DE112006002698T5

DE112006002698T5 - Mehrphasiger DC/DC-Wandler

Info

Publication number: DE112006002698T5
Application number: DE112006002698T
Authority: DE
Inventors: Vijay Phadke; James Sigamani; Israel Beltran
Original assignee: Astec International Ltd
Current assignee: Astec International Ltd
Priority date: 2005-10-14
Filing date: 2006-10-13
Publication date: 2008-08-21
Also published as: WO2007060506A2; GB0808484D0; CN101496267A; US7596007B2; CN101496267B; US20070086224A1; WO2007060506A3; GB2445526A

Abstract

Mehrphasiger DC/DC-Wandler, der einen Eingang, einen Ausgang, mindestens erste und zweite Wandler, eine Spule, einen Ausgangskondensator und eine Treiberschaltung umfasst, wobei die Treiberschaltung ausgestaltet ist, um die ersten und zweiten Wandler mit einer vorbestimmten Phasenverschiebung dazwischen zu schalten, die Spule mit den ersten und zweiten Wandlern wirksam gekoppelt ist und der Ausgangskondensator zwischen die Spule und den Ausgang wirksam gekoppelt ist.

Description

QUERVERWEIS AUF VERWANDTE ANMELDUNG
Diese Anmeldung beansprucht die Priorität der provisorischen US-Anmeldung Nr. 60/727,200, die am 14. Oktober 2005 eingereicht wurde.
GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Offenbarung betrifft DC/DC-Wandler mit einer mehrphasigen Architektur.
HINTERGRUND
Die Anmerkungen in diesem Abschnitt stellen nur Hintergrundinformation bezüglich der vorliegenden Offenbarung bereit und können einen Stand der Technik nicht ersetzen.
Es sind verschiedene Typen von DC/DC-Wandlern bekannt, welche zwei oder mehr Wandler umfassen, die in einer mehrphasigen Konfiguration betrieben werden. Beispielsweise sind mehrphasige DC/DC-Wandler bekannt, welche zwei unabhängige serielle Resonanzwandler verwenden. Die Ausgänge der zwei Resonanzwandler sind um 90 Grad in der Phase verschoben. Dies führt an dem Ausgang zu sich überlagernden Strömen. Wie von den gegenwärtigen Erfindern erkannt wurde, kann der Restwelligkeitsstrom in dem Ausgangskondensator jedoch ziemlich hoch sein, da die Ausgangsströme, auch wenn sie sich überlagern, von sinusförmiger Natur sind. Zusätzlich müssen die Resonanzkomponenten gut aufeinan der abgestimmt sein, um eine akzeptable Stromaufteilung zwischen den zwei Wandlern zu erreichen. Andernfalls wird der Restwelligkeitsstrom in dem Ausgangskondensator noch höher. Ferner ist es schwierig, bei allen Betriebszuständen ein weiches Schalten zu erreichen, da die Betriebsfrequenz der Wandler typischerweise variiert wird, um eine Regelung zu erreichen. Dies führt zu einem niedrigeren Wirkungsgrad und einer höheren elektromagnetischen Interferenz (EMI). Dementsprechend besteht ein Bedarf für Verbesserungen bei bestehenden mehrphasigen DC/DC-Wandlern.
ZUSAMMENFASSUNG
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Offenbarung umfasst ein mehrphasiger DC/DC-Wandler einen Eingang, einen Ausgang, mindestens erste und zweite Wandler, eine Spule, einen Ausgangskondensator und eine Treiberschaltung. Die Treiberschaltung ist ausgestaltet, um die ersten und zweiten Wandler mit einer vorbestimmten Phasenverschiebung dazwischen zu schalten. Die Spule ist mit den ersten und zweiten Wandlern wirksam gekoppelt und der Ausgangskondensator ist zwischen die Spule und den Ausgang wirksam gekoppelt.
Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Offenbarung umfasst ein mehrphasiger DC/DC-Wandler einen Eingang, einen Ausgang, mindestens erste und zweite Wandler, eine Spule, einen Ausgangskondensator und eine Treiberschaltung. Die Treiberschaltung ist ausgestaltet, um die ersten und zweiten Wandler mit einer vorbestimmten Phasenverschiebung dazwischen zu schalten. Der Ausgangskondensator ist zwischen die ersten und zweiten Wandler und den Ausgang wirksam gekoppelt und die Spule ist zwischen (a) die ersten und zweiten Wandler und (b) den Eingang oder den Ausgangskondensator wirksam gekoppelt.
