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Technisches Gebiet
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Die
vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen ein Detektionsgerät und -Verfahren
zum Detektieren eines Betrages einer physikalischen Variablen und
insbesondere ein Detektionsgerät
und -Verfahren zum Detektieren eines Betrages einer physikalischen
Variablen, um ein Signal entsprechend eines Betrages bereitzustellen,
das digital verarbeitet werden kann.
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Hintergrund Stand der Technik
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Ein
Beispiel eines Detektionsschaltkreises gemäß dem Stand der Technik, der
angepasst ist, eine Änderung
in einem physikalischen Betrag zu detektieren, ist zum Beispiel
in der
Japanischen Patentveröffentlichung
(Laid-Open or Kokai) Nr. 63-108257 , ausgegeben 1988, beschrieben.
1 ist
ein Blockdiagramm, das den Detektionsschaltkreis gemäß dem Stand
der Technik darstellt, der in der Nr.
63-108257 beschrieben ist. Der Detektionsschaltkreis,
der vorgesehen ist, Feuchtigkeit als einen physikalischen Betrag
zu detektieren, umfasst eine Oszillationseinheit
51 mit
einem Feuchtigkeitssensor
54, einem F-V-Umwandler
52 und
einem logarithmischen Verstärker
53.
Der Feuchtigkeitssensor
54 ist gestaltet, seinen Widerstand
gemäß Variationen
in einer Umgebungsfeuchtigkeit zu verändern. Dann veranlasst die
Widerstandvariation die Oszillationseinheit
51, ihre Oszillationsfrequenz
zu ändern.
Ein Ausgabesignal der Oszillationseinheit
51 wird als nächstes in
den F-V-Umwandler
52 eingegeben,
bei dem die Frequenz des Signals in eine Gleichspannung umgewandelt
wird. Das Gleichspannungssignal, das von dem F-V-Umwandlerschaltkreis
52 ausgegeben
wird, wird als nächstes
in den logarithmischen Verstärker
53 eingegeben,
bei dem die Gleichspannung logarithmisch verstärkt wird. In dieser Weise kann
der Detektions-Schaltkreis die Umgebungsfeuchtigkeit auf der Grundlage
des Ausgabespannungswertes von dem logarithmischen Verstärker
53 aufzeigen.
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Ein
anderer, früherer
Detektionsschaltkreis ist in der
Japanischen
Patentveröffentlichung
(Kokoku) Nr. 2-22338 beschrieben. Dieser Detektionsschaltkreis
detektiert ebenso eine Änderung
in einer Feuchtigkeit wie in dem Fall der oben erwähnten Nr.
63-108257 .
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Obwohl
hier nicht gezeigt, umfasst der Detektionsschaltkreis einen Integrierer
zur Detektion einschließlich
eines Feuchtigkeitssensors als eine Kapazität, die ihren Wert in Reaktion
auf Feuchtigkeit ändert
und einen Referenz-Integrierer
zum Vergleich, der die Zeitkonstante nicht ändert. Bei einem Betrieb des
Detektionsschaltkreises wird das gleiche Prüfsignal in beide der Integrierer
eingegeben und der Unterschied zwischen Signalen, die von den jeweiligen Integrierern
ausgegeben werden, wird von einem Differenz-Verstärker geliefert und ein Maximalwert
der Differenz wird weiter von einem Spitzen-Halte-Schaltkreis als
ein Gleichspannungssignal ausgegeben. Daher kann der Detektionsschaltkreis
die Umgebungsfeuchtigkeit basierend auf der Ausgabespannung des
Spitzen-Halte-Schaltkreises bereitstellen.
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Ein
anderes Beispiel eines Detektionsschaltkreises gemäß dem Stand
der Technik wird in der
Japanischen
Patentoffenbarung (Kokai) Nr. 63-27720 beschrieben.
2 ist
ein Schaltkreisdiagramm, das den Detektionsschaltkreis darstellt,
der zur Gewichtsdetektion dient, die in Nr.
63-27720 beschrieben ist.
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Zusammenfassung der Erfindung
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In
den vergangenen Jahren sind die Technologien integrierter Schaltkreise
vorangeschritten und ein digitales Signal-Verarbeiten, das komplizierte Produkt-/Summen-Operationen
erfordert, kann leicht durch Verwenden eines Prozessors durchgeführt werden,
der einem Signal-Verarbeiten oder Ähnlichem gewidmet ist. Da derartiges
digitales Signal-Verarbeiten
ein Zeitmultiplex-Verarbeiten oder Ähnliches unter Verwendung einer
Software-Steuerung ermöglicht,
kann eine große
Menge von komplizierten Signalen verarbeitet werden, um genau eine Vielzahl
von Information aufzudecken, während
vermieden wird, dass ein System eine größere Größe und erhöhte Kosten erfordert.
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Jeder
der Detektionsschaltkreise, die in den oben-erwähnten
Japanischen Patentveröffentlichungen Nr.63-108257 und
2-22338 beschrieben
sind, gibt jedoch aus seinem Ausgabeanschluss ein analoges Signal
oder eine Spannung aus, die eine Höhe in Abhängigkeit des physikalischen
Betrages aufweist. Es ist daher notwendig, die Ausgabespannung in
ein digitales Signal durch einen zusätzlichen A/D-Umwandler umzuwandeln,
um es digital zu verarbeiten. Aus diesem Grund wird, falls das digitale
verarbeitende Gerät,
wie zum Beispiel ein Mikro-Computer, eingeführt wird, um die Ausgabe des
Detektionsschaltkreises zu verarbeiten, eine kompliziertere Konfiguration,
wie zum Beispiel ein A/D-Umwandler,
dazwischen benötigt,
wodurch ein Problem einer erhöhten Größe und erhöhten Kosten
des Gesamtsystems verursacht wird. Wenn insbesondere paralleles
Echtzeit-Verarbeiten
für eine
große
Anzahl von Signalen erforderlich ist, die von derartigen Detektionsschaltkreisen
ausgegeben werden, ist es notwendig parallel eine Anzahl von A/D-Umwandlern bereitzustellen, die
gleich zu der Anzahl von Signalen von den Detektionsschaltkreisen
sind, die das obige Problem deutlicher machen.
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Andererseits
umfasst, wie in
2 dargestellt, der Detektionsschaltkreis,
der in der
Japanischen Patentveröffentlichung
Nr. 63-27720 beschrieben ist, eine Oszillationseinheit
42,
die Operationsverstärker
42a,
42b und
einen Sensor
41, der die Kapazität gemäß einem Gewicht verändert, das
auf diesen angewendet wird. Eine Oszillationsfrequenz der Oszillationseinheit
42, ändert sich
in Reaktion auf eine Änderung
in der Kapazität
des Sensors
41. Ein variabler Widerstand
43 ist
ebenso in der Oszillationseinheit
42 zum Einstellen einer
Basis der Oszillationsfrequenz bereitgestellt.
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Ein
Ausgabesignal des Oszillationsschaltkreises 42 wird in
einen Verstärker 46 einschließlich eines
Transistors 46a eingegeben. Der Verstärker 46 verstärkt das
Ausgabesignal der Oszillationseinheit 42, um so eine Amplitude
aufzuweisen, die genug ist, dass ein Zähler 47 in einem Mikro-Computer 45 die Anzahl
von Wellen in dem Oszillationssignal zählen kann. Daher zählt der
Zähler 47 die
Anzahl der Wellen in dem verstärkten
Signal während
einem vorbestimmten Zeitraum und gibt einen Zählwert an eine verarbeitende
Einheit 48 in dem Mikrocomputer 45 aus. Ein Spannung-setzender
Schaltkreis 44 setzt wiederum eine vorbestimmte Gleichspannung.
Diese Gleichspannung wird in einen A/D-Umwandler 49 in den
Mikro-Computer 45 eingegeben,
bei dem diese in ein digitales Signal umgewandelt wird und dann
an die verarbeitende Einheit 48 ausgegeben wird. Die verarbeitende
Einheit 48 berechnet die Kapazität des Sensors 41 aus
dem Zählwert
unter Verwendung des digitalen Wertes, der von dem A/D-Umwandler 49 eingegeben
wird, als einem Umwandlungskoeffizienten.
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In
dem in 2 gezeigten Detektionsschaltkreis wandelt die
Oszillationseinheit 42 eine Änderung in der Kapazität des Sensors 41 in
eine Änderung
in eine Frequenz um. Dann zählt
der Zähler 47 die
Anzahl der Wellen in dem Frequenzsignal von der Oszillationseinheit 42,
so dass die Kapazitätsänderung des
Sensors 41 als ein digitales Signal aufgedeckt werden kann.
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Jedoch
wird in dem in 2 gezeigten Detektionsschaltkreis
irgendeine parasitäre
Kapazität unausweichlich
an einem Eingabeanschluss des Operationsverstärkers 42a oder Ähnlichem
gebildet. Wenn daher ein Sensor 41 mit einer extrem kleinen Kapazität verwendet
werden muss, induziert eine Änderung
in der Kapazität
des Sensors 41 keine ersichtliche Änderung in einer Frequenz des
Ausgabesignals auf Grund des Einflusses der parasitären Kapazität. Insbesondere
in dem Ansatz, der die Anzahl von Wellen in der Signalausgabe von
der Oszillationseinheit 42 in einem vorbestimmten Zeitraum zählt, um
eine Änderung
in der Kapazität
des Sensors 41 aufzudecken, stellt schließlich lediglich
eine Änderung
in einer Frequenz, die einen bestimmten Pegel überschreitet, eine Änderung
in der Anzahl der Wellen dar. Daher verursacht dies ein Problem
darin, dass eine Änderung
in der Kapazität
des Sensors 41 schwierig zu erfassen ist, wenn eine Änderung
in der Oszillationsfrequenz den Pegel nicht erreicht. Daher ist
es vorgesehen, die oszillierende Frequenz der Oszillationseinheit 42 höher zu machen
und einen Zähler
mit sehr hoher Geschwindigkeit 47 zu verwenden, um ein
derartiges Problem wie oben zu lösen.
Jedoch würde
die Lösung
in einer komplizierteren Schaltkreiskonfiguration resultieren und
daher in einem sehr teuren Gerät.
Darüber
hinaus wird, wie erwähnt, die
parasitäre
Kapazität
bedeutend größer, wenn
der Operationsverstärker 42a der
Oszillationseinheit 42 und der Sensor 41 auf getrennten
Chips gebildet sind. Folglich würde
es eine derartige erhöhte,
parasitäre
Kapazität
es schwierig machen, eine stabile Oszillation in der Oszillationseinheit 42 zu
erzeugen.
