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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Gleichstromwandler und insbesondere
einen Gleichstromwandler, der den Leistungsfaktor für Eingangswechselstrom
verbessert.
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Gleichstromwandler
(im folgenden als „DC-Wandler" bezeichnet) wurden
weithin auf dem Gebiet der Elektronik und der Elektrotechnik verwendet,
um elektrischen Wechselstrom (im folgenden als „Wechselstrom" bzw. „elektrischer
Strom" als „AC" bzw. „Strom" bezeichnet), der
durch eine kommerzielle Wechselstromquelle geliefert wird, in Gleichstrom
umzuwandeln. Wie zum Beispiel in 22 gezeigt,
umfaßt
ein vorbekannter DC-Wandler eine kommerzielle Wechselstromquelle 0,
einen als Gleichrichtschaltung wirkenden Diodenbrückengleichrichter 2,
der über
eine Filterschaltung 1 mit der kommerziellen Wechselstromquelle 0 verbunden ist;
einen Glättungskondensator 3,
der mit den Ausgangsanschlüssen
des Diodenbrückengleichrichters 2 verbunden
ist; einen Transformator 4 mit einer Primär- und einer
Sekundärwicklung 4a, 4b;
und eine mit beiden Enden des Glättungskondensators 3 verbundene
Reihenschaltung, die die Primärwicklung 4a des
Transformators 4 und einen als Schaltelement wirkenden
MOS-FET 5 enthält.
Eine solche Konstruktion ist aus JP-A-62-19102 bekannt.
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Beim
Betrieb des in 22 gezeigten
DC-Wandlers wird ein AC-Eingangsstromfluß aus der kommerziellen AC-Stromquelle 0 durch
den Zweiwegdiodenbrückengleichrichter 2 durch
die Filterschaltung 1 gleichgerichtet und dann durch den
Glättungskondensator 3 geglättet, wodurch
eine ungefähre
Nahezu-DC-Spannung, die eine Welligkeitskomponente enthält, zwischen
beiden Enden des Glättungskondensators 3 erzeugt wird,
so daß die
DC-Spannung an die Reihenschaltung der Primärwicklung 4a des Transformators 4 und
des MOS-FET 5 angelegt wird. In diesem Moment wird durch
Ein- und Ausschalten des MOS-FET 5 durch Steuersignale
(VG), die an den Gate-Anschluß des MOS-FET 5 vermittelt
werden, die Spannung zwischen beiden Enden des Glättungskondensators 3 unterbrochen
an die Primärwicklung 4a des
Transformators 4 angelegt, und gleichzeitig wird in der
Sekundärwicklung 4b des
Transformators 4 induzierte Spannung durch eine Gleichrichterglättungsschaltung
aus einer Gleichrichtungsdiode 6 und einem Ausgangskondensator 7 gleichgerichtet
und geglättet,
um zwischen Ausgangsanschlüssen 8, 9 eine
DC-Ausgabe zu erzeugen.
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Da
der in 22 gezeigte DC-Wandler
ein Wandler des Kondensatoreingangstyps ist, der die kommerzielle
Wechselstromquelle 0; die Filterschaltung 1; den
Diodenbrückengleichrichter 2;
und den Glättungskondensator 3 umfaßt, fließt der AC-Eingangsstrom
(IIN) nur in der Nähe des Maximalwerts der AC-Eingangsspannung
(VIN) (siehe 23(A)),
so daß eine
AC-Eingangsstromsignalform in einer Impulsform, wie in 23(B) gezeigt, resultiert.
Deshalb hat der Wandler den Fehler, daß der Leistungsfaktor für Eingangswechselstrom
um etwa 0,5–0,6
herabgesetzt wird. Der Begriff „Leistungsfaktor" bedeutet das Verhältnis der
Gesamtaktivleistung in Watt zu der Gesamtscheinleistung in Voltampere.
Um den Leistungsfaktor für
Eingangswechselstrom zu verbessern, kann zum Beispiel vorgeschlagen
werden, einfach eine Drosselspule mit hoher Induktivität in eine
Gleichrichtschaltung einzufügen.
Eine solche Drosselspule ist jedoch groß und schwer. Obwohl in letzter
Zeit auch ein aktives Wandlersystem vorgeschlagen wurde, um den
Leistungsfaktor elektronisch mit einem Vorwandler zu verbessern,
wird die Anzahl erforderlicher Komponenten bei diesem System vergrößert und
das System hat folglich insofern Fehler, als es mit größerer Größe und teurer
hergestellt wird und zwischen den angebrachten Elementen im Betrieb
gegenseitige elektrische Störungen
auftreten.
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Aus
JP 6217537 ist eine Stromversorgung bekannt, die folgendes umfaßt: eine
durch ein Tiefpaßfilter mit
einer Wechselstromquelle verbundene Gleichrichtschaltung; und eine
erste Schaltung, die folgendes umfaßt: eine Primärwicklung
einer Drosselspule, eine erste Diode und einen zwischen zwei Ausgangsanschlüssen der
Gleichrichtschaltung in Reihe geschalteten Schalter; und eine zweite
Schaltung, die eine zweite Diode und eine Primärwicklung eines Transformators
umfaßt;
einen zwischen einen Verbindungspunkt der zweiten Diode und der
Primärwicklung
des Transformators und die Gleichrichtschaltung geschalteten Primärkondensator;
eine Sekundärwicklung
des Transformators, die durch eine Gleichrichterglättungsschaltung
mit Ausgangsanschlüssen
verbunden ist. Die Gleichrichterglättungsschaltung umfaßt Ausgangsdioden,
die mit entgegengesetztem Ende der Sekundärwicklung des Transformators
verbunden sind; eine Sekundärwicklung
der Drosselspule in elektromagnetischer Verbindung mit der betreffenden
Primärwicklung;
und einen Ausgangsglättungskondensator.
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Im
Betrieb wird der Schalter abwechselnd in einem Hochfrequenz-Schaltmodus
auf ON und OFF geschaltet, und während
der ON-Periode des Schalters fließt elektrischer Strom durch
die Primärwicklung
der Drosselspule, die erste Diode und den Schalter, um elektrische
Energie in der Drosselspule zu akkumulieren, und gleichzeitig wird
Anschlußspannung
des Primärkondensators
an die Primärwicklung
des Transformators angelegt, wodurch erhöhte oder erniedrigte Spannung
auf der Sekundärwicklung
des Transformators erzeugt wird. Die resultierende Spannung an der
Sekundärwicklung
erzeugt folglich erregten Strom durch die Sekundärwicklung der Drosselspule
und den Ausgangsglättungskondensator,
um eine erhöhte
oder erniedrigte Ausgabe aus Ausgangsanschlüssen zu erzeugen. Während der
OFF-Periode des Schalters wird an der Primärwicklung der Drosselspule
eine Gegenspannung abgeleitet, die eine zusätzliche Ausgabe aus der Gleichrichtschaltung
ist, um eine überlagerte
erhöhte
Spannung an dem Primärkondensator
durch die zweite Diode zu erzeugen, und dadurch kann den Ausgangsanschlüssen erhöhte DC-Spannung entnommen
werden.