Gemäß noch einem anderen Aspekt der vorliegenden Offenbarung umfasst ein mehrphasiger DC/DC-Wandler einen Eingang, einen Ausgang, einen Ausgangskondensator, mindestens erste und zweite Wandler und eine Spule, die mit den ersten und zweiten Wandlern wirksam gekoppelt ist, wobei die Spule einen Restwelligkeitsstrom von im Wesentlichen Null in dem Ausgangskondensator bereitstellt, wenn der zweite Wandler bezüglich des ersten Wandlers etwa 90 Grad phasenverschoben betrieben wird.
Weitere Aspekte und Anwendungsgebiete werden aus der hierin bereitgestellten Beschreibung offenbar werden. Es sollte verstanden sein, dass die Beschreibung und spezielle Beispiele nur zu Zwecken der Darstellung gedacht sind und nicht dazu gedacht sind, den Schutzumfang der vorliegenden Offenbarung zu beschränken.
ZEICHNUNGEN
Die hierin beschriebenen Zeichnungen sind nur zu Darstellungszwecken und sind nicht dazu gedacht, den Schutzumfang der vorliegenden Offenbarung auf irgendeine Weise zu beschränken.
1A ist ein Blockdiagramm eines DC/DC-Wandlers gemäß einem Aspekt der vorliegenden Offenbarung.
1B ist ein Blockdiagramm eines DC/DC-Wandlers gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Offenbarung.
2 ist ein Schaltplan eines DC/DC-Wandlers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung.
3 ist ein Zeitdiagramm, das einen Betrieb von Leistungsschaltern in dem DC/DC-Wandler von 2 darstellt.
4 ist ein Ersatzschaltbild an einer der Primärwicklungen in dem DC/DC-Wandler von 2.
5 ist ein Schaltplan eines mehrphasigen DC/DC-Wandlers, der Synchrongleichrichter-MOSFETs verwendet.
6–10 stellen Strom- und Spannungswellenformen für den mehrphasigen Wandler von 5 dar.
11 ist ein Schaltplan eines mehrphasigen DC/DC-Wandlers ähnlich dem Wandler von 2, bei dem aber die Spule L1 mit seinem Eingang gekoppelt ist.
12 ist ein Schaltplan eines mehrphasigen DC/DC-Wandlers ähnlich dem Wandler von 2, aber unter Verwendung einer Vollbrückentopologie an der Primärseite.
13 ist ein Schaltplan eines mehrphasigen DC/DC-Wandlers unter Verwendung einer Vollbrückentopologie an der Primärseite und von Brückengleichrichtern an der Sekundärseite.
14 ist ein Schaltplan eines mehrphasigen DC/DC-Wandlers mit vier Wandlern, von denen jeder eine Halbbrückentopologie an der Primärseite und Vollbrü ckengleichrichter mit Mittelabgriff an der Sekundärseite verwendet.
15 stellt Treibersignalwellenformen für die vier in 14 gezeigten Wandler dar.
GENAUE BESCHREIBUNG
Die nachfolgende Beschreibung verschiedener Ausführungsformen ist rein beispielhafter Natur und ist nicht dazu gedacht, den Schutzumfang dieser Offenbarung oder ihre möglichen Anwendungen zu beschränken.
Ein mehrphasiger DC/DC-Wandler gemäß einem Aspekt der vorliegenden Offenbarung ist in 1A dargestellt und allgemein durch das Bezugszeichen 100 bezeichnet. Wie in 1A gezeigt ist, umfasst der mehrphasige Wandler 100 einen Eingang V_in, einen Ausgang V_out, mehrere Wandler 102, 104, 106, eine Spule L und einen Ausgangskondensator C. Der mehrphasige Wandler 100 umfasst auch eine (nicht gezeigte) Treiberschaltung, um die mehreren Wandler 102–106 mit vorbestimmten Phasenverschiebungen dazwischen zu schalten. Wie in 1A gezeigt ist, ist der Ausgangskondensator C zwischen die mehreren Wandler 102–106 und den Ausgang wirksam gekoppelt und die Spule L ist zwischen die mehreren Wandler 102–106 und den Ausgangskondensator C wirksam gekoppelt.
1B stellt einen anderen mehrphasigen DC/DC-Wandler 150 dar. Der Wandler 150 von 1B ähnelt dem Wandler 100 von 1A. Bei dem Wandler 150 von 1B ist die Spule L jedoch zwischen den Eingang V_in und die mehreren Wandler 102–106 wirksam gekoppelt. Wie für Fachleute offensichtlich ist, kann sich der Wert der Spule L in dem Wandler von 1A von dem Wert der Spule L in dem Wandler von 1B unterscheiden.
Wie nachfolgend weiter erläutert wird, verringert ein Vorsehen der Spule L in den mehrphasigen Wandlern der 1A und 1B vorteilhafterweise den Restwelligkeitsstrom in dem Ausgangskondensator C, gleicht die Ströme in den mehreren Wandlern 102–106 aus und erleichtert verlustfreie Schaltübergänge. Dies führt wiederum dazu, dass die mehrphasigen DC/DC-Wandler im Vergleich zu denjenigen des Standes der Technik verbesserte Wirkungsgrade aufweisen.
