JP3447060B2 - エコー消去を改善した信号増幅システム - Google Patents
エコー消去を改善した信号増幅システムInfo
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
- H04R25/00—Deaf-aid sets, i.e. electro-acoustic or electro-mechanical hearing aids; Electric tinnitus maskers providing an auditory perception
- H04R25/45—Prevention of acoustic reaction, i.e. acoustic oscillatory feedback
- H04R25/453—Prevention of acoustic reaction, i.e. acoustic oscillatory feedback electronically
-
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
- H04R25/00—Deaf-aid sets, i.e. electro-acoustic or electro-mechanical hearing aids; Electric tinnitus maskers providing an auditory perception
- H04R25/50—Customised settings for obtaining desired overall acoustical characteristics
- H04R25/502—Customised settings for obtaining desired overall acoustical characteristics using analog signal processing
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、ピック−アップ素子と、再生素子と、ピッ
ク−アップ素子から到来する入力信号から再生素子用の
出力信号を取出すための信号処理システムとを具え、該
信号処理システムが、前記出力信号を表わす信号から補
償信号を取出すための適応フィルタ、前記補償信号と前
記入力信号を表わす信号とから差信号を求めるための減
算手段及び前記差信号から前記出力信号を取出すための
手段を含むエコーキャンセラを具えている信号増幅シス
テムに関するものである。
ク−アップ素子から到来する入力信号から再生素子用の
出力信号を取出すための信号処理システムとを具え、該
信号処理システムが、前記出力信号を表わす信号から補
償信号を取出すための適応フィルタ、前記補償信号と前
記入力信号を表わす信号とから差信号を求めるための減
算手段及び前記差信号から前記出力信号を取出すための
手段を含むエコーキャンセラを具えている信号増幅シス
テムに関するものである。
本発明は斯種の信号増幅システムに使用すべき信号処
理システムにも関するものである。
理システムにも関するものである。
冒頭にて述べたような信号増幅システムは米国特許第
5,091,952号から既知である。
5,091,952号から既知である。
信号増幅システムは、例えば会議電話システム、ホー
ル内又は屋外での音声増幅システム及び補聴器に用いら
れる。これらのシステムでは、例えばマイクロホン又は
電気ギターの如きピック−アップ素子により発生された
信号を増幅器により所望レベルに増幅する。次いで、斯
くして増幅した信号を、例えばスピーカの如き再生素子
に供給する。
ル内又は屋外での音声増幅システム及び補聴器に用いら
れる。これらのシステムでは、例えばマイクロホン又は
電気ギターの如きピック−アップ素子により発生された
信号を増幅器により所望レベルに増幅する。次いで、斯
くして増幅した信号を、例えばスピーカの如き再生素子
に供給する。
これらのシステムでは、再生素子により発生された信
号は減衰されるか、又は減衰されずにピック−アップ素
子に至る。こうして得られる帰還系は状況次第で不安定
となり得る。或る所定の周波数に対するループ利得が１
以上か、又は１に等しくなる場合には、システムが斯か
る周波数にて発振し始める。オーディオシステムでは、
このような発振現象を音響帰還と称している。
号は減衰されるか、又は減衰されずにピック−アップ素
子に至る。こうして得られる帰還系は状況次第で不安定
となり得る。或る所定の周波数に対するループ利得が１
以上か、又は１に等しくなる場合には、システムが斯か
る周波数にて発振し始める。オーディオシステムでは、
このような発振現象を音響帰還と称している。
斯かる不所望な発振をなくすためには、再生素子とピ
ック−アップ素子との間のリンクをできるだけ多く減ら
すようにするのが良い。しかし、実際にはこのようなこ
とが行えないことがよくある。ピック−アップ素子と再
生素子との間の増幅器の利得率を低減させることもでき
るが、こうすると所望な信号レベルを達成できなくな
る。
ック−アップ素子との間のリンクをできるだけ多く減ら
すようにするのが良い。しかし、実際にはこのようなこ
とが行えないことがよくある。ピック−アップ素子と再
生素子との間の増幅器の利得率を低減させることもでき
るが、こうすると所望な信号レベルを達成できなくな
