DE4135624A1 - Verfahren zur lagesteuerung eines sensorbauteils, sowie kraftbalanciertes sensorinstrument mit elektrostatischer ladungssteuerung - Google Patents
Verfahren zur lagesteuerung eines sensorbauteils, sowie kraftbalanciertes sensorinstrument mit elektrostatischer ladungssteuerungInfo
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Description
Die Erfindung betrifft kraftbalancierte Instrumente oder In
strumente, die nach dem Verfahren des Kräftevergleichs ar
beiten (force balanced instruments) des geschlossenen
Schleifentyps und insbesondere ein kraftbalanciertes Instru
ment, bei dem die Lage einer Sensormasse kapazitiv abgeta
stet wird und die Masse elektrostatisch in Richtung einer
Ruhelage gezwungen wird.
Bei einem kraftbalancierten Sensorinstrument oder einem Meß
instrument, das nach dem Kräftevergleichs-Verfahren arbei
tet, beispielsweise einem Beschleunigungsmesser ist es all
gemein erwünscht, daß das Intrumentenausgangssignal propor
tional zu der zu ertastenden Eingangsbedingung ist. Von da
her ist bei vielen Typen von elektrostatischen und elektro
magnetischen kraftbalancierten Sensorinstrumenten eine spe
zielle Technik nötig, um eine lineare Beziehung zwischen dem
Instrumentenausgang und dem zu messenden Eingang zu erhal
ten. Bei elektrostatischen und elektromagnetischen Instru
menten sind die von dem Instrumentenvorspanner (forcer) auf
gebrachten Kräfte nicht linear bezüglich der Rückkopplungs
spannung oder dem Strom, der dem Vorspanner zugeführt wird.
Weiterhin ist es für einen optimalen Betrieb des Instrumen
tes selbst bevorzugt, daß die von dem Rückkopplungssteue
rungs-Netzwerk aufgebrachte Rückkopplungskraft eine Linear
beziehung zu dem zu messenden Eingang hat. Von daher wurden
spezielle Techniken entwickelt, um eine derartige Linearität
zu erhalten.
So wird beispielsweise bei dem Beschleunigungsmesser gemäß
der US-PS 46 79 434 eine elektrostatische Vorspannung in ei
nem geschlossenen Schleifensystem verwendet, um eine pen
delnd aufgehängte Trägheitsmasse auszurichten und von ihr
einen Ausgang zu erhalten. Das elektrostatische Vorspan
nungssystem verwendet eine kapazitive Pick-off- oder Ab
greifelektrode auf jeder Seite eines pendelnden Teils, wel
ches aus einem Siliziumsubstrat herausgeätzt worden ist. Die
Elektroden üben für gewöhnlich gleiche und einander entge
gengesetzte Vorspannkräfte auf das Pendelteil auf, an wel
chem eine Steuerspannung anliegt. Bei einer anderen Steuer
anordnung für einen Beschleunigungsmesser dieses Typs wird
eine feste Vorspannungs-Spannung und Rückkopplungs-Spannung
einander entgegengesetzt an Pick-off- und Vorspannelektroden
an gegenüberliegenden Seiten der empfindlichen Masse ange
legt. Die Anordnung ist hierbei derart, daß die von diesem
Steuersystem auf die pendelnde Masse aufgebrachte sich erge
bende Kraft die Differenz zwischen den beiden Kräften ist,
welche effektiv proportional zu der Rückkopplungsspannung
ist, da die feste Vorspannungs-Spannung eine Konstante ist.
Dieses System weist eine Anzahl von Problemen auf, unter an
derem der große negative Federeffekt, der den benötigten fe
sten elektrischen Vorspannungsfeldern innewohnt. Selbst bei
Abwesenheit jeglicher zu messender Eingangsbeschleunigung
sind diese Vorspannungsfelder nötig und da sich diese Vor
spannungsfelder ändern können, hat das Instrument eine
schlechte Nullstabilität und eine geringe Wiederholungsmeß
genauigkeit. Weiterhin stellen bei derartigen Systemen viele
Faktoren, beispielsweise Änderungen in der Spaltbreite, Al
terserscheinungen an Bauteilen, Temperaturschwankungen und
dergleichen Fehlerquellen dar, welche zu einem fehlerhaften
Ausgang und verschlechteter Nullstabilität führen können.
Insbesondere der Fehler aufgrund einer falschen Vorspannung
ist ein großer Fehler. Kleine Schwankungen oder Änderungen
im elektrischen Feld werden durch den hohen negativen Feder
effekt verschlimmert, der der Spannungssteuerung sowohl bei
paralleler als auch bei nicht paralleler Bewegung innewohnt.
Demgegenüber ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die
oben erwähnten Probleme zumindest zu vermindern oder ganz zu
vermeiden.
Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt durch das Verfahren gemäß
Anspruch 1 bzw. 13 bzw. 17, sowie durch ein Sensorinstrument
gemäß Anspruch 7 bzw. 15 bzw. 23 bzw. 24.
Vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung ergeben sich aus
den jeweiligen Unteransprüchen.
Gemäß eines Aspektes der vorliegenden Erfindung wird die
Lage des Sensorbauteiles eines kraftbalancierten Sensorin
strumentes bzw. eines Sensorinstrumentes welches nach dem
Verfahren des Kräftevergleichs arbeitet dadurch gesteuert,
daß ein Pick-off- oder Abgreifsignal erzeugt wird, welches
die Versetzung des Sensorbauteiles aus einer Nullage anzeigt
und in dem dem Sensorbauteil wiederholt eine Kraft konstan
ter Größe zugeführt wird unabhängig von der Versetzung des
Sensorbauteils und zwar abwechselnd für erste und zweite
Zeitdauern in jeweils entgegengesetzte Richtungen. Die er
sten und zweiten Zeitdauern werden als Antwort auf das Ab
greifsignal variiert, um eine Differenz in den ersten und
zweiten Perioden zu bewirken, was dazu führt, daß eine sich
ergebende Kraft oder resultierende Kraft an dem Sensorbau
teil gleich oder entgegengesetzt der zugeführten Trägheits
kraft wird, so daß der Abgriff bei Null bleibt. Somit ist
die Differenz zwischen den Perioden eine lineare Meßwert
größe der Beschleunigung in einer Beschleunigungsmesser-
Prüfmasse.
Gemäß eines Aspektes der vorliegenden Erfindung sind erste
und zweite elektrostatische Platten an einander gegenüber
liegenden Seiten eines beweglichen Sensorbauteiles angeord
net und wirken mit dem Sensorbauteil zusammen, um erste bzw.
zweite Kondensatoren zu bilden, welche sich entgegengesetzt
ändern, wenn sich das Sensorbauteil in Antwort auf einen zu
messenden Eingangswert bewegt. Den ersten und zweiten Kon
densatoren werden für aufeinanderfolgende Zeitintervalle
gleiche Ladungen zugeführt, um erste und zweite Spannungen
an den jeweiligen Kondensatoren zu erzeugen, welche das Sen
sorbauteil in Richtung der Nullage zwingen. Die Differenz
zwischen den Spannungen an den Kondensatoren in aufeinander
folgenden Zeitintervallen zeigt die Versetzung des Sensor
bauteiles an und kann verwendet werden, die Dauern der ent
sprechenden Zeitintervalle so zu regeln, daß das Sensorbau
teil in Richtung der Nullage bewegt wird. Das System erzeugt
somit in Folge ein Abgreifsignal durch Abtasten der Spannun
gen, die den Vorspannladungen der Kondensatoren zugehörig
sind.
Weitere Einzelheiten, Aspekte und Vorteile der vorliegenden
Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung
unter Bezugnahme auf die Zeichnung.
Es zeigt:
Fig. 1 ein schematisches Blockschaltbild eines Sensorin
strumentes gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung verschiedener
Abläufe im System gemäß Fig. 1;
Fig. 3 eine Abwandlung des Schaltkreises aus Fig. 1;
Fig. 4 eine weitere Abwandlung des Schaltkreises aus Fig.
1; und
Fig. 5 ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung von der Arbeits
weise des Schaltkreises aus Fig. 4.
Fig. 1 zeigt schematisch einen Beschleunigungsmesser 10, der
beispielsweise gemäß der US-PS 46 79 434 aufgebaut sein
kann. Der Beschleunigungsmesser umfaßt eine pendelnd aufge
hängte Masse 12 und ein Paar von elektrostatischen Platten
oder Elektroden 14 und 16 nahe an aber im geringen Abstand
von und auf gegenüberliegenden Seiten der Masse 12. Die
elektrostatischen Platten 14 und 16 bilden Abgreif- und Vor
spannplatten. Wie im Detail in der bereits erwähnten US-PS
46 79 434 beschrieben umfaßt das Instrument eine zentrale
Trägheitsmasse, welche aus einem Halbleitersubstrat, bei
spielsweise Silizium herausgeätzt ist. Die Trägheitsmasse
wird an dem Substrat mittels scharnierartigen Vorrichtungen
gehalten, welche durch anisotropes Ätzen aus einem einkri
stallinen Silizium herausgebildet werden, so daß die Masse
mit dem Substrat auslegerartig verbunden ist, um um eine
Ausgangsachse des Instrumentes als Antwort auf eine Be
schleunigung entlang einer Eingangsachse ausgelenkt zu wer
den. Die Trägheitsmasse ist mit elektrisch leitfähigen Ober
flächen auf einander gegenüberliegenden Seiten ausgerüstet,
welche unmittelbar benachbart, jedoch im Abstand zu und ent
lang der Eingangsachse von den elektrisch leitfähigen Ober
flächen der Platten 14 und 16 sind. Bei einem dreiachsigen
Trägheits-Meßgerät sind drei oder mehr Beschleunigungsmesser
des Typs gemäß der US-PS 46 79 434 oder ähnliche Instrumente
vorgesehen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung erfolgt die kraftbalan
cierte Steuerung oder die Steuerung aufgrund eines Kräfte
vergleichs (force balanced control) der Lage der pendelnd
aufgehängten Masse 12 durch ein Verfahren, welches die La
dung der Kondensatorplatten steuert und bewirkt, daß die
Platten gleichzeitig sowohl als Abgreifelemente als auch als
Vorspannelemente oder "Zwingelemente" (forcer elements) wir
ken. Diese Anordnung vermeidet somit sowohl das Bedürfnis
nach einer separaten Abgreif-Erregerquelle als auch den ne
gativen elektrostatischen Federeffekt, der bekannten Span
nungssteuersystemen für parallele Plattenbewegung zugehörig
ist und verringert erheblich den Effekt für nicht parallele
Plattenbewegung. Weiterhin verwendet das Verfahren eine
pulsbreitenmodulierte Rück-Balance, welche die Möglichkeit
eines digitalen Ausgangs bereitstellt und die Linearität
verbessert.