Obwohl in 1A und 1B drei einzelne Wandler 102–106 gezeigt sind, ist zu verstehen, dass zwei oder mehr Wandler bei jeder gegebenen Anwendung dieser Offenbarung verwendet werden können. Beispielsweise können zu einer speziellen Implementierung zusätzliche Wandler hinzugefügt werden, um höhere Wirkungsgrade und/oder eine erhöhte Ausgangsleistung zu erreichen. Ohne Rücksicht auf die Anzahl verwenden die mehreren Wandler vorzugsweise die gleiche Topologie. Beispielsweise können die mehreren Wandler Durchflusswandler, Brückenwandler (einschließlich Vollbrücke, Halbbrücke, etc.), Gegentakt-Wandler etc. sein. Die Phasendifferenz zwischen verschiedenen Wandlern kann variiert werden, um die Überlagerung gleich gerichteter Impulse in Abhängigkeit von der Anzahl der verwendeten Wandler zu steuern. Zusätzlich können die Einschaltdauern des/der Leistungsschalter(s) eines jeden Wandlers in Abhängigkeit von den Resonanzparametern variiert werden. Wenn beispielsweise nur zwei Wandler verwendet werden, kann jeder mit einer Einschaltdauer von etwa 50% mit einer Phasendifferenz von etwa 90 Grad betrieben werden. Wenn alternativ vier Wandler verwendet werden, kann jeder mit einer Einschaltdauer von etwa 50% mit einer Phasendifferenz von etwa 45 Grad geschaltet werden.
Ferner umfasst jeder Wandler vorzugsweise eine Gleichrichterschaltung, beispielsweise einen Zweiweggleichrichter mit Mittelabgriff, einen Brückengleichrichter oder eine beliebige andere geeignete Gleichrichterschaltung, um aus AC-Leistung DC-Leistung zu erzeugen.
Diese Lehren können bei einer weiten Vielzahl von DC-Leistungsanwendungen verwandt werden, einschließlich derer, bei denen eine höhere Spannung in eine niedrigere Ausgangsspannung mit galvanischer Trennung bei einem hohen Wirkungsgrad gewandelt wird. Einige Beispiele umfassen ohne eine Einschränkung ein Erzeugen eines isolierten Niederspannungsausgangsbusses (6 V bis 12 V) aus einem 48 V Telekommunkationseingangsbus und ein Erzeugen eines Niedrigspannungsausgangsbusses aus einer DC-Hauptversorgung mit Hochspannung (350 V bis 400 V). Bei derartigen Anwendungen kann auch ein Vorregler oder ein Nachregler verwendet werden, um eine engere Regelung und Übergangsfunktion zu erreichen. Allgemeiner können die vorliegenden Lehren bei einer beliebigen verschachtelten Durchflusswandlungstopologie verwendet werden, welche einen überlagerten Steuerungstreiber verwendet.
2 stellt einen mehrphasigen DC/DC-Wandler 200 gemäß einer speziellen Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung dar. Der Wandler 200 umfasst einen Eingang V_in, einen Ausgang V_out, einen ersten Wandler 202, einen zweiten Wandler 204, eine Spule L1 und einen Ausgangskondensator C4. Die ersten und zweiten Wandler 202 und 204 sind zwischen den Eingang V_in und die Spule L1 gekoppelt. Ferner ist der Ausgangskondensator C4 zwischen die Spule L1 und den Ausgang V_out gekoppelt.
Bei der speziellen Ausführungsform von 2 verwenden die ersten und zweiten Wandler 202, 204 die gleiche Topologie. Jeder ist ein Halbbrü ckenwandler, der seinen eigenen Trenntransformator TX1, TX2 aufweist, der mit einer Gleichrichterschaltung 206, 208 gekoppelt ist. Bei der Ausführungsform von 2 sind die Gleichrichterschaltungen 206, 208 als Zweiweggleichrichter mit Mittelabgriff ausgestaltet.