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EP
503715 demonstriert eine Stromversorgungsschaltung, die einen ersten
und einen zweiten Transformator umfaßt. Der erste Transformator
weist eine Primärwicklung
auf, die mit einem Hauptgleichrichter und einem ersten steuerbaren
Schalter verbunden ist, und eine zweite Wicklung, die mit einer
Primärwicklung
des sekundären
Transformators und einem zweiten steuerbaren Schalter verbunden
ist, während
eine Sekundärwicklung
des sekundären
Transformators mit einer Last verbunden ist. Mit Ausgangsanschlüssen des
Hauptgleichrichters ist ein Kondensator mit dem relativ kleinen
Kapazitätswert
verbunden, um eine Spannung einer gleichgerichteten Sinusform zu
der Primärwicklung
des ersten Transformators zu erzeugen.
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EP
665632 repräsentiert
eine Schaltstromquellenvorrichtung, die folgendes umfaßt: eine
Zweiweggleichrichtschaltung zum Gleichrichten einer Eingabe aus
einer AC-Stromquelle; einen Transformator mit einer Primärwicklung
mit einem Ende, das mit einem positiven Ausgangsanschluß der Zweiweggleichrichtschaltung verbunden
ist, und einer Sekundärwicklung;
einen parallel mit einer Reihenschaltung aus der Primärwicklung und
dem Schaltelement geschalteten Glättungskondensator; eine erste
und eine zweite Diode, deren Anodenanschlüsse mit einem Paar Eingangsanschlüssen der
Zweiweggleichrichtschaltung verbunden sind und deren Kathodenanschlüsse mit
dem Verbindungspunkt der Primärwicklung
und des Schaltelements verbunden sind; eine zwischen die Zweiweggleichrichtschaltung
und eine Tertiärwicklung
des Transformators geschaltete Drosselspule; eine Gleichricht- und
Glättungsschaltung
zum Gleichrichten und Glätten
der Ausgabe der Sekundärwicklung
und die einer Last eine DC-Ausgangsspannung zuführt; und eine Steuerschaltung
zum Steuern des Ein-/Aus-Verhältnisses
des Schaltelements, um die DC-Ausgangsspannung zu stabilisieren.
Die Drosselspule enthält
eine erste Spule, die zwischen einem Verbindungspunkt der Primär- und der
Tertiärwicklung und
des positiven Ausgangsanschlusses der Gleichrichtschaltung geschaltet
ist; und eine zweite Spule, die zwischen die Tertiärwicklung
und einen der Eingangsanschlüsse
der Gleichrichtschaltung geschaltet ist. Wenn das Schaltelement
ausgeschaltet ist, fließt
elektrischer Strom durch die Drosselspule und den Glättungskondensator
ohne den Transformator für
bessere Effizienz.
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US 5119283 zeigt einen Spannungsverdopplergleichrichter,
der folgendes enthält:
einen AC-Zweiwegdiodengleichrichter und einen DC-DC-Wandler mit
zwei Ausgangs-Boost-Schaltungen,
von denen eine zwischen den Gleichrichter und eine DC-Verbindung
geschaltet ist und die andere Ausgangs-Boost-Schaltung mit entgegengesetzter
Polarität
zwischen den Gleichrichter und die Schaltungsmasse geschaltet ist.
Zwei in Reihe geschaltete Filterkondensatoren sind außerdem zwischen
die DC-Verbindung und die Schaltungsmasse geschaltet. Jede der beiden
Ausgangs-Boost-Schaltungen umfaßt
entweder eine Reihen-, eine Parallel- oder eine Kombination von
Reihen-/Parallel-Resonanzschaltung und einen Gleich richter. Zwischen
den Verbindungspunkt, der ein Diodenpaar des Gleichrichters verbindet,
und den Verbindungspunkt, der die beiden Filterkondensatoren verbindet,
ist ein Schalter geschaltet. Bei einer relativ hohen AC-Netzspannung
ist der Schalter offen und die Schaltung arbeitet in einem Low-Boost-Modus. Bei
relativ niedriger AC-Netzspannung ist der Schalter geschlossen und
die Schaltung arbeitet in einem High-Boost- oder Spannungsverdopplungsmodus.
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Eine
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist folglich die Bereitstellung
eines DC-Wandlers, der den Leistungsfaktor für AC-Eingabe verbessern kann.
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Eine
weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung eines
DC-Wandlers, der kleiner und leichter hergestellt werden kann.
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Folglich
schafft die vorliegende Erfindung einen Gleichstromwandler mit einer
Wechselstromquelle; einer mit der Wechselstromquelle verbundenen
Gleichrichtschaltung; einem mit den Ausgangsanschlüssen der Gleichrichtschaltung
verbundenen Glättungskondensator;
einem Transformator mit einer Primär- und einer Sekundärwicklung;
und einer Primärreihenschaltung,
die die Primärwicklung
des Transformators und ein Schaltelement enthält und mit beiden Enden des
Glättungskondensators
verbunden ist, um durch ON- und OFF-Betrieb des Schaltelements Ausgangsgleichstrom
aus der Sekundärwicklung
des Transformators zu erzeugen, und einer Drosselspule mit einer
Primärwicklung
und einer Sekundärwicklung;
wobei
die Primärwicklung
der Drosselspule mit der Primärreihenschaltung,
die die Primärwicklung
des Transformators und das Schaltelement enthält, verbunden ist; und dadurch
gekennzeichnet, daß
die
Sekundärwicklung
der Drosselspule zwischen einen Ausgang der Gleichrichtschaltung
und den Glättungskondensator
geschaltet ist.
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Weitere
Ausführungsformen
der Erfindung werden in den abhängigen
Ansprüchen
dargelegt.
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Durch
Ein- und Aus-Betrieb der Schaltelemente fließt ein Strom unterbrochen durch
die Primärwicklung
der Drosselspule und gleichzeitig wird in der Sekundärwicklung
der Drosselspule Spannung induziert. In diesem Moment wird der Glättungskondensator
durch die induzierte Spannung in der Sekundärwicklung der Drosselspule,
die der gleichgerichteten Ausgangsspannung der Gleichrichtschaltung überlagert
wird, aufgeladen. Wenn die gleichgerichtete Ausgangsspannung der
Gleichrichtschaltung niedrig ist, fließt ein Strom in den Glättungskondensator
durch die induzierte Spannung in der Sekundärwicklung der Drosselspule,
um den Glättungskondensator
während
einer breiteren Zeitspanne in einem Zyklus der Wechselstromfrequenz
aufzuladen, so daß die
Signalform des Eingangswechselstroms nahezu eine sinusförmige Signalform
wird, um den Leistungsfaktor für
AC-Eingabe zu verbessern. Indem also lediglich eine Drosselspule
mit einer Primär-
und einer Sekundärwicklung
hinzugefügt
wird, kann der Leistungsfaktor für
AC-Eingabe verbessert werden. Da eine Drosselspule in der Schaltfrequenz
verwendet wird, die wesentlich höher
als die Frequenz der Wechselstromquelle ist, kann ferner eine Drosselspule
einer niedrigen Induktivität
verwendet werden, um einen kleinen und leichten Gleichstromwandler
herzustellen.