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Weiter
muss in dem in 2 gezeigten Detektionsschaltkreis
eine Änderung
in der gezählten Anzahl
von Wellen in eine Änderung
in einem Kapazitätswert
durch digitales Verarbeiten in der verarbeitenden Einheit 48 umgewandelt
werden. Daher weist die Oszillationsfrequenz der Oszillationseinheit 42, wie
oben erwähnt,
kaum eine einfache, proportionale Beziehung mit dem Kapazitätswert des
Sensors 41 auf. Mit anderen Worten, müssen komplizierte Operationen,
wie zum Beispiel Quadrat- und
Inversions-Operationen bei einer hohen Geschwindigkeit in der verarbeitenden
Einheit 48 durchgeführt
werden, um eine Änderung
in der Kapazität
des Sensors 41 in Echtzeit aufzudecken. Solange daher nicht
ein besonders teurer und Hochleistungs-Mikrocomputer verwendet wird,
würden
die meisten der Fähigkeiten der
verarbeitenden Einheit 48 von derartigen Operationen aufgebraucht.
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Harada
M, et al, „Resonator
Array Sensor Toward Artificial Cochlear Modelling", Technical Digest of
the Sensor Symposium, No. 15, 1997, Seiten 99-102 offenbart ein
bekanntes Resonatorfeld.
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US 4 885 781 beschreibt
einen Frequenz-selektiven Geräuschumwandler
mit einer Anzahl von Resonatoren.
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GB 2 002 143 offenbart einen
Sensor, der Variationen in dem Impedanzwert des Sensors verwendet,
um Daten zu verarbeiten.
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Ein
Ziel der vorliegenden Erfindung ist, ein Detektionsgerät und ein
-Verfahren unter Verwendung einer Oszillationseinheit bereitzustellen,
deren Ausgabefrequenz zuverlässig
in Abhängigkeit
einer Impedanz variiert, wie zum Beispiel einer Kapazität eines
Sensors.
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Ein
anderes Ziel der vorliegenden Erfindung ist, ein Detektionsgerät und -Verfahren
unter Verwendung einer Oszillationseinheit bereitzustellen, deren Ausgabefrequenz
im Wesentlichen proportional zu einer Impedanz variiert, wie zum
Beispiel einer Kapazität
eines Sensors.
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Ein
weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist, ein Detektionsgerät und -verfahren
bereitzustellen, die in der Lage sind, andauernd eine Änderung in
einer Kapazität
eines Sensors auf alle Fälle
in einer einfachen Konfiguration zu erfassen, ungeachtet von Werten
der Sensorkapazität
und parasitären
Kapazitäten.
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Ein
weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist, ein Detektionsgerät und -Verfahren
unter Verwendung einer Oszillationseinheit bereitzustellen, deren Ausgabefrequenz
in Abhängigkeit
einer Kapazität
eines Sensors variiert, in dem die Oszillationseinheit eine Rechteck-Welle
bereitstellen kann, damit eine Variation in einer Amplitude der
Oszillationsausgabe nicht die Detektion des Kapazitätswertes
beeinflusst.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung stellen wir ein Gerät
zum Detektieren mechanischer Schwingungsamplituden von Frequenzkomponenten
bereit, die in einem Schwingungssignal enthalten sind, wobei das
Gerät umfasst:
ein
Resonator-Feld mit:
ersten und zweiten Membranen;
einem
Querbalken, der zwischen den ersten und zweiten Membranen verbunden
ist, durch den ein Schwingungssignal von der ersten Membran zu der zweiten
Membran quer läuft;
einer
Vielzahl von Seitenbalken, die sich von dem Querbalken aus im Wesentlichen
orthogonal zu diesem erstrecken und die unterschiedliche Längen zueinander
aufweisen, um jeweils unterschiedliche Resonanzfrequenzen aufzuweisen;
und dadurch gekennzeichnet, dass das Gerät weiter umfasst:
eine
Vielzahl an ersten Elektroden, die an den Seitenbalken befestigt
sind und eine Vielzahl an zweiten Elektroden, die stationär sind und
jeweils den ersten Elektroden gegenüberliegen, wobei die jeweiligen Paare
von Elektroden Kapazitätssensoren
bilden, deren Kapazität
in Reaktion auf eine Entfernung zwischen den ersten und zweiten
Elektroden variiert;
eine Vielzahl von Oszillatoren einschließlich der
Kapazitäten
der jeweiligen Sensoren;
eine Vielzahl an Zählern zum Zählen der Ausgaben der Oszillatoren,
um jeweilige Zählwerte
bereitzustellen,
die den Sensorkapazitäten entsprechen; und eine Signalverarbeitungsvorrichtung
zum Verarbeiten der Zählwerte
von den jeweiligen Zählern,
um mechanische Amplituden der jeweiligen Frequenzkomponenten bereitzustellen,
die in dem Vibrationssignal enthalten sind, das auf die erste Membran
angewendet wird.
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Vorzugsweise
umfasst die Signal-verarbeitende Vorrichtung:
eine Kapazitätsumwandlungsvorrichtung
zum Detektieren eines Paars von maximalen und minimalen Zählwerten
(CNTmax und CNTmin) aus den Zählwerten,
die von jedem der Zähler
ausgegeben werden und zum Umwandeln von diesen in ein Paar von minimalen
und maximalen Kapazitäten
(Cmin und Cmax); und eine Amplitudendetektionsvorrichtung zum Umwandeln
der Paare von minimalen und maximalen Kapazitäten (CNTmax und CNTmin) in
Paare von maximalen und minimalen Entfernungen (Dmax und Dmin),
um die mechanischen Schwingungsamplituden der jeweiligen Frequenzkomponenten
des angelegten Schwingungssignals zu erhalten.
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Vorzugsweise
ist jeder der Oszillatoren ein Wien-Brückenoszillator
einschließlich
eines Verstärkers
und eines positiven Rückkopplungsschaltkreises
des Verstärkers,
wobei der positive Rückkopplungsschaltkreis
und ein Produkt einer Verstärkung des
Verstärkers
und eines positiven Rückkopplungsverhältnisses
des Rückkopplungsschaltkreises
größer oder
gleich 1 ist.
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Vorzugsweise
umfasst der positive Rückkopplungsschaltkreis
des Verstärkers
einen Widerstand und einen Kondensator, der die Sensorkapazität bildet.
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Vorzugsweise
weisen die Sensoren ein mit einer Referenzspannung verbundenes Ende
auf.
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Vorzugsweise
weist der Verstärker
eine variable Verstärkung
auf.
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Kurze Beschreibung der Erfindung
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1 ist
ein Blockdiagramm, das ein Detektionsgerät zum Detektieren einer Sensorkapazität gemäß dem Stand
der Technik darstellt;
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2 ist
ein Blockdiagramm, das ein anderes Detektionsgerät zum Detektieren einer Sensorkapazität gemäß dem Stand
der Technik darstellt;
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3 zeigt
ein Blockdiagramm, das schematisch ein Detektionsgerät zum Detektieren
einer Sensorkapazität
darstellt;
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4 stellt
einen detaillierten Aufbau eines Wien-Brücken-Oszillators
dar, der als eine Oszillationssignal-Erzeugungseinheit des in 3 gezeigten Gerätes verwendbar
ist;
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5 ist
ein Graph, der eine Beziehung zwischen einer Kreisverstärkung A
und einer Oszillationsfrequenz in einem simulierten Beispiel des
in 4 gezeigten Wien-Brücken-Oszillators darstellt;
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6 sind
Graphen in Abhängigkeit
unterschiedlicher Kreisverstärkungen,
die jeder eine Beziehung zwischen einer Sensorkapazität und einer Oszillationsfrequenz
eines simulierten Wien-Brücken-Oszillators
darstellen, wie in 4 gezeigt;
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7 ist
eine Draufsicht eines Resonator-Feldes, das Sensoren bildet;
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8 ist
ein Graph, der Beziehungen zwischen Oszillationsfrequenzen und Amplituden
eines simulierten Resonator-Feldes darstellt, wie in 7 gezeigt;
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9 ist
eine schematische Querschnittsansicht eines Teils des in 7 gezeigten
Resonator-Feldes;
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10 ist
ein Graph, der eine Änderung
in einer Sensorkapazität
des Resonator-Feldes darstellt;
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11 ist
ein Blockdiagramm eines Sensorkapazitäts-Detektionsgerätes unter Verwendung des in 7 gezeigten
Resonator-Feldes und der in 4 gezeigten
Oszillatoren;
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12 und 13 stellen
Schaltkreisdiagramme von Oszillatoren dar, die verwendbar als die Oszillationssignal-Erzeugungseinheit
des in 3 gezeigten Gerätes sind;
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14 ist
ein Blockdiagramm, das einen anderen Aufbau der Oszillationssignal-Erzeugungseinheit
des in 3 gezeigten Gerätes darstellt;
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15 zeigt
Zeitablaufsdiagramme zum Erklären
eines Betriebes der Oszillationssignal-Erzeugungseinheit in 14;
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16 ist
ein Graph, der eine Beziehung zwischen einer Sensorkapazität und einer
Ausgabespannung eines simulierten Beispiels des in 14 gezeigten
Spannungsausgabeschaltkreises darstellt;
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17 ist
ein vergrößerter Graph
des in 16 gezeigten;
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18 ist
ein Graph, der eine Beziehung zwischen einer Sensorkapazität und einer
Ausgabespannung darstellt, die in einem getesteten Beispiel des
in 14 gezeigten Spannungsausgabeschaltkreises erhalten
wird; und
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19 ist
ein Graph, der eine Beziehung zwischen einer Sensorkapazität und einer
Oszillationsfrequenz in einem simulierten Beispiel der in 14 gezeigten
Oszillationssignal-Erzeugungseinheit darstellt.
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Beste Ausführungsart der Erfindung
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3 ist
ein Blockdiagramm, das im Allgemeinen ein Detektionssystem darstellt,
das ein Detektionsgerät 1 und
ein Digitalsignal-verarbeitendes Gerät 2 umfasst. Das Detektionsgerät 1 ist
aus einer Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 3 mit
einem Sensor 8 und einem Zähler 4 aufgebaut und
stellt ein Digitalsignal entsprechend einem physikalischen Betrag
bereit, der von dem Sensor 8 abgetastet wird, der direkt
von dem Digitalsignal-verarbeitenden Gerät 2 verarbeitet werden
kann. Das Digitalsignal-verarbeitende Gerät 2 ist aus einer
Spitzen-Halte-Einheit 5, einer Kapazitätsumwandler-Einheit 6 und
einer Amplituden-Detektionseinheit 7 aufgebaut
und erkennt den physikalischen Betrag, der von dem Sensor 8 abgetastet
wird, basierend auf dem Signal, das von dem Zähler 4 bereitgestellt
wird. Die Kapazitätsumwandler-Einheit 6 ist
ein Gerät,
das einen Kapazitätswert
aus Spitzenspannungen berechnet, die von der Spitzen-Halte-Einheit 5 bereitgestellt
werden. Die Amplituden-Detektionseinheit 7 ist ein Gerät, das eine
Amplitude eines Resonanzsignals aus einem Kapazitätswert der
Kapazitätsumwandler-Einheit 6 berechnet.