Allgemein gesagt, das Instrument wird dadurch betrieben, in
dem wiederholt eine konstante Anziehungskraft angelegt wird,
welche abwechselnd auf gegenüberliegende Seiten der Sensor
masse wirkt. Genauer gesagt, eine feste Kraft wird zunächst
auf eine Seite für einen Teil eines Zyklus′ angelegt und
dann wird eine Kraft der gleichen Größe auf die andere Seite
für den Rest des Zyklus′ angelegt und besagter Zyklus wird
kontinuierlich wiederholt. Bei parallelen Platten ist die
Kraft unabhängig von der Versetzung der Sensormasse. Die fe
ste Kraft wird auf die eine oder andere Seite für sich an
dernde Intervalle angelegt. Die relativen Längen der aufein
anderfolgenden Intervalle werden durch die Größe der von der
Sensormasse festgestellten Beschleunigung bestimmt. Die re
lativen Längen der aufeinanderfolgenden Intervalle oder
Teilzyklen der Kraftanlegung auf abwechselnd gegenüberlie
gende Seiten der pendelnden Masse werden dadurch gesteuert,
indem das Taktverhältnis (duty cycle) einer periodischen
Welle, beispielsweise einer Rechteckwelle variiert wird.
Wenn somit das Taktverhältnis bei 50% liegt, werden gleiche
und entgegenliegende Kräfte auf das Pendel für gleiche Zeit
dauern aufgebracht und der Durchschnittswert der sich erge
benden Kraft an der Sensormasse ist Null. Die Differenz in
der Dauer zwischen den zwei Bereichen eines einzelnen Zy
klus′ ist ein linearer Meßwert der Beschleunigung. Die Peri
ode dieser Differenz kann verwendet werden, um Taktimpulse
anzusteuern oder durchzutakten, welche dann leicht als Ge
schwindigkeitsinkremente interpretiert werden können, so daß
ein digitaler Ausgang bereitstellbar ist.
Gemäß Fig. 1 wirken die Platten 14 und 16 mit der pendelnd
aufgehängten Masse 12 so zusammen, daß Kondensatoren C1 und
C2 gebildet werden. Diese beiden Kondensatoren sind mit zwei
parallelen Rückkopplungspfaden eines Operationsverstärkers
18 verbunden, der als Ladungsintegrator arbeitet. Ein erster
Rückkopplungspfad läuft von dem Verstärker durch einen er
sten Schalter S1, durch den Kondensator C1 und zu dem inver
tierenden Eingang 20 des Verstärkers 18. Ein zweiter Rück
kopplungspfad beinhaltet einen Schalter S2 und den Kondensa
tor C2 und ist ebenfalls mit dem Eingang 20 des Verstärkers
verbunden. Diese Schalter können beispielsweise Feldeffekt-
Transistoren oder ander Schaltelemente auf Halbleiterbasis
sein.
Entlade- oder Rücksetzschalter S3 und S4 für den Kondensator
sind über die Kondensatoren C1 und C2 geschaltet, um diese
kurzzeitig zu entladen, kurz bevor sie wieder geladen wer
den. Ein Präsisions-Spannungsimpulsgenerator 22 beinhaltet
eine Referenzspannungsquelle, welche einen Spannungsimpuls
21 präzise gesteuerter Spannung und Dauer über einen Wider
stand 23 an den Eingang des Schalters 18 liefert, wenn einer
oder der andere der Schalter S1 oder S2 geschlossen ist. Die
Schalter S1 und S2 werden abwechselnd aufgrund von Signalen
geschlossen, welche von einer Zustandssteuerung 24 (state
machine) kommen, welche Zeitablaufsignale für das System und
auch den Impulsgenerator 22 liefert, wobei die Steuerung 24
wiederum unter der Steuerung eines 10-MHz-Kristalls 25 ist.
Zeitsignale für eine Plattenanwahl werden über eine Leitung
26 direkt dem Schalter S2 und über einen Inverter 28 dem
Schalter S1 zugeführt, um sicherzustellen, daß nur einer der
Kondensatoren zu einem bestimmten Zeitpunkt aufgeladen wird.
Die Entladeschalter S3 und S4 werden gleichzeitig für eine
kurze Zeitdauer betätigt, wie in Fig. 2 durch den Impuls 30
dargestellt, und zwar beginnend zu einem Zeitpunkt t1, wel
che die Anstiegszeit eines Rechteckwellensignals 32 ist, mit
dem das Taktverhältnis gesteuert wird. Der Impuls 30 endet
zu einem Zeitpunkt t2. Die Zeitsteuerung des gesamten
Schaltkreises erlaubt eine kurze Periode von beispielsweise
2,6 Mikrosekunden im Intervall zwischen t2 und t3, wo sich
dann Übergangsspannungen abbauen können und zu einer Zeit t3
wird der Spannungsladeimpuls 21 von -2,5 V mit einer Dauer
von 3,2 Mikrosekunden dem Eingang des Verstärkers 18 zuge
führt. Der Ladeimpuls wird über den geschlossenen Schalter
S1 dem Kondensator C1 zugeführt. Hierbei ist der Schalter S2
offen. Der Schalter S1 bleibt geschlossen bis zur nächsten
Rücksetzzeit. Die Spannung an der Platte 14, welche in Fig.
2 bei 36 dargestellt ist, beginnt zum Zeitpunkt t3 anzustei
gen. Zu einem Zeitpunkt t4, das heißt bei einer Beendigung
des Ladeimpulses 21 verbleibt die Spannung an der Platte 14
konstant, bis eine nachfolgende Entladung durchgeführt wird
(unter der Annahme, daß die Masse 12 keine Versetzung er
fährt) .
Ein Differenz-Abtast- und Halteschaltkreis 35 tastet und
speichert Spannungen an den Platten 14 bzw. 16 in einer er
sten Abtaststufe abwechselnd ab und überträgt jedes Paar von
Abtastwerten an eine Differenziererstufe des Schaltkreises.
Die zweite Stufe des Abtasters führt eine Differenzierfunk
tion durch, da jedes Ende des Speicherkondensators abwech
selnd auf Masse bezogen wird, während er durch die vorher
abgetastete Plattenspannung geladen wird. Auf diese Weise
wird eine sehr hohe Gleichtaktunterdrückung erreicht und der
Kondensator in der zweiten Abtaststufe wird mit einer Span
nung geladen entsprechend der Differenz zwischen den beiden
Plattenspannungen. Die Spannung an diesem Kondensator zeigt
die Abweichung des Pendels von der Mittenlinie zwischen den
beiden Platten 14 und 16 an. Die dritte Abtaststufe über
trägt diese Differenzspannung von der zweiten Stufe an einen
anderen Kondensator, der ebenfalls auf Masse bezogen ist, so
daß ein unsymmetrisches Ausgangssignal (single-ended signal)
im Ergebnis vorliegt. Dieses Signal wird gepuffert, ver
stärkt und einer Integratorstufe mit einem Servo-Kompensati
onsschaltkreis des Typs "bridged T" zugeführt.
Details des Abtast- und Halteschaltkreises 35 sind in Fig. 1
innerhalb der Strichpunktlinie dargestellt. Die Ladung am
Kondensator C1 stellt einen Eingang an den Verstärker 18
dar. In dem Schaltkreis 35 wird der Verstärkerausgang durch
Schließen eines Schalters S5 abgetastet, wobei der Schalter
S5 zwischen dem Ausgang des Verstärkers 18 und einer oberen
Platte einer Speicher- oder Abtasteinrichtung, nämlich eines
Kondensators 40 liegt. Ein Schließen des Abtastschalters S5
unter Steuerung eines Zeitsignals auf einer Leitung 42 von
der Zustandssteuerung 24 erfolgt gemäß Fig. 2 zu einer Zeit
t5, was auch die Zeit der Ausgabe eines Abtastimpulses 44
für die Abtastplatte 14 ist.
Am Ende des ersten Teilzyklus′ des Taktverhältnisses der
steuernden Rechteckwelle 32 (Zeit t6) werden die Schalter S3
und S4 momentan geschlossen, um wiederum beide Kondensatoren
zu entladen und kurz danach wird zwischen den Zeiten t7 und
t8 der Schalter S2 geschlossen und der Impulsgenerator 22
liefert den Präzisionsspannungsimpuls 21 an den Kondensator
C2. Zu Beginn des Ladeimpulses 21 in diesem Teilzyklus be
ginnt der Kondensator C2 mit seiner Aufladung, wie mit dem
Wellenzug 48 in Fig. 2 dargestellt bis zu einem Spannungspe
gel, der durch den Ladungsimpuls vom Ausgang des Verstärkers
18 und der Kondensatorlücke bestimmt ist. Die Kondensator
spannung verbleibt auf diesem Wert (es sei wieder angenom
men, daß keine Versetzung der Masse 12 erfolgt ist), bis zum
Ende dieses zweiten Teilzyklus des Taktzyklus′ der Rechteck
welle, was zum Zeitpunkt t10 erfolgt.
Kurz nach der Zeit t8, wenn die untere Platte 16 voll gela
den worden ist, wird ein zweiter Abtastschalter S6 vorüber
gehend geschlossen, um die Spannung auf der unteren Platte
16 des Kondensators C2 in einem zweiten Abtast- und Spei
cherkondensator 50 zu speichern. Der Schalter S6 wird unter
Steuerung eines Zeitgebersignals auf einer Leitung 52 von
der Zustandssteuerung 24 geschlossen. Dieses Abtasten der
Spannung auf der Platte 16 beginnt zu einer Zeit t9 kurz
nach Beendigung des Ladeimpulses für den Kondensator C2. Das
Abtasten der Spannung auf der Platte 14 wird bewirkt durch
Abtasten des Ausgangs des Verstärkers 18, während der Kon
densator C1 geladen und während der Kondensator C2 entladen
wird. Auf ähnliche Weise wird die Spannung auf der Platte 16
durch Abtasten des Ausgangs vom Verstärker 18 erhalten (Im
puls 45 in Fig. 2) im zweiten Teil des Zyklus′, nachdem
beide Kondensatoren C1 und C2 entladen worden sind (t6) und
nachdem der Kondensator C2 geladen worden ist (t8) .