る。
前記米国特許から既知の信号増幅システムでは、再生
素子とピック−アップ素子との間の（不所望な）伝送路
を模倣させるようにする適応フィルタを用いている。再
生素子の出力信号を表わす信号を斯かる適応フィルタに
供給することによって、ピック−アップ素子が再生素子
から受取る信号にほぼ等しい補償信号を得ることができ
る。減算器により入力信号を表わす信号から補償信号を
差引くことによって、不所望な帰還が除去される。
素子とピック−アップ素子との間の（不所望な）伝送路
を模倣させるようにする適応フィルタを用いている。再
生素子の出力信号を表わす信号を斯かる適応フィルタに
供給することによって、ピック−アップ素子が再生素子
から受取る信号にほぼ等しい補償信号を得ることができ
る。減算器により入力信号を表わす信号から補償信号を
差引くことによって、不所望な帰還が除去される。
エコーキャンセラの使用によって不所望な帰還路の影
響をかなり減らすことができるも、このような低減は特
殊な状況のもとではまだ不十分である。
響をかなり減らすことができるも、このような低減は特
殊な状況のもとではまだ不十分である。
本発明の目的は、不所望な帰還路の影響をより一層低
減させる冒頭にて述べたような信号増幅システムを提供
することにある。
減させる冒頭にて述べたような信号増幅システムを提供
することにある。
このために、本発明は信号増幅システムが前記入力信
号と前記出力信号との間の相関を低減させる時変脱相関
手段を具えていることを特徴とする。
号と前記出力信号との間の相関を低減させる時変脱相関
手段を具えていることを特徴とする。
入力信号と出力信号との間の相関を脱相関手段により
減らすことにより、信号増幅システムと不所望な帰還路
とにより形成されるループ利得が多少乱れることにな
る。この結果、帰還路の不所望な影響が従来の信号増幅
システムにおけるよりも良好に抑圧される。
減らすことにより、信号増幅システムと不所望な帰還路
とにより形成されるループ利得が多少乱れることにな
る。この結果、帰還路の不所望な影響が従来の信号増幅
システムにおけるよりも良好に抑圧される。
本発明の一実施例は、前記脱相関手段を、前記差信号
と前記出力信号との間の相関を低減するために配置した
ことを特徴とする。
と前記出力信号との間の相関を低減するために配置した
ことを特徴とする。
適応フィルタは差信号と、出力信号を表わす信号の最
新の値とに応答して、その伝達関数を適合させる。適応
フィルタは差信号と出力信号の最新値との間の相関をゼ
ロに低減させることを企てる。適応フィルタは特殊な手
段を講じなくても、入力信号をホワイト周波数スペクト
ルを有する出力信号に変換することにより斯様な効果を
達成することができる。実際上、ホワイト周波数スペク
トルを有する信号の自己相関関数は、ゼロの遅延帰還に
対して、ゼロにならなくなってしまう。これにより入力
信号が不所望にフィルタリングされることになる。
新の値とに応答して、その伝達関数を適合させる。適応
フィルタは差信号と出力信号の最新値との間の相関をゼ
ロに低減させることを企てる。適応フィルタは特殊な手
段を講じなくても、入力信号をホワイト周波数スペクト
ルを有する出力信号に変換することにより斯様な効果を
達成することができる。実際上、ホワイト周波数スペク
トルを有する信号の自己相関関数は、ゼロの遅延帰還に
対して、ゼロにならなくなってしまう。これにより入力
信号が不所望にフィルタリングされることになる。
差信号と出力信号との間の相関を低減させることによ
り、適応フィルタは、その伝達関数を不所望な帰還路の
伝達関数にほぼ等しくすることによって差信号と出力信
号の最新値との間の相関だけをゼロにすることができ
る。
り、適応フィルタは、その伝達関数を不所望な帰還路の
伝達関数にほぼ等しくすることによって差信号と出力信
号の最新値との間の相関だけをゼロにすることができ
る。
本発明の他の実施例は、前記適応フィルタが変換−領
域適応フィルタを具えていることを特徴とする。
域適応フィルタを具えていることを特徴とする。
変換−領域適応フィルタを用いることにより、通常強
度に相関付けられた信号に対するコンバージェンス特性
が著しく改善される。変換−領域適応フィルタとは、信
号をフィルタリング操作する前に先ず信号変換するフィ
ルタのことを意味する。こうした信号変換の例には、離
散的フーリエ変換、離散的余弦変換及び離散的ウォルッ
シュ アダマール変換がある。
度に相関付けられた信号に対するコンバージェンス特性
が著しく改善される。変換−領域適応フィルタとは、信
号をフィルタリング操作する前に先ず信号変換するフィ
ルタのことを意味する。こうした信号変換の例には、離
散的フーリエ変換、離散的余弦変換及び離散的ウォルッ
シュ アダマール変換がある。
本発明の他の実施例は、前記適応フィルタが前記再生
素子の入力信号を表わす信号から補償信号を取出すため
の時間−領域フィルタを具え、且つ前記変換−領域適応
フィルタを、前記時間−領域フィルタ用のフィルタパラ
メータを決定するために配置したことを特徴とする。
素子の入力信号を表わす信号から補償信号を取出すため
の時間−領域フィルタを具え、且つ前記変換−領域適応
フィルタを、前記時間−領域フィルタ用のフィルタパラ
メータを決定するために配置したことを特徴とする。
時間−領域フィルタと変換−領域フィルタとの組合わ