Wie in 2 gezeigt ist, umfasst der erste Wandler 202 Leistungsschalter Q1 und Q2, die mit der Primärwicklung P1 des Transformators TX1 gekoppelt sind. Sekundärwicklungen S1 und S2 des Transformators TX1 sind mit der ersten Gleichrichterschaltung 206 gekoppelt, welche Dioden D2 und D3 umfasst. Der zweite Wandler 204 umfasst Leistungsschalter Q3 und Q4, die mit der Primärwicklung P2 des Transformators TX2 gekoppelt sind. Sekundärwicklungen S3 und S4 des Transformators TX2 sind mit der zweiten Gleichrichterschaltung 208 gekoppelt, welche Dioden D4 und D5 umfasst. Die parasitären Induktivitäten (die eine separate externe Spule, falls verwendet, und irgendeine von der Sekundärseite reflektierte parasitäre Induktivität umfassen) sind in 2 an den Primärseiten der Transformatoren TX1, TX2 als Lleak1 und Lleak2 zusammengefasst und dargestellt. Kondensatoren C7, C8 sind Blockkondensatoren. Ferner weist jeder der Transformatoren TX1, TX2 ein Wicklungsverhältnis von N:1 auf.
Bei der Ausführungsform von 2 bilden die Spule L1 und der Ausgangskondensator C4 das Ausgangsfilter. Obwohl der mehrphasige Wandler 200 von 2 als eine Energieversorgung mit einer 12 V DC-Ausgangsspannung ausgestaltet ist, sind die Lehren dieser Offenbarung nicht darauf beschränkt, wie für Fachleute offensichtlich ist.
Während eines Betriebs des mehrphasigen Wandlers 200 wird die Primärwicklung P1 mit Energie versorgt, wenn einer der Leistungsschalter Q1 oder Q2 eingeschaltet ist. Auf ähnliche Weise wird die Primärwicklung P2 mit Energie versorgt, wenn einer der Leistungsschalter Q3 oder Q4 eingeschaltet ist. Ein Versorgen der Primärwicklungen P1 und P2 mit Energie versorgt die Sekundärwicklungen S1–S2 bzw. S3–S4 mit Energie. Sobald die Sekundärwicklungen S1–S4 mit Energie versorgt werden, wird Spannung von den ersten und zweiten Gleichrichterschaltungen 206, 208 gleichgerichtet und an eine Last geliefert, die mit dem Ausgang gekoppelt ist.
Das Zeitdiagramm von 3 stellt dar, wie die Leistungsschalter Q1–Q4 bei dieser speziellen Ausführungsform von einer (nicht gezeigten) Treiberschaltung mit einer festen Frequenz geschaltet werden. Wie in 3 gezeigt ist, werden die Wandler derart geschaltet, dass der zweite Wandler 202 mit einer Phasendifferenz von etwa 90 Grad bezüglich des ersten Wandlers 202 arbeitet. Es ist zu verstehen, dass die ersten und zweiten Wandler 202, 204 jedoch mit anderen Phasendifferenzen betrieben werden können, ohne von dem Schutzumfang dieser Offenbarung abzuweichen. Die Schalter Q1 und Q2 sind komplementär. Die Schalter Q3 und Q4 sind auch komplementär, aber in der Phase um 90 Grad mit Bezug auf die Schalter Q1 und Q2 verschoben. Ferner stellt 3 dar, wie beide Wandler nahe bei einer Einschaltdauer von fünfzig Prozent (50%) arbeiten. Insbesondere werden bei dieser speziellen Ausführungsform beide Wandler mit einer Einschaltdauer von 48% mit einer kurzen Totzeit zwischen den Schaltern Q1, Q2 und zwischen den Schaltern Q3, Q4 geschaltet.
Wie ferner in 2 gezeigt ist, sind die Ausgänge der Wandler vor dem LC-Filter (Spule L1 und Ausgangskondensator C4) kurzgeschlossen. Eine derartige Verbindung mit einer Phasenverzögerung von 90 Grad, wie voranstehend erwähnt, führt zu sich überlagernden Ausgängen. Dieses Überlagern hilft dabei, einen Strom durch jeden Transformator zum Ansteigen oder Abnehmen in der Art einer Resonanz zu zwingen, wenn die Blockkondensatoren C7, C8 so gewählt sind, dass sie mit den Leckinduktivitäten Lleak1, Lleak2 in Resonanz stehen. Bei einer geeigneten Wahl der Blockkondensatoren C7, C8, der Leckinduktivitäten Lleak1, Lleak2 (die möglicherweise zusätzliche externe Spulen und/oder eine von den Sekundärseiten der Transformatoren TX1, TX2 reflektierte parasitäre Induktivität umfassen) und der Magnetisierungsinduktivitäten der Transformatoren TX1, TX2 kann bei allen Betriebszuständen ein Einschalten bei einer Nullspannung und ein Ausschalten bei einem Nullstrom erreicht werden.