Während des Entladens des Kondensators C1 werden die Schal
ter S7 und S8 in der zweiten Abtaststufe gleichzeitig ge
schlossen, wie in Fig. 2 durch den Impuls 56 dargestellt, um
die gespeicherten Spannungen von der Platte 14 (Kondensator
C1) und der Platte 16 (Kondensator C2) auf einander gegen
überliegende Seiten eines Kondensators 60 zu übertragen, der
die Differenzspeicherstufe der Schaltung 35 bildet. Die
Schalter S7 und S8 werden durch einen Zeitgeberimpuls auf
einer Leitung 72 von der Zustandssteuerung 24 geschlossen.
Demzufolge speichert der Differenzstufenkondensator 60 ein
Signal proportional zur Differenz zwischen der Spannung auf
dem Kondensator C1, wenn dieser geladen wurde und der Span
nung auf dem Kondensator C2, wenn dieser geladen wurde.
Aus der bisherigen Beschreibung ergibt sich, daß ein Präzi
sionsimpuls an dem Ladungsintegratoreingang 20 bewirkt, daß
ein bekannter Strom für eine präzise und bekannte Zeitdauer
lang in den Integrator fließt. Dieser Impuls baut abwech
selnd eine Ladung auf jeder Platte auf, was bewirkt, daß die
Platte auf einer Spannung verbleibt, welche durch die Quan
tität der eingebrachten Ladung und der Kapazität zwischen
der Sensormasse und der jeweiligen Platte bestimmt ist. Die
in jede Platte eingebrachte Ladung verbleibt von Zyklus zu
Zyklus konstant und von daher ist die Spannung des Kompensa
tors nur eine Funktion der Kapazität der Platte des Be
schleunigungsmessers, welche sich wiederum abhängig von ei
nem Versetzungsgrad der Sensormasse 12 ändert. Somit ist die
Spannung an jedem Kondensator C1 oder C2 eine Funktion einer
Versetzung der Sensormasse 12 des Beschleunigungsmessers und
sie wird verwendet, um die Lage der Sensormasse bzw. des
Sensorbauteiles anzugeben. Die Ladung wird jedoch nur einer
Platte zu einem Zeitpunkt zugeführt, und somit werden die
Plattenspannungen abgetastet, dann differenziert, um das Ab
griffsignal als Differenz zwischen den abgetasteten Spannun
gen zu erhalten.
Wie beschrieben, werden die gespeicherten Abtastwerte dem
Differenzabtastkondensator 60 zugeführt, der demzufolge ein
Signal speichert, welches die Versetzung des Sensorbauteils
anzeigt. Das Differenzsignal wird zu Zeiten gemäß dem Impuls
70 in Fig. 2 einem dritten Kondensator 74 in der dritten Ab
taststufe zugeführt, in dem die Schalter S9 und S10 gleich
zeitig über ein Zeitgebersignal auf einer Leitung 76 von der
Zustandssteuerung 24 geschlossen werden. Das Differenzsignal
vom Kondensator 74 wird einem Integrationsverstärker 78 zu
geführt, an dessen Ausgang dann ein Analogausgang erscheint,
der die Kraft anzeigt, die benötigt wird, die pendelnde
Masse in einer Nullage zu halten. Der Verstärker 78 ist mit
einem Servo-Kompensationsnetzwerk 80 zwischen seinem Ausgang
und Eingang ausgerüstet. Der Ausgang des Verstärkers 78 wird
einem Pulsbreiten-Modulationsschaltkreis zugeführt, der
durch die strichpunktierte Linie 82 in Fig. 1 veranschau
licht ist. Dieser Modulationsschaltkreis 82 liefert das va
riable Rechteckwellensignal 32 zur Steuerung des Taktzyklus.
Der Taktzyklus der Rechteckwelle 32 wird abhängig von dem
Abgriffsignal des Verstärkers 78 variiert.
Der Pulsbreitenmodulationsschaltkreis 82 weist einen Drei
eckswellengenerator 84 auf, der ein Dreieckssignal 86 unter
Steuerung eines 10-kHz-Taktsignals auf einer Leitung 88 von
der Zustandssteuerung 24 erzeugt. Die Dreieckswelle 86 wird
mit dem Lageabgriffsignal vom Ausgang des Verstärkers 78 in
einem Komparator verglichen, der durch einen Operationsver
stärker 94 gebildet wird, der das Dreieckswellensignal 86
und das Abgriffsignal an seinem invertierenden bzw. nichtin
vertierenden Eingang empfängt. Der Komparatorsausgang wird
verwendet, ein Flip-Flop 96 zu triggern, welches durch ein
2,5-MHz-Taktsignal auf einer Leitung 98 von der Zustands
steuerung 24 getaktet wird. Der Ausgang des Flip-Flops
stellt auf einer Leitung 100 das impulsbreitenmodulierte Si
gnal 32 (Fig. 2) bereit, und wird durch einen Anti-lock-up-
Schaltkreis 102 der Zustandssteuerung 24 zugeführt. Dieses
Signal 32 ist wirksam quantitisiert aufgrund eines Taktein
gangs an das Flip-Flop auf der Leitung 98. Der Anti-lock-up-
Schaltkreis 102 besteht aus einem Paar von nicht dargestell
ten Flip-Flops, welche untereinander so verschaltet sind,
daß sie wechselseitig exklusiv-Zustände haben, um Hochfre
quenz-Komparatoroszillationen zu verhindern oder um beim An
laufen des Schaltkreises zu verhindern, daß die Zustands
steuerung 24 erneut angetriggert wird, bevor sie nicht we
nigstens einen Minimumzyklus vervollständigt hat.
Fig. 3 zeigt Teile eines Schaltkreises zur Bereitstellung
elektrostatischer Vorspannung und des Spannungs-Abgriffes
wie in der Anordnung gemäß Fig. 1, jedoch unter Verwendung
von passiven Schaltern, beispielsweise einer Diodensteue
rung, zur Aufladung der kapazitiven Platten der Sensormasse.
Gemäß Fig. 3 sind die Sensormasse 12 und die Platten 14 und
16, welche zusammen die Kondensatoren C1 und C2 bilden die
gleichen wie in Fig. 1. In diesem Falle empfängt die Kon
stantstromquelle (Verstärker 18) an dem invertierenden An
schluß 20 Präzisionsspannungspulse, welche abwechselnd posi
tiv und negativ, jedoch mit gleicher Amplitude sind. An
stelle einer Verwendung einer Serie von Schaltern zur Steue
rung der Ladestromimpulse vom Verstärker 18 an die entspre
chenden Platten 14 und 16 werden Dioden 110 und 112 verwen
det, welche in den Rückkopplungspfaden vom Ausgang des Ver
stärkers 18 über die Kondensatoren C1 und C2 zurück zum Ein
gangsanschluß 20 des Verstärkers 18 geschaltet sind. Diese
Anordnung vermeidet Probleme, wie beispielsweise Streukapa
zitäten, die durch das Vorhandensein der Schalter S1 und S2
in Serie mit den Kondensatoren C1 und C2 entstehen können.
Streuladungen, die durch aktive Serienschalter eingebracht
werden können, wenn diese eingeschaltet werden, werden eben
falls durch Verwendung der passiven Steuerdioden vermieden.
Um dem Verstärker 18 eine bipolare Präzisionsspannungsim
pulsfolge zuführen zu können, ist ein Operationsverstärker
114 vorgesehen, der zwischen seinem Ausgang und seinem in
vertierenden Eingang rückgekoppelt ist und der an seinem
nichtinvertierenden Eingang eine Präzisionskonstantspannung
erhält, welche von einer Spannungsreferenz 116 über einen
Präzisionswiderstand 118 erzeugt wird. Der nichtinvertie
rende Eingang 120 des Verstärkers 114 wird für gewöhnlich
über einen MOSFET-Transistor 122 auf Massepotential gehal
ten, wobei der Transistor 122 an seinem Gate durch ein Si
gnal auf einer Leitung 124 angesteuert wird, wobei das Si
gnal von der in Fig. 3 nicht dargestellten Zustandssteuerung
kommt, welche die gesamten Zeitablaufsignale für die einzel
nen Elemente liefert, wie bereits unter Bezug auf Fig. 1 er
läutert. Der Transistor 122 erzeugt, wenn er momentan ge
schaltet wird, um den Ladeimpuls zu erzeugen einen wirksamen
in Richtung positiver Seite verlaufenden Impuls an dem
nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 114 und einen in
positive Richtung gehenden Spannungsimpuls am Ausgang des
Verstärkers 114, der über Widerstände 126 und 128 dem inver
tierenden und nichtinvertierenden Eingang eines Operations
verstärkers 130 zugeführt wird. Ein MOSFET-Transistor 132
ist mit seiner Drain mit dem nichtinvertierenden Eingang 134
des Verstärkers 130 verbunden und das Gate hiervon wird über
ein Signal auf einer Leitung 136 von der Zustandssteuerung
24 gesteuert. Wenn der Transistor 132 durchgeschaltet wird,
wird der nichtinvertierende Eingang 134 des Verstärkers 130
auf Massepotential gezogen und der Verstärker wirkt als In
verter, so daß ein in negativer Richtung gehender Puls an
seinem Ausgang erzeugt wird. Wenn der Transistor 132 abge
schaltet ist, wirkt der Verstärker 130 als Folger und er
zeugt einen in positive Richtung gehenden Ausgangsimpuls.
Diese Impulse von entgegengesetzter Polarität werden für die
entsprechenden abwechselnden Ladezeiten der Kondensatoren C1
und C2 abhängig von dem Signal auf der Leitung 136 von der
Zustandssteuerung verwendet. Wenn am Ausgang des Verstärkers
18 ein negativer Präzisionsimpuls entsteht, wird der Konden
sator C1 über die Diode 110 geladen und wenn eine positive
Ladung am Verstärkerausgang bereitsteht, wird der Kondensa
tor C2 über die Diode 112 geladen. Transistoren 140 und 142
entgegengesetzter Polarität (PNP und NPN) sind über die Kon
densatoren C1 bzw. C2 geschaltet und empfangen Entladezeit
signale über RC-Netzwerke 144 und 146 auf Leitungen 148 und
150 von der Zustandssteuerung. Somit werden die Kondensato
ren des Beschleunigungsmessers entladen, wie bereits unter
Bezug auf Fig. 1 beschrieben. In diesem Fall werden jedoch
Transistoren entgegengesetzter Polarität benötigt, das auch
entgegengesetzte Polaritätsladungen an den jeweiligen Kon
densatoren vorhanden sind.