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4 stellt
ein Schaltkreisdiagramm einer ersten Ausführung der Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 3 dar,
die in dem in 3 gezeigten Detektionsgerät 1 eingeschlossen
ist. Die Einheit 3 ist als ein Wien-Brücken-Oszillator implementiert,
der eine positive Rückkopplung über ein
Rückkopplungs-Schaltkreisnetzwerk
mit Frequenzselektivität auf
einen Verstärker
anwendet. Insbesondere ist das Rückkopplungs-Schaltkreisnetzwerk
aus einem ersten Impedanzteil 37 einschließlich eines
seriellen Schaltkreises eines Widerstands 31 und eines
Kondensators 35 und einem zweiten Impedanzteil 38 gebildet,
der aus einem parallelen Schaltkreis eines Widerstands 32 und
eines Kondensators 36 gebildet ist. Das Rückkopplungs-Schaltkreisnetzwerk
wendet eine positive Rückkopplung
auf einen nicht-invertierenden Eingabeanschluss oder Knoten eines
Operationsverstärkers 9 an,
während
ein invertierender Eingabeanschluss oder Knoten des Operationsverstärkers 9 mit
einer negativen Rückkopplung
durch dritte und vierte widerstände 33 und 34 beschaltet wird.
Der zweite Impedanzteil 38 weist ein Ende verbunden mit
einem Erdungsanschluss 39 auf und sein Kondensator wird
von dem in 3 dargestellten Sensor 8 gebildet.
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In
dem Wien-Brücken-Oszillator 3 mit
dem in 4 gezeigten Sensorkondensator 36, kann
eine Verstärkung
des Verstärkers,
z.B. eine Kreisverstärkung
A, mit der negativen Rückkopplung
durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden: A = 1 + R4/R3 (1)
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In
der Gleichung (1) sind R3 und R4 Widerstände der Widerstände 33 beziehungsweise 34. Eine
Verstärkung
G des gesamten Oszillators einschließlich der Sensorkapazität wird durch
die folgende Gleichung als ein Produkt der Kreisverstärkung A
und eines positiven Rückkopplungsverhältnisses
durch das Rückkopplungs-Schaltkreisnetzwerk
ausgedrückt: G = (1 + R4/R3)/(1 + R1/R2 + C2/C1) (2)
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In
der Gleichung (2) sind R1 und R2 widerstände der Widerstände 31 beziehungsweise 32 und C1
und C2 sind Kapazitäten
der Kondensatoren 35 und 36. Wenn die Verstärkung im
Wesentlichen „1" ist, kann die Oszillationsfrequenz
f des Oszillators durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden: f = 1/(2π)·(C1·C2·R1·R2)–1/2 (3)
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Jeweilige
Konstanten von Elementen eines Oszillators werden im Allgemeinen
derart eingestellt, dass eine Verstärkung immer größer als
eins ist. Jedoch wurde es aus Experimenten entdeckt, dass wenn die
Verstärkung
G über
eins erhöht
wird, die Oszillationsfrequenz f des in 4 gezeigten
Wien-Brücken-Oszillators 3 graduell
von dem theoretischen Wert abweicht, der durch die Gleichung (3) dargestellt
wird. Während
von einer detaillierten Analyse abgesehen wird, wird angesehen,
dass das Phänomen
zum Teil von der Nicht-Linearität des Operationsverstärkers 9 und
so weiter verursacht wird.
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5 ist
ein Graph, der eine Beziehung zwischen einer Oszillationsfrequenz
f und einer Kreisverstärkung
A darstellt, die proportional zu einer Verstärkung G in einem simulierten
Beispiel des in 4 gezeigten Oszillators 3 ist,
wobei angenommen wurde, dass R1 = R2 = R3 = 50 kΩ, C1 = 100 fF, C2 = 50 fF und
R4 variabel war. Wenn die Verstärkung
G gleich eins war, z.B. wenn die Kreisverstärkung A gleich 2.5 war, betrug
die Oszillationsfrequenz f annähernd
45 MHz in dem simulierten Beispiel. Die erhaltene Frequenz von 45
MHz ist im Wesentlichen gleich der aus Gleichung (3) berechneten.
Wenn jedoch die Kreisverstärkung
A graduell von 2.5 anwuchs, wurde die erhaltene Oszillationsfrequenz
graduell niedriger, wie in 5 dargestellt.
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6 ist
ein Graph, der eine Beziehung zwischen einer Kapazität C2 eines
Kondensators 36 und eine Oszillationsfrequenz f für unterschiedliche
Kreisverstärkungen
A in einem simulierten Beispiel des in 4 gezeigten
Oszillators 3 darstellt, wobei es eingestellt wurde, dass
R1 = R2 = R3 = 50 kΩ und
C1 = 100 fF. Wie in 6 dargestellt, variierte, so
lange C2 annähernd
200 fF oder mehr betrug, die Oszillationsfrequenz nicht bedeutend
auf Grund der Variation in der Kreisverstärkung A. Wenn andererseits
C2 weniger als annähernd
200 fF betrug, variierte das Verhältnis einer Änderung
in der Frequenz f zu einer Änderung
in C2 bedeutend in Abhängigkeit
von unterschiedlichen Werten der Kreisverstärkung A. Zum Beispiel betrug
mit C2 = 300 fF, während
die Frequenz f 18.4 MHz betrug, wenn A 2.5 betrug, die Frequenz
11.83 MHz, wenn A 11 betrug, was keinen bedeutenden Unterschied
zwischen den zwei Fällen darstellt.
Wenn jedoch C2 in einem Bereich von 200 fF bis 10 fF lag, wurde
die Frequenz f weitgehend von 22.5 MHz bis 100 MHz geändert, wenn
A = 2.5, während
die Frequenz f lediglich von 13.98 MHz bis 19.86 MHz geändert wurde,
wenn A = 11. Es ist daher möglich,
die Sensitivität,
z.B. das Verhältnis
einer Änderung
in der Oszillationsfrequenz f zu einer Änderung in der Kapazität C2 durch Ändern der
Kreisverstärkung
A einzustellen. Die Kreisverstärkung
A kann unter Verwendung eines variablen Widerstands für den Widerstand 33 oder 34 oder
durch Ersetzen dieser Widerstände
mit anderen variiert werden.
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Der
in 3 gezeigte Sensor 8 oder der in 4 gezeigte
Kondensator 36, können
als ein Resonator-Feld gebildet werden. 7 ist eine
Draufsicht eines Resonator-Feldes 20, das in dem Detektionssystem
gemäß der vorliegenden
Erfindung verwendbar ist, die zuvor von den gegenwärtigen Erfindern
und Anderen vorgeschlagen wurde. Das Feld 20 umfasst eine
erste Membran 21 und eine zweite Membran 22, die
mit einem einzelnen Querbalken 23 gekoppelt sind und eine
Vielzahl von Seitenbalken 24, die unterschiedliche Längen voneinander
haben und parallel an vorbestimmten Zwischenräumen angeordnet sind und im
Wesentlichen orthogonal zu dem Querbalken 23 sind.
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Das
Resonator-Feld ist konfiguriert, künstlich ein Gehörsystem
eines Menschen nachzubilden und arbeitet wie folgt. Wenn die erste
Membran 21 mit einem Vibrationssignal in dem hörbaren Frequenzband versorgt
wird, wird das Vibrationssignal von der ersten Membran 21 zu
der zweiten Membran 22 über den
Querbalken 23 übertragen.
Im Laufe der Übertragung
beginnen die jeweiligen Seitenbalken 24 bei ihrer jeweiligen
Resonanzfrequenz zu schwingen. Mit anderen Worten absorbieren die
Seitenbalken 24 Frequenzkomponente, die im Wesentlichen
mit ihren jeweiligen Resonanzfrequenzen übereinstimmen, von dem übertragenen
Vibrationssignal, um zu vibrieren, wodurch das Eingabe-Vibrationssignal
in die jeweiligen Frequenzkomponenten aufgeteilt wird. 8 ist
ein Graph, der die Vibrationsamplituden der Seitenbalken 24 als
eine Funktion einer Frequenz f zeigt. Wie es ebenso aus dem Graph
ersichtlich ist, können,
wenn Vibrationsamplituden einiger der Seitenbalken 24 detektiert
werden, bestimmte Frequenzkomponenten extrahiert und aus dem Vibrationssignal
aufgedeckt werden, das zu der ersten Membran 21 eingegeben
wird.
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9 ist
eine schematische Querschnittsansicht eines Sensors 8,
der gestaltet ist, eine mechanische Vibrationsamplitude W von einem
Seitenbalken 24 zu detektieren. Wie in 9 dargestellt,
umfasst der Sensor 8 eine Balkenelektrode 25,
die auf der Bodenoberfläche
der Seitenbalken 24 angeordnet ist, und eine stationäre Elektrode 26,
die der Balkenelektrode 25 gegenüber liegt. Mit dieser Konfiguration
wird ein Kondensator zwischen Balken- und stationären Elektroden 25 und 26 gebildet.
Wenn sich eine Entfernung D zwischen zwei Elektroden 25, 26 in
Reaktion auf das Schwingen eines Seitenbalkens 24 ändert, ändert sich
die Kapazität
des Kondensators ebenso in einem reziproken Verhältnis zu der Entfernung D.
Dies bedeutet, dass ein Sensor 8 konfiguriert ist, der
seine Kapazität
gemäß einer
abgetasteten mechanischen Schwingung ändert. Daher kann der in 9 gezeigte
Sensor 8 als der Kondensator in dem in 4 gezeigten
Oszillator 3 verwendet werden.
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10 ist
ein Graph, der eine Änderung
in einer Kapazität
C2 des Kondensators 36, der durch den in 9 gezeigten
Sensor 8 gebildet ist, als eine Funktion der Zeit darstellt.
Wie in 10 dargestellt, variiert die
Kapazität
C2 des Kondensators 36 zwischen einer Maximalkapazität Cmax und
einer Minimalkapazität
Cmin in einem Zyklus, der in Übereinstimmung
mit dem mechanischen Vibrationszyklus T des Seitenbalkens 24 ist.
Da der Kondensator 36 die Kapazität C2 aufweist, die wie in 10 dargestellt variiert,
variiert die Oszillationsfrequenz in Reaktion auf die Kreisverstärkung A,
wie in 6 gezeigt. Insbesondere nimmt die Oszillationsfrequenz
f eine Minimalfrequenz fmin entsprechend der Maximalkapazität Cmax an
und eine Maximalfrequenz fmax entsprechend der Minimalkapazität Cmin.