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Diese
und andere Aufgaben der vorliegenden Erfindung werden im Verlauf
der folgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die beigefügten Bezeichnungen
deutlich. Es zeigen:
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1 ein elektrisches Schaltbild
eines Gleichstromwandlers, das eine erste Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung zeigt,
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2 ein Signalformdiagramm
von Eingangswechselspannung (VIN), eines
Eingangswechselstroms (IIN) in der Schaltung
von 1,
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3 ein elektrisches Schaltbild
einer zweiten Ausführungsform,
die als eine erste Variante des Gleichstromwandlers in 1 modifiziert ist,
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4 ein elektrisches Schaltbild
einer dritten Ausfüh rungsform,
die als eine zweite Variante des Gleichstromwandlers in 1 modifiziert ist,
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5 ein elektrisches Schaltbild
einer vierten Ausführungsform,
die als eine erste Variante des Gleichstromwandlers in 3 modifiziert ist,
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6 ein elektrisches Schaltbild
einer fünften
Ausführungsform
des Gleichstromwandlers gemäß der vorliegenden
Erfindung,
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7 ein elektrisches Schaltbild
einer sechsten Ausführungsform
des Gleichstromwandlers gemäß der vorliegenden
Erfindung,
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8 ein elektrisches Schaltbild
eines Gleichstromwandlers gemäß der vorliegenden
Erfindung,
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9 ein elektrisches Schaltbild
einer siebten Ausführungsform
des Gleichstromwandlers gemäß der vorliegenden
Erfindung,
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10 ein elektrisches Schaltbild
einer achten Ausführungsform
des Gleichstromwandlers, die aus der achten Ausführungsform in 9 heraus modifiziert ist,
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11 ein elektrisches Schaltbild
einer neunten Ausführungsform
des Gleichstromwandlers, die aus der achten Ausführungsform in 9 heraus modifiziert ist,
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12 ein elektrisches Schaltbild
einer zehnten Ausführungsform,
die den Gleichstromwandler des Einwegbrückentyps gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt,
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13 ein elektrisches Schaltbild
einer elften Ausführungsform,
die den Gleichstromwandler des Mittenabgrifftyps gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt,
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14 ein elektrisches Schaltbild
einer zwölften
Ausführungsform,
die den Gleichstromwandler des Resonanztyps gemäß der vorliegenden Erfindung
zeigt,
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15 ein elektrisches Schaltbild
einer dreizehnten Ausführungsform,
die den Gleichstromwandler eines Resonanztyps zeigt, wobei seine
Schaltung ähnlich
wie die Schaltung in 3 modifiziert
ist,
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16 ein Signalformdiagramm
der Eingangswechselspannung (VIN) und des
Wechselstrom-Eingangsdiagramms (IIN) in
der Schaltung in 15,
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17 ein elektrisches Schaltbild
einer vierzehnten Ausführungsform,
die den Gleichstromwandler des Resonanztypwandlers mit seiner ähnlich wie
die Schaltung in 9 modifizierten
Schaltung zeigt,
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18 ein elektrisches Schaltbild
einer fünfzehnten
Ausführungsform,
die den Gleichstromwandler mit einem Diodenbrückengleichrichter aus Dioden
mit schneller Erholung zeigt,
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19 ein elektrisches Schaltbild
einer sechzehnten Ausführungsform
des Gleichstromwandlers, die als eine zweite Variante der Schaltung
in 3 modifiziert ist,
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20 ein elektrisches Schaltbild
einer siebzehnten Ausführungsform
des Gleichstromwandlers, die als eine dritte Variante der Schaltung
in 3 modifiziert ist,
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21 ein elektrisches Schaltbild
einer achtzehnten Ausführungsform
des Gleichstromwandlers, die als eine vierte Variante der Schaltung
in 3 modifiziert ist,
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22 ein elektrisches Schaltbild
eines vorbekannten Gleichstromwandlers,
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23 ein Signalformdiagramm
der Eingangswechselspannung (VIN) und des
Eingangswechselstroms (IIN) in der Schaltung
in 22.
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Nunmehr
unter Bezugnahme auf die beigefügten
Zeichnungen werden im folgenden mit Bezug auf 1 bis 21 neunzehn
Ausführungsformen
der Gleichstromwandler gemäß der vorliegenden
Erfindung beschrieben, wobei dieselben Symbole ver wendet werden,
um im wesentlichen ähnliche
Komponenten wie die in 22 und 23 gezeigten anzugeben, und
ihre ausführliche
Erläuterung
wird von nun an weggelassen.
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Bei
einer ersten Ausführungsform
des in 1 gezeigten Gleichstromwandlers
gemäß der vorliegenden
Erfindung umfaßt
er eine Drosselspule 10 mit einer Primär- und einer Sekundärwicklung 10a, 10b und
eine in Reihe mit der Sekundärwicklung 10b der
Drosselspule 10 geschaltete Gleichrichtdiode 11.
Die Primärwicklung 10a der
Drosselspule 10 ist zwischen einen Glättungskondensator 3 und
eine Primärwicklung 4a eines Transformators 4 in
Reihe geschaltet, und die Sekundärwicklung 10b der
Drosselspule 10 ist zwischen einen der Ausgangsanschlüsse eines
Diodenbrückengleichrichters 2 und
eine Anodenelektrode der Gleichrichtdiode 11 auf einer
Positiv-Ausgangsleitung des Diodenbrückengleichrichters 2 geschaltet.
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Beim
Betrieb des in 1 gezeigten
Gleichstromwandlers wird ein Eingangswechselstromfluß aus der kommerziellen
Wechselstromquelle 0 durch den Zweiwegdiodenbrückengleichrichter 2 durch
eine Filterschaltung 1 gleichgerichtet und dann durch die
Sekundärwicklung 10b der
Drosselspule 10 und die Diode 11 an den Glättungskondensator 3 angelegt,
um den Glättungskondensator 3 aufzuladen.
Wenn durch Anlegen von Steuersignalen (VG)
an die Gate-Anschlüsse eines
MOS-FET 5 von einer nichtgezeigten, aber wohlbekannten Steuerschaltung
der MOS-FET 5 auf „on" oder „off" geschaltet wird,
wird die Spannung zwischen beiden Enden des Glättungskondensators 3 unterbrochen
an die Primärwicklung 10a der
Drosselspule 10 und die Primärwicklung 4a des Transformators 4 angelegt.
Wenn der MOS-FET 5 von „on" auf „off" geschaltet wird, wird auf einer Sekundärwicklung 4b des
Transformators 4 eine Spannung induziert, so daß durch
die induzierte Spannung erzeugter Stromfluß in der Sekundärwicklung 4b durch
eine Gleichrichterglättungsschaltung,
die eine Gleichrichtdiode 6 und einen Ausgangskondensator 7 enthält, gleichgerichtet
und geglättet,
um zwischen Ausgangsanschlüssen 8, 9 eine
DC-Ausgabe zu erzeugen. Wenn ein Stromfluß unterbrochen durch die Primärwicklung 10a der
Drosselspule 10 erzeugt wird, akkumuliert sich Energie
in der Drosselspule 10, so daß in der Sekundärwick lung 10b Spannung
induziert wird, wodurch ein Stromfluß von der Sekundärwicklung 10b der
Drosselspule 10 durch die Diode 11 bewirkt wird,
um den Glättungskondensator 3 aufzuladen.
Deshalb wird eine überlagerte
Spannung an den Glättungskondensator 3 angelegt,
die durch Addieren der in der Sekundärwicklung 10b der
Drosselspule 10 induzierten Spannung mit der Ausgangsspannung
des Zweiwegdiodenbrückengleichrichters 2 erzeugt
wird.