せを利用することによって変換−領域フィルタの有利な
コンバージェンス特性と時間−領域フィルタの短い遅延
とが併合される。遅延時間が短いことは本発明のシステ
ムにとって望ましいことであり、その理由は、さもなけ
れば話者が或る時間遅れた自分自信の話しを聞くような
ことが起こるからである。こうした現象は特に遅延時間
が長い場合に非常ないらだちを感じさせることになる。
せを利用することによって変換−領域フィルタの有利な
コンバージェンス特性と時間−領域フィルタの短い遅延
とが併合される。遅延時間が短いことは本発明のシステ
ムにとって望ましいことであり、その理由は、さもなけ
れば話者が或る時間遅れた自分自信の話しを聞くような
ことが起こるからである。こうした現象は特に遅延時間
が長い場合に非常ないらだちを感じさせることになる。
以下図面を参照して本発明をさらに説明するに、ここ
に同様な参照記号は同じような素子を示すものとする。
に同様な参照記号は同じような素子を示すものとする。
図１は本発明による信号増幅システムの第１実施例を
示し； 図２は本発明による信号増幅システムの第２実施例を
示し； 図３は図１又は図２に示した信号増幅システムに使用
すべきエコーキャンセラ16の実施例を示し； 図４は図１又は図２に示した信号増幅システムに使用
すべき脱相関手段６の実施例を示す。
示し； 図２は本発明による信号増幅システムの第２実施例を
示し； 図３は図１又は図２に示した信号増幅システムに使用
すべきエコーキャンセラ16の実施例を示し； 図４は図１又は図２に示した信号増幅システムに使用
すべき脱相関手段６の実施例を示す。
図１に示す信号増幅システムでは、ピック−アップ素
子、この場合にはマイクロホン２の出力端子を信号処理
システム４の入力端子に接続する。ピック−アップ素子
から入力信号を受信する信号処理システムの入力端子
は、脱相関手段６の入力端子と減算回路13の第１入力端
子とに接続する。脱相関手段６の出力は、その出力信号
のために、入力信号を表わす信号を担い、斯かる脱相関
手段６の出力端子をエコーキャンセラ16の入力端子に接
続する。
子、この場合にはマイクロホン２の出力端子を信号処理
システム４の入力端子に接続する。ピック−アップ素子
から入力信号を受信する信号処理システムの入力端子
は、脱相関手段６の入力端子と減算回路13の第１入力端
子とに接続する。脱相関手段６の出力は、その出力信号
のために、入力信号を表わす信号を担い、斯かる脱相関
手段６の出力端子をエコーキャンセラ16の入力端子に接
続する。
エコーキャンセラ16の内部にて、斯かる入力端子を、
この場合には減算回路８によって形成する減算手段の第
１入力端子に接続する。減算回路８の出力端子はエコー
キャンセラ16の出力端子及び適応フィルタ12の信号入力
端子に接続する。適応フィルタ12の出力端子は他の脱相
関手段10の入力端子及び減算回路13の第２入力端子に接
続する。減算回路13の出力端子は適応フィルタ12の残留
信号入力端子に接続する。他の脱相関手段10の出力端子
は減算回路８の第２入力端子に接続する。
この場合には減算回路８によって形成する減算手段の第
１入力端子に接続する。減算回路８の出力端子はエコー
キャンセラ16の出力端子及び適応フィルタ12の信号入力
端子に接続する。適応フィルタ12の出力端子は他の脱相
関手段10の入力端子及び減算回路13の第２入力端子に接
続する。減算回路13の出力端子は適応フィルタ12の残留
信号入力端子に接続する。他の脱相関手段10の出力端子
は減算回路８の第２入力端子に接続する。
エコーキャンセラの出力端子は電力増幅器14の入力端
子に接続し、この増幅器の出力端子は、この場合にはス
ピーカ18によって形成する再生素子の入力端子に接続す
る。（不所望な）帰還路11を一点鎖線にて示してある。
子に接続し、この増幅器の出力端子は、この場合にはス
ピーカ18によって形成する再生素子の入力端子に接続す
る。（不所望な）帰還路11を一点鎖線にて示してある。
図１に示す信号増幅システムでは、マイクロホンによ
り発生された信号を脱相関器６により相関解除して、入
力信号と脱相関器６の出力信号との相互相関関数を低減
させるようにする。脱相関器６は一般に時変装置であ
り、これは非線形とすることもできる。
り発生された信号を脱相関器６により相関解除して、入
力信号と脱相関器６の出力信号との相互相関関数を低減
させるようにする。脱相関器６は一般に時変装置であ
り、これは非線形とすることもできる。
脱相関器の第１実施例は正弦波補助信号により制御さ
れる時変位相変調器とする。斯種の位相変調器について
は、Acustica,Vol.24.1971年，第33〜41頁，第13図にR.
W.Guelke外１名により発生された定期論文“Reverberat
ion Control by Direct Feedback"に記載されている。
入力信号がsin（ωｔ）の場合、脱相関手段６の出力信
号Ｆ（ｔ）に対して次式が成立する： Ｆ（ｔ）＝sin［ωｔ＋ｋ・sin（ωmt）］ （１） 式（１）におけるｋは定数であり、ωｍは補助信号の角
周波数である。式（１）は一連の第１タイプのベッセル
関数に展開して、Ｆ（ｔ）を次式のように表すこともで
きる。
れる時変位相変調器とする。斯種の位相変調器について
は、Acustica,Vol.24.1971年，第33〜41頁，第13図にR.