Standard-Abtast- und Halteschaltkreise 152 und 54 sind mit
ihren Eingängen mit der Platte 14 des Kondensators C1 bzw.
der Platte 16 des Kondensators C2 verbunden. Diese Abtast-
und Halteschaltkreise werden von Abtast-Zeitgebersignalen
auf Leitungen 156 und 158 angetriggert, wobei diese Signale
von der nicht dargestellten Zustandssteuerung kommen. Der
Schaltkreis 152 tastet und speichert die negative Spannung
auf der Platte 114, wohingegen die positive Spannung auf der
Platte 14 von dem Schaltkreis 154 abgetastet und gespeichert
wird. Die Ausgänge dieser beiden Schaltkreise 152 und 154
werden in einem Summenverstärker 160 aufsummiert, wobei der
Summenverstärker 160 ein Widerstands-Summiernetzwerk 162 und
164 an seinem invertierenden Eingangsanschluß aufweist. Eine
Aufsummierung der beiden Spannungen entgegengesetzter Pola
rität bewirkt eine Subtraktion dieser beiden Größen und
führt zu dem Abgreifsignal am Ausgangsanschluß 166 des Ver
stärkers 160, welches dem Servo-Kompensationsverstärker 78
gemäß Fig. 1 und dem Pulsbreitenmodulator gemäß der Bauteil
gruppe 82 in Fig. 1 zugeführt wird. Die Verwendung von Stan
dardschaltkreisen für die Abtast- und Halteschaltkreise wel
che die Plattenspannungen entgegengesetzter Polarität emp
fangen und abtasten erlaubt die Verwendung eines Summenver
stärkers 160, dessen Eingang auf Masse bezogen ist, so daß
die allgemein bekannten Spannungsfehler, die sonst bei einem
Differenzverstärker vorherrschen vermieden werden können.
Eine weitere Anordnung gemäß der vorliegenden Erfindung ist
in Fig. 4 dargestellt. Bei der Anordnung gemäß Fig. 4 wird
wie in der Anordnung gemäß Fig. 1 ein Ladeimpuls einer ein
zigen Polarität verwendet. Nur ein Rücksetz- oder Reset
schalter wird verwendet und die Steuerschalter für die Kon
densatoren sind auf Masse bezogen.
In Fig. 4 sind die Kondensatoren des Beschleunigungsmessers
wieder mit C1 und C2 bezeichnet und weisen die Platten 14
und 16 benachbart einer pendelnd aufgehängten Masse auf,
welche in Fig. 4 als eine Platte 12 dargestellt ist, welche
den beiden Kondensatoren C1 und C2 gemeinsam ist. Diese bei
den separat dargestellten jedoch elektrisch miteinander ver
bundenen Platten 12 stellen die Sensormasse dar, welche, wie
bereits beschrieben, zwischen den beiden kapazitiven Platten
14 und 16 angeordnet ist. Wie in den anderen Ausführungsfor
men stellt der Integrationsverstärker 18 für eine feste
Zeitdauer lang einen Ladestrom konstanter Größe bereit. In
diesem Falle ist der Strom von einer einzigen Polarität zur
Aufladung beider Kondensatoren, welche wiederum - wie be
reits beschrieben - in separaten, aber parallelen Rückkopp
lungspfaden zwischen dem Ausgang und dem Eingang des Ver
stärkers 18 geschaltet sind. Jeder der Rückkopplungspfade
beinhaltet einen Widerstand, nämlich einen Widerstand 210
und einen Widerstand 212 in Serienschaltung zwischen dem
Verstärkerausgang und einem der Kondensatoren bzw. der zuge
hörigen Platte 14 bzw. 16. Steuertransistoren 216 und 218
des gleichen Polaritätstyps liegen mit ihren Emittern auf
Massepotential und mit ihren Kollektoren an den Verbindungs
punkten der Kondensatorenplatten 14 bzw. 16 und den zugehö
rigen Widerständen 210 bzw. 212. Wenn somit einer der Tran
sistoren 216 oder 218 durchgeschaltet wird, liegt der zuge
hörige Kondensator des Beschleunigungsmessers mit der zuge
hörigen Platte auf Massepotential. Die Transistoren werden
für die abwechselnden Ladezeiten der jeweiligen Kondensato
ren durch geeignete Zeitsteuersignale von der nicht darge
stellten Zustandssteuerung auf Leitungen 222 und 224 durch
strombegrenzende RC-Netzwerke 226 und 228 eingeschaltet.
Ein Zeitdiagramm für den Schaltkreis gemäß Fig. 4 ist in
Fig. 5 dargestellt und dient zur näheren Erläuterung der Ar
beitsweise dieses Schaltkreises.
Am invertierenden Eingangsanschluß 230 des Verstärkers 18
liegt ein im Wert präzise festgelegter Spannungsimpuls prä
ziser Zeitdauer, wobei dieser Spannungspuls von einer Span
nungsreferenzquelle 232 kommt, welche über einen Widerstand
234, einen Kondensator 236 und einen Verstärkereingangs-Wi
derstand 238 den Präzisions-Spannungsimpuls dem Verstärker
18 zuführt. Ein MOSFET-Transistor 240, dessen Gate durch ein
Zeitsteuersignal auf einer Leitung 242 von der Zustands
steuerung gesteuert wird, wird vorübergehend eingeschaltet,
um einen Verbindungsknoten zwischen dem Widerstand 234 und
dem Kondensator 236 potentialmäßig herunterzuziehen, um wäh
rend der Ladeimpulszeit einen in Negativrichtung gehenden
Spannungsimpuls zu erzeugen. Da am Ausgang des Integrations
verstärkers 18 ein in positiver Richtung gehender Ladungsan
stieg des Ladeimpulses gewünscht ist, ist es nötig, den
Spannungsimpulseingang von Masse auf negatives Potential,
beispielsweise auf -10 V zu ändern. Demzufolge ist eine Diode
244 vorgesehen, deren Kathode mit Masse verbunden ist und
deren Anode am Schaltungsknoten oder Verbindungspunkt zwi
schen dem Kondensator 236 und dem Widerstand 238 liegt. So
mit wird ein in Negativrichtung gehender Impuls, der sich
zwischen 10 V und Masse bewegt und der am Knoten des Wider
stands 234 mit dem Kondensator 236 liegt als Impuls für den
Verstärkereingang hindurchgelassen, der sich zwischen Masse
und -10 V bewegt. Dieser Impuls wird durch den MOSFET 240 er
zeugt, der vorübergehend durch ein Steuersignal auf einer
Leitung 242 von der Zustandssteuerung durchgeschaltet wird,
um den Knoten am Widerstand 235 und Kondensator 236 auf Mas
sepotential zu ziehen. Da die Dauer des Pulses erheblich ge
ringer ist als die Zeitkonstante des Widerstandes 234 und
des Kondensators 236, wird dieser in Negativrichtung gehende
Puls durch den Kondensator übertragen und pegelverschoben,
so daß er sich aufgrund der Diode 244 zwischen Masse und
-10 V ändert.
Die Diode 244 erlaubt dem durch den Kondensator 236 hin
durchgelassenen Impuls einen leichten Anstieg über Massepo
tential. Von daher ist ein Transistorschalter, beispiels
weise ein PFET 254 zwischen Masse und der Verbindung zwi
schen Kondensator 236 und Eingangswiderstand 238 geschaltet.
Die Steuerelektrode des PFET 254 ist mit einer Leitung 256
in Verbindung, welche ein Zeitgebersignal von der Zustands
steuerung führt, um den Verbindungsknoten zwischen Kondensa
tor 236 und Widerstand 238 auf Massepotential zu halten
(PFET ist EIN), mit Ausnahme, wenn der gewünschte Spannungs
impuls auftritt. Somit ist der PFET 254 normalerweise einge
schaltet, um den erwähnten Verbindungsknoten auf Massepoten
tial zu halten, wird jedoch für eine sehr kurze Zeitdauer
vor dem Auftreten des Impulses abgeschaltet, um es dem nega
tiven Impuls zu ermöglichen, durchzugehen. Der PFET wird
dann wieder eine sehr kurze Zeit nach der Beendigung des
Spannungsimpulses eingeschaltet, um ein Massepotential am
Verstärkereingang 230 bei Abwesenheit der Spannungsimpulse
sicherzustellen.
Der negative Spannungsimpuls erzeugt einen in positiver
Richtung gehenden Spannungsanstieg am Ausgang des Verstär
kers 18. Die Steuertransistoren 216 und 218 der Kondensato
ren des Beschleunigungsmessers legen die Platten 14 und 16
auf Massepotential, wenn sie eingeschaltet sind. Kurz bevor
der Kondensator C1 geladen wird, wird der zugehörige Steuer
transistor 216, der in leitfähigem Zustand war abgeschaltet,
um das auf Masse-legen der Platte 14 zu beenden und es dem
Ladestrom vom Verstärker 18 zu ermöglichen, den Kondensator
C1 aufzuladen. Dies bewirkt einen Spannungsanstieg am Kon
densator während der Ladungszeit bis auf den gewünschten
Wert. Während der Kondensator C1 geladen wird, ist der Steu
ertransistor 218 des Kondensators C2 in leitfähigem Zustand,
um die Platte 16 dieses Kondensators auf Massepotential zu
ziehen, so daß der vom Ausgang des Verstärkers 18 kommende
Strom teilweise über den Widerstand 212 und den Transistor
218 auf Masse abfließt, so daß kein Rückkopplungsstrom durch
den Ladekondensator C1 bewirkt wird. Umgekehrt wird, kurz
bevor der Kondensator C2 aufgeladen wird, der zugehörige
Transistor 218 abgeschaltet und der Transistor 216 wird
leitfähig geschaltet, um den Kondensator C1 auf Massepoten
tial zu bringen. Der Transistor 218 verbleibt abgeschaltet,
bis die Ladeimpulsperiode beendet worden ist und der Abtast
vorgang erfolgt. Auf ähnliche Weise verbleibt der Transistor
218 abgeschaltet, wenn der Kondensator C2 geladen wird, bis
die Ladezeit abgeschlossen ist und der Abtastvorgang erfolgt
ist. Die Transistoren 216 und 218 werden in wechselseitigen
Exklusiv-Zuständen ein- und ausgeschaltet; wenn es nötig
oder wünschenswert ist, können jedoch auch beide für sehr
kurze Zeitperioden vor dem Beginn eines jeden Ladungsimpul
ses und während des Rücksetzimpulses (Fig. 5) eingeschaltet
sein. Ein Rücksetzen oder Entladen der beiden Kondensatoren
C1 und C2 erfolgt gleichzeitig durch einen einzelnen Transi
stor 260, der über die Kondensatoren C1 und C2 geschaltet
ist und von einem Rücksetzsignal auf einer Leitung 262 von
der Zustandssteuerung betrieben wird, wobei das Signal über
einen strombegrenzenden RC-Schaltkreis 264 geführt wird.