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Wie
zuvor erwähnt,
werden die Elemente des Oszillators 3 in 4 derart
eingestellt, dass die Verstärkung
G immer größer als
ein ist. Daher wächst die
Ausgabe-Oszillationsamplitude
des Oszillators 3 monoton von der Zeit eines Einschaltens
an und folglich wird ein gepulstes Oszillations-Wellenformsignal, dessen
Amplitude bei einer Versorgungsspannung gesättigt ist, von einem Ausgabeanschluss 10 der Oszillationseinheit 3 ausgegeben
(siehe 4). Der in 3 gezeigte
Zähler
empfängt
das gepulste Wellenformsignal und zählt die Anzahl an Pulsen oder Wellen
(oder eine Wellenzahl), die in dem Signal in einem vorbestimmten
Zeitraum eingeschlossen sind. Der Zähler 4 kann durch
einen einfachen Schaltkreis implementiert sein, wie zum Beispiel
einem normalen binären
Zähler
mit einer Löschfunktion
oder Ähnlichem.
Insbesondere empfängt
der Zähler
das gepulste Wellenformsignal als ein Eingabe-Taktsignal und ein Löschsignal, das einen vorbestimmten
Zyklus aufweist, um die Zähler 4 zurückzusetzen
und zählt
die Takte für
den vorbestimmten Zyklus. Falls in diesem Fall die Zählerausgabe
zum Beispiel ein binäres
8-Bit-Signal ist, kann der Zähler
bis zu 255 Taktsignale zählen.
Daher kann die Oszillationsfrequenz f von dem Zähler 4 in den Zählwert umgewandelt werden,
der durch ein binäres
digitales Signal dargestellt wird und daher kann der Zählwert direkt
in das in 3 gezeigte Digitalsignal-verarbeitende
Gerät 2 eingegeben
werden. Wie zuvor unter Bezug auf 3 beschrieben,
umfasst das Digitalsignal-verarbeitende Gerät 2 die Spitzen-Halte-Einheit 5,
den Kapazitätsumwandler 6 und
die Amplituden detektierende Einheit 7. Während das
Digitalsignal-verarbeitende Gerät 2 durch
einen dedizierten Prozessor implementiert sein kann, kann ein Mikrocomputer
in einer Alternative zum zusätzlichen
Durchführen
anderer Steuerungen und so weiter verwendet werden.
-
Der
Zählwert,
der von dem Zähler 4 eingegeben
wird, weist einen Minimalzählwert
CNTmin auf, der der Minimalfrequenz fmin entspricht und daher der
Maximalkapazität
Cmax in 10 und einen Maximalzählwert CNTmax,
der der Maximalfrequenz fmax entspricht und daher der Minimalkapazität Cmin in 10.
Daher detektiert die Spitzen-Halte-Einheit 5 den Minimalzählwert CNTmin
und den Maximalzählwert
CNTmax und hält
diese in Registern der Einheit 5.
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Die
Kapazitätsumwandler-Einheit 6 wandelt den
Maximalzählwert
CNTmax in die Minimalkapazität
Cmin und den Minimalzählwert
CNTmin in die Maximalkapazität
Cmax um. Zum Durchführen
dieser Umwandlungen muss die Korrelation zwischen der Kapazität C2 und
der Oszillationsfrequenz f, wie in 6 dargestellt,
z.B. die Korrelation zwischen der Kapazität C2 und dem Zählwert des
Zählers 4,
im Voraus in einem Speicher, der in dem Digitalsignal-verarbeitenden
Gerät 2 bereitgestellt
ist, entsprechend der Kreisverstärkung
A des in 4 gezeigten Oszillators 3 gespeichert
werden. Dann kann die Kapazität aus
dem Speicher unter Verwenden des Zählwertes CNTmax und CNTmin
als Adressen abgerufen werden, wodurch die Umwandlung erzielt werden
kann.
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Die
so abgeleiteten Kapazitäten
Cmax und Cmin basieren jeweils auf der Entfernung D zwischen den
zwei Elektroden 25 und 26, die in 9 dargestellt
sind. Bei dem nächsten
Schritt wandelt die Amplituden-Detektionseinheit 7 die
Maximalkapazität Cmax
in die Minimalentfernung Dmin um und die Minimalkapazität Cmin in
die Maximalentfernung Dmax. Während
dieser Umwandlungen gleich unter Verwendung des Speichers, der in
dem Digitalsignal-verarbeitenden Gerät bereitgestellt ist, in einer Weise ähnlich zu
dem Obigen durchgeführt
werden können,
können
die Minimal- und Maximalentfernungen aus einer Gleichung berechnet
werden, die die Beziehung zwischen der Entfernung zwischen den Elektroden
des Kondensators und seiner Kapazität ausdrückt. Durch Berechnen der Differenz
zwischen der Maximalentfernung Dmax und der Minimalentfernung Dmin
kann die Amplitude W der Seitenbalken 24 aufgedeckt werden,
wodurch es möglich
gemacht wird, die Amplitude eines Signals mit einer bestimmten Frequenzkomponente
innerhalb des Vibrationssignals zu detektieren, das auf die Membran 21 des Resonator-Feldes 20 angewendet
wird.
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Wie
oben erklärt,
teilt das Resonator-Feld 20 ein Eingabe-Vibrationssignal in Frequenzkomponenten
auf und gibt die Frequenzkomponenten parallel als mechanische Schwingungen
mit Amplituden W bei den Seitenbalken 24 aus. Daher müssen für ein In-Echtzeit-Detektieren
jeweilige Frequenzkomponenten, die in dem Eingabe-Vibrationssignal
enthalten sind, die Amplituden W der Seitenbalken 24 parallel
durch einen, wie oben erwähnten,
Ansatz berechnet werden. 11 ist
ein Teil-Blockdiagramm, das ein Gerät darstellt, das gestaltet
wurde, die Amplituden W zu detektieren. Jeder der Schaltkreise 11 in 11 ist
der gleiche wie ein in 4 gezeigter Schaltkreisblock 35 und
daher der Gleiche wie die Oszillations-Schaltkreiseinheit 3 ausschließlich des Kondensators 36.
Das Resonator-Feld 20 ist aus elektrisch leitenden Teilen
gebildet, von denen Teile mit dem Erdungsanschluss 39 verbunden
sind. Eingabeanschlüsse 12 der
Schaltkreise 11, die parallel zueinander angeordnet sind,
werden mit den stationären
Elektroden 26 verbunden, die den Elektroden 25 an
den führenden
Enden der Seitenbalken 24 gegenüberliegen. Mit dieser Konfiguration
werden gepulste Signale parallel von Ausgabeanschlüssen 10 der
Schaltkreise 11 in einer Weise ähnlich zu derjenigen ausgegeben,
die in Bezug auf 4 erklärt ist, so dass diese Signale
in den Zähler 4 eingegeben werden.
In dieser Weise können
die jeweiligen Amplituden parallel für die Frequenzkomponenten abgeleitet
werden.
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In
dem Detektionsgerät 1,
das den in 4 gezeigten Oszillator und den
Zähler 4 verwendet, wird
die Sensorkapazität
C2 des Kondensators 36 als der Zählwert ausgegeben, der durch
einen binären digitalen
Wert dargestellt wird. Da der Zählwert
an dem Digitalsignalverarbeitenden Gerät 2 gehandhabt werden
kann wie dieser ist, kann jeglicher A/D-Umwandler, der erforderlich
war, ausgelassen werden. Wenn insbesondere das in 11 gezeigte
Resonator-Feld 20 verwendet wird, können, da die Amplituden W der
Seitenbalken als digitale Zählwerte
ausgegeben werden, eine Vielzahl von A/D-Umwandlern ausgelassen
werden, wodurch die Konfiguration einfacher wird.
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In
dem Detektionsgerät 1,
das den in 4 gezeigten Oszillator 3 und
den Zähler
verwendet, wird die Verstärkung
des Oszillators 3 größer als
eins eingestellt, so dass ein gepulstes Signal von diesem von dem
Ausgabeanschluss 10 ausgegeben wird. Der Zähler 4 zählt die
Anzahl von Wellen durch Bestimmen von Zeitpunkten, bei denen die
Wellen eine vorbestimmte Schwellenspannung überschreiten. Daher können mit
einem gepulsten Ausgabesignal von der Oszillationseinheit 3 die
Bestimmungszeitpunkte daran gehindert werden, sich in der Zeitachsen-Richtung
auf Grund einer Amplitudenänderung der
Ausgabe von der Oszillationseinheit 3 zu verschieben. Wenn
der Oszillator 3, der gepulste Ausgabesignale erzeugt,
als die Schaltkreise 11 verwendet wird, ist es möglich, die
Amplitudenwerte W der Seitenbalken 24 auf Grund der Verhinderung
der Bestimmungszeitpunkt-Verschiebung genau aufzudecken. Darüber hinaus
ist das Ausgabesignal des Oszillators 3 immer ein gepulstes
Signal, das durch eine Leistungs-Versorgungsspannung
gesättigt
wird. Selbst falls daher Störung,
Alterungsänderungen, Änderungen
in Teilen oder Ähnliches
vorliegen, überschreitet
die Amplitude des Ausgabesignals die Schwellenspannung unweigerlich.
Daher wird das Auftreten von fehlerhaftem Zählen in dem Zähler 4 verhindert.
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Während sich
die Oszillationsfrequenz f des Wien-Brücken-Oszillators 3 in Reaktion auf
eine Änderung
in der Kapazität
C2 ändert,
ist die Toleranz für Variationen
der Frequenz f durch eine Arbeitsgeschwindigkeit des Zählers 4 begrenzt.
Dies tritt auf, da, wenn die Frequenz f übermäßig hoch ist, es für den Zähler 4 schwierig
ist, jeden Puls ohne Auslassung zu zählen. Da andererseits ein Änderungsbetrag
der Kapazität
C2 durch die Eigenschaften des Sensors 8 diktiert wird,
ist es im Allgemeinen schwierig, die Kapazität C2 zum Einstellen eines variierenden
Bereichs der Oszillationsfrequenz f zu steuern. Jedoch kann in dem Detektorgerät 1 ein
variierender Bereich der Oszillationsfrequenz f gemäß der Arbeitsgeschwindigkeit
des Zählerschaltkreises 4 durch Ändern der
Kreisverstärkung
A des Oszillators 3 eingestellt werden. Da weiter immer
die gleiche gepulste Wellenform ausgegeben wird, so lange die Verstärkung G
eins oder mehr beträgt,
kann der variierende Bereich eingestellt werden, ohne irgendwelche
anderen Unannehmlichkeiten zu verursachen.