W.Guelke外１名により発生された定期論文“Reverberat
ion Control by Direct Feedback"に記載されている。
入力信号がsin（ωｔ）の場合、脱相関手段６の出力信
号Ｆ（ｔ）に対して次式が成立する： Ｆ（ｔ）＝sin［ωｔ＋ｋ・sin（ωmt）］ （１） 式（１）におけるｋは定数であり、ωｍは補助信号の角
周波数である。式（１）は一連の第１タイプのベッセル
関数に展開して、Ｆ（ｔ）を次式のように表すこともで
きる。
Ｆ（ｔ）＝J0（ｋ）・sin（ωｔ）＋J1（ｋ）
・［sin（ω＋ωｍ）ｔ−sin（ω＋ωｍ）ｔ］＋J2（ｋ）
・［sin（ω＋２ωｍ）ｔ＋sin（ω−２ωｍ）］＋… （２）
入力信号と脱相関手段６の出力信号との相互相関関数は
次のように表わすことができる。
次のように表わすことができる。
cc（τ）＝Ｅ［sin（ωｔ）・Ｆ（ｔ−τ）］ （３）
式（３）に式（２）を代入して、相互相関関数cc（τ）
の値に寄与しない項を切捨てると次のようになる。
の値に寄与しない項を切捨てると次のようになる。
ｋに対する好適な値は2.4である。その理由は、この
値の場合にJ0が０となるからである。ωｍを十分低い
値、例えば1Hzに選択する場合、斯かる位相変調は気づ
かれないほどになる。ランダムな信号でも、斯かる位相
変調は入力信号を完全に相関解除する。その理由は、ラ
ンダム信号は多数の相関解除された周波数成分から成る
信号とみなすことができるからである。
値の場合にJ0が０となるからである。ωｍを十分低い
値、例えば1Hzに選択する場合、斯かる位相変調は気づ
かれないほどになる。ランダムな信号でも、斯かる位相
変調は入力信号を完全に相関解除する。その理由は、ラ
ンダム信号は多数の相関解除された周波数成分から成る
信号とみなすことができるからである。
正弦波入力信号の場合にΔｆの周波数偏移を利用すれ
ば、入力信号と脱相関手段６の出力信号との相互相関関
数cc（τ）が常にゼロとなる。その理由は、周波数が異
なる２つの正弦波信号の相互相関関数がゼロとなるから
である。ランダム信号は多数の相関解除された正弦波信
号の和とみなすことができるから、このような信号に対
する相関解除も申し分なく行われる。周波数偏移は単側
波帯変調器によって行なうことができ、この例について
は後にさらに説明する。
ば、入力信号と脱相関手段６の出力信号との相互相関関
数cc（τ）が常にゼロとなる。その理由は、周波数が異
なる２つの正弦波信号の相互相関関数がゼロとなるから
である。ランダム信号は多数の相関解除された正弦波信
号の和とみなすことができるから、このような信号に対
する相関解除も申し分なく行われる。周波数偏移は単側
波帯変調器によって行なうことができ、この例について
は後にさらに説明する。
さらに、脱相関手段は遅延量が制御信号によって変え
られる遅延素子として配置することができる。斯かる制
御信号は、例えばランダム信号か、又は低周波の正弦波
信号とすることができる。
られる遅延素子として配置することができる。斯かる制
御信号は、例えばランダム信号か、又は低周波の正弦波
信号とすることができる。
減算回路13の出力信号に応答して適応フィルタ12は不
所望な帰還路の伝達関数に等しい伝達関数を採用するよ
うになる。適応フィルタ12は脱相関手段６の伝達関数に
似せることはできないので、脱相関手段６の伝達関数に
等しい他の脱相関手段10を適応フィルタ12の出力端子と
減算回路８の第２の入力端子との間に挿入する。適応フ
ィルタ12はトランスバーサルフィルタとすることがで
き、このフィルタのタッピング係数は減算回路13の出力
信号と、所謂LMSアルゴリズムに従う所定タップの非荷
重出力信号とに応答して決定される。このアルゴリズム
は周知であり、ここではその説明を省略する。なお、適
応フィルタの適合化には既知のほぼ全てのアルゴリズム
を用いることができる。
所望な帰還路の伝達関数に等しい伝達関数を採用するよ
うになる。適応フィルタ12は脱相関手段６の伝達関数に
似せることはできないので、脱相関手段６の伝達関数に
等しい他の脱相関手段10を適応フィルタ12の出力端子と
減算回路８の第２の入力端子との間に挿入する。適応フ
ィルタ12はトランスバーサルフィルタとすることがで
き、このフィルタのタッピング係数は減算回路13の出力
信号と、所謂LMSアルゴリズムに従う所定タップの非荷
重出力信号とに応答して決定される。このアルゴリズム
は周知であり、ここではその説明を省略する。なお、適
応フィルタの適合化には既知のほぼ全てのアルゴリズム
を用いることができる。
エコーキャンセラ16の出力信号は増幅器14によって所
望レベルに増幅されて、スピーカ18へと供給される。脱
相関手段とエコーキャンセラとの組合せは、従来の信号
増幅器で選択し得る利得率よりも高い利得率の選択を可
能にする。
望レベルに増幅されて、スピーカ18へと供給される。脱
相関手段とエコーキャンセラとの組合せは、従来の信号
増幅器で選択し得る利得率よりも高い利得率の選択を可
能にする。
図２に示す信号増幅システムでは、この場合にはマイ