Vorzugsweise wird der sehr kurze Rücksetzimpuls zu Beginn
eines jeden Teilzyklus der pulsbreitenmodulierten Wellenform
vom Schaltkreis 98 gemäß Fig. 1 erzeugt.
Um das Abgreifsignal zu erzeugen, werden die Ladungen auf
den beiden Kondensatoren C1 und C2 durch Abtast- und Hal
teschaltkreise abgegriffen, die in den strichpunktierten Be
reichen 270 und 272 dargestellt sind. Diese beiden Schalt
kreise sind identisch, so daß nachfolgend nur einer von ih
nen erläutert wird. Ein Source-Folger in Form eines MOSFET
274 ist mit seinem Gate über einen Widerstand 276 mit der
Platte 14 des Kondensators C1 verbunden. Die Drain 278 ist
mit einer geeigneten positiven Potentialquelle verbunden und
die Source 280 ist über einen Widerstand 282 mit der Drain-
Elektrode eines steuernden MOSFET 284 verbunden, dessen
Source auf Massepotential liegt. Das Gate des MOSFET 284
empfängt ein Zeitgebersignal auf einer Leitung 286 von der
Zustandssteuerung, um die Abtastzeit und das Abtastintervall
zu steuern. Die Source des MOSFET 274 ist auf einer Seite
mit einem Speicherkondensator 290 verbunden, dessen andere
Seite auf Massepotential liegt. Der Widerstand 276 bildet
zusammen mit der Eingangskapazität des MOSFET 274 einen RC-
Schaltkreis, der mögliche Spannungsspitzen begrenzt. Wenn
der MOSFET 264 eingeschaltet wird, ist die Source des MOSFET
274 über den Widerstand 282 und den MOSFET 284 auf Massepo
tential, so daß die Schaltung eines Source-Folgers entsteht,
der die Spannung vom Kondensator C1 auf den Speicherkonden
sator 290 überträgt. Hierbei steuert die Source des Transi
stors 274 das Gate aufgrund des Gate-zu-Source-Schwellenwer
tes des Transistors 274. Wenn der MOSFET 284 abgeschaltet
ist, fließt kein Strom und der Speicherkondensator 290 ist
isoliert und hält seinen Ladungszustand. Der Steuer-MOSFET
284 wird einzig und allein während der gewünschten Abtast
zeit eingeschaltet. Das auf dem Kondensator 290 gespeicherte
Signal wird durch einen weiteren MOSFET 291 geführt, der
eine Quelle niedriger Impedanz für den invertierenden Ein
gang eines Differenzverstärkers 294 darstellt.
Der zweite Abtast- und Halteschaltkreis 272 ist identisch zu
dem ersten. Er tastet und speichert die Spannung am Konden
sator C2, führt die abgegriffene Spannung über einen MOSFET
296 und einen Widerstand 298 zu einem Speicherkondensator
299 und von da über einen MOSFET 297 und einen Widerstand
295 zum nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 294. Der
Ausgang des Differenzverstärkers 294 wird über eine Leitung
300 einem Verstärker und einem nachfolgenden Schaltkreis zu
geführt, beispielsweise zu dem Verstärker 78 und dem zugehö
rigen Schaltkreis gemäß Fig. 1. Der Abtast- und Halteschalt
kreis 296 wird durch einen Abtast-Zeitgeberimpuls auf einer
Leitung 308 von der Zustandssteuerung gesteuert.
Ein wesentlicher Vorteil des Schaltkreises gemäß Fig. 4 ist,
daß keine Schalttransistoren in Serie mit dem Ausgang des
Integrationsverstärkers und den Kondensatoren C1 und C2 vor
handen sind. Weiterhin wird nur ein Entladetransistor 260
benötigt, so daß sich die Probleme von unterschiedlichen
Streukapazitäten und die Probleme hinsichtlich einer Anpas
sung der Transistoren untereinander nicht ergeben. Weiterhin
wird ein verbesserter Schaltkreis verwendet zur Erzeugung
des Spannungsimpulses für den Integrationsverstärker und
auch die Abtast- und Halteschaltkreise sind sowohl verein
facht als auch verbessert.
Fig. 5 ist ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise
des Schaltkreises aus Fig. 4. In Fig. 5 ist mit der Linie
(a) das Zeitverhalten des Pulsbreitenmodulator-Ausganges
dargestellt. Die nächste Linie (b) zeigt das zeitliche Auf
treten und die Relativdauer des Rücksetzimpulses für den
Entladetransistor 260. Die nächsten beiden Linien (c) und
(d) zeigen die Zeitpunkte des auf Masse-legens der Platten
14 und 16 durch Leitfähigkeit der zugehörigen Steuertransi
storen. Linie (e) zeigt die Steuerung des PFET 254 und die
Ladezeit ist in der nächsten Linie (f) dargestellt. Die Ab
tastzeiten für die beiden Schalter, nämlich den MOSFET 284
und den zugehörigen MOSFET des Netzwerkes 272 sind in den
Linien (g) und (h) dargestellt und die Spannungen an den
Platten 14 und 16 sind in den Linien (i) und (j) darge
stellt. Die Zeitdauern des Rücksetzimpulses und die Ladungs
zeitperioden und Abtastimpulse können im wesentlichen die
gleichen sein wie in Verbindung mit der ersten Ausführungs
form gemäß Fig. 1 bereits erläutert.
Es zeigt sich, daß keine feste Vorspannung (mit dem sich
hieraus ergebenden negativen elektrostatischen Federeffekt)
benötigt oder verwendet wird, da die Kraftbalance oder der
Kräftevergleich durch Steuerung des Taktverhältnisses er
zielt wird. Die pulsbreitenmodulierte Rechteckwelle 32 weist
eine Differenz in ihren Teilperioden auf, welche ein li
nearer Meßwert der Beschleunigung ist und kann verwendet
werden, Taktimpulse durchzusteuern, um einen digitalen Aus
gang zu erzeugen.
Ein weiterer wesentlicher Vorteil des beschriebenen erfin
dungsgemäßen Systems ist, daß die Kondensatorplatten, denen
feste Ladungen für ausgewählte Zeitperioden zugeführt werden
eine duale Rolle spielen. Die angesammelte Ladung an den
Kondensatoren C1 und C2 bildet eine Summenkraft auf die pen
delnd aufgehängte Masse, die unabhängig ist von der Spalt
breite oder der Lage des Sensorteils. Andererseits ist die
erlangte Spannung ein Meßwert für den Kondensatorspalt und
die Spannungsdifferenz zwischen den einander gegenüberlie
genden Platten wird von daher als Abgreifsignal für die
Kraft-Rückbalancesteuerung des Systems verwendet. Demzufolge
besteht auch keine Notwendigkeit, eine separate Abgriff-Er
regung durchzuführen.
Claims (27)
1. Verfahren zur Lagesteuerung eines Sensorbauteils in ei
nem kraftbalancierten Instrument, bei dem das Sensor
bauteil in Antwort auf eine zu messende Eingangsgröße
aus einer Nullage versetzt wird, mit den folgenden
Schritten:
Erzeugen eines Abgreifsignals, welches die Versetzung des Sensorbauteils aus der Nullage anzeigt;
wiederholtes Anlegen einer Kraft konstanter Größe an das Sensorbauteil unabhängig von der Versetzung des Sensorbauteils abwechselnd für erste und zweite Zeitpe rioden auf jeweils entgegengesetzte Seiten des Sensor bauteils in erste und zweite einander entgegengesetzte Richtungen; und
Variieren der ersten und zweiten Zeitperioden in Ant wort auf das Abgreifsignal, um eine Differenz in den ersten und zweiten Perioden zu bewirken, welche die Eingangsgröße anzeigt.
Erzeugen eines Abgreifsignals, welches die Versetzung des Sensorbauteils aus der Nullage anzeigt;
wiederholtes Anlegen einer Kraft konstanter Größe an das Sensorbauteil unabhängig von der Versetzung des Sensorbauteils abwechselnd für erste und zweite Zeitpe rioden auf jeweils entgegengesetzte Seiten des Sensor bauteils in erste und zweite einander entgegengesetzte Richtungen; und
Variieren der ersten und zweiten Zeitperioden in Ant wort auf das Abgreifsignal, um eine Differenz in den ersten und zweiten Perioden zu bewirken, welche die Eingangsgröße anzeigt.
2. Verfahren nach Anspruch 1, worin die Schritte des Er
zeugens des Abgreifsignals und des wiederholten Anle
gens einer Kraft konstanter Größe aufweisen:
Anordnen erster und zweiter elektrisch leitfähiger
Platten auf einander gegenüberliegenden Seiten des Sen
sorbauteils, um erste und zweite Kondensatoren zu defi
nieren und abwechselndes Anlegen einer festen Ladung an
die ersten und zweiten Kondensatoren.
3. Verfahren nach Anspruch 1, worin das Instrument erste
und zweite elektrisch leitfähige Platten aufweist, wel
che benachbart zu und auf einander gegenüberliegenden
Seiten des Sensorbauteils angeordnet sind, um erste und
zweite Kondensatoren zu definieren und worin der
Schritt des wiederholten Anlegens einer Kraft konstan
ter Größe das wiederholte abwechselnde Anlegen einer
festen Ladung an die Kondensatoren beinhaltet.
4. Verfahren nach Anspruch 3, worin der Schritt des Erzeu
gens des Abgreifsignals das abwechselnde Abtasten der
Spannung über den ersten und zweiten Kondensatoren be
inhaltet.
5. Verfahren nach Anspruch 4, mit den Schritten:
zeitweises Speichern von Abtastwerten der einzelnen er faßten Spannungen und
Erzeugen des Abgreifsignals abhängig von der Differenz zwischen aufeinanderfolgenden gespeicherten Abtastwer ten.
zeitweises Speichern von Abtastwerten der einzelnen er faßten Spannungen und
Erzeugen des Abgreifsignals abhängig von der Differenz zwischen aufeinanderfolgenden gespeicherten Abtastwer ten.