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Hierbei
liegt die Frequenz der Steuersignale für den MOS-FET 5 zum Beispiel in einem
Bereich von 100 bis 200 kHz, und die Frequenz der kommerziellen
Wechselstromquelle liegt in einem Bereich von 50 bis 60 kHz. Da
die Frequenz der Steuersignale für
den MOS-FET 5 wesentlich höher als die Frequenz der kommerziellen
Wechselstromquelle 0 ist, ist also die induzierte Spannung
in der Wicklung 10b der Drosselspule 10 größer als
die Differenzspannung, die erhalten wird, wenn die Ausgangsspannung
des Zweiwegdiodenbrückengleichrichters 2 von
der zwischen beiden Enden des Glättungskondensators 3 angelegten
Spannung subtrahiert wird. Aus diesem Grund wird, auch wenn die
Ausgangsspannung des Zweiwegdiodenbrückengleichrichters 2 niedriger
als die Spannung zwischen beiden Enden des Glättungskondensators 3 ist,
durch die induzierte Spannung in der Sekundärwicklung 10b der
Drosselspule 10 ein Ladestromfluß durch den Glättungskondensator 3 erzeugt.
Dadurch kann der Glättungskondensator 3 in
einem gesamten Bereich in einem Zyklus der Stromversorgungsfrequenz
aufgeladen werden, wenn Eingangswechselstrom (IIN),
der in 2(B) gezeigt ist,
unter der in 2(A) gezeigten
Eingangswechselspannung (VIN) in den Gleichrichter 2 fließt.
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Der
Eingangswechselstrom (IIN), der durch den
Diodenbrückengleichrichter 2 fließt, weist
eine in 2(B) gezeigte
Signalform auf, die der sinusförmigen
Signalform der in 2(A) gezeigten
Eingangswechselspannung (VIN) näher
kommt, wodurch die Zunahme der aktiven Leistung und die Verbesserung
des Leistungsfaktors für
AC-Eingabe resultiert. Während
die Drosselspule 10 mit hoher Frequenz in der Größenordnung
des Bereichs von 100–200
kHz (Kilohertz) bestromt wird, kann außerdem der Wandler elektrisch
mit einer Drosselspule niedriger Induktivität, die klein, leicht und kostengünstig hergestellt
werden kann, angesteuert werden. Deshalb kann der Gleichstromwandler
mit seiner kleinen Größe und seinem
leichten Gewicht mit seiner einfacheren Schaltung hergestellt werden.
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Der
in 1 gezeigte Gleichstromwandler
kann auf verschiedene Weisen modifiziert werden. Zum Beispiel ist
bei dem in 3 gezeigten
Gleichstromwandler eine Kathodenelektrode einer zusätzlichen
Diode 16 zwischen die Sekundärwicklung 10b der
Drosselspule 10 und die Diode 11 geschaltet, und
eine Anodenelektrode der Diode 16 ist zwischen die negativen
Anschlüsse
des Diodenbrückengleichrichters 2 und
den Glättungskondensator 3 geschaltet.
Wenn der MOS-FET 5 eingeschaltet wird, wird durch die Diode 11 durch
die induzierte Spannung in der Sekundärwicklung 10b der
Drosselspule 10, die der Spannung der Wechselstromquelle überlagert
wird, Stromfluß erzeugt.
Während
der Glättungskondensator 3 durch
durch die überlagerte Hochspannung
erzeugten Stromfluß geladen
wird, wird also aufgrund der Spannung des Glättungskondensators 3,
wenn der MOS-FET 5 aufhört,
zu leiten, Rückwärtsspannung
an die Diode 11 angelegt, und deshalb erfordert die Diode 11 bei
dem in 1 gezeigten Gleichstromwandler
eine hohe Durchbruchspannung. Im Gegensatz dazu ist die Schaltung
in 3 insofern vorteilhaft,
als die Rückwärtsspitzenspannung
durch die Diode 16 umgangen werden kann, wenn sie während der
ON-Periode des MOS-FET 5 an die Diode 11 angelegt
wird, und dadurch kann die Diode 11 ihre niedrigere Durchbruchspannung
aufweisen. Wenn der positive und der negative Ausgangsanschluß des Diodenbrückengleichrichters 2 gleichzeitig
auf 0 Volt liegen, wie in dem kurzgeschlossenen Zustand, wird die
Rückwärtsspitzenspannung
erzeugt und in einem geschlossenen Schaltkreis der Primärwicklung 10b der
Drosselspule 10, des kurzgeschlossenen Gleichrichters 2 und
der Diode 16 umgangen. Um andernfalls eine Rückwärtsspitzenspannung
an der Diode 11 zu verhindern, kann eine Avalanche-Diode 16a mit
dem Kondensator 3 parallel geschaltet werden.
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Wie
in 4 gezeigt, umfaßt der Gleichstromwandler
eine Diode 17, deren Kathodenelektrode zwischen die Diode 11 und
den Glättungskondensator 3 geschaltet
ist, und die Anoden elektrode der Diode 17 ist mit dem positiven
Anschluß des
Diodenbrückengleichrichters 2 und
der Sekundärwicklung 10b der
Drosselspule 10 verbunden.
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In
der anfänglichen
Phase, wenn die Stromversorgungsspannung aus der kommerziellen Wechselstromquelle 0 an
den Diodenbrückengleichrichter 2 in
der Schaltung von 1 angelegt
wird, fließt
ein Ansturmstrom durch den Glättungskondensator 3 über die
Sekundärwicklung 10b der
Drosselspule 10, so daß eine
wesentlich höhere
Spannung in der Primärwicklung 10a der
Drosselspule 10 induziert wird. Die induzierte Spannung
in der Primärwicklung 10a der
Drosselspule 10 führt
zu der Erzeugung des Ansturmstroms, der durch den Glättungskondensator 3 in
eine in den MOS-FET 5 integrierte Diode fließt, wodurch
Beschädigung des
MOS-FET 5 verursacht
wird. Im Gegensatz dazu ist die Schaltung von 4 insofern vorteilhaft, als die Diode 17 beim
Auftreten des Ansturmstroms eine Beschädigung des MOS-FET 5 verhindern
kann, obwohl die Ausgangsspannung des Zweiwegdiodenbrückengleichrichters 2 einen
Stromfluß erzeugt,
weil er über
die Diode 17 in den Glättungskondensator 3 fließt.
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5 zeigt den Gleichstromwandler,
wobei ein Kondensator
34 zwischen einen gemeinsamen Teil des
positiven Ausgangsanschlusses des Diodenbrückengleichrichters
2 und
der Sekundärwicklung
10b der Drosselspule
10 und
zwischen einen gemeinsamen Teil des negativen Ausgangsanschlusses
des Diodenbrückengleichrichters
2 und
der Diode
16 in der Schaltung von
3 geschaltet ist. Hierbei wird der maximale Spannungswert
(V
DS) zwischen dem Drain- und dem Source-Anschluß des MOS-FET
5 in
3 durch die Formel 1 ausgedrückt
wobei
V
DS die Spannung zwischen beiden Enden des
Glättungskondensators
3 ist
und P
1 und S
1 jeweils
die Anzahl von Windungen der Primär- und der Sekundärwicklung
4a,
4b des
Transformators
4 sind und N
1 und N
2 jeweils die Anzahl von Windungen der Primär- und der
Sekundärwicklung
10a,
10b der
Drosselspule
10 sind und V
OUT die
Ausgangsgleichspannung zwischen den Ausgangsanschlüssen
8,
9 ist.
