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Die
Erfindung bezieht sich auf eine Filterschaltung, die als eine Grundschaltung
verwendet wird, wenn Analogsignale in einer integrierten MOS-Schaltung
(MOS-IC) verarbeitet werden.
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In
den letzten Jahren machen CMOS-Integratoren für die digitale Signalverarbeitung
aufgrund des Anstiegs bei digitalen Vorrichtungen und Fortschritten
bei der digitalen Signalverarbeitungstechnologie einen großen Teil
des Halbleitermarkts aus.
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Da
Video- und Audiosignale jedoch einen analogen Eingang/Ausgang aufweisen,
können
sie leichter durch analoge Verarbeitung verarbeitet werden. Sogar
wenn Video- und Audiosignale digital verarbeitet werden, sind Analogschaltungen
für A/D-
und D/A-Wandlung und Filterung erforderlich, die vor oder nach der
Umwandlung und in einem Takt erzeugenden Oszillator o. dgl. durchgeführt werden.
Herkömmlicherweise
wurde Bipolartechnologie als für
Analogschaltungen geeignet angesehen, wohingegen CMOS-Technologie mit Ausnahme
einiger Schaltungen, wie beispielsweise Analogschaltern, Probenhaltern
o. dgl., als ungeeignet angesehen wird.
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Die
Bipolar- und BiCMOS-Verarbeitung sind jedoch ziemlich kostspielig,
und mit Blick auf die starke Nachfrage nach einer 1-Chip-CMOS-Struktur,
die eine digital/analog Konsolidierung erreicht, gab es einen Anstieg
bei der Entwicklung von Schaltungen zur Verarbeitung von Analogsignalen
mit einer CMOS-Schaltungsanordnung.
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Die
Analogsignalverarbeitung verwirklicht eine wichtige Funktion, die
als ein "aktives
Filter" bekannt ist,
die oft angewendet wird und einen erheblichen Einfluss auf die Gesamtleistung
ausübt.
Herkömmlicherweise
waren zeitdiskrete Verarbeitungsfilter, wie beispielsweise geschaltete
Kapazitätsfilter
(SCF = switched capacity filters) oder Probendatenfilter die hauptsächlichen
aktiven Filter, die bei der CMOS-Analogtechnologie verwendet wurden.
Obwohl diese Filter den Vorteil einer hohen Genauigkeit, da die
Frequenzen genau gemäß einem
Takt festgelegt werden, und einer niedrigen Empfindlichkeit gegen
Kondensatorvariationen aufweisen, die während der Herstellung verursacht
werden, weisen diese Filter die folgenden Nachteile auf:
- 1. Zeitkontinuierliche Filter sind vorher und
nachher aufgrund der Existenz von "aliasing" ("Signalverfälschung") erforderlich.
- 2. Da ein Frequenzband, das mehrere Male größer als die für einen
Operationsverstärker
verwendete Frequenz ist, und eine Abtast-Halte-Schaltung (S/H-Schaltung)
erforderlich sind, kann das Filter nicht für Frequenzen verwendet werden,
die höher
als das Videoband sind.
- 3. Die Abmessungen der Schaltung sind groß und daher nicht wirtschaftlich.
Daher ist es nicht möglich,
ein einfaches und kostengünstiges
Filter herzustellen, das bei hohen Frequenzen verwendet werden kann. Dieses
Problem kann nicht ohne weiteres gelöst werden, da es sich direkt
aus der Tatsache herleitet, dass das Filter ein zeitdiskretes Filter
ist. Neuerdings sind Versuche im Gange, ein zeitkontinuierliches CMOS-Filter
mit hoher Leistung zu entwickeln. Das populärste zeitkontinuierliche Filter
ist eine "Biquad-Schaltung", die zwei Integratoren
aufweist, die jeweils eine Transkonduktorschaltung (Gm-Schaltung) und
einen Kondensator enthalten, wobei ein Filter zweiter Ordnung mehrfachstufig
geschaltet ist, um gewünschte
Filterungseigenschaften zu erhalten. Bei einer bipolaren Technologie
wird die Kennlinie des Transkonduktors (Spannung-Strom-Umwandlungscharakteristik) mittels
eines Widerstands und einer "Gain-Zellenstruktur
von Transistoren" linearisiert.