6. Verfahren nach Anspruch 5 mit:
Integrieren der Differenz zwischen aufeinanderfolgenden gespeicherten Abtastwerten,
Erzeugen eines pulsbreitenmodulierten Steuersignals mit einem Taktverhältnis, welches sich abhängig von dem In tegral des Abgreifsignals ändert und
Verwenden des pulsbreitenmodulierten Steuersignals zur Steuerung der ersten und zweiten Zeitperioden.
Integrieren der Differenz zwischen aufeinanderfolgenden gespeicherten Abtastwerten,
Erzeugen eines pulsbreitenmodulierten Steuersignals mit einem Taktverhältnis, welches sich abhängig von dem In tegral des Abgreifsignals ändert und
Verwenden des pulsbreitenmodulierten Steuersignals zur Steuerung der ersten und zweiten Zeitperioden.
7. Kraftbalanciertes Instrument mit:
einem Bauteil, welches so angeordnet ist, daß es in Antwort auf eine zu messende Eingangsgröße beweglich ist;
ersten und zweiten elektrostatischen Platten auf einan der gegenüberliegenden Seiten des Bauteils, welche mit dem Bauteil zusammenwirken, um erste und zweite Konden satoren mit ersten und zweiten Lücken zu bilden, die sich ändern, wenn sich das Bauteil in Antwort auf die Eingangsgröße bewegt;
Vorrichtungen zur Anlegung gleicher Ladungen an die er sten und zweiten Kondensatoren;
Vorrichtungen zum Aufrechterhalten der Ladungen an den Kondensatoren für erste und zweite aufeinanderfolgende Zeitintervalle, um erste und zweite Spannungen an den Kondensatoren zu erzeugen; und
Vorrichtungen zur Erzeugung eines Abgreifsignals, wel ches die Differenz zwischen den ersten und zweiten Spannungen anzeigt.
einem Bauteil, welches so angeordnet ist, daß es in Antwort auf eine zu messende Eingangsgröße beweglich ist;
ersten und zweiten elektrostatischen Platten auf einan der gegenüberliegenden Seiten des Bauteils, welche mit dem Bauteil zusammenwirken, um erste und zweite Konden satoren mit ersten und zweiten Lücken zu bilden, die sich ändern, wenn sich das Bauteil in Antwort auf die Eingangsgröße bewegt;
Vorrichtungen zur Anlegung gleicher Ladungen an die er sten und zweiten Kondensatoren;
Vorrichtungen zum Aufrechterhalten der Ladungen an den Kondensatoren für erste und zweite aufeinanderfolgende Zeitintervalle, um erste und zweite Spannungen an den Kondensatoren zu erzeugen; und
Vorrichtungen zur Erzeugung eines Abgreifsignals, wel ches die Differenz zwischen den ersten und zweiten Spannungen anzeigt.
8. Instrument nach Anspruch 7, mit Vorrichtungen, welche
auf das Ausgangssignal ansprechen, um die Dauern der
jeweiligen Zeitintervalle zu steuern.
9. Instrument nach Anspruch 7, mit Vorrichtungen zur rela
tiven Veränderung der Dauern der ersten und zweiten In
tervalle.
10. Instrument nach Anspruch 8, worin die ersten und zwei
ten Zeitintervalle erste und zweite Teilzyklen umfas
sen, welche zusammen einen Rahmen bilden, der wieder
holt wird und worin die Vorrichtungen zum Variieren der
Dauern Vorrichtungen zum Variieren der Relativlängen
der Zeitintervalle aufweisen, um das Taktverhältnis ei
nes jeden Rahmens abhängig von dem Ausgangssignal zu
variieren.
11. Instrument nach Anspruch 8, worin die Vorrichtungen zur
Erzeugung eines Ausgangssignals Vorrichtungen aufweisen
zum Abtasten der Spannung an den ersten und zweiten
Kondensatoren währen aufeinanderfolgender Zeitinter
valle, um erste und zweite Spannungsmeßwerte zu erhal
ten, sowie mit Vorrichtungen zum Erzeugen eines Diffe
renzsignals, welches die Differenz zwischen den Span
nungsmeßwerten anzeigt und Vorrichtungen zum Integrie
ren des Differenzsignals über eine Mehrzahl von den
aufeinanderfolgenden Zeitintervallen hinweg.
12. Instrument nach Anspruch 8, worin die Vorrichtungen zum
Steuern der Dauern der jeweiligen Zeitintervalle Puls
breitenmodulationsvorrichtungen aufweisen, welche einen
variablen Taktzyklusausgang haben, sowie mit Vorrich
tungen zum Steuern der Pulsbreitenmodulationsvorrich
tungen in Antwort auf das Ausgangssignal.
13. Kraftvergleichsverfahren zum Erfassen einer unbekannten
Eingangsgröße, mit den Schritten:
Bereitstellen eines Sensorbauteiles, welches in Antwort auf die zu erfassende Eingangsgröße versetzbar ist;
Bereitstellen erster und zweiten elektrisch leitfähiger Platten auf einander gegenüberliegenden Seiten des Sen sorbauteils, welche mit diesem zusammenwirken und erste und zweite Kondensatoren definieren;
Bereitstellen eines Integrationsverstärkers mit einem Eingang und einem Ausgang;
Anlegen einer Serie von Spannungsimpulsen an den Ver stärkereingang;
Verbinden der ersten und zweiten Kondensatoren mit er sten und zweiten Rückkopplungspfaden von dem Ausgang zum Eingang des Integrationsverstärkers;
Bereitstellen eines Steuersignals mit einem sich wie derholenden Zyklus mit ersten und zweiten variierenden Teilzyklen, um das Steuersignal mit einem variierenden Taktverhältnis zu erhalten;
Laden der ersten und zweiten Kondensatoren abwechselnd mit einer festen Ladung während der ersten und zweiten Teilzyklen;
Abtasten der Spannung über den ersten und zweiten Kon densatoren, um erste und zweite Spannungsmeßwerte zu erhalten;
Integrieren der Differenz zwischen den ersten und zwei. ten Spannungsmeßwerten über eine Anzahl von Wiederho lungen des Steuersignals, um ein Abgreifsignal zu er halten; und
Verwenden des Abgreifsignals, um das Taktverhältnis zu steuern.
Bereitstellen eines Sensorbauteiles, welches in Antwort auf die zu erfassende Eingangsgröße versetzbar ist;
Bereitstellen erster und zweiten elektrisch leitfähiger Platten auf einander gegenüberliegenden Seiten des Sen sorbauteils, welche mit diesem zusammenwirken und erste und zweite Kondensatoren definieren;
Bereitstellen eines Integrationsverstärkers mit einem Eingang und einem Ausgang;
Anlegen einer Serie von Spannungsimpulsen an den Ver stärkereingang;
Verbinden der ersten und zweiten Kondensatoren mit er sten und zweiten Rückkopplungspfaden von dem Ausgang zum Eingang des Integrationsverstärkers;
Bereitstellen eines Steuersignals mit einem sich wie derholenden Zyklus mit ersten und zweiten variierenden Teilzyklen, um das Steuersignal mit einem variierenden Taktverhältnis zu erhalten;
Laden der ersten und zweiten Kondensatoren abwechselnd mit einer festen Ladung während der ersten und zweiten Teilzyklen;
Abtasten der Spannung über den ersten und zweiten Kon densatoren, um erste und zweite Spannungsmeßwerte zu erhalten;
Integrieren der Differenz zwischen den ersten und zwei. ten Spannungsmeßwerten über eine Anzahl von Wiederho lungen des Steuersignals, um ein Abgreifsignal zu er halten; und
Verwenden des Abgreifsignals, um das Taktverhältnis zu steuern.
14. Verfahren nach Anspruch 13, mit dem Schritt des Entla
dens eines jeden Kondensators, bevor er wieder geladen
wird.
15. Kraftbalanciertes Instrument mit:
einem Sensorbauteil, welches in Antwort auf eine zu messende Eingangsgröße versetzbar ist;
ersten und zweiten Platten auf einander gegenüberlie genden Seiten des Sensorbauteils, um erste und zweite Kondensatoren zwischen dem Sensorbauteil und den Plat ten zu definieren;
einem Integrator mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei die ersten und zweiten Kondensatoren in ersten und zweiten Rückkopplungspfaden zwischen dem Ausgang und dem Eingang geschaltet sind;
Vorrichtungen zum Anlegen eines Präzisionsspannungsim pulses an den Eingang des Integrators für eine festge legte Zeitdauer;
ersten und zweiten Schaltvorrichtungen in den ersten und zweiten Rückkopplungspfaden zum Anlegen des Aus gangs des Verstärkers für Ladungszwecke an ersten und zweiten Kondensatoren in abwechselnder Reihenfolge, so daß die Kondensatoren eine elektrostatische Kraft auf das Sensorbauteil während ersten und zweiten aufeinan derfolgenden Zeitperioden ausüben;
Vorrichtungen zum Betätigen der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen abwechselnd während ersten und zweiten Zeitperioden;
ersten und zweiten Meßwertspeichervorrichtungen;
Vorrichtungen zum Übertragen der Spannungen an den er sten und zweiten Kondensatoren an die ersten und zwei ten Speichervorrichtungen während den ersten und zwei ten Zeitperioden;
einem Differenzschaltkreis mit einem Eingang, der mit den ersten und zweiten Speichervorrichtungen verbunden ist und mit einem Ausgang;
einem Integrator mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Differenzschaltkreises verbunden ist und mit einem Ausgang;
einem Pulsbreitenmodulator mit einem variablen Taktzy klusausgang und mit einem Eingang zum Ausgang des Inte grators; und
Vorrichtungen, welche auf den variablen Taktzyklusaus gang ansprechen, um die relativen Dauern der ersten und zweiten Perioden zu steuern.
einem Sensorbauteil, welches in Antwort auf eine zu messende Eingangsgröße versetzbar ist;
ersten und zweiten Platten auf einander gegenüberlie genden Seiten des Sensorbauteils, um erste und zweite Kondensatoren zwischen dem Sensorbauteil und den Plat ten zu definieren;
einem Integrator mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei die ersten und zweiten Kondensatoren in ersten und zweiten Rückkopplungspfaden zwischen dem Ausgang und dem Eingang geschaltet sind;
Vorrichtungen zum Anlegen eines Präzisionsspannungsim pulses an den Eingang des Integrators für eine festge legte Zeitdauer;
ersten und zweiten Schaltvorrichtungen in den ersten und zweiten Rückkopplungspfaden zum Anlegen des Aus gangs des Verstärkers für Ladungszwecke an ersten und zweiten Kondensatoren in abwechselnder Reihenfolge, so daß die Kondensatoren eine elektrostatische Kraft auf das Sensorbauteil während ersten und zweiten aufeinan derfolgenden Zeitperioden ausüben;
Vorrichtungen zum Betätigen der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen abwechselnd während ersten und zweiten Zeitperioden;
ersten und zweiten Meßwertspeichervorrichtungen;
Vorrichtungen zum Übertragen der Spannungen an den er sten und zweiten Kondensatoren an die ersten und zwei ten Speichervorrichtungen während den ersten und zwei ten Zeitperioden;
einem Differenzschaltkreis mit einem Eingang, der mit den ersten und zweiten Speichervorrichtungen verbunden ist und mit einem Ausgang;
einem Integrator mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Differenzschaltkreises verbunden ist und mit einem Ausgang;
einem Pulsbreitenmodulator mit einem variablen Taktzy klusausgang und mit einem Eingang zum Ausgang des Inte grators; und
Vorrichtungen, welche auf den variablen Taktzyklusaus gang ansprechen, um die relativen Dauern der ersten und zweiten Perioden zu steuern.