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Im
Gegensatz zu dem Obigen wird der minimale Wert der Spannung (V
C2) zwischen beiden Enden des Kondensators
34 in
der Schaltung von
5 durch
die Formel 2 ausgedrückt:
wobei
L
N1 die Induktivität der Wicklung
10a der
Drosselspule
10 und L
P1 die Induktivität der Primärwicklung
4a des
Transformators
4 ist.
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Dadurch
wird der maximale Wert der Spannung (VDS)
zwischen den Drain-Source-Anschlüssen
des MOS-FET 5 in der Schaltung in 5 durch die Formel 3 ausgedrückt:
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Da
der minimale Wert der Spannung (VDS) zwischen
dem Drain- und dem
Source-Anschluß des MOS-FET 5 um
einen Betrag reduziert wird, der durch (N1/N2) × VC2 in der Formel 3 gezeigt ist, ist es deshalb vorteilhaft,
daß der
MOS-FET 5 von 5 seine
niedrigere Durchbruchspannung als die des MOS-FET 5 von 3 aufweisen kann.
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6 zeigt eine fünfte Ausführungsform
des Gleichstromwandlers gemäß der vorliegenden
Erfindung, wobei im Gegensatz zu der ersten Ausführungsform in 1 die Primärwicklung 4a des Transformators 4 mit einer
Reihenschaltung der Primärwicklung 10a der
Drosselspule 10 und eines Kondensators 12 parallel
geschaltet ist.
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Bei
Betrieb der Schaltung in 6 fließt, wenn
der MOS-FET 5 eingeschaltet
wird, ein Strom durch die Primärwick lung 4a des
Transformators 4 und gleichzeitig fließt ein verzweigter Strom durch
die Primärwicklung 10a der
Drosselspule 10, um den Kondensator 12 aufzuladen.
Wenn dann der MOS-FET 5 ausgeschaltet wird, fließt ein Strom
aus dem entladenen Kondensator 12 durch die Primärwicklung 10a der
Drosselspule 10, so daß Strom
durch die Sekundärwicklung 10b und
die Diode 11 fließt,
um aufgrund der in der Sekundärwicklung 10b induzierten
Spannung den Glättungskondensator 3 aufzuladen.
Auf diese Weise beschränkt
die Entladung des Kondensators 12 die plötzliche
Zunahme des Ladestroms aus dem Diodenbrückengleichrichter 2 über die
Sekundärwicklung 10b der
Drosselspule 10 und die Diode 11 zu dem Glättungskondensator 3,
um die Zunahme des Ladestroms in den Glättungskondensator 3 zu
verlangsamen. Folglich verbessert die Schaltung von 6 effektiv den Leistungsfaktor für AC-Eingabe,
da der Glättungskondensator 3 während einer
breiteren Zeitspanne in einem Zyklus der kommerziellen Frequenz, ähnlich wie
bei der Schaltung in 1,
aufgeladen wird. Außerdem
ist der Ladestrom zu dem Glättungskondensator 3 ein
Faktor zur Bestimmung der Spannung des Kondensators 12 in 6, um automatisch die an
die Wicklung 10a der Drosselspule 10 während einer
Fluktuation der Eingangsspannung angelegte Spannung einzustellen.
Die Schaltung von 6 ist
also vorteilhaft, wodurch die induzierte Spannung der Wicklung 10b der
Drosselspule 10 als Reaktion auf Fluktuationen der Eingangsspannung
automatisch eingestellt werden kann.
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7 zeigt eine sechste Ausführungsform
des Gleichstromwandlers gemäß der vorliegenden
Erfindung, wobei der Kondensator 12 in der Schaltung von 6 durch eine Diode 13 ersetzt
wird. Bei Betrieb der Schaltung in 7 fließt, wenn
der MOS-FET 5 eingeschaltet wird, ein Strom durch die Primärwicklung 4a des Transformators 4,
während
ein verzweigter Strom durch die Primärwicklung 10a der
Drosselspule 10 und die Diode 13 fließt. Wenn
der MOS-FET 5 ausgeschaltet wird, hört der Stromfluß durch
die Primärwicklung 10a der
Drosselspule 10 auf, wodurch in der Sekundärwicklung 10b der
Drosselspule 10 eine Spannung induziert wird, so daß Strom
durch die Sekundärwicklung 10b der
Drosselspule 10 und die Diode 11 fließt, um den
Glättungskondensator 3 aufzuladen.
Sogar wenn die Ausgangsspannung des Zweiwegdiodengleichrichters 2 niedriger
als die zwischen beide Enden des Glättungskondensators 3 angelegte
Spannung ist, fließt
daher der Ladestrom durch die in der Sekundärwicklung 10b der
Drosselspule 10 induzierte Spannung in den Glättungskondensator 3.
Die Schaltung in 7 realisiert
deshalb effektiv eine Verbesserung des Leistungsfaktors für AC-Eingabe
aufgrund einer Ladung des Glättungskondensators 3 während einer
breiteren Zeitspanne in einem Zyklus der kommerziellen Frequenz
auf dieselbe Weise wie bei der Schaltung von 1.
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8 demonstriert eine Ausführungsform
des Gleichstromwandlers heraus mit der beanspruchten Erfindung,
wobei die Primärwicklung 4a des
Transformators 4 ihre umgekehrte Wicklungsrichtung zu der
der Primärwicklung 4a des
Gleichstromwandlers in 1 aufweist.
Außerdem
sind eine Diode 14 und ein Glättungsreaktor 15 zusätzlich mit
der Gleichrichterglättungsschaltung
verbunden, die aus der Gleichrichtdiode 6 und dem Ausgangskondensator 7 besteht,
um den Wandler aus dem Rücklauf-
in den Vorwärtstyp
umzuwandeln, und weiterhin ist die Primärwicklung 10a der
Drosselspule 10 ansonsten zwischen die Sekundärwicklung 4b des
Transformators 4 und die Gleichrichtdiode 6 geschaltet.
Bei Betrieb der Schaltung von 8 wird
in der Sekundärwicklung 4b durch
einen Strom, der durch die Primärwicklung 4a des
Transformators 4 fließt,
wenn der MOS-FET 5 eingeschaltet ist, Spannung induziert,
und gleichzeitig erzeugt die induzierte Spannung in der Sekundärwicklung 4b einen
Stromfluß durch
die Primärwicklung 10a der
Drosselspule 10, der dann durch die Gleichrichtdiode 6 gleichgerichtet
und durch den Glättungsreaktor 15 und
den Kondensator 7 geglättet
wird, um resultierende DC-Ausgabe zwischen Ausgangsanschlüssen 8, 9 zu
erzeugen. Außerdem
dient die Diode 14 zum Entladen der in dem Glättungsreaktor 15 akkumulierten
Energie. Wenn der MOS-FET 5 ausgeschaltet wird, hört der Stromfluß durch
die Primärwicklung 4a des
Transformators 4 auf, um den durch die Primärwicklung 10a der
Drosselspule 10 fließenden
Strom zu stoppen, so daß ein
Strom durch die Sekundärwicklung 10b der
Drosselspule 10 und die Diode 11 fließt, um den
Glättungskondensator 3 durch
in der Sekundärwicklung 10b der
Drosselspule 10 induzierte Spannung aufzuladen. Die in
der Sekundärwicklung 10b der
Drosselspule 10 induzierte Span nung ermöglicht dementsprechend, daß der Strom
während
einer breiteren Zeitspanne in einem Zyklus der kommerziellen Frequenz
in den Glättungskondensator 3 fließt und diesen
auflädt,
auch wenn die Ausgangsspannung des Zweiwegdiodenbrückengleichrichters 2 niedriger
als die Spannung zwischen beiden Enden des Glättungskondensators 3 ist.