Wenn das obige Verfahren bei CMOS verwendet wird, sind jedoch, da
das Element Gm (Transkonduktanz) klein ist, viele Elemente von enormer
Größe erforderlich,
was extrem unwirtschaftlich ist. Die Transkonduktanz-Eigenschaften werden
daher durch Durchführen einer
Spannung-Strom-Wandlung
mit einem Differential-Transistorpaar durchgeführt, das direkt mit der Source
gekoppelt ist.
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Bei
einem MOS-Transistor ist jedoch die Beziehung der Gate-Source-Spannung
zum Drain-Strom quadratisch und die Integrationseigenschaft des
Kondensatorstroms als Funktion der Spannung linear, wobei eine einfache
Ausgabe des Integrators eine Störung
zweiter Ordnung aufweist. Es ist daher notwendig, die Störung zweiter
Ordnung mittels vollständiger
Differential-Eingangs- und -Ausgangssignale aufzuheben. Bei einer
derartigen vollständigen
Differentialverarbeitung muss, da die ausgegebene Gleichspannung
gewöhnlicherweise
nicht bestimmt werden kann, eine Bias-Schaltung hinzugefügt werden,
um den Gleichstrombetriebspunkt zu ermitteln. Im allgemeinen wird
daher die ausgegebene Gleichspannung erfasst und eine Gleichstromrückkopplungstechnik
auf den Bias des Transkonduktoreingangs angewendet. Dieses Verfahren
wird Gleichstromrückkopplung
(oder Gleichtaktrückkopplung
o. dgl.) genannt.
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6 zeigt ein herkömmliches
Beispiel dieser Art einer mit Gleichstromrückkopplung versehenen vollständig biquadratischen
Differentialschaltung. Diese Schaltung ist aus Integratoren in zwei
Stufen aufgebaut, wobei jede Stufe aus zwei Transkonduktoren, die
ein gemeinsames Ausgangsterminal nutzen, und einem Kondensator besteht,
der mit dem Ausgangsterminal verbunden ist. Die unteren Transkonduktoren
Gm1+ und Gm2+ entsprechen dem +Eingang bei einer Einzelkonfiguration;
die oberen Transkonduktoren Gm1- und Gm2– entsprechen
dem -Eingang (Rückkopplungseingang)
bei einer Einzelkonfiguration.
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Zweistufige
Integratoren sind wie oben kaskadenartig verbunden, um ein Tiefpassfilter
o. dgl. zu bilden. Die ausgegebene Gleichspannung wird auf eine
vorbestimmte Spannung durch Überwachen
des Ausgangs von der Gleichstromrückkopplungen 1 und 2 an jedem
Integrator und Steuern des Bias-Stroms des Ausgangsterminals bei
jeder Stufe gesteuert. Zusätzlich
zu einem LPF können
weitere Filterarten, wie beispielsweise BPF und HPF, durch Modifizieren
der Signaleingangsposition und Ausgangssignal-Extrahierungsposition erzeugt werden.
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7 zeigt ein konkretes Beispiel
von Integratoren in den Stufen, die das Filter in 6 bilden, die mittels CMOS-Schaltungsanordnung
verwirklicht werden. Ein Paar von Source-gekoppelten Differential-Transkonduktoren
wird verwendet, um die Transkonduktanz zu erzeugen. Die M1, M2 und
I1 umfassende Differentialschaltung entspricht dem Transkonduktor
Gm1+ oder Gm2+; die M3, M4 und I2 umfassende Differentialschaltung
entspricht dem Transkonduktor Gm1– oder Gm2–. Die Stromausgänge werden
an dem Ausgangspunkt summiert. Die Ausgabe wird differentiell durch
Vorspannung mit zwei Stromversorgungen I3, I4 extrahiert, die sich
bei GND verbinden. Mit Bezug auf Differentialeingangs-Bias-Ströme I1 und
I2 müssen
diese Stromversorgungen I3, I4 jeweils genau (I1 + I2)/2 sein. Auch
wenn diese Beziehung nur geringfügig
gestört wird,
bewirkt dies, da die Gleichstromimpedanz des Ausgangsterminals von
jeder Stufe extrem hoch ist, dass das Ungleichgewicht zwischen den
oberen und unteren Stromversorgungen die Ausgangsgleichspannung stark
stört,
was zu Instabilität
führt.