16. Instrument nach Anspruch 15, mit Vorrichtungen zum Ent
laden beider Kondensatoren, während der aufeinanderfol
genden Zeitperioden, bevor die Kondensatoren wieder ge
laden werden.
17. Ein Verfahren zur Verwendung mit einem kraftbalancier
ten Instrument, bei dem ein Sensorbauteil aus einer
Nullage in Antwort auf eine zu messende Eingangsgröße
versetzbar ist und bei dem Kondensatoren auf einander
gegenüberliegenden Seiten des Sensorbauteiles dazu ver
wendet werden, das Sensorbauteil elektrostatisch zu ba
lancieren, wobei das Verfahren zum Betreiben der Kon
densatoren vorgesehen ist, um das Sensorbauteil auszu
balancieren und aufweist:
Anlegen gleicher Ladungen an die ersten und zweiten Kondensatoren während erster und zweiter aufeinander folgender Zeitintervalle, um elektrische Felder zu er halten, welche eine Summenkraft auf das Sensorbauteil ausüben, welche dazu führt, daß das Sensorbauteil in die Nullage zurückkehrt; und
Abtasten der den geladenen Kondensatoren zugehörigen Spannungen, um ein Abgreifsignal zu erhalten.
Anlegen gleicher Ladungen an die ersten und zweiten Kondensatoren während erster und zweiter aufeinander folgender Zeitintervalle, um elektrische Felder zu er halten, welche eine Summenkraft auf das Sensorbauteil ausüben, welche dazu führt, daß das Sensorbauteil in die Nullage zurückkehrt; und
Abtasten der den geladenen Kondensatoren zugehörigen Spannungen, um ein Abgreifsignal zu erhalten.
18. Verfahren nach Anspruch 17 mit dem Schritt des Verwen
dens des Abgreifsignals, um die Relativlängen der er
sten und zweiten aufeinanderfolgenden Zeitintervalle zu
steuern.
19. Verfahren nach Anspruch 2, worin der Schritt des ab
wechselnden Anlegens einer festen Ladung an die ersten
und zweiten Kondensatoren die Schritte des abwechseln
den Anlegens von Ladungen entgegengesetzter Polarität
aber gleicher Größe an die ersten und zweiten Kondensa
toren aufweist.
20. Verfahren nach Anspruch 2, worin der Schritt des ab
wechselnden Anlegens einer festen Ladung an die ersten
und zweiten Kondensatoren das Anlegen einer gemeinsamen
festen Ladung an beide Kondensatoren und das abwech
selnde auf Masse-legen der Kondensatoren beinhaltet, so
daß zu einem Zeitpunkt nur einer der Kondensatoren ge
laden wird.
21. Verfahren nach Anspruch 13, worin der Schritt des La
dens der ersten und zweiten Kondensatoren das Bereit
stellen erster und zweiter entgegengesetzt gepolter
unidirektionaler Vorrichtungen in den ersten und zwei
ten Rückkopplungspfaden aufweist, sowie das Anlegen
aufeinanderfolgender Impulse entgegengesetzter Polari
tät an den Integrationsverstärker-Eingang.
22. Verfahren nach Anspruch 13, worin der Schritt des La
dens der ersten und zweiten Kondensatoren die Schritte
des abwechselnden auf Masse-legens einer Seite der er
sten und zweiten Kondensatoren aufweist.
23. Kraftbalanciertes Sensorinstrument mit:
einem Sensorbauteil, welches in Antwort auf eine zu messende Eingangsgröße versetzbar ist;
ersten und zweiten Platten auf einander gegenüberlie genden Seiten des Sensorbauteils, um erste und zweite Kondensatoren zwischen dem Sensorbauteil und den Plat ten zu definieren;
einem Integrator mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei die ersten und zweiten Kondensatoren in ersten und zweiten Rückkopplungspfaden zwischen dem Ausgang und dem Eingang geschaltet sind;
Vorrichtungen zum Anlegen einer Serie von Präzisions spannungsimpulsen von abwechselnd entgegengesetzter Po larität an den Eingang des Integrators;
ersten und zweiten unidirektionell leitfähigen Vorrich tungen in den ersten und zweiten Rückkopplungspfaden;
ersten und zweiten Abtast- und Halteschaltkreisen in Verbindung mit den ersten und zweiten Kondensatoren;
einem Summenverstärker zur Aufsummierung der Signale von den Abtast- und Halteschaltkreisen;
Vorrichtungen, welche auf den Summenschaltkreis anspre chen, um die relativen Dauern der ersten und zweiten Perioden zu steuern; und
Vorrichtungen zum Entladen der ersten und zweiten Kon densatoren am Ende von ersten und zweiten aufeinander folgenden Zeitperioden.
einem Sensorbauteil, welches in Antwort auf eine zu messende Eingangsgröße versetzbar ist;
ersten und zweiten Platten auf einander gegenüberlie genden Seiten des Sensorbauteils, um erste und zweite Kondensatoren zwischen dem Sensorbauteil und den Plat ten zu definieren;
einem Integrator mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei die ersten und zweiten Kondensatoren in ersten und zweiten Rückkopplungspfaden zwischen dem Ausgang und dem Eingang geschaltet sind;
Vorrichtungen zum Anlegen einer Serie von Präzisions spannungsimpulsen von abwechselnd entgegengesetzter Po larität an den Eingang des Integrators;
ersten und zweiten unidirektionell leitfähigen Vorrich tungen in den ersten und zweiten Rückkopplungspfaden;
ersten und zweiten Abtast- und Halteschaltkreisen in Verbindung mit den ersten und zweiten Kondensatoren;
einem Summenverstärker zur Aufsummierung der Signale von den Abtast- und Halteschaltkreisen;
Vorrichtungen, welche auf den Summenschaltkreis anspre chen, um die relativen Dauern der ersten und zweiten Perioden zu steuern; und
Vorrichtungen zum Entladen der ersten und zweiten Kon densatoren am Ende von ersten und zweiten aufeinander folgenden Zeitperioden.
24. Kraftbalanciertes Instrument mit:
einem Sensorbauteil, welches in Antwort auf eine zu messende Eingangsgröße versetzbar ist;
ersten und zweiten Platten auf einander gegenüberlie genden Seiten des Sensorbauteils, um erste und zweite Kondensatoren zwischen dem Sensorbauteil und den Plat ten zu definieren;
einem Integrator mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei die ersten und zweiten Kondensatoren in ersten und zweiten Rückkopplungspfaden zwischen dem Ausgang und dem Eingang geschaltet sind;
Vorrichtungen zum Anlegen eines Präzisionsspannungsim pulses an den Eingang des Integrators;
ersten und zweiten Schaltvorrichtungen zum auf Masse legen der ersten und zweiten Kondensatoren für erste und zweite Zeitperioden;
Vorrichtungen zum Betätigen der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen abwechselnd für erste und zweite Zeitperioden;
ersten und zweiten Meßwertspeichervorrichtungen;
Vorrichtungen zum Übertragen der Spannung an den jewei ligen Kondensatoren an die jeweiligen Speichervorrich tungen;
einem Differenzschaltkreis mit einem Eingang, der mit den ersten und zweiten Speichervorrichtungen verbunden ist und mit einem Ausgang;
einem Integrator mit einem Eingang, der mit dem Ausgang der Differenzschaltkreise verbunden ist und mit einem Ausgang;
einem Pulsbreitenmodulator mit einem variablen Taktzy klusausgang und mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Integrators verbunden ist; und
Vorrichtungen, welche auf den variablen Taktzyklusaus gang ansprechen, um die relativen Dauern der ersten und zweiten Perioden zu steuern.
einem Sensorbauteil, welches in Antwort auf eine zu messende Eingangsgröße versetzbar ist;
ersten und zweiten Platten auf einander gegenüberlie genden Seiten des Sensorbauteils, um erste und zweite Kondensatoren zwischen dem Sensorbauteil und den Plat ten zu definieren;
einem Integrator mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei die ersten und zweiten Kondensatoren in ersten und zweiten Rückkopplungspfaden zwischen dem Ausgang und dem Eingang geschaltet sind;
Vorrichtungen zum Anlegen eines Präzisionsspannungsim pulses an den Eingang des Integrators;
ersten und zweiten Schaltvorrichtungen zum auf Masse legen der ersten und zweiten Kondensatoren für erste und zweite Zeitperioden;
Vorrichtungen zum Betätigen der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen abwechselnd für erste und zweite Zeitperioden;
ersten und zweiten Meßwertspeichervorrichtungen;
Vorrichtungen zum Übertragen der Spannung an den jewei ligen Kondensatoren an die jeweiligen Speichervorrich tungen;
einem Differenzschaltkreis mit einem Eingang, der mit den ersten und zweiten Speichervorrichtungen verbunden ist und mit einem Ausgang;
einem Integrator mit einem Eingang, der mit dem Ausgang der Differenzschaltkreise verbunden ist und mit einem Ausgang;
einem Pulsbreitenmodulator mit einem variablen Taktzy klusausgang und mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Integrators verbunden ist; und
Vorrichtungen, welche auf den variablen Taktzyklusaus gang ansprechen, um die relativen Dauern der ersten und zweiten Perioden zu steuern.