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In
dem Oszillator 3 des Detektionsgerätes 1 wird der Kondensator 36,
der ein Ende verbunden mit dem Erdungsanschluss 39 aufweist,
durch den Sensor 8 gebildet. Wenn daher eine Vielzahl von
Sensoren 8 zusammen mit den Schaltkreisen 11 verwendet werden,
um die jeweiligen Oszillatoren zu bilden, wie in 11 dargestellt,
kann ein Ende jedes Sensors 8 mit einer gemeinsamen Leitung
verbunden werden. Falls eine Vielzahl von Sensoren auf einem Silizium-Chip gebildet werden,
der ähnlich
zu demjenigen des Resonator-Feldes 20 ist, können die
Sensoren, die alle ein Ende zuvor miteinander verbunden aufweisen,
leicht gebildet werden. Falls daher derartige Sensoren 8 verwendet
werden, um eine Vielzahl von Oszillatoren zu bilden, können die
wechselseitig verbundenen Enden der Sensoren mit der Erdungsleitung 39 bei
einem Punkt verbunden werden. Dies beseitigt eine aufwändige Operation
zum jeweiligen Verbinden eines Endes der Sensoren 8 mit
der Erdungsleitung 39, wodurch es möglich wird, die Konfiguration
des Detektionsgerätes 1 bedeutend
zu vereinfachen.
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Falls
das Detektionsgerät 1 lediglich
einen einzelnen Oszillator 3 mit einem Sensor 8 aufweist, kann
ein anderes elektrisches Element, wie zum Beispiel der Widerstand 31 oder
der Kondensator 35 in 4, als ein
Sensorelement 8 zum Diktieren der Oszillationsfrequenz
f aufgebaut sein. Weiter können alternativ
alle dieser elektrischen Elemente als Sensorelemente 8 aufgebaut
sein.
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In
den vorangehenden Ausführungen
wird der Sensor 8 als der Kondensator 36 gebildet,
dessen Kapazität
C2 sich auf Grund einer Änderung
in einem abgetasteten physikalischen Betrag ändert. Das Resonator-Feld 20 (7 und 9)
weist eine Vielzahl von Sensoren 8 auf, die ihre elektrischen
Eigenschaften durch abgetastete mechanische Schwingungen ändern.
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Darüber hinaus
ist der Oszillator 3 nicht auf eine Wien-Brücke beschränkt und
eine andere Art von Oszillator kann stattdessen verwendet werden. Zum
Beispiel kann ein Rechteckwellen-Oszillator verwendet werden, der
einen Operationsverstärker, wie
in 12 dargestellt, verwendet. In diesem Fall kann
zumindest ein Kondenstor 40 oder der Widerstände 41, 42, 43 als
der Sensor 8 aufgebaut sein, mit dem Ergebnis, dass eine Änderung
in einem physikalischen Betrag, der von dem Sensor 8 abgetastet wird,
als eine Änderung
in einer Basisfrequenz eines Rechteckwellen-Oszillators ausgegeben werden kann,
der einen wie in 13 gezeigten CMOS-Schmidt 44 verwendet,
verwendet werden kann. Wenn in diesem Fall zumindest ein Kondensator 46 oder
eine Widerstand 45 als ein Sensor 8 gebildet ist,
kann eine Änderung
in einem physikalischen Betrag, der von dem Sensor 8 abgetastet
wird, als eine Änderung
in der Basisfrequenz in dem Rechteckwellen-Oszillationssignal ausgegeben
werden. Wenn ein Element, das ein Ende verbunden mit einer Erdungsleitung 39 aufweist,
zum Beispiel der Kondensator 40 oder der Kondensator 46 in 12 oder 13,
als ein Sensor 8 gebildet sind und das Detektionsgerät 1 gebildet
ist, um eine Vielzahl von Oszillationseinheiten 3 zu umfassen,
die eine Vielzahl von Sensoren 8 umfassen, die parallel
angeordnet sind, kann das Gerät
bedeutend vereinfacht werden, da ein Ende der Sensoren 8 zuvor
zusammen mit einer Erdungsleitung an einem Punkt auf einem Silizium-Chip
verbunden werden kann, wie in dem Falle des Resonator-Feldes 20.
Statt eines Verbindens eines Endes der Sensorelemente mit einer
Erdungsleitung ist es ebenso möglich,
diese mit einer anderen Referenz- Spannungsleitung
zu verbinden, wie zum Beispiel einer positiven oder negativen Leistungsversorgungsleitung,
wodurch das Gerät
vereinfacht werden kann.
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Andere
unterschiedliche Oszillatoren können in
dem Detektionsgerät 1 verwendet
werden. Wenn eine LC-Oszillationseinheit
verwendet wird, ist es möglich,
einen derartigen Sensor zu verwenden, der seine Induktanz auf Grund
einer Änderung
in einem detektierten physikalischen Betrag ändert. Weiter kann sogar eine
Oszillationseinheit, die ein gepulstes Signal bereitstellt, das
eine Amplitude kleiner als eine Versorgungsspannung aufweist oder
eine Signal mit einer sinusförmigen
Wellenform verwendet werden, falls die Amplitude größer als
ein Schwellenpegel ist.
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Ein
getestetes Beispiel des Detektionsgerätes 1 wurde unter
Verwendung von Oszillatoren, die alle in 4 dargestellt
sind und eines Resonator-Feldes als Sensoren 8 konfiguriert,
die in 7 dargestellt sind. Die jeweiligen Konstanten
von Elementen jeder Oszillationseinheit 3 waren wie folgt:
R1
= R2 = R3 = 50 kΩ,
R4 = 500 kΩ und
C1 = fF. Daher wurde die Kreisverstärkung A zu 11 berechnet. Ein
Zyklus (Referenzzeitperiode) während
dem der Zähler 4 die
Anzahl von Wellen zählt,
wurde als 6.7 μS
gewählt.
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In
dem getesteten Beispiel wurde eine sinusförmige Welle von 5KHz auf die
erste Membran 21 des Resonator-Feldes 20 als ein
Detektionssignal angewendet. In diesem Fall wurde die Anzahl von Wellen
bei 30 Punkten pro Zyklus der sinusförmigen Welle von 5KHz gezählt, bei
dem ein maximaler Zählwert
CNTmax 134 betrug und ein minimaler Zählwert CNTmin 78 betrug. Aus
diesen Zählwerten
CNTmax und CNTmin wurde eine Maximal-Frequenz fmax = 20.0 MHz und eine Minimal-Frequenz
fmin = 11.6 MHz abgeleitet. Es wurde weiter aus diesen erhalten, dass
die Kapazität
C2 des Kondensators 36 von einer Minimalkapazität Cmin gleich
zu 10 fF (Cmin = 10fF) bis zu einer Maximalkapazität Cmax gleich
zu 500 fF (Cmax = 500fF) variiert. Dann können die Amplituden W der Seitenbalken 24,
die in dem Resonator-Feld 20 gebildet sind, auf der Basis
dieser Kapazitäten
Cmin und Cmax, wie oben beschrieben, aufgedeckt werden. Mit der
Kreisverstärkung
A als 11 gewählt,
erstreckte sich ein variierender Bereich der Oszillationsfrequenz
f von 11.6 MHz bis 20.0 MHz, was einen Frequenzbereich darstellt,
der ausreichend von einem Allzweck-Hochgeschwindigkeits-CMOS-IC-Zählers oder Ähnlichem
zählbar
ist. Da darüber
hinaus ein Zählwert
der Welle, falls gemittelt, einer Änderung in einer Kapazität gleich
zu annähernd
9fF entspricht, kann die Detektion mit einer ausreichenden Auflösung erzielt
werden. Da zusätzlich
die Anzahl von Wellen durch einen Zähler mit einer binären 8-Bit-Ausgabe gezählt werden
kann, kann die Konfiguration des Zählers ebenso vereinfacht werden.
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14 ist
ein Blockdiagramm, das eine andere Ausführung einer Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 3 des
in 3 gezeigten Detektionsgerätes 1 gemäß der vorliegenden
Erfindung darstellt, das einen Variabel-Spannungs-Generator 60,
einen Spannungs-Ausgabeschaltkreis 70, einen Spannung addierenden
Schaltkreis 80, einen Oszillator 90 und eine Steuereinheit
(nicht gezeigt) umfasst. Der Oszillator 90 stellt ein Oszillations-Ausgabesignal
Fout von einem Ausgabeanschluss OUT9 an den Zähler 4 bereit, der
in 4 dargestellt ist und der Zähler 4 wiederum stellt
die Anzahl von Wellen (oder die Wellenzahl) des Signals Fout in
einem vorbestimmten Zeitraum. Die Steuereinheit steuert den Variabel-Spannungs-Generator 60,
den Spannungs-Ausgabeschaltkreis 70 und
den Oszillator 90. Der Variabel-Spannungs-Generator 60 erzeugt
eine Spannung Vh oder Vh + ΔV
als eine Eingabespannung Vin an einen Eingabeanschluss IN7 des Spannungs-Ausgabeschaltkreises 70.
Die Steuereinheit steuert Schalter in dem Spannungs-Ausgabeschaltkreis 70 und
dem Oszillator 90 zum Ein-/Ausschalten. Die Steuereinheit
kann eine Zurücksetzung
oder Löschoperation
des Zählers 4 (3)
steuern.
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Der
Spannungs-Ausgabeschaltkreis 70 umfasst erste bis dritte
Operationsverstärker
OP4-OP6. Ein Widerstand Ri1 ist zwischen einem Spannungs-Eingabeanschluss
oder Knoten (Vin) und einem invertierendem Eingabeanschluss oder
Knoten des ersten Operationsverstärkers OP4 verbunden, während ein
Rückkopplungs-Schaltkreis
einschließlich
eines Widerstands Rf1 und eines Schalters SW11, die parallel zueinander
verbunden sind, zwischen einem Ausgabeanschluss oder Knoten und dem
invertierenden Eingabeanschluss des ersten Operationsverstärkers OP4
verbunden ist. Ein Sensor 8, der seine Kapazität Cs auf
Grund einer Änderung
in einem abgetasteten physikalischen Betrag verändert (zum Beispiel Druck,
Vibrationen, Temperatur, Gasdichte oder Ähnliches), wird zwischen einem
nicht-invertierenden Eingabeanschluss oder Knoten des Operationsverstärkers OP4
und dem Spannungs-Eingabeanschluss
IN7 verbunden. Der nicht-invertierende Eingabeanschluss ist über einen Schalter
SW12 mit einem Referenz-Spannungsanschluss Vh verbunden (der die
Referenz-Spannung Vh
bereitstellt). Daher bilden diese oben erwähnten Komponenten einen Kapazitäts-/Spannungs-Umwandlerschaltkreis
zum Umwandeln der Kapazität Cs
des Sensors 8 in eine Ausgabespannung V1.