Also kann der in 8 gezeigte
Vorwärtswandler
den Leistungsfaktor für
AC-Eingabe genauso wie der in 1 gezeigte
Rücklaufwandler
verbessern.
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9 zeigt eine achte Ausführungsform
des Gleichstromwandlers gemäß der vorliegenden
Erfindung, wobei im Gegensatz zur 1 der
Glättungskondensator 3 in
einen ersten und einen zweiten Kondensator 3a, 3b aufgeteilt
und ein Wechselschalter 18 als Wechselmittel zwischen einem
gemeinsamen Teil des ersten und des zweiten Glättungskondensators 3a, 3b und
dem Eingangsanschluß des
Diodenbrückengleichrichters 2 geschaltet
ist. Die Sekundärwicklung 10b der
Drosselspule 10 ist zwischen den positiven Ausgangsanschluß des Diodenbrückengleichrichters 2 und
den ersten Glättungskondensator 3a geschaltet.
Eine Tertiärwicklung 10c ist
magnetisch mit der Primär-
und der Sekundärwicklung 10a, 10b der
Drosselspule 10 gekoppelt und ist durch eine Diode 11b zwischen
den negativen Ausgangsanschluß des
Diodenbrückengleichrichters 2 und
den zweiten Glättungskondensator 3b geschaltet.
Eine erste Diode 11a dient als ein erstes Gleichrichtelement,
das mit der Sekundärwicklung 10b der
Drosselspule 10 in Reihe geschaltet ist, und die zweite
Diode 11b dient als ein zweites Gleichrichtelement, das
mit der Tertiärwicklung 10c der
Drosselspule 10 in Reihe geschaltet ist. Eine dritte Diode 16a liefert
ein drittes Gleichrichtelement, das zwischen einen gemeinsamen Teil
des ersten und des zweiten Glättungskondensators 3a, 3b und
einen gemeinsamen Teil der Sekundärwicklung 10b der Drosselspule 10 und
der ersten Diode 11a geschaltet ist. Eine vierte Diode 16b ist
ein viertes Gleichrichtelement, das zwischen einen gemeinsamen Teil
des ersten und des zweiten Glättungskondensators 3a, 3b und einen
gemeinsamen Teil der Tertiärwicklung 10c der
Drosselspule 10 und der zweiten Diode 11b geschaltet ist.
Wenn in der Schaltung von 9 zum
Beispiel unter dem 100-V-Spannungssystem
der kommerziellen Wechselstromquelle 0 der Wechselschalter 18 geschlossen
wird, wird die doppelte Spannung 200 V an die Primärwicklung 4a des
Transformators 4 durch den Diodenbrückengleichrichter 2 und
den ersten Glättungskondensator 3a angelegt,
so daß der
Diodenbrückengleichrichter 2 und
der zweite Glättungskondensator 3a, 3b als
Spannungsverdopplergleichrichtschaltung wirken. Wenn dann der Wechselschalter 18 unter
den 200-V-Spannungssystem
der kommerziellen Wechselstromquelle 0 geöffnet wird,
wird die Einzelspannung 200 V an die Primärwicklung 4a des Transformators
angelegt, so daß durch
den Diodenbrückengleichrichter 2 und
den ersten und den zweiten Glättungskondensator 3a, 3b eine
Brückengleichrichtschaltung
des gewöhnlichen
Kondensatoreingangstyps betrieben wird. Während der MOS-FET 5 ausgeschaltet
ist, fließt
ein Ladestrom in den ersten und den zweiten Kondensator 3a, 3b durch
die in der zweiten und der Tertiärwicklung 10b, 10c der
Drosselspule 10 induzierte Spannung während einer breiteren Zeitspanne
in einem Zyklus der kommerziellen Frequenz, um den Leistungsfaktor
für AC-Eingabe
in 9 ähnlich wie
bei der Schaltung in 1 zu
verbessern. Außerdem
ist der in 9 gezeigte
Gleichstromwandler insofern vorteilhaft, als er durch Umschalten
des Wechselschalters 18 entweder für das System von 100 V oder
das von 200 V anwendbar ist. In 9 werden ähnliche
Operationen wie bei der Schaltung von 1 durchgeführt.
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Bei
der in 10 gezeigten
neunten Ausführungsform
ist der Kondensator 34 zwischen einen gemeinsamen Teil
des Diodenbrückengleichrichters 2 und
der Sekundärwicklung 10b der
Drosselspule 10 und einen gemeinsamen Teil des Diodenbrückengleichrichters 2 und
der Tertiärwicklung 10c der
Drosselspule 10 geschaltet, so daß der MOS-FET 5 seine
niedrige Durchbruchspannung aufweisen kann.
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Bei
der in 11 gezeigten
zehnten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist ein erster Kondensator 34a zwischen
einen gemeinsamen Teil des Diodenbrückengleichrichters 2 und
der Sekundärwicklung 10b der
Drosselspule 10 und den Wechselschalter 18 geschaltet.
Ein zweiter Kondensator 34b ist zwischen den Wechselschalter 18 und
einen gemeinsamen Teil des Diodenbrückengleichrichters 2 und
der Tertiärwicklung 10c der
Drosselspule 10 geschal tet, um einen ähnlichen Effekt zu erhalten.
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Außerdem wäre es offensichtlich,
daß die
vorliegende Erfindung auch auf Gleichstromwandler anderer Arten
anwendbar ist, darunter zum Beispiel der Einwegtyp, die Mittelabgriffstypen,
der Resonanztyp. 12 bis 14 zeigen elfte bis dreizehnte
Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung, die jeweils auf Wandler des Halbbrückentyps,
des Mittelabgriffstyps und des Resonanztyps angewandt werden, wobei
Gleichrichtdioden 6a und 6b jeweils zwischen ein
Ende der Sekundärwicklung 4b und
den Glättungsreaktor 15 und
zwischen das andere Ende der Sekundärwicklung 4b und den
Glättungsreaktor 15.
In 12 ist ein erster
MOS-FET (erstes Schaltelement) 19 zwischen eine erste Wicklung 23a der
ersten Drosselspule 23 und die Primärwicklung 4a des Transformators 4 geschaltet.
Ein zweiter MOS-FET (zweites Schaltelement) 20 ist zwischen
eine erste Wicklung 24a einer zweiten Drosselspule 24 und
den negativen Ausgangsanschluß des
Diodenbrückengleichrichters 2 geschaltet.