クロホン２によって形成するピック−アップ素子の出力
端子を信号処理システム４の入力端子に接続する。ピッ
ク−アップ素子から入力信号を受信する信号処理システ
ムの入力端子はエコーキャンセラ16の入力端子に接続す
る。
クロホン２によって形成するピック−アップ素子の出力
端子を信号処理システム４の入力端子に接続する。ピッ
ク−アップ素子から入力信号を受信する信号処理システ
ムの入力端子はエコーキャンセラ16の入力端子に接続す
る。
エコーキャンセラ16内では、斯かる入力端子を、この
場合には減算回路８によって形成する減算手段の第１入
力端子に接続する。減算回路８の出力端子は脱相関手段
６の入力端子と、適応フィルタ12の残留信号入力端子と
に接続する。脱相関手段６の出力端子はエコーキャンセ
ラ16の出力端子と、適応フィルタ12の信号入力端子とに
接続する。適応フィルタ12の出力端子は減算回路８の第
２入力端子に接続する。
場合には減算回路８によって形成する減算手段の第１入
力端子に接続する。減算回路８の出力端子は脱相関手段
６の入力端子と、適応フィルタ12の残留信号入力端子と
に接続する。脱相関手段６の出力端子はエコーキャンセ
ラ16の出力端子と、適応フィルタ12の信号入力端子とに
接続する。適応フィルタ12の出力端子は減算回路８の第
２入力端子に接続する。
エコーキャンセラの出力端子は電力増幅器14の入力端
子に接続し、この増幅器の出力端子は、この場合にはス
ピーカ18によって形成する再生素子の入力端子に接続す
る。（不所望な）帰還路11を一点鎖線にて示してある。
子に接続し、この増幅器の出力端子は、この場合にはス
ピーカ18によって形成する再生素子の入力端子に接続す
る。（不所望な）帰還路11を一点鎖線にて示してある。
図２に示す信号増幅システムが図１に示す信号増幅シ
ステムと相違している点は脱相関手段６の位置にある。
図２に示す信号増幅システムでは、脱相関手段６を減算
回路８とエコーキャンセラ16の出力端子との間に挿入す
る。
ステムと相違している点は脱相関手段６の位置にある。
図２に示す信号増幅システムでは、脱相関手段６を減算
回路８とエコーキャンセラ16の出力端子との間に挿入す
る。
このような手段を講じることによって、エコーキャン
セラ16に対する誤差信号が最早スピーカ18の出力信号を
表わす信号とは相関しなくなる。この結果、適応フィル
タ12は、エコーキャンセラの出力信号がほぼホワイトと
なるようには設定されなくなる。実際上、減算回路８の
出力端子とエコーキャンセラ16の出力端子との間に脱相
関器６がないと、適応フィルタ12は誤差信号と（適応フ
ィルタ12に蓄えられたままの）以前のものからのエコー
キャンセラ16の出力信号の値との間の相関をゼロに低減
させようとする。適応フィルタはこのようなことを、エ
コーキャンセラの出力信号の自己相関関数が非ゼロ遅延
の場合にゼロとなるようにすることによって行なうこと
ができる。このことは、エコーキャンセラの出力信号は
ほぼホワイトとなって、エコーキャンセラの入力信号が
不所望にフィルタリングされることを意味する。
セラ16に対する誤差信号が最早スピーカ18の出力信号を
表わす信号とは相関しなくなる。この結果、適応フィル
タ12は、エコーキャンセラの出力信号がほぼホワイトと
なるようには設定されなくなる。実際上、減算回路８の
出力端子とエコーキャンセラ16の出力端子との間に脱相
関器６がないと、適応フィルタ12は誤差信号と（適応フ
ィルタ12に蓄えられたままの）以前のものからのエコー
キャンセラ16の出力信号の値との間の相関をゼロに低減
させようとする。適応フィルタはこのようなことを、エ
コーキャンセラの出力信号の自己相関関数が非ゼロ遅延
の場合にゼロとなるようにすることによって行なうこと
ができる。このことは、エコーキャンセラの出力信号は
ほぼホワイトとなって、エコーキャンセラの入力信号が
不所望にフィルタリングされることを意味する。
減算回路８の出力端子とエコーキャンセラの出力端子
との間に脱相関器６を挿入することによって、誤差信号
と以前の信号によるエコーキャンセラ16の出力信号値と
の間の相関が、適応フィルタ12の伝達関数が不所望な帰
還路による伝達関数にほぼ一致する場合にのみゼロとな
り得るようにする。
との間に脱相関器６を挿入することによって、誤差信号
と以前の信号によるエコーキャンセラ16の出力信号値と
の間の相関が、適応フィルタ12の伝達関数が不所望な帰
還路による伝達関数にほぼ一致する場合にのみゼロとな
り得るようにする。
脱相関手段６と適応フィルタ12との組合わせによって
達成される改善度は、脱相関器６と適応フィルタ12とを
別個に用いる場合に達成される総改善度よりも大きい。
脱相関器は誤差信号と適応フィルタ12の入力信号との相
関を解除するだけでなく、システムを安定に維持するた
め、適応フィルタ12はコンバージングの可能性を有す
る。適応フィルタ12は脱相関手段６のパーフォーマンス
も改善する。脱相関手段６による安定性余裕度は、帰還
路の伝達関数が平均値とピーク値との間で大きく食い違