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Ein
Widerstand Ri2 wird zwischen einem invertierenden Eingabeanschluss
oder Knoten des zweiten Operationsverstärkers OP5 und dem Spannungs-Eingabeanschluss
IN7 verbunden, während ein
Rückkopplungs-Schaltkreis einschließlich eines Widerstandes
Rf2 und eines Schalters SW13, die parallel miteinander verbunden
sind, zwischen einem Ausgabeanschluss oder Knoten und dem invertierenden
Eingabeanschluss des zweiten Operationsverstärkers OP5 verbunden ist. Ein
nicht-invertierender Eingabeanschluss
oder Knoten des Operationsverstärkers
OP5 ist mit dem Referenz-Spannungsanschluss
Vh verbunden.
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Der
Ausgabeanschluss des ersten Operationsverstärkers OP4 ist mit einem Referenz-Spannungsanschluss
Vh über
Spannungsteilende Widerstände
Rh3 und Rg3 verbunden, die in Serie miteinander verbunden sind und
ein Verbindungspunkt von diesen ist mit einem nicht-invertierenden
Eingabeanschluss oder Knoten des dritten Operationsverstärkers OP6
verbunden. Der Widerstand Rh3 weist einen ersten Widerstand auf,
während
der Widerstand Rg3 als ein Volumen gebildet wird und daher einen variablen
Widerstand aufweist. Der Ausgabeanschluss des zweiten Operationsverstärkers OP5
ist mit einem invertierenden Eingabeanschluss oder Knoten des dritten
Operationsverstärkers
OP6 über einen
Widerstand Ri3 verbunden. Ein Rückkopplungsschaltkreis,
der einen variablen Widerstand Rf3 und einen Schalter SW14 umfasst,
die parallel miteinander verbunden sind, ist zwischen einem Ausgabeanschluss
oder Knoten und dem invertierenden Eingabeanschluss des Operationsverstärkers OP6 verbunden.
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Der
Spannungs-addierende Schaltkreis 80 umfasst zum Beispiel
einen N-Kanal-Anreicherungs-MOS-Transistor T29. Der Transistor T29
weist ein Gate verbunden mit einem Ausgabeanschluss oder Knoten
des Spannungs-Ausgabeschaltkreises 70 auf,
z.B. ist der Ausgabeanschluss des Operationsverstärkers OP6
mit dem Gate des Transistors 29 verbunden. Eine Source
des Transistors T29 ist mit einer Erdung verbunden. Ein Drain des
Transistors T29 ist mit einem positiven Leistungs-Versorgungsanschluss
VDD verbunden, der eine Spannung +VDD über einen Last-variablen Widerstand
Rlev bereitstellt und daher als ein Ausgabeanschluss oder Knoten
des Spannung addierenden Schaltkreises 80 dient.
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Der
Oszillator 90 ist im Wesentlichen als eine Wien-Brücke gebildet.
Nämlich
werden ein Widerstand Rw1 und ein Kondensator Cw1, die in Serie miteinander
verbunden sind, zwischen einem nicht-invertierenden Eingabeanschluss
oder Knoten und einem Ausgabeanschluss oder Knoten eines vierten
Operationsverstärkers
OP7 verbunden. Ein Schalter SW15 ist parallel mit dem Rw1-Cw1-Serienschaltkreis
verbunden. Ein Kondensator Cw2 und ein MOS-Transistor T30, dessen
Drain und Source parallel mit dem Kondensator Cw2 verbunden sind,
sind zwischen dem nicht-invertierenden Eingabeanschluss des Operationsverstärkers OP7
und einem Referenz-Spannungsanschluss
Vh gekoppelt. Der Widerstand Rw1, Kondensatoren Cw1 und Cw2 und ein
Widerstand der Drain-Source des Transistors T30 bilden ein CR-Rückkopplungs-Schaltkreisnetzwerk des
Wien-Brücken-Oszillators.
Der Transistor T30 ist der gleiche Typ wie der Transistor T29 (z.B.
ein N-Kanal Anreicherungstyp). Der Transistor T30 weist ein Gate
auf, das mit dem Ausgabeanschluss des Spannung addierenden Schaltkreises 80 verbunden
ist, z.B. dem Drain des Transistors 29. Weiter ist ein
Widerstand Rw2 zwischen einem invertierenden Eingabeanschluss oder
Knoten des Operationsverstärkers OP7
und einem Referenz-Spannungsanschluss
Vh verbunden und ein Widerstand Rw3 ist zwischen dem invertierenden
Eingabeanschluss und dem Ausgabeanschluss des Verstärkers OP7
verbunden. Der Ausgabeanschluss des Operationsverstärkers OP7 ist
mit einem Ausgabeanschluss oder Knoten des Oszillators 90 verbunden.
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Das
Ausgabesignal Fout von dem Oszillator 90 wird dem Zähler 4 bereitgestellt
(3), bei dem die Wellen des Signals Fout für den vorbestimmten Zeitraum
gezählt
werden. Wie zuvor in Bezug auf 3 erwähnt, kann
der Zähler 4 ein
normaler binärer
Zähler
mit einem Löschanschluss
sein, der das Signal Fout von dem Ausgabeanschluss OUT9 als ein
Eingabe-Taktsignal empfängt,
die Anzahl von Wellen des Signals zählt, bis dem Löschanschluss
jeden vorbestimmten Zeitraums von der Steuereinheit ein Löschsignal
bereitgestellt wird und gibt den Zählwert aus, der direkt vor
der Lösch-Zeitsteuerung
zum Beispiel erhalten wird. Daher kann der Zähler 4 ein binäres Digitalsignal
entsprechend dem Frequenzsignal Fout ausgeben.
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Alle
Referenzanschlüsse
Vh sind mit den gleichen Spannungsleitungen verbunden, um die gleiche
Spannung Vh bereitzustellen.
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Die
Steuereinheit kann zum Beispiel mittels eines Mikro-Computers und eines
antreibenden Schaltkreises implementiert sein. Die Steuereinheit kann
das gleiche Steuersignal CTRL an schaltende Steueranschlüsse SW11a,
SW12a, SW13a, SW14a, SW15a der jeweiligen Schalter SW11, SW12, SW13, SW14,
SW15 bereitstellen, so dass diese bei der gleichen Zeitsteuerung
Ein- oder Ausschalten. Die Steuereinheit steuert ebenso den Spannungsgenerator
60, um die Spannung Vh oder Vh + ΔV
als die Eingabespannung Vin zu dem Eingabeanschluss IN7 zu erzeugen.
-
Als
Nächstes
wird ein Betrieb der in 17 dargestellten
Oszillationseinheit erklärt. 15 sind Zeitablaufsdiagramme,
die Zustände
des Steuersignals CTRL darstellen, das von der Steuereinheit an alle
schaltenden Steueranschlüsse
SW11a-SW15a der jeweiligen Schalter SW11-SW15 angelegt wird, die Spannung Vin,
die in den Spannungseingabeanschluss IN7 eingegeben wird und das
Signal Fout, das von dem Ausgabeanschluss Fout, das von dem Ausgabeanschluss
OUT9 ausgegeben wird. Bis zu einer Zeit T1 stellt die Steuereinheit
das Signal CTRL bei einem Hoch-Pegel bereit, um die Schalter SW11-SW15
eingeschaltet aufrecht zu erhalten. Während diese Schalter in den
An-Zuständen
sind, steuert die Steuereinheit den Variabel-Spannungs-Generator 60,
um die Spannung Vin = Vh dem Spannungs-Eingabeanschluss IN7 bereitzustellen. Weiter
sind auf Grund der An-Zustände
der Schalter die Ausgaben der Operationsverstärker OP4-OP7 bei der Referenzspannung
Vh und daher wird das Ausgabesignal Fout von dem Ausgabeanschluss OUT9
bei Vh gehalten. Daher wurde die Oszillationseinheit 3 initialisiert.
In diesem Fall ist es ebenso möglich,
dass der Spannungs-Eingabeanschluss IN7 mit der Referenzspannung
Vh durch die Steuereinheit selbst verwendet werden kann, vorausgesetzt, dass
eine Hoch- Impedanz-Bedingung
zwischen dem Spannungs-Eingabeanschluss
IN7 und der Steuereinheit erzeugt wird.
-
Als
nächstes ändert bei
einer Zeit T1 die Steuereinheit das Steuersignal CTRL auf einen
Niedrig-Pegel, der in einem Ausschalten der jeweiligen Schalter
SW11-SW15 resultiert. Die Ausgabespannung V1 des ersten Operationsverstärkers OP4
während
der Aus-Zustände
der Schalter SW11-SW15 wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt, bei der
Vp1 eine Spannung an dem nicht-invertierenden Eingabeanschluss des
Verstärkers
OP4 ist: V1 = –(Rf1/Ri1)(Vin – Vp1) +
Vp1 (4)
-
Wenn
Rf1 und Ri1 das Gleiche sind oder Rf1/Ri1 = 1, ändert sich die obige Gleichung
(4) zu: V1 = –Vin + 2Vp1 (5)
-
Die
Ausgabespannung V2 des zweiten Operationsverstärkers OP5 wird durch die folgende
Gleichung ausgedrückt,
vorausgesetzt, dass Rf2/Ri2 = 1 ist: V2
= –Rf2/Ri2)(Vin – Vh) +
Vh = –Vin
+ 2Vh (6)
-
Der
Ausgabespannungswert Vout des dritten Operationsverstärkers OP6
wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt: Vout = K(V1 – V2)
+ Vh (7)(wobei
K = Rg3/Rh3 = Rf3/Ri3)
-
Als
Nächstes
wird bei der zeit T1 + ΔT
die Spannung Vin von dem Variabel-Spannungs-Generator 60 an
den Spannungs-Eingabeanschluss
IN7 von der Referenzspannung Vh zu einer höheren, vorbestimmten Spannung
Vh + ΔV
geändert.
Da Spannungen in diesem Schaltkreis als Differenz von der Referenzspannung
Vh behandelt werden, wird in der folgenden Beschreibung Vh = 0 angenommen.