Zwischen den positiven und den negativen Ausgangsanschluß des Diodenbrückengleichrichters 2 sind
eine zweite Wicklung 24b der zweiten Drosselspule 24,
eine Diode 26, ein erster und ein zweiter Halbbrückenkondensator 21, 22 in
Reihe geschaltet. Außerdem
sind zwischen den positiven Ausgangsanschluß des Diodenbrückengleichrichters 2 und
den ersten Halbbrückenkondensator 21 eine
Sekundärwicklung 23b der
ersten Drosselspule 23 und eine Diode 25 in Reihenschaltung
geschaltet. Die Primärwicklung 4a des
Transformators 4 besitzt ein Ende, das zwischen den ersten
MOS-FET 19 und die erste Wicklung 24a der zweiten
Drosselspule 24 geschaltet ist, und das andere Ende ist
zwischen den ersten und den zweiten Halbbrückenkondensator 21, 22 geschaltet.
In 13 ist der MOS-FET 19 zwischen
die erste Drosselspule 23 und den negativen Eingangsanschluß des Diodenbrückengleichrichters 2 geschaltet,
und der MOS-FET 20 ist zwischen die zweite Drosselspule 24 und
den negativen Eingangsanschluß des
Diodenbrückengleichrichters 2 geschaltet.
Eine zweite Primärwicklung 4c ist
in Reihe mit der ersten Primärwicklung 4a geschaltet,
und der gemeinsame Teil der ersten und der zweiten Primärwicklung 4a und 4c ist
mit den Dioden 25 und 26 und dem Kondensator 3 verbunden.
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In 14 sind die Dioden 27 und 28 in
Reihe jeweils mit der ersten Wicklung 23a der ersten Drosselspule 23 und
mit der ersten Wicklung 24a der zweiten Drosselspule 24 geschaltet.
Ein Ende der Primärwicklung 4a des
Transformators 4 ist mit der ersten Wicklung 23a und 24a der
ersten und der zweiten Drosselspule 23, 24 verbunden,
und das andere Ende der Primärwicklung 24a ist
zwischen einen ersten und einen zweiten Stromresonanzkondensator 29 und 30 geschaltet.
Der erste und der zweite Spannungsresonanzkondensator 31 und 32 sind
jeweils mit den MOS-FETs 19 und 20 parallel geschaltet.
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15 zeigt eine vierzehnte
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, die eine ähnliche elektrische Konstruktion
wie die in 3 gezeigte
zweite Ausführungsform
enthält.
Im Gegensatz zu den Schaltkreisen in 3 sind
bei dem Wandler des Resonanztyps von 15 jedoch
der erste und der zweite MOS-FET 19, 20 durch
die Primärwicklungen 10a, 10b der
Drosselspule 10 mit beiden Enden des Glättungskondensators 3 in
Reihe geschaltet. Von einer Reihenschaltung der Primärwicklung 4a des
Transformators 4 und eines Stromresonanzkondensators 33 ist
ein Ende zwischen den ersten und den zweiten MOS-FET 19, 20 geschaltet,
und das andere Ende der Reihenschaltung ist zwischen den MOS-FET 20 und
den negativen Anschluß des
Diodenbrückengleichrichters 2 geschaltet.
Der erste und der zweite Spannungsresonanzkondensator 31, 32 sind
jeweils mit dem ersten und dem zweiten MOS-FET 19, 20 parallel
geschaltet. Eine mit der Sekundärseite
verbundene Gleichrichterglättungsschaltung
umfaßt
die Gleichrichtdioden 6a, 6b und die Ausgangskondensatoren 7,
die mit der Sekundärwicklung 4b des
Transformators 4 verbunden sind. Bei Betrieb der Schaltung
in 15 fließt, wenn
der erste und der zweite MOS-FET 19, 20 abwechselnd
ein- und ausgeschaltet werden, ein Resonanzstrom in einer sinusförmigen Form
durch die Primärwicklung 4a des
Transformators 4 durch die Resonanzaktion der Leckinduktivität in dem
Transformator 4 mit dem Stromresonanzkondensator 33.
Wenn der erste oder der zweite MOS-FET 19, 20 ausgeschaltet
wird, wird zwischen beiden Enden des ersten und des zweiten MOS-FETs 19, 20 aufgrund
von Spannungsresonanz der Primärwicklung 4a des Transformators 4 und
des ersten und des zweiten Spannungsresonanzkondensa tors 31, 32 eine
Resonanzspannung in sinusförmiger
Form erzeugt. Durch den durch die Primärwicklung 4a des Transformators 4 fließenden Strom
wird in der Sekundärwicklung 4b die
Spannung induziert, die dann durch die Gleichrichtglättungsschaltung
gleichgerichtet und geglättet
wird, die aus den Gleichrichtdioden 6a, 6b und
dem Ausgangskondensator 7 besteht, um zwischen Ausgangsanschlüssen 8, 9 DC-Ausgabe
zu erzeugen. Gleichzeitig fließt ein
Strom unterbrochen durch die Primärwicklung 10a der
Drosselspule 10, um in der Sekundärwicklung 10b Wechselspannung
zu induzieren, die dann durch die Diode 11 geglättet und
an den Glättungskondensator 3 angelegt
wird, um den Glättungskondensator 3 mit
der Spannung zu laden, die der Ausgangsspannung des Zweiwegdiodenbrückengleichrichters 2 überlagert
ist. Folglich fließt
ein Strom zum Laden des Glättungskondensators 3 während einer
breiteren Zeitspanne in einem Zyklus der kommerziellen Frequenz
in der Schaltung von 15.
Wie in 16(B) gezeigt,
weist die Signalform des Eingangswechselstroms (IIN)
die nahezu sinusförmige
Form der in 16(A) gezeigten
Eingangswechselspannung (VIN) auf, wodurch
eine Verbesserung der Leistung für
AC-Eingabe auf dieselbe Weise wie bei der Schaltung in 1 verursacht wird. Wenn der
erste MOS-FET 19 in 15 eingeschaltet
wird, dient die Diode 16 zum Umgehen von an die Kapazität 17 angelegter
Spannung, die eine an die Diode 11 angelegte Rückwärtsspitzenspannung
verursachen kann, so daß die
Diode 11 vorteilhafterweise ihre niedrige Durchbruchspannung
aufweisen kann. Wenn der positive und der negative Ausgangsanschluß des Diodenbrückengleichrichters 2 wie
in dem kurzgeschlossenen Zustand gleichzeitig auf 0 Volt liegen,
wird die Rückwärtsspitzenspannung
erzeugt und in einem geschlossenen Schaltkreis der Primärwicklung 10b der
Drosselspule 10, des kurzgeschlossenen Gleichrichters 2 und
der Diode 16 umgangen.
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17 zeigt eine fünfzehnte
Ausführungsform
der Erfindung, die eine ähnliche
elektrische Konstruktion in 15 wie
die in 9 gezeigte Ausführungsform
aufweist. Wenn der Wechselschalter 18 unter dem 100-V-Spannungssystem
der kommerziellen Wechselstromquelle 0 geschlossen wird,
wird durch den Diodenbrückengleichrichter 2 und
den ersten und Glättungskondensatoren 3a, 3b eine
Spannungsverdoppler gleichrichtschaltung gebildet. Wenn der Wechselschalter 18 unter
dem 200-V-Spannungssystem der kommerziellen Wechselstromquelle 0 geöffnet ist,
wird eine gewöhnliche
Brückengleichrichtschaltung
des Kondensatoreingangstyps durch den Diodenbrückengleichrichter 2 und
den ersten und den zweiten Glättungskondensator 3a, 3b gebildet.