Die Arbeitsweise des Wandlers 200 von 2 wird nun weiter erläutert. Es wird ein stationärer Zustand angenommen, bei dem der erste Wandler 202 eine Leistung liefert, wobei der Schalter Q1 zum Zeitpunkt T0 eingeschaltet wird. Die Spannung an dem Blockkondensator C7, welcher zuvor auf eine Spannung V_cb aufgeladen wurde, wird sich auf Null entladen, wenn der Strom durch die Primärwicklung P1 den reflektierten Laststrom erreicht. Zu diesem Zeitpunkt wird die Spannung an den Sekundärwicklungen S1, S2:
wobei N das Transformatorwicklungsverhältnis ist. Zum Zeitpunkt T1 wird der Leistungsschalter Q3 des zweiten Wandlers 204 eingeschaltet und der Transformator TX2 wird mit Energie versorgt. Zu diesem Zeitpunkt beträgt die Spannung an dem Blockkondensator C8 V_cb. Die Spannung an den Sekundärwicklungen S3, S4 des zweiten Wandlers 204 wird betragen:
Da die Spannung an den Sekundärwicklungen S3, S4 um V_cb/N größer als die Spannung an den Sekundärwicklungen S1, S2 ist, wird der zweite Wandler 204 mit der Lieferung des Laststroms beginnen.
4 zeigt das Ersatzschaltbild (einschließlich der Auswirkung des Lastwiderstands RL) an der Primärwicklung P2 zum Zeitpunkt T1. Der Strom in dem zweiten Wandler 204 steigt in der Weise einer Resonanz aufgrund der Leckinduktivität Lleak2 und des Blockkondensators C8 an, bis er einen Wert erreicht, der gleich dem reflektierten Laststrom ist. Zu diesem Zeitpunkt wird der von dem zweiten Wandler 204 gelieferte Strom dem reflektierten Laststrom folgen, welcher von der Spule L1 konstant gehalten wird. Auf diese Weise wird ein Resonanzzustand von dem anderen Wandler 202 erzwungen.
Die Rate, mit welcher der Strom durch den zweiten Wandler 204 ansteigt, ist die gleiche Rate, mit welcher der Strom durch den ersten Wandler 202 abnimmt. Wenn der Strom durch den zweiten Wandler 204 gleich dem reflektierten Laststrom ist, wird der Strom durch den ersten Wandler 202 Null sein. Daher wird der Anstieg oder die Abnahme des Stroms durch die Wandler 202, 204 in Resonanz stehen. Die Resonanzfrequenz wird durch die Leckinduktivitäten Lleak1, Lleak2 und die Blockkondensatoren C7, C8 bestimmt.
Wenn die Resonanzkomponenten korrekt gewählt sind, kann erreicht werden, dass der reflektierte Laststrom vor dem Ausschalten eines Schalters immer zurück auf Null schwingt. Bei einem reflektierten Laststrom von Null ist der Strom durch den Leistungsschalter Q1 während des Ausschaltens nur der Magnetisierungsstrom des Transformators TX1. Durch eine Wahl einer Magnetisierungsinduktivität für den Transformator TX1, die ausreicht, um die Ausgangskapazität des Schalters Q1 zu laden, die Ausgangskapazität des Schalters Q2 zu entladen und den Schalter Q2 einzuschalten, während noch Energie durch seine Körperdiode zirkuliert, kann ein Schalten bei einer Nullspannung für den Schalter Q2 erreicht werden. Die Arbeitsweisen der Schaltung und des Ersatzschaltbilds sind jedes Mal gleich, wenn ein Strom von einem Wandler 202, 204 an den anderen übertragen wird.
Das Einschließen der Spule L1 in den mehrphasigen Wandler von 2 verringert wesentlich oder beseitigt einen Restwelligkeitsstrom in dem Ausgangskondensator C4. Daher kann der Wert der Spule L1 ziemlich klein sein (z. B. 100 nH). Zusätzlich hilft die Spule L1 dabei, trotz Toleranzen oder Variationen bei den Resonanzkomponenten einen Stromausgleich in den Wandlern zu erreichen.
Ein Erhöhen der Stromanstiegs-/abfallzeit (beispielsweise durch ein Erhöhen der Resonanzfrequenz) erhöht den Betrag an verfügbarer Totzeit. Bei vielen bekannten Wandlern steigt der Spitzenstrom mit einer erhöhten Totzeit an, was zu höheren RMS-Strömen führt. Bei dem mehrphasigen Wandler 200 von 2 jedoch steigt der Spitzenstrom aufgrund der Spule L1 bei einer erhöhten Totzeit nicht an.
Bei alternativen Ausführungsformen können Synchrongleichrichter-FETs (z. B. MOSFETs) anstelle von Dioden (z. B. in den Gleichrichterschaltungen 206, 208) verwendet werden, um den Wirkungsgrad weiter zu verbessern. Da die Ströme durch die Synchron-FETs (falls verwendet) während eines Einschaltens und eines Ausschaltens Null sind, können Spannungsspit zen an den FETs beseitigt werden. Ferner kann bei einer geeigneten Wahl des Treibertimings auch eine Körperdiodenleitung beseitigt werden. Auch wenn eine gewisse Körperdiodenleitung für einen sicheren Betrieb zulässig ist, sind die Verluste vernachlässigbar, da der Strom während des Ausschaltens nahezu Null ist. 5 stellt einen isolierten mehrphasigen DC/DC-Wandler 300 dar, der dem Wandler 200 von 2 ähnelt, der aber Synchrongleichrichter-MOSFETs (anstelle der Dioden D2–D5) verwendet.