Mit Vh = 0 wird die Spannung Vp1 bei dem nicht-invertierenden Eingabeanschluss
des ersten Operationsverstärkers
OP4 ausgedrückt
durch: Vp1 = ΔV·Cs/(Cs + Cp) (8)
-
Hier
ist Cp eine parasitäre
Kapazität,
die bei einer Verbindung zwischen dem Sensor 8 und dem Operationsverstärker OP4
gebildet wird. Dann werden durch Substituieren der Gleichung (8)
in die zuvor erwähnten
Gleichungen (4) und (5), in denen Vh = 0, jeweils die folgenden
Gleichungen abgeleitet: V1 = –Vin + 2ΔV·Cs/(Cs + Cp) V2 = –Vin
-
Die
Ausgabespannung Vout des Spannungs-Ausgabeschaltkreises 70 kann
wie folgt durch Substituieren dieser Gleichungen in die Gleichung (6)
abgeleitet werden: Vout = 2K·ΔV·Cs/(Cs
+ Cp) (9)
-
Wenn
der Sensor 8 und der erste Operationsverstärker OP4
auf jeweiligen, getrennten Chips gebildet werden, liegt die parasitäre Kapazität Cp, die an
einem verbindenden Punkt der zwei gebildet wird, im Allgemeinen
in einem Bereich von einem pF zu ungefähr 100 pF oder mehr. Da andererseits
die Kapazität
Cs des Sensors 8 im Allgemeinen von ungefähr einem fF bis mehreren Hundert
fF liegt und daher Cp sehr viel größer als Cs gilt, kann Cs/(Cs
+ Cp) in der Gleichung (9) zu Cs/Cp angenähert werden. Daher kann die
Ausgabespannung Vout des Spannungs-Ausgabeschaltkreises 70 ausgedrückt werden durch: Vout = 2K·ΔV·Cs/Cp (10)
-
Wie
es aus der Gleichung (10) ersichtlich ist, erzeugt der Spannungs-Ausgabeschaltkreis 70 die Ausgabespannung
Vout proportional zu der Kapazität
Cs des Sensors B. Die Gleichung (10) zeigt an, dass eine Spannung
proportional zu der Sensorkapazität Cs von dem dritten Operationsverstärker OP6 abgeleitet
werden kann. Es sollte erwähnt
werden, dass die Gleichung (10) komplexer wird, wenn Vh nicht 0
ist. Da das Prinzip des Betriebs in dem Falle von Vh ≠ 0 das Gleiche
wie das Jenige in dem Falle von Vh = 0 ist, wurde eine Gleichung,
die Vout im Falle von Vh ≠ 0
darstellt, ausgelassen.
-
16 ist
ein Graph, der eine Beziehung zwischen einer Kapazität Cs eines
Sensors 8 und einer Ausgabespannung Vout eines simulierten
Beispiels des Spannungs-Ausgabeschaltkreises 70 zeigt. 17 ist
ein Graph, der lediglich einen Teil des Graphen in 16 in
einer vergrößerten Ansicht darstellt,
bei dem die Kapazität
Cs des Sensors 8 100 fF oder weniger beträgt. In dem
simulierten Schaltkreis wurde angenommen, dass Widerstände von Ri1
= Rf1 = Ri2 = Rf2 = Rh3 = Ri3 = 10kΩ und variable Widerstände von
Rg3 = Rf3 = 1MΩ verwendet wurden
und dass das Rg3 und Rf3 eingestellt wurden, um Rg3/Rh3 = Rf3/Ri3
zu genügen.
Wie es ebenso aus den in 16 und 17 gezeigten Graphen
ersichtlich ist, ist es selbstverständlich, dass die Kapazität Cs des
Sensors 8 und die Ausgabespannung Vout im Wesentlichen
in einer proportionalen Beziehung sind, wie durch die Gleichung
(10) angezeigt. Diese proportionale Beziehung gilt selbst wenn die
Kapazität
Cs des Sensors 8 sehr klein, gleich oder weniger als 100
fF beträgt.
In 16 und 17 wird
die parasitäre
Kapazität
als 20pF angenommen und Vh = Vdd/2 = 2.5V. Daher beträgt, falls Cs
Null ist, Vout ungefähr
2.5V.
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Die
Ausgabespannung des Spannungs-Ausgabeschaltkreises 70 wird
als Nächstes
in das Gate des Transistors T29 des Spannungs-addierenden Schaltkreises 80 eingegeben.
Eine Gate- zu-Drain-Spannung
des Transistors T29 wird durch einen Drain-Source-Strom bestimmt, der unter der
Steuerung der Gate-Spannung
Vout und des Widerstandes Rlev fließt. Diese Gate-zu-Drain-Spannung,
die eine Gleichspannung ist, wird zu der Spannung Vout addiert und
dann als Ausgabespannung Vlev an den Oszillator 90 ausgegeben.
Ein theoretischer Wert der Spannung Vlev kann durch die folgende
Gleichung ausgedrückt
werden: Vlev = VDD – (1/2)Rlev·β1(Vout – Vt)2 (11)
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In
der Gleichung (7) sind β1
und Vt ein Verstärkungskoeffizient
und eine Schwellenspannung des Transistors T29. Wie in der obigen
Gleichung (11) angezeigt, ändert
sich die Spannung Vlev theoretisch in Proportion zu einem Quadrat
der Differenz zwischen Vout und Vt.
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Die
Ausgabespannung Vlev wird dann dem Gate des Transistors T30 bereitgestellt.
Ein theoretischer An-Widerstand Ron des Transistors T30 wird durch
die folgende Gleichung unter Verwendung der Spannung Vlev ausgedrückt: Ron = Vp4/[β2{(Vlev – Vt)Vp4 – (1/2)Vp42}] (12)
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In
der Gleichung (12) ist Vp4 eine Spannung bei dem nicht-invertierenden Eingabeanschluss
des Operationsverstärkers
OP7. Wie aus Gleichung (12) verstanden wird, ändert sich der Widerstand Ron
theoretisch in Proportion zu einem Inversen der Differenz zwischen
Vlev und Vt. Dieser Widerstand Ron funktioniert als ein Widerstandselement
in einem CR-Rückkopplungsschaltkreisnetzwerk
in dem Wien-Brücken-Oszillator 90.
Daher kann die Frequenz des Signals Fout, das von dem Ausgabeanschluss OUT9
ausgegeben wird, durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden: f = 1/(2π)·(Rw1·Ron·Cw1·Cw2)–1/2 (13)
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Mit
anderen Worten ändert
sich die Frequenz f in Proportion zu einem Inversen einer Quadratwurzel
des Widerstands Ron. Das Signal Fout bei der Frequenz f, das in
der Gleichung (13) ausgedrückt ist,
wird ausgegeben, während
alle Schalter SW11-SW15
durch das Steuersignal CTRL aus sind. Wenn nachfolgend die jeweiligen
Schalter SW11-SW15 bei einer Zeit T2, wie in 16 gezeigt, wieder
eingeschaltet werden, wird eine Ladung, die sich auf einer parasitären Kapazität zwischen
dem Sensor 8 und dem Operationsverstärker OP4 akkumuliert hat, wieder
entladen und die Referenzspannung Vh wird wieder von dem Ausgabeanschluss OUT9
ausgegeben. Dann werden die jeweiligen Schalter SW11-SW15 wieder
bei einer Zeit T3 ausgeschaltet, die Spannung Vin bei dem Spannungs-Eingabeanschluss
IN7 wird auf den gemessenen Spannungswert Vh + ΔV erhöht, was darin resultiert, dass das
Ausgabesignal Fout bei der Frequenz f von dem Ausgabeanschluss OUT9
in einer Weise ähnlich
zu dem Vorangehenden ausgibt.
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18 ist
ein Graph, der die Beziehung zwischen einer Kapazität Cs eines
Sensors und einer Ausgabespannung Vout eines getesteten Beispiels des
Spannungs-Ausgabeschaltkreises 70 zeigt,
in dem die Kapazität
Cs unterschiedlich geändert
wurde und die Spannung Vout für
jede Kapazität
Cs gemessen wurde. In dem Graph stellen gepunktete Punkt die gemessenen
Spannungen dar. Wie es aus dem Graph ersichtlich ist, ändert sich
die Spannung Vout linear in Reaktion auf die Kapazität Cs in
dem getesteten Beispiel, dessen Beziehung wie folgt ausgedrückt werden
könnte: Vout = 3.146Cs + 228.432
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In
dem getesteten Beispiel betrug der Minimalwert der gemessenen Kapazitäten Cs 5fF.
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Demgemäß kann die
Ausgabespannung als linear variabel in Reaktion auf die Sensorkapazität gemäß der vorliegenden
Erfindung erhalten werden.
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19 ist
ein Graph, der die Beziehung zwischen einer Kapazität Cs eines
Sensors 8 und einer Frequenz f eines Ausgabesignals Fout
in einem Bereich der Kapazität
Cs unter 400 fF in einem getesteten Gerät mit einem, wie in 14 gezeigt,
Aufbau darstellt. In dem getesteten Gerät hatte ein Spannungs-Ausgabeschaltkreis 70 den
gleichen Aufbau wie der getestete, in Bezug auf die in 16 und 17 erläuterte.
Ein Lastwiderstand Rlev wurde durch einen variablen Widerstand von
lKΩ implementiert
und derart eingestellt, dass ein An-Widerstand Ron eines Transistors T30
geeignet war, einen Wien-Brücken-Oszillator 90 oszillieren
zu lassen. Jeweilige Konstanten, die mit dem Wien-Brücken-Oszillator 90 verknüpft sind,
betrugen: Rw1 = 50kΩ,
Cw1 = Cw2 = 100fF, Rw2 = 1MΩ und
Rw3 = 2MΩ.
Wie in 18 dargestellt, ist es selbstverständlich,
dass die Kapazität
Cs und die Frequenz f im Wesentlichen in einer proportionalen Beziehung
in dem oben erwähnten
Bereich sind. Wenn eine detaillierte Analyse erwartet wird, wird
berücksichtigt,
dass eine Nicht-Linearität,
die erzeugt wird, wenn die Gate-zu-Drain-Spannung des Transistors
T29 zu der Spannung Vout hinzugefügt wird und eine Nicht-Linearität, die erzeugt
wird, wenn der An-Widerstand Ron des Transistors T30 von der Spannung
Vlev geändert wird,
die Hauptursachen sind, um eine Nicht-Linearität in eine Änderung in der Oszillationsfrequenz
f in Bezug auf den Widerstand Ron zu beseitigen.
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Wie
es aus 19 ersichtlich ist, variierte
die Frequenz f von dem Oszillator 90 linear in Reaktion auf
die Sensorkapazität
Cs und daher können
komplizierte Operationen in der verarbeitenden Einheit beseitigt
werden.
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Gemäß der Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 3 mit
dem in 14 gezeigten Sensor wird die
Kapazität
Cs des Sensors 8 einmal in die Spannung Vout umgewandelt,
statt direkt die Oszillationsfrequenz f in Reaktion auf die Kapazität Cs zu ändern. Dann
wird der An-Widerstand Ron des Transistors T30 mit der Spannung
Vlev basierend auf der Spannung Vout gesteuert und die Oszillationsfrequenz
f des Wien-Brücken-Oszillators 19 wird
in Abhängigkeit
des An-Widerstandes Ron verändert. Demgemäß sind die
Oszillationsbedingung und die Oszillationsfrequenz f des Oszillators 90 frei
von dem Einfluss der Beziehung zwischen einer parasitären Kapazität, die bei
dem Eingabeanschluss des Operationsverstärkers OP7 und der Kapazität Cs des
Sensors 8 gebildet wird. Es ist daher möglich, den Oszillator 90 stabil
zu oszillieren und eine geeignete Oszillationsfrequenz abzuleiten,
die sich geeignet auf der Basis einer Variation der Kapazität Cs verändert. In dieser
Weise kann die Kapazität
Cs des Sensors 8 verlässlich
von dem Zähler 4 gezählt werden
(3). Da darüber
hinaus der An-Widerstand des Transistors T30 als ein variables Widerstandselement
funktioniert, ist die Schaltkreiskonfiguration einfach und weniger
teuer und ebenso geeignet zur Implementierung des Oszillators 90 in
einer Konfiguration auf einem einzelnen Chip.