25. Instrument nach Anspruch 7, worin die Vorrichtungen zum
Anlegen gleicher Ladungen Vorrichtungen zum Anlegen La
dungen gleicher Größe und entgegengesetzter Polarität
an die ersten und zweiten Kondensatoren aufweisen.
26. Instrument nach Anspruch 7, worin die Vorrichtungen zum
Anlegen gleicher Ladungen Vorrichtungen zum Anlegen La
dungen gleicher Größe und Polarität aufweisen.
27. Instrument nach Anspruch 7, worin die Vorrichtungen zum
Anlegen gleicher Ladungen Vorrichtungen zum abwechseln
den auf Masse-legen der ersten und zweiten Kondensato
ren während der ersten und zweiten Zeitintervalle auf
weisen.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US07/605,947 US5142921A (en) | 1990-10-29 | 1990-10-29 | Force balance instrument with electrostatic charge control |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE4135624A1 true DE4135624A1 (de) | 1992-04-30 |
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Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE4135624A Expired - Lifetime DE4135624C2 (de) | 1990-10-29 | 1991-10-29 | Verfahren zur Lagesteuerung eines Sensorbauteils sowie auf Kraftausgleich beruhendes Sensorinstrument mit elektrostatischer Ladungssteuerung |
Country Status (7)
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---|---|
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FR (1) | FR2669109B1 (de) |
GB (1) | GB2249396B (de) |
IT (1) | IT1251453B (de) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19635162A1 (de) * | 1996-08-30 | 1998-03-12 | Bosch Gmbh Robert | Meßvorrichtung |
DE19929767C2 (de) * | 1999-06-29 | 2002-06-13 | Litef Gmbh | Beschleunigungsmeßeinrichtung |
DE102008025387B4 (de) * | 2007-05-30 | 2013-10-17 | Litton Systems, Inc. | System und Verfahren zur Fehlerverringerung bei elektrostatischen Instrumenten mit Kraftausgleich |
Families Citing this family (21)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2700614B1 (fr) * | 1993-01-19 | 1995-04-14 | Sextant Avionique | Accéléromètre capacitif à circuit de correction de l'effet perturbateur de capacités parasites. |
US5497660A (en) * | 1994-05-31 | 1996-03-12 | Litton Systems, Inc. | Digital force balanced instrument |
US5473946A (en) * | 1994-09-09 | 1995-12-12 | Litton Systems, Inc. | Accelerometer using pulse-on-demand control |
FR2724463B1 (fr) * | 1994-09-12 | 1996-12-13 | Sagem | Procede de mesure d'une acceleration par un capteur a armature mobile et capteur d'acceleration pour mettre en oeuvre le procede |
US5783973A (en) | 1997-02-24 | 1998-07-21 | The Charles Stark Draper Laboratory, Inc. | Temperature insensitive silicon oscillator and precision voltage reference formed therefrom |
US5983718A (en) | 1997-07-14 | 1999-11-16 | Litton Systems, Inc. | Signal processing system for inertial sensor |
US6360602B1 (en) | 1999-07-29 | 2002-03-26 | Litton Systems, Inc. | Method and apparatus reducing output noise in a digitally rebalanced accelerometer |
US6301965B1 (en) * | 1999-12-14 | 2001-10-16 | Sandia Corporation | Microelectromechanical accelerometer with resonance-cancelling control circuit including an idle state |
US20030081501A1 (en) * | 2001-09-07 | 2003-05-01 | Input/Output, Inc. | Reservoir evaluation apparatus and method |
US7119705B2 (en) * | 2004-10-30 | 2006-10-10 | Delphi Technologies, Inc. | Shielded capacitive load cell apparatus responsive to weight applied to a vehicle seat |
US7334474B2 (en) * | 2005-01-07 | 2008-02-26 | Litton Systems, Inc. | Force balanced instrument system and method for mitigating errors |
US7730785B2 (en) * | 2006-04-26 | 2010-06-08 | Denso Corporation | Ultrasonic sensor and manufacture method of the same |
US7552637B2 (en) * | 2006-09-19 | 2009-06-30 | Honeywell International Inc. | Torque driving circuit |
US7640786B2 (en) | 2007-03-28 | 2010-01-05 | Northrop Grumman Guidance And Electronics Company, Inc. | Self-calibrating accelerometer |
US8947081B2 (en) * | 2011-01-11 | 2015-02-03 | Invensense, Inc. | Micromachined resonant magnetic field sensors |
US8860409B2 (en) | 2011-01-11 | 2014-10-14 | Invensense, Inc. | Micromachined resonant magnetic field sensors |
US9664750B2 (en) | 2011-01-11 | 2017-05-30 | Invensense, Inc. | In-plane sensing Lorentz force magnetometer |
US9229026B2 (en) * | 2011-04-13 | 2016-01-05 | Northrop Grumman Guaidance and Electronics Company, Inc. | Accelerometer systems and methods |
US9341646B2 (en) | 2012-12-19 | 2016-05-17 | Northrop Grumman Guidance And Electronics Company, Inc. | Bias reduction in force rebalanced accelerometers |
US10330696B2 (en) * | 2016-03-24 | 2019-06-25 | Northrop Grumman Systems Corporation | Accelerometer sensor system |
GB2555804B (en) | 2016-11-09 | 2022-02-02 | Atlantic Inertial Systems Ltd | Accelerometer control |
Family Cites Families (22)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3226981A (en) * | 1962-10-29 | 1966-01-04 | North American Aviation Inc | Condition responsive signal generator for producing a variable frequency signal |
US3334949A (en) * | 1965-03-29 | 1967-08-08 | North American Aviation Inc | Electrostatic bearing |
US3683402A (en) * | 1970-11-12 | 1972-08-08 | Bausch & Lomb | Capacitive transducer drive mechanism for the recording pen of a graphical recorder |
US3877313A (en) * | 1973-07-23 | 1975-04-15 | Singer Co | Electrostatic accelerometer |
US3891285A (en) * | 1974-05-13 | 1975-06-24 | Rockwell International Corp | Electrostatic bearing sensing and control circuitry |
US4009607A (en) * | 1975-12-24 | 1977-03-01 | The Bendix Corporation | Force measuring system including combined electrostatic sensing and torquing means |
DE2722093C2 (de) * | 1977-05-16 | 1979-02-15 | Hartmut Dipl.-Phys. Dr. 6203 Hochheim Gruetzediek | Gewichts- und Kraftmeßeinrichtung |
FR2454103A1 (fr) * | 1979-04-11 | 1980-11-07 | Sagem | Perfectionnements aux accelerometres pendulaires asservis |
US4372406A (en) * | 1980-04-30 | 1983-02-08 | Shimadzu Corporation | Electronic balance |
US4422335A (en) * | 1981-03-25 | 1983-12-27 | The Bendix Corporation | Pressure transducer |
FR2509471A1 (fr) * | 1981-04-06 | 1983-01-14 | United Kingdom Government | Accelerometre pendulaire equilibre |
CH642461A5 (fr) * | 1981-07-02 | 1984-04-13 | Centre Electron Horloger | Accelerometre. |
US4467651A (en) * | 1983-01-06 | 1984-08-28 | Sundstrand Data Control, Inc. | Method for determining acceleration |
US4584885A (en) * | 1984-01-20 | 1986-04-29 | Harry E. Aine | Capacitive detector for transducers |
US4654582A (en) * | 1985-07-08 | 1987-03-31 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Transient test of suspension electronics for gyroscope |
US4679434A (en) * | 1985-07-25 | 1987-07-14 | Litton Systems, Inc. | Integrated force balanced accelerometer |
US4747296A (en) * | 1985-09-27 | 1988-05-31 | Design Team Partners | Electronic tonometer with baseline nulling system |
GB8728442D0 (en) * | 1987-12-04 | 1988-01-13 | Russell M K | Triaxial accelerometers |
GB2215053B (en) * | 1988-02-13 | 1991-09-11 | Stc Plc | Transducer device |
JPH0672899B2 (ja) * | 1988-04-01 | 1994-09-14 | 株式会社日立製作所 | 加速度センサ |
US4932261A (en) * | 1988-06-20 | 1990-06-12 | Triton Technologies, Inc. | Micro-machined accelerometer with tilt compensation |
US4987779A (en) * | 1989-02-28 | 1991-01-29 | United Technologies Corporation | Pulse-driven accelerometer arrangement |
-
1990
- 1990-10-29 US US07/605,947 patent/US5142921A/en not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-10-03 CA CA002052740A patent/CA2052740C/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-10-03 GB GB9121069A patent/GB2249396B/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-10-28 IT ITRM910818A patent/IT1251453B/it active IP Right Grant
- 1991-10-29 FR FR9113342A patent/FR2669109B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1991-10-29 DE DE4135624A patent/DE4135624C2/de not_active Expired - Lifetime
- 1991-10-29 JP JP03308252A patent/JP3084581B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19635162A1 (de) * | 1996-08-30 | 1998-03-12 | Bosch Gmbh Robert | Meßvorrichtung |
DE19929767C2 (de) * | 1999-06-29 | 2002-06-13 | Litef Gmbh | Beschleunigungsmeßeinrichtung |
US6691572B1 (en) | 1999-06-29 | 2004-02-17 | Litef Gmbh | Acceleration measuring device with pulse width modulation resetting |
DE102008025387B4 (de) * | 2007-05-30 | 2013-10-17 | Litton Systems, Inc. | System und Verfahren zur Fehlerverringerung bei elektrostatischen Instrumenten mit Kraftausgleich |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CA2052740C (en) | 1999-12-07 |
JPH04265862A (ja) | 1992-09-22 |
FR2669109A1 (fr) | 1992-05-15 |
DE4135624C2 (de) | 2003-02-20 |
GB2249396B (en) | 1994-07-20 |
US5142921A (en) | 1992-09-01 |
FR2669109B1 (fr) | 1995-06-02 |
CA2052740A1 (en) | 1992-04-30 |
GB2249396A (en) | 1992-05-06 |
GB9121069D0 (en) | 1991-11-13 |
ITRM910818A0 (it) | 1991-10-28 |
ITRM910818A1 (it) | 1992-04-30 |
JP3084581B2 (ja) | 2000-09-04 |
IT1251453B (it) | 1995-05-09 |
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