6–10 stellen Strom- und Spannungswellenformen für den isolierten mehrphasigen Wandler 300 von 5 in der Konfiguration für eine Eingangsspannung von 275 V DC, eine Ausgangsspannung von 12 V, einen Ausgangsstrom von 100 A und eine Ausgangsleistung von 1200 W dar. Die zwei Halbbrückenwandler wurden mit 200 kHz betrieben, was zu einer Frequenz der Ausgangsrestwelligkeit von 800 kHz führt.
6 stellt die Ströme 210, 212 in den Primärwicklungen der zwei Transformatoren dar. Wie darin gezeigt ist, weist jeder der primären Ströme 210, 212 eine dreieckige Wellenform auf. Auf ähnliche Weise sind die (nicht gezeigten) sekundären Ströme dreieckig, wie auch die Eingangs- und Ausgangsströme des isolierten Wandlers 300. Ferner ist die Änderungsrate der Wellenformen 210 und 212 im Wesentlichen gleich. Als ein Ergebnis kann der Restwelligkeitsstrom in dem Ausgangskondensator C4 im Wesentlichen Null sein. Beispielsweise kann die Restwelligkeit bis zu 2% des Stroms in dem Kondensator C4 betragen. Es sollte jedoch verstanden sein, dass der Restwelligkeitsstrom in Abhängigkeit von den Werten der parasitären Induktivitäten Lleak1 und Lleak2 und/oder den Einschaltdauern der ersten und zweiten Wandler 202 und 204 variieren kann.
7 stellt die Spannung 214 an dem Schalter Q1 (Vds) und den Strom 216 dar, der durch den Schalter Q1 (Id) fließt. Diese Wellenformen 214, 216 zeigen das Nichtvorhandensein irgendeiner Spannungs- oder Stromüberlagerung bei Schaltübergängen mit der Ausnahme eines kleinen Magnetisierungsstroms beim Ausschalten.
8 stellt dar, wie der Schalter Q1 bei einem Nullstrom einschaltet. 9 stellt dar, wie der Schalter Q1 bei einem reflektierten Laststrom von Null mit der Ausnahme eines kleinen Magnetisierungsstroms ausschaltet. 10 stellt den Strom 210 in einer Primärwicklung und den Gatetreiber 218 eines zugeordneten Synchrongleichrichter-MOSFET dar. Diese Wellenformen zeigen, dass der reflektierte Laststrom an der Primärseite mit der Ausnahme eines kleinen Magnetisierungsstroms nahezu Null ist, wenn der Synchrongleichrichter ausschaltet. Dies bedeutet, dass die Körperdiode keinen wahrnehmbaren Laststrom leitet.
11 stellt einen mehrphasigen DC/DC-Wandler 400 gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung dar. Der Wandler 400 ähnelt dem mehrphasigen Wandler 200 von 2. In dem Wandler 400 von 11 ist jedoch die Spule L1 zwischen die Wandler 202, 204 und den Eingang wirksam gekoppelt. Insbesondere ist die Spule L1 in 11 zwischen die Wandler 202, 204 und einen Eingangskondensator C1 gekoppelt. Durch die Aufnahme optionaler Entlastungsschaltungsnetzwerke 402, 404 (welche R-C-Entlastungsschaltungen sein können) kann der Wandler 400 von 11 die gleichen Ergebnisse wie der Wandler 200 von 2 erzielen. Bei der Herstellung gewisser DC/DC-Wandler kann es leichter sein, die Spule L1 mit dem Eingang statt mit dem Ausgang zu koppeln. In diesen Situationen kann die Ausführungsform von 11 wünschenswerter als die Ausführungsform von 2 sein, da beide Aus führungsformen im Wesentlichen die gleichen Ergebnisse erreichen können.
12 stellt einen mehrphasigen DC/DC-Wandler 500 gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung dar. Der Wandler 500 ähnelt dem mehrphasigen Wandler 200 von 2. Bei dem Wandler 500 von 12 ist jedoch eine Vollbrückentopologie an der Primärseite der Transformatoren T1, T2 verwendet.
13 stellt einen mehrphasigen DC/DC-Wandler 600 gemäß noch einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung dar. Der Wandler 600 verwendet eine Vollbrückentopologie an der Primärseite der Transformatoren T1, T2 und Brückengleichrichter an der Sekundärseite.