In 17 werden andere ähnliche
Operationen wie in 15 durchgeführt. Ein
Strom fließt,
um den ersten und den zweiten Glättungskondensator 3a, 3b durch
die in der zweiten und der Tertiärwicklung 10b, 10c der
Drosselspule 10 induzierte Spannung während einer breiteren Zeitspanne
in einem Zyklus der kommerziellen Frequenz aufzuladen, um den Leistungsfaktor
für AC-Eingabe
auf dieselbe Weise wie bei der in 9 gezeigten
Ausführungsform
vorteilhafterweise unter Verwendung von entweder 100-V- oder 200-V-Spannungssystemen
durch Umschalten des Wechselschalters 18 als Reaktion auf
die Spannung der kommerziellen Stromquelle 0 zu verbessern.
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Jeder
in 6 bis 17 gezeigte Wandler kann den Leistungsfaktor
für AC-Eingabe
verbessern, indem einfach die Drosselspule 10, 23 oder 24 mit
geringer Induktivität,
kleiner Größe, geringem
Gewicht und niedrigen Kosten hinzugefügt wird, um kleine, leichte
und kostengünstige
Gleichstromwandler zu schaffen.
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Ausführungsarten
der vorliegenden Erfindung können
im Hinblick auf tatsächliche
Anforderungen ohne Einschränkung
auf die obenerwähnten
Ausführungsformen
variiert werden. Zum Beispiel können
die Dioden 11, 11a, 11b, 25 und 26 weggelassen
werden, wenn in dem Diodenbrückengleichrichter 2 in
jeder Ausführungsform,
die in 1, 6 bis 9, 12 bis 15 und 17 gezeigt wird, Hochgeschwindigkeitsdioden verwendet
werden. Zusätzlich
können
auch die Dioden 16, 16a und 16b in jeder
in 9, 15 und 17 gezeigten Ausführungsform
weggelassen werden.
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18 zeigt einen ähnlichen
Gleichstromwandler wie in 1 gezeigt,
wobei die Gleichrichtdiode 11 jedoch keine sich schnell
erholenden Dioden verwendet, die als „Hochgeschwindigkeitsdioden" in dem Diodenbrückengleichrichter 2 bezeichnet
werden. Außerdem
kann die Diode 16 oder 17 zu jeder in 6 bis 8 und 12 bis 14 gezeigten Ausfüh rungsform
hinzugefügt
werden, um einen ähnlichen
Effekt wie bei den in 3 und 4 gezeigten Ausführungsformen
zu erzeugen. In 1, 3 bis 5, 9 bis 11 und 18 ist die Primärwicklung 10a der
Drosselspule 10 zwischen den Glättungskondensator 3 und
die Primärwicklung 4a des Transformators 4 in
Reihe geschaltet. Die Primärwicklung 10a der
Drosselspule 10 kann zwischen den MOS-FET 5 und
den Glättungskondensator 3 oder
zwischen die Primärwicklung 4a des
Transformators 4 und den MOS-FET 5 in Reihe geschaltet
werden. Bei jeder in 15 und 17 gezeigten Ausführungsform
ist die Primärwicklung 10a der
Drosselspule 10 zwischen dem Glättungskondensator 3 und
dem ersten MOS-FET 19 in Reihe geschaltet. Statt dessen
kann die Primärwicklung 10a der
Drosselspule 10 zwischen den ersten MOS-FET 19 und
den zweiten MOS-FET 20 oder zwischen den zweiten MOS-FET 20 und
den Glättungskondensator 3 in
Reihe geschaltet werden. Zusätzlich
kann in jeder in 1, 3 bis 8, 15 und 18 gezeigten Ausführungsform
die Sekundärwicklung 10b der
Drosselspule 10 zwischen den negativen Ausgangsanschluß des Diodenbrückengleichrichters 2 und
den Glättungskondensator 3 geschaltet
werden. Ähnlich
kann in jeder Ausführungsform
in 12 bis 14 jede Sekundärwicklung 23b, 24b der
ersten und der zweiten Drosselspule 23, 24 zwischen
den negativen Ausgangsanschluß des
Diodenbrückengleichrichters 2 und
den Glättungskondensator 3 geschaltet
werden.
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19 zeigt ein Beispiel für die Sekundärwicklung 10b der
Drosselspule 10 und die Diode 11, die bei der
in 3 gezeigten Ausführungsform
mit der negativen Ausgangsleitung des Diodenbrückengleichrichters 2 verbunden
sind. 20 zeigt ein Beispiel
für die
Primärwicklung 10a der
Drosselspule 10, die zwischen den MOS-FET 5 und
den Glättungskondensator 3 in
der in 3 gezeigten Ausführungsform
in Reihe geschaltet ist. Die Sekundärwicklung 10b der
Drosselspule 10 und die Diode 11 sind mit der
negativen Ausgangsleitung des Diodenbrückengleichrichters 2 verbunden. 21 zeigt ein Beispiel für die Sekundärwicklung 10b der Drosselspule 10 und
die Diode 11 in Verbindung mit der negativen Ausgangsleitung
des Diodenbrückengleichrichters 2,
wobei die Primärwicklung 10a der
Drosselspule 10 zwischen die Primärwicklung 4a des Transformators 4 und
den MOS-FET 5 der in 3 gezeigten
Ausführungsform
in Reihe geschal tet ist. Außerdem
können
den Gate-Anschlüssen
des MOS-FET 5 bei jeder der obigen Ausführungsformen Steuersignale
(VG) entweder durch das PWM-Steuersystem
(Impulsbreitenmodulation) mit konstanter Frequenz, das PFM-Steuersystem
(Impulsfrequenzmodulation) mit variabler Frequenz oder durch andere
Steuersysteme zugeführt
werden. Außerdem
kann jede der Drosselspulen 10, 23, 24 ein
Transformator sein, bei dem mehrere Wicklungen um einen Magnetkern
mit Luftspalten bei jeder der obenerwähnten Ausführungsformen gewickelt sind.
Anstatt MOS-FETs können
andere Schaltelemente verwendet werden, wie zum Beispiel Dipolartransistoren,
Sperrschicht-FETs (J-FETs), SCRs (in Sperrichtung blockierende Dreianschlußthyristoren)
oder dergleichen.
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Wie
bereits erwähnt,
realisiert die vorliegende Erfindung die Verbesserung des Leistungsfaktors
für AC-Eingabe
durch eine einfache Schaltung mit einer Drosselspule mit einer Primär- und einer
Sekundärwicklung
ohne Vorwandler zur Verbesserung des Leistungsfaktors, wodurch ein
Gleichstromwandler mit kleiner Größe, leichtem Gewicht und niedrigen
Kosten mit seinem einfachen elektrischen Aufbau mit einer kleinen
Anzahl von Komponenten resultiert. Außerdem ist es ohne Vorwandler
zur Verbesserung des Leistungsfaktors vorteilhaft, daß keine
gegenseitige Störungen
zwischen einem Schaltelement und dem Vorwandler bestehen. Ferner
ist es möglich,
aufgrund der Verwendung von Drosselspulen kleiner Größe, leichten
Gewichts und niedriger Kosten einen kleinen, leichten und kostengünstigen
Gleichstromwandler herzustellen.
