßgefilterte Version des Ausganges der Summierschaltung 28 von (zu) der mit k1 multiplizierten Eingangsspannung Vin, um die Ausgangsspannung Vo zu erzeugen.
Es ist weiterhin zu erkennen, daß Filter höherer Ordnung als die Filter erster Ordnung, die vorstehend beschrieben wurden, verwendet werden können, wobei sich eine entsprechende Erhöhung der Ordnung der resultierenden erzeugten Impedanzcharakteristik ergibt.
Obwohl spezielle Ausführungsformen der Erfindung ausführlich beschrieben wurden, ist zu erkennen, daß vielfältige Modifikationen, Abänderungen und Anpassungen durchgeführt werden können.

Claims

1. Impedanzgenerator mit:

- einer Einrichtung (28) zur Bildung einer Differenz (Va) zwischen einer in einem Multiplizierer (k2) multiplizierten Eingangsspannung (Vin) und einer von einem anderen Multiplizierer (k3) multiplizierten hochpaßgefilterten Version (Vc) Differenz, und

- eine Einrichtung zur Kombination (32) der von einem weiteren Multiplizierer (k1) multiplizierten Eingangsspannung (Vin) mit einer tiefpaßgefilterten Version (Vb) der Differenz zur Erzeugung einer Ausgangsspannung (Vo).

2. Impedanzgenerator nach Anspruch 1, bei dem die Einrichtung (28) zur Bildung einer Differenz (Va), eine Einrichtung zur Tiefpaßfilterung der Differenz zur Erzeugung der tiefpaßgefilterten Version (Vb) der Differenz und eine Einrichtung (30) zur Subtraktion der tiefpaßgefilterten Version (Vb) der Differenz von der Differenz (Va) zur Erzeugung der hochpaßgefilterten Version (Vc) der Differenz umfaßt.

3. Impedanzgenerator nach Anspruch 2, bei dem die Einrichtung zur Tiefpaßfilterung einen Serienwiderstand (R), gefolgt von einer Nebenschlußkapazität (C) und einen Pufferverstärker (34) mit einem Eingang umfaßt, der mit einem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand (R) und der Kapazität (C) verbunden ist.

4. Impedanzgenerator nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei dem die Einrichtung (28) zur Bildung einer Differenz Einrichtungen zur Addition der von dem weiteren Multiplizierer (k1) multiplizierten Eingangsspannung (Vin) zur hochpaßgefilterten Version (Vc) der von dem anderen Multiplizierer (k3) multiplizierten Differenz umfaßt.

5. Impedanzgenerator nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei dem die Kombinationseinrichtung (32) eine Summiereinrichtung zum Addieren der tiefpaßgefilterten Version (Vb) der Differenz zu der in dem weiteren Multiplizierer (k1) multiplizierten Eingangsspannung (Vin) umfaßt.

6. Impedanzgenerator nach einem der Ansprüche 1 - 4, bei dem die Kombinationseinrichtung (32) Subtrahiereinrichtungen zur Subtraktion der tiefpaßgefilterten Version (Vb) der Differenz von der in dem weiteren Multiplizierer (k1) multiplizierten Eingangsspannung umfaßt.

7. Impedanzgenerator nach einem der Ansprüche 1 - 6, bei dem jeder Multiplizierer (k1, k2, k3) ein Verstärkungselement mit einer gesteuerten Verstärkung umfaßt.

8. Impedanzgenerator mit:

- ersten, zweiten und dritten Multipliziereinrichtungen (k1, k2, k3), die jeweils einen Eingang und einen Ausgang aufweisen, wobei der Eingang jeder der ersten und zweiten Multipliziereinrichtungen (k1, k2) mit einem Eingang des Impedanzgenerators verbunden ist,

- einer Summiereinrichtung (32), die einen ersten mit dem Ausgang der ersten Multipliziereinrichtung (k1) verbundenen Eingang, einen zweiten Eingang und einen Ausgang aufweist, der einen Ausgang des Impedanzgenerators bildet,

- einer Subtrahiereinrichtung (28) mit zwei Eingängen, die jeweils mit den Ausgängen der zweiten und dritten Multiplizierer (k2, k3) verbunden sind, und mit einem Ausgang, und

- einer Filtereinrichtung, die einen mit dem Ausgang der Subtrahiereinrichtung (28) verbundenen Eingang, einen mit dem Eingang der dritten Multipliziereinrichtung (k3) verbundenen Hochpaßfilterausgang und einen mit dem zweiten Eingang der Summiereinrichtung (32) verbundenen Tiefpaßfilterausgang aufweist.

9. Impedanzgenerator nach Anspruch 8, bei dem die Subtrahiereinrichtung (28) einen dritten, mit dem Ausgang der ersten Multipliziereinrichtung (k1) verbundenen Eingang zur Summierung des Ausganges der ersten Multipliziereinrichtung (k1) mit dem Ausgang der dritten Multipliziereinrichtung (k3) aufweist.

10. Impedanzgenerator nach Anspruch 8 oder 9, bei dem die Filtereinrichtung ein Tiefpaßfilter (RC) mit einem den Eingang der Filtereinrichtung bildenden Eingang und einem den Ausgang des Tiefpaßfilters bildenden Ausgang und eine Subtrahiereinrichtung (30) umfaßt, die zwei jeweils mit dem Eingang der Filtereinrichtung und dem Tiefpaßfilterausgang verbundene Eingänge und einen Ausgang aufweist, der den Tiefpaßfilterausgang bildet.

11. Impedanzgenerator nach Anspruch 8, 9 oder 10, bei dem jede Multipliziereinrichtung (k1, k2, k3) ein Verstärkungselement mit gesteuerter Verstärkung umfaßt.

12. Verfahren zur Erzeugung einer Impedanz, mit den folgenden Schritten:

- Bildung einer Differenz (Va) zwischen einer in einem Multiplizierer (k2) multiplizierten Eingangsspannung (Vin) und einer in einem anderen Multiplizierer (k3) multiplizierten hochpaßgefilterten Version (Vc) der Differenz, und

- Kombination der in einem weiteren Multiplizierer (k1) multiplizierten Eingangsspannung (Vin) mit einer tiefpaßgefilterten Version (Vb) der Differenz zur Erzeugung einer Ausgangsspannung (Vo).

13. Verfahren nach Anspruch 12, bei dem der Schritt der Bildung einer Differenz (Va) die Addition der in dem weiteren Multiplizierer (k1) multiplizierten Eingangsspannung (Vin) zu der in dem anderen Multiplizierer (k3) multiplizierten hochpaßgefilterten Version (Vc) der Differenz umfaßt.

14. Verfahren nach Anspruch 12 oder 13, bei dem der Schritt der Formung einer Differenz (Va) die Tiefpaßfilterung der Differenz zur Erzeugung der tiefpaßgefilterten Version (Vb) der Differenz und Subtrahieren (30) der tiefpaßgefilterten Version (Vb) der Differenz von der Differenz (Va) umfaßt, um die hochpaßgefilterte Version (Vc) der Differenz zu erzeugen.

15. Verfahren nach Anspruch 12, 13 oder 14, das den Schritt der Steuerung der Multiplizierer (k1, k2, k3) einschließt.