14 stellt einen mehrphasigen DC/DC-Wandler 700 gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung dar. Wie in 14 gezeigt ist, umfasst der Wandler 700 vier Halbbrückenwandler an der Primärseite der Transformatoren T1–T4 und vier Zweiweggleichrichter mit Mittelabgriff an der Sekundärseite. Wie in 15 dargestellt ist, wird jeder der Halbbrückenwandler mit einer Einschaltdauer von etwa fünfzig Prozent (50%) und mit einer Phasendifferenz von etwa fünfundvierzig Grad (45°) betrieben.
Zusätzlich zu den voranstehend angeführten Vorteilen können die Lehren der vorliegenden Offenbarung die folgenden zusätzlichen Pluspunkte bei einer beliebigen gegebenen Implementierung bieten: einen höheren Wirkungsgrad; der Wirkungsgrad ist von der Schaltfrequenz nahezu unabhängig; geringere Spannungsbelastungen ermöglichen den Einsatz von Gleichrichtern, die für eine niedrigere Spannung ausgelegt sind; verringerte Schaltverluste und Leitverluste von Körperdioden bei Synchrongleich richtern (wenn verwendet); hohe Leistungsdichte aufgrund höherer Schaltfrequenzen ohne an Wirkungsgrad zu verlieren; langsam ansteigende Ströme führen zu niedrigerer EMI; geringere Belastungen der Halbleiter; geringes Rauschen aufgrund des Nichtvorhandenseins von Sperrholströmen (reverse recovery currents) in der Körperdiode des Synchrongleichrichters (wenn verwendet); geringere Kosten aufgrund der Verwendung von weniger Silizium; und geringere Kosten und höhere Leistungsdichte aufgrund von kleinen Ausgangsfilterkomponenten.
Zusammenfassung
Ein mehrphasiger DC/DC-Wandler umfasst einen Eingang, einen Ausgang, mindestens erste und zweite Wandler, eine Spule, einen Ausgangskondensator und eine Treiberschaltung. Die Treiberschaltung ist ausgestaltet, um die ersten und zweiten Wandler mit einer vorbestimmten Phasenverschiebung dazwischen zu schalten. Der Ausgangskondensator ist zwischen die ersten und zweiten Wandler und den Ausgang wirksam gekoppelt. Die Spule kann entweder an der Eingangsseite oder der Ausgangsseite platziert sein. Wenn sie an der Eingangsseite platziert ist, ist die Spule zwischen einen Eingangskondensator und die ersten und zweiten Wandler wirksam gekoppelt. Wenn sie an der Ausgangsseite platziert ist, ist die Spule zwischen die ersten und zweiten Wandler und den Ausgangskondensator wirksam gekoppelt. Der mehrphasige DC/DC-Wandler ist in der Lage, verlustfreie Schaltübergänge und einen vernachlässigbaren Restwelligkeitsstrom in dem Ausgangskondensator zu erreichen.

Claims

Mehrphasiger DC/DC-Wandler, der einen Eingang, einen Ausgang, mindestens erste und zweite Wandler, eine Spule, einen Ausgangskondensator und eine Treiberschaltung umfasst, wobei die Treiberschaltung ausgestaltet ist, um die ersten und zweiten Wandler mit einer vorbestimmten Phasenverschiebung dazwischen zu schalten, die Spule mit den ersten und zweiten Wandlern wirksam gekoppelt ist und der Ausgangskondensator zwischen die Spule und den Ausgang wirksam gekoppelt ist.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 1, wobei die Treiberschaltung ausgestaltet ist, um den zweiten Wandler einzuschalten, wenn die Spule von dem ersten Wandler geladen wird, um dadurch während eines Einschaltens des zweiten Wandlers einen Übergang mit einem Strom von im Wesentlichen Null zu erreichen.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 2, wobei mindestens einer der Wandler einen Transformator umfasst, der eine Primärwicklung, die mit mindestens einem primären Schalter gekoppelt ist, und eine Sekundärwicklung aufweist, die mit mindestens einem Synchrongleichrichter gekoppelt ist, und wobei die Treiberschaltung ausgestaltet ist, um den Synchrongleichrichter kurz nach dem Einschalten des primären Schalters einzuschalten.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 3, wobei die Treiberschaltung ferner ausgestaltet ist, um den Synchrongleichrichter kurz vor einem Ausschalten des primären Schalters auszuschalten.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 2, wobei die ersten und zweiten Wandler erste bzw. zweite Gleichrichtungsschaltungen umfassen.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 5, wobei die ersten und zweiten Gleichrichtungsschaltungen Diodengleichrichter umfassen.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 5, wobei die ersten und zweiten Gleichrichtungsschaltungen Synchrongleichrichter umfassen.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 2, wobei mindestens einer der Wandler einen Transformator umfasst, der eine mit ersten und zweiten Schaltern gekoppelte Primärwicklung aufweist, und wobei die Treiberschaltung ausgestaltet ist, um die ersten und zweiten Schalter mit im Wesentlichen komplementären Steuerungssignalen zu versorgen.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 1, wobei die vorbestimmte Phasenverschiebung etwa 90 Grad beträgt.