うようにすると大いに改善される。スピーカ18とマイク
ロホン２との間にかなりの直接結合があるシステムで
は、伝達関数の平均値とピーク値との差は微差である。
適応フィルタ12は帰還路のインパルス応答の最初の部分
を模倣し、このインパルス応答は主として直接結合によ
って決定されるから、伝達関数のピーク値と平均値との
差は増大する。従って、脱相関器６は安定性余裕度の改
善を高める。
達成される改善度は、脱相関器６と適応フィルタ12とを
別個に用いる場合に達成される総改善度よりも大きい。
脱相関器は誤差信号と適応フィルタ12の入力信号との相
関を解除するだけでなく、システムを安定に維持するた
め、適応フィルタ12はコンバージングの可能性を有す
る。適応フィルタ12は脱相関手段６のパーフォーマンス
も改善する。脱相関手段６による安定性余裕度は、帰還
路の伝達関数が平均値とピーク値との間で大きく食い違
うようにすると大いに改善される。スピーカ18とマイク
ロホン２との間にかなりの直接結合があるシステムで
は、伝達関数の平均値とピーク値との差は微差である。
適応フィルタ12は帰還路のインパルス応答の最初の部分
を模倣し、このインパルス応答は主として直接結合によ
って決定されるから、伝達関数のピーク値と平均値との
差は増大する。従って、脱相関器６は安定性余裕度の改
善を高める。
図３に示すエコーキャンセラ16の実施例では、このエ
コーキャンセラ16の入力信号を、この場合には減算回路
22により形成した減算手段の第１入力端子と、減算回路
28の第１入力端子とに供給する。減算回路22の出力端子
は脱相関手段６の入力端子に接続する。脱相関手段６の
出力端子はエコーキャンセラ16の出力端子と、時間−領
域プログラマブルフィルタ20の入力端子と、この場合に
は周波数−領域適応フィルタ26によって形成した変換−
領域適応フィルタの入力端子とに接続する。時間−領域
プログラマブルフィルタ20の出力端子は減算回路22の第
２入力端子に接続する。
コーキャンセラ16の入力信号を、この場合には減算回路
22により形成した減算手段の第１入力端子と、減算回路
28の第１入力端子とに供給する。減算回路22の出力端子
は脱相関手段６の入力端子に接続する。脱相関手段６の
出力端子はエコーキャンセラ16の出力端子と、時間−領
域プログラマブルフィルタ20の入力端子と、この場合に
は周波数−領域適応フィルタ26によって形成した変換−
領域適応フィルタの入力端子とに接続する。時間−領域
プログラマブルフィルタ20の出力端子は減算回路22の第
２入力端子に接続する。
周波数−領域適応フィルタ26の出力端子は減算回路28
の第２入力端子に接続する。減算回路28の出力端子は周
波数−領域適応フィルタ26の残留信号入力端子に接続す
る。周波数−領域適応フィルタ26は、その出力信号に対
してこの周波数−領域適応フィルタ26のフィルタ係数を
担い、この適応フィルタ26の他の出力端子はIFFT回路24
（逆高速フーリエ変換器）の入力端子に接続する。IFFT
回路24は、その出力信号に対して時間−領域適応フィル
タ20の時間−領域係数を担い、斯かるIFFT回路24の出力
端子は時間−領域適応フィルタ20の入力端子に接続す
る。
の第２入力端子に接続する。減算回路28の出力端子は周
波数−領域適応フィルタ26の残留信号入力端子に接続す
る。周波数−領域適応フィルタ26は、その出力信号に対
してこの周波数−領域適応フィルタ26のフィルタ係数を
担い、この適応フィルタ26の他の出力端子はIFFT回路24
（逆高速フーリエ変換器）の入力端子に接続する。IFFT
回路24は、その出力信号に対して時間−領域適応フィル
タ20の時間−領域係数を担い、斯かるIFFT回路24の出力
端子は時間−領域適応フィルタ20の入力端子に接続す
る。
図３に示したエコーキャンセラ16では、時間−領域プ
ログラマブルフィルタ20が、不所望な帰還路を経て受信
されると共に減算回路22によってエコーキャンセラ16の
入力信号から差引かれる帰還信号のレプリカを発生す
る。時間−領域プログラマブルフィルタ20の係数は周波
数−領域適応フィルタ26とIFFT回路24との組合わせによ
り決定される。周波数−領域適応フィルタ26にて、この
フィルタ26の伝達関数は、減算回路28の出力信号と周波
数−領域適応フィルタ26の出力信号との間の相関が最小
となるように決定される。周波数−領域適応フィルタ26
によって決定されたフィルタ係数はIFFT回路24により時
間−領域プログラマブルフィルタ20に好適なフィルタ係
数に変換される。時間−領域適応フィルタの代わりに周
波数−領域適応フィルタを使用することの利点は、例え
ばスピーチ及び音楽の如き強力に自己相関される信号に
対して周波数−領域適応フィルタのコンバージェンス特
性が、時間−領域適応フィルタを用いる場合のコンバー
タジェンス特性よりも遙かに良好となるということにあ
る。時間−領域プログラマブルフィルタを用いることの
利点は、時間−領域フィルタでの信号の遅延が周波数−
領域フィルタでの信号遅延に比べてかなり短くなるとい