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Da
weiter die Spannung Vlev, die von dem Spannungsaddierenden Schaltkreis 80 ausgegeben wird,
eingestellt werden kann, kann ein geeigneter An-Widerstand Ron des
Transistors T30 bereitgestellt werden, um den Oszillator 90 zu
veranlassen, geeignet fehlerfrei zu oszillieren. Folglich kann der Oszillator 90 in
einem stabilen Zustand betrieben werden.
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Die
Frequenz f des Signals Fout, die von dem Oszillator 90 ausgegeben
wird, ändert
sich im Verhältnis
zu einer Änderung
in der Sensorkapazität Cs
in einem vorbestimmten Bereich, wie in 18 dargestellt.
Daher sind keine komplizierten Quadrat-Operationen, Inversen Operationen
und so weiter notwendig, um die Kapazität aus dem Signal Fout aufzudecken.
Aus diesem Grund wird, selbst falls ein Allzweck-Mikro-Computer verwendet
wird, um den Kapazitätswert
zu erhalten, eine Mehrzahl seiner Fähigkeiten nicht für derartige komplizierte
Operationen aufgebraucht, so dass die Kapazität Cs leicht in Echtzeit aufgedeckt
werden kann. Daher wird eine einfache Konfiguration für ein System
realisiert, dass das Detektionsgerät gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet.
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Die
Spannung Vin bei dem Spannungs-Eingabeanschluss IN7 wird von Vh
zu Vh + ΔV
erhöht, nachdem
der Schalter SW12 ausgeschaltet wird, um den Sensor 8 von
dem Referenz-Spannungsanschluss
Vh zu trennen. Die Spannung ΔV
wird gewählt,
mehr als ein vorbestimmter Pegel zu betragen, der ausreichend zum
Injizieren eines genügenden Ladungsbetrages
in den Sensor 8 ist. Daher kann, selbst falls eine große parasitäre Kapazität zwischen dem
nicht-invertierenden Eingabeanschluss des Operationsverstärkers OP4
und dem Sensor 8 gebildet wird, eine ausreichende Änderung
in der Spannung Vout in Bezug auf eine Änderung in der Kapazität Cs bereitgestellt
werden. Falls daher eine große parasitäre Kapazität auf Grund
einer getrennten Formation des Sensors 8 und des Operationsverstärkers OP4
auf unterschiedlichen Chips vorliegt, kann die Sensorkapazität Cs zuverlässig in
die Spannung Vout umgewandelt werden.
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Zusätzlich wird
der Schalter SW11 bei der gleichen Zeit wie der Schalter SW12 während der
Initialisierung eingeschaltet und die Spannung Vh wird in dem Spannungs-Eingabeanschluss
IN7 bereitgestellt. Dies veranlasst beide Enden des Sensors 8 an einem
gleichen Potential zu liegen, so dass alle Ladung, die sich soweit
auf dem Sensor 8 akkumuliert hat, von diesem während der
Initialisierung entladen werden kann. Es ist daher möglich, eine
stabilere und genauere Spannung Vout auszugeben, als verglichen
mit einem einfachen Laden des Sensors. Wenn weiter die Schalter
SW11 und SW12 eingeschaltet werden, werden die Schalter SW11-SW15
ebenso eingeschaltet. Daher kann die Ladung, die sich zuvor auf
Streu- und/oder Parasitärenkapazitäten zwischen den
invertierenden Eingabeanschlüssen
und Ausgabeanschlüssen
des Operationsverstärkers
OP5 und OP6 in dem Spannungs-Ausgabeschaltkreis 70 und dem
Kondensator Cw1 in dem Oszillator 90 akkumuliert hat, genauso
fehlerfrei entladen werden, bevor eine Messung gestartet wird. Hinsichtlich
des Kondensators Cw2 kann, da seine Anschlüsse die gleiche Spannung Vh
mittels des eingeschalteten Schalters SW15 sind, jegliche Ladung
während
der Initialisierung entladen werden. Es ist daher möglich, ein stabileres
und genaueres Detektionssignal auszugeben.
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In
dem Spannungs-Ausgabeschaltkreis 70 wird der Operationsverstärker OP6,
der als Differenzialverstärker
funktioniert, verwendet, um die Differenz zwischen den Spannungen
V1 und V2 Vin von den Operationsverstärkern 024 und OP5
zu verstärken.
Da die Spannungen V1 und V2 auf der Eingabespannung Vin beruhen,
kann der Einfluss der Spannung Vin nicht auf der Ausgabespannung
Vout durch die Differenzialverstärkung
erscheinen. Dies kann die Ausgabespannung Vout daran hindern, gesättigt zu werden,
selbst falls eine große Änderung
in der angelegten Spannung Vin bereitgestellt wird, wodurch die Verstärkung des
Operationsverstärkers
OP6 geeignet in Übereinstimmung
mit dem Verhältnis
der Kapazität
Cs des Sensors 8 zu der parasitären Kapazität Cp eingestellt werden kann.
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Von
dem Zähler 4 wird
ein Wert, der einem physikalischem Betrag oder einer Kapazität entspricht,
die bei dem Sensor 8 abgetastet wird, als ein Digitalsignal
ausgegeben. Folglich wird ein A/D-Umwandler zum Umwandeln eines
analogen Signals entsprechend einer Sensorkapazität Cs in
ein Digitalsignal eliminiert, wodurch es möglich gemacht wird, eine Störfestigkeit
zu verbessern und das Detektionsgerät eines niedrigen Leistungsverbrauchs
zu konfigurieren.
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In
dem in 14 gezeigtem Gerät wird innerhalb
des CR-Rückkopplungs-Schaltkreisnetzwerks
des Wien-Brücken-Oszillators 90 das
Widerstandselement, das zwischen dem nicht-invertierenden Eingabeanschluss
des Operationsverstärkers 0P7 und
dem Referenz-Spannungsanschluss
Vh verbunden ist, durch den MOS-Transistor
T30 implementiert. Jedoch ist es statt dem in 15 gezeigten Aufbau
möglich,
den Transistor T30 und den Widerstand RW1 der Rückkopplungsschleife des Operationsverstärkers OP7
zu ersetzen.
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Weiter
werden in dem Gerät
die zweiten und dritten Operationsverstärker OP5 und OP6 verwendet,
den Einfluss der Spannung Via, die an den Spannungs-Eingabeanschluss
IN7 angelegt wird, von der Ausgabe V1 des ersten Operationsverstärkers OP4 zu
subtrahieren. Eine Verstärkung
des Verstärkers OP6
kann geeignet durch die variablen Widerstände Rg3 und Rf3 eingestellt
werden. Falls jedoch eine Vereinfachung und verringerte Kosten eine
höhere Priorität für das Gerät als eine
derartige, geeignete Einstellung der Verstärkung sind, können die
Operationsverstärker
OP5 und OP6 von dem Gerät
entfernt werden und die Spannung V1 kann direkt dem Gate des Transistors
T29 bereitgestellt werden, in welchem Fall eine Verstärkungssteuerung
durch Verwenden variabler Widerstände als die Widerstände Ri1
und Rf1 um den Operationsverstärker
OP4 ausgeführt
werden kann.
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Weiter
kann als der Spannungs-Ausgabeschaltkreis
70 ein bekannter
Ausgabeschaltkreis, wie zum Beispiel in der
Japanischen Patentveröffentlichung (Kokai) Nr. 6-180336 beschrieben,
abweichend von demjenigen, der in
15 dargestellt
ist, verwendet werden. Dieser bekannte Schaltkreis umfasst einen
Operationsverstärker,
einen Sensor, einen Schalter und Widerstände die jeweils den Elementen
OP4, 8, SW12 und Ri1 und Rf1 entsprechen. Da jedoch in dem bekannten
Schaltkreis eine Ladung, die sich auf dem Sensor akkumuliert hat,
ebenso in eine parasitäre
Kapazität
verteilt wird, übt
die parasitäre
Kapazität
einen großen
Einfluss auf eine Ausgabe des Schaltkreises aus. Aus diesem Grund kann
der in Nr.
6-180336 beschriebene
Schaltkreis lediglich verwendet werden, wenn der Sensor und der
Operationsverstärker
auf einem einzelnen Silizium-Chip gebildet sind.
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Der
Oszillator 90 ist nicht auf einem Wien-Brücken-Oszillator
begrenzt und ein Rechteck-Wellenoszillator kann unter Verwendung
eines, wie in 12 gezeigten, Operationsverstärkers oder eines,
wie in 13 gezeigten, CMOS-Schmidt-Schaltkreises
statt der Wien-Brücke verwendet
werden. Genauso kann mit einem derartigen alternativen Oszillator
ein MOS-FET als ein variables oder steuerbares Widerstandelement
zum Ändern
einer Oszillationsfrequenz betrieben werden, wodurch es möglich gemacht
wird, den Oszillator statt ihn zu betreiben und einen geeigneten Änderungsbetrag
der Oszillationsfrequenz f ungeachtet der Beziehung zwischen einer
parasitären
Kapazität Cp
und einer Sensorkapazität
Cs abzuleiten.
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In
dem in 15 gezeigten Gerät wird die Spannung ΔV gewählt, ein
positiver Wert zu sein und daher die messende Spannung Vh + ΔV höher als der
Referenzwert Vh zu sein. Alternativ kann die Spannung ΔV ein negativer
Wert sein, um die messende Spannung Vh + ΔV zu veranlassen, niedriger als
die Referenzspannung Vh zu sein. Während das Gerät als ein
Einzel-Leistungsversorgungsschaltkreis konfiguriert ist, ist es
selbstverständlich,
dass das Gerät
ein Doppel-Leistungsversorgungsschaltkreis
sein kann, das positive und negative Leistungsversorgungen umfasst.
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Während spezifische
Ausführungen
der vorliegenden Erfindung beschrieben wurden, ist die vorliegende
Erfindung nicht auf die vorangehenden Ausführungen beschränkt, sondern
kann in unterschiedlichen Weisen innerhalb des Umfangs der beanspruchten
Erfindung modifiziert werden.