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 1, wobei die ersten und zweiten Wandler die gleiche Topologie verwenden.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 10, wobei die ersten und zweiten Wandler Halbbrückenwandler sind.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 11, wobei die Treiberschaltung ausgestaltet ist, um die ersten und zweiten Wandler jeweils mit einer Einschaltdauer von etwa fünfzig Prozent (50%) zu schalten.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 10, wobei die ersten und zweiten Wandler Vollbrückenwandler sind.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 1, wobei mindestens der erste Wandler einen Zweiweggleichrichter mit Mittelabgriff umfasst.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 1, wobei mindestens der erste Wandler einen Gleichrichter vom Brückentyp umfasst.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 1, wobei die Treiberschaltung ausgestaltet ist, um die ersten und zweiten Wandler mit einer festen Frequenz und mit der vorbestimmten Phasenverschiebung dazwischen zu schalten.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler, der einen Eingang, einen Ausgang, mindestens erste und zweite Wandler, eine Spule, einen Ausgangskondensator und eine Treiberschaltung umfasst, wobei die Treiberschaltung ausgestaltet ist, um die ersten und zweiten Wandler mit einer vorbestimmten Phasenverschiebung dazwischen zu schalten, der Ausgangskondensator zwischen die ersten und zweiten Wandler und den Ausgang wirksam gekoppelt ist und die Spule zwischen (a) die ersten und zweiten Wandler und (b) den Eingang oder den Ausgangskondensator wirksam gekoppelt ist.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 17, wobei die Spule zwischen (a) die ersten und zweiten Wandler und (b) den Eingang wirksam gekoppelt ist.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 18, wobei mindestens einer der Wandler einen Transformator umfasst, der eine mit ersten und zweiten Schaltern gekoppelte Primärwicklung aufweist, und wobei die Treiberschaltung ausgestaltet ist, um die ersten und zweiten Schalter mit im Wesentlichen komplementären Steuerungssignalen zu versorgen.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 18, wobei die vorbestimmte Phasenverschiebung etwa 90 Grad beträgt.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 18, wobei die ersten und zweiten Wandler die gleiche Topologie verwenden.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 21, wobei die ersten und zweiten Wandler Halbbrückenwandler sind.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 22, wobei die Treiberschaltung ausgestaltet ist, um die ersten und zweiten Wandler jeweils mit einer Einschaltdauer von etwa fünfzig Prozent (50%) zu schalten.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 18, wobei mindestens der erste Wandler einen Zweiweggleichrichter mit Mittelabgriff umfasst.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 18, wobei mindestens der erste Wandler einen Gleichrichter vom Brückentyp umfasst.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 17, wobei die Spule zwischen (a) die ersten und zweiten Wandler und (b) den Ausgangskondensator wirksam gekoppelt ist.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler, der einen Eingang, einen Ausgang, einen Ausgangskondensator, mindestens erste und zweite Wandler und eine mit den ersten und zweiten Wandlern wirksam gekoppelte Spule umfasst, wobei die Spule im Wesentlichen einen Restwelligkeitsstrom von Null in dem Ausgangskondensator bereitstellt, wenn der zweite Wandler bezüglich des ersten Wandlers etwa neunzig Grad phasenverschoben betrieben wird.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 27, wobei die ersten und zweiten Wandler jeweils mit einer Einschaltdauer von etwa fünfzig Prozent (50%) betrieben werden.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 28, wobei die ersten und zweiten Wandler die einzigen Wandler in dem mehrphasigen DC/DC-Wandler sind.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 27, wobei die Spule zwischen die ersten und zweiten Wandler und den Eingang wirksam gekoppelt ist.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 27, wobei die Spule zwischen die ersten und zweiten Wandler und den Ausgangskondensator wirksam gekoppelt ist.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 27, der ferner eine Treiberschaltung zum Schalten der ersten und zweiten Wandler mit einer festen Frequenz umfasst.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 27, der ferner mindestens dritte und vierte Wandler umfasst.
Mehrphasiger DC/DC-Wandler nach Anspruch 28, wobei die ersten, zweiten, dritten und vierten Wandler jeweils mit einer Einschaltdauer von etwa fünfzig Prozent (50%) und mit einer Phasendifferenz von etwa fünfundvierzig Grad betrieben werden.