うことにある。エコーキャンセラでの時間−領域プログ
ラムフィルタと周波数−領域適応フィルタとの組合わせ
の詳細については米国特許第4,903,247号に記載されて
いる。
ログラマブルフィルタ20が、不所望な帰還路を経て受信
されると共に減算回路22によってエコーキャンセラ16の
入力信号から差引かれる帰還信号のレプリカを発生す
る。時間−領域プログラマブルフィルタ20の係数は周波
数−領域適応フィルタ26とIFFT回路24との組合わせによ
り決定される。周波数−領域適応フィルタ26にて、この
フィルタ26の伝達関数は、減算回路28の出力信号と周波
数−領域適応フィルタ26の出力信号との間の相関が最小
となるように決定される。周波数−領域適応フィルタ26
によって決定されたフィルタ係数はIFFT回路24により時
間−領域プログラマブルフィルタ20に好適なフィルタ係
数に変換される。時間−領域適応フィルタの代わりに周
波数−領域適応フィルタを使用することの利点は、例え
ばスピーチ及び音楽の如き強力に自己相関される信号に
対して周波数−領域適応フィルタのコンバージェンス特
性が、時間−領域適応フィルタを用いる場合のコンバー
タジェンス特性よりも遙かに良好となるということにあ
る。時間−領域プログラマブルフィルタを用いることの
利点は、時間−領域フィルタでの信号の遅延が周波数−
領域フィルタでの信号遅延に比べてかなり短くなるとい
うことにある。エコーキャンセラでの時間−領域プログ
ラムフィルタと周波数−領域適応フィルタとの組合わせ
の詳細については米国特許第4,903,247号に記載されて
いる。
図４に示した脱相関器６の出力信号はマルチプライヤ
回路34の入力端子と、ヒルバート変換器32の入力端子と
に供給される。マルチプライヤ回路34の第２入力端子に
はcos（ωmt）に相当する信号が供給される。マルチプ
ライヤ回路34の出力端子は加算回路38の第１入力端子に
接続する。
回路34の入力端子と、ヒルバート変換器32の入力端子と
に供給される。マルチプライヤ回路34の第２入力端子に
はcos（ωmt）に相当する信号が供給される。マルチプ
ライヤ回路34の出力端子は加算回路38の第１入力端子に
接続する。
ヒルバート変換器32の出力端子はマルチプライヤ回路
36の第１入力端子に接続する。マルチプライヤ回路36の
第２入力端子にはsin（ωmt）に相当する信号が供給さ
れる。加算回路38の出力端子は脱相関手段６の出力端子
も形成する。
36の第１入力端子に接続する。マルチプライヤ回路36の
第２入力端子にはsin（ωmt）に相当する信号が供給さ
れる。加算回路38の出力端子は脱相関手段６の出力端子
も形成する。
脱相関手段６は単側波帯変調器を形成し、これは入力
信号を角周波数ωｍに相当する量だけ周波数偏移する。
信号を角周波数ωｍに相当する量だけ周波数偏移する。
Ｘ（ω）を脱相関手段６の入力信号ｘ（ｔ）の周波数
スペクトルとする場合、ヒルバート変換器32の出力信号
の周波数スペクトルXH（ω）は次のように表わすことが
できる。
スペクトルとする場合、ヒルバート変換器32の出力信号
の周波数スペクトルXH（ω）は次のように表わすことが
できる。
式（５）におけるsing（ω）はω＞０の場合には＋１
に等しく、且つω＜０の場合には−１に等しい符号演算
子である。マルチプライヤ34の出力信号xiに対しては次
式が成立する。
に等しく、且つω＜０の場合には−１に等しい符号演算
子である。マルチプライヤ34の出力信号xiに対しては次
式が成立する。
この場合、信号xiの周波数スペクトルに対しては次式
が成立する。
が成立する。
マルチプライヤ回路36の出力端子における信号xq（ｔ）
に対しては次式が成立する。
に対しては次式が成立する。
信号xqの周波数スペクトルに対しては、式（５）及び
（８）を利用して次のようになる。
（８）を利用して次のようになる。
加算回路38の出力信号に対しては次式が得られる。
式（10）から明らかなように、周波数スペクトルがωｍ
だけシフトされる信号xuが得られる。実際上、ヒルバー
ト変換器32は不所望な極めて低周波数の信号成分を抑圧
するために高域フィルタの後に設けることがよくある。
だけシフトされる信号xuが得られる。実際上、ヒルバー
ト変換器32は不所望な極めて低周波数の信号成分を抑圧
するために高域フィルタの後に設けることがよくある。
なお、脱相関手段を連続−時間系につき説明したが、
脱相関手段の離散−時間系での具体化を選択することも
できる。しかし、この離散−時間系での具体化は上述し
た連続−時間系での具体化から容易に推論することがで
きる。
脱相関手段の離散−時間系での具体化を選択することも
できる。しかし、この離散−時間系での具体化は上述し
た連続−時間系での具体化から容易に推論することがで
きる。
フロントページの続き
(72)発明者 ティメルマンス パトリック アドリア
ヌス アニタ
オランダ国 5621 ベーアー アインド
ーフェン フルーネヴァウツウェッハ
１
(56)参考文献 特開 平１−282954（ＪＰ，Ａ)
特開 昭62−248400（ＪＰ，Ａ)
欧州特許出願公開581261（ＥＰ，Ａ
１)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04R 3/02
H04R 25/00
Claims (10)
- 【請求項１】ピック−アップ素子と、再生素子と、ピッ
ク−アップ素子から到来する入力信号から再生素子用の
出力信号を取出すための信号処理システムとを具え、該
信号処理システムが、前記出力信号を表わす信号から補
償信号を取出すための適応フィルタ、前記補償信号と前
記入力信号を表わす信号とから差信号を求めるための減
算手段及び前記差信号から前記出力信号を取出すための
手段を含むエコーキャンセラを具えている信号増幅シス
テムにおいて、当該信号増幅システムが前記入力信号と
前記出力信号との間の相関を低減させる時変脱相関手段
を具えていることを特徴とする信号増幅システム。 - 【請求項２】前記脱相関手段を、前記差信号と前記出力
信号との間の相関を低減す るために配置したことを特徴とする請求の範囲１に記載
の信号増幅システム。 - 【請求項３】前記適応フィルタが変換−領域適応フィル
タを具えていることを特徴とする請求の範囲１又は２に
記載の信号増幅システム。 - 【請求項４】前記適応フィルタが前記再生素子の入力信
号を表わす信号から補償信号を取出すための時間−領域
フィルタを具え、且つ前記変換−領域適応フィルタを、
前記時間−領域フィルタ用のフィルタパラメータを決定
するために配置したことを特徴とする請求の範囲３に記
載の信号増幅システム。 - 【請求項５】前記脱相関手段が周波数変換手段を具えて
いることを特徴とする請求の範囲１〜４のいずれかに記
載の信号増幅システム。 - 【請求項６】前記脱相関手段が位相変調手段を具えてい
ることを特徴とする請求の範囲１〜５のいずれかに記載
の信号増幅システム。 - 【請求項７】入力信号から出力信号を取出す信号処理シ
ステムであって、前記出力信号を表わす信号から補償信
号を取出すための適応フィルタ、前記補償信号と前記入
力信号を表わす信号とから差信号を求めるための減算手
段及び前記差信号から前記出力信号を取出すための手段
を含むエコーキャンセラを具えている信号処理システム
において、当該信号処理システムが前記入力信号と前記
出力信号との間の相関を低減させる時変脱相関手段を具
えていることを特徴とする信号処理システム。 - 【請求項８】前記脱相関手段を、前記差信号と前記出力
信号との間の相関を低減するために配置したことを特徴
とする請求の範囲７に記載の信号処理システム。 - 【請求項９】前記適応フィルタが変換−領域適応フィル
タを具えていることを特徴とする請求の範囲７又は８に
記載の信号処理システム。 - 【請求項１０】前記適応フィルタが前記再生素子の入力
信号を表わす信号から補償信号を取出すための時間−領
域フィルタを具え、且つ前記変換−領域適応フィルタ
を、前記時間−領域フィルタ用のフィルタパラメータを
決定するために配置したことを特徴とする請求の範囲８
に記載の信号処理システム。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP94200984 | 1994-04-12 | ||
| NL94200984.6 | 1994-04-12 | ||
| PCT/IB1995/000220 WO1995028034A2 (en) | 1994-04-12 | 1995-03-30 | Signal amplifier system with improved echo cancellation |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10508436A JPH10508436A (ja) | 1998-08-18 |
| JP3447060B2 true JP3447060B2 (ja) | 2003-09-16 |
Family
ID=8216790
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52620995A Expired - Fee Related JP3447060B2 (ja) | 1994-04-12 | 1995-03-30 | エコー消去を改善した信号増幅システム |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5748751A (ja) |
| EP (1) | EP0704118B1 (ja) |
| JP (1) | JP3447060B2 (ja) |
| KR (1) | KR100378449B1 (ja) |
| DE (1) | DE69530961T2 (ja) |
| WO (1) | WO1995028034A2 (ja) |
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-
1995
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