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Die "Gleichstromrückkopplung" ist eine Schaltung,
die ausgestaltet ist, um diesem Problem entgegenzuwirken, wobei
Stabilität
durch Festlegen des Ausgangsgleichstrompotentials auf eine bestimmte
Spannung gewährleistet
wird. Eines der Widerstandsterminals ist mit dem Ausgangsterminal
in 7 verbunden. Das
andere Terminal ist nun miteinander verbunden und wird von dem Operationsverstärker mit
der beabsichtigten Spannung Vref verglichen. Wenn alle Ausgangssignale
vollständig
differential sind und die beiden Widerstände gleiche Werte aufweisen,
kann das Gleichstrompotential des Ausgangssignals von dem Mittelpunkt
extrahiert und mit Vref verglichen werden. Wenn das Gleichstrompotential
höher als
Vref ist, wird der Strom von der Stromversorgung erhöht und die
Gleichtaktspannung des Ausgangs abgesenkt. Umgekehrt wird, wenn
das Gleichstrompotential niedriger als Vref ist, der Strom von der
Stromversorgung verringert, was die Gleichtaktspannung des Ausgangs
anhebt.
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Somit
wird der Strom gesteuert, so dass die Gleichtaktspannung des Ausgangssignals
gleich Vref ist. Die Schaltung wird dann vorgespannt, so dass die
Gleichspannungen der Differentialausgänge bei jeder Stufe des Filters
gleich Vref sind, wobei es jedoch wahrscheinlich ist, dass die Anzahl
von Schaltungselementen ansteigt. Nicht nur der Operationsverstärker selbst
erfordert eine beträchtliche
Anzahl von Elementen, sondern eine Pufferschaltung und dgl. muss
bereitgestellt werden, wie es in dem Diagramm gezeigt ist, um zu
verhindern, dass die Widerstände,
die die Mittelpunktspannung erfassen, die Ausgangsterminals des
Hochimpedanzintegrators beeinflussen. Außerdem ist eine Gleichstromkopplungsschaltung
für jeden
Integrator erforderlich, wodurch eingroßer Anteil der Gesamtfläche des
Filters in Anspruch genommen wird.
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Bei
der in 7 gezeigten Schaltung
umfasst der wesentliche Teil des Integrators innerhalb der gestrichelten
Linie auf der linken Seite 4 MOS-Transistoren, 4 Stromversorgungen
und einen Kondensator, womit ungefähr 10 bis 15 Elemente erforderlich
sind. Im Gegensatz dazu erfordert eine Gleichstrom-Rückkopplungsschaltung
zum Einstellen der Vorspannung nicht weniger als 20 bis 30 Elemente,
wodurch zwei Drittel der Fläche
in Anspruch genommen wird. Es folgt, dass, da das Filter einfach
durch Zusammenbauen dieser Elemente gebildet wird, die Gleichstrom-Rückkopplungsschaltung ungefähr zwei
Drittel des Gesamtfilterbereichs in Anspruch nimmt. Dieser Bedarf
für eine
Gleichstrom-Rückkopplung
hat zu erhöhten
Kosten für
vollständige
Differentialfilter geführt
und war ebenfalls ein Hindernis für das Erzeugen eines kostengünstigen
Filters.
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Steyaert
M. u. a.: "A 10.7
MHz CMOS OTA-R-C bandpass filter with 68 dB dynamic range and on-chip automatic
tuning", IEEE International
Solid State Circuits Conference, New York, Band 35, 1. Februar 1992, Seiten
66–67
und 245 offenbart eine Filterschaltung mit einem ersten Schaltungsblock,
der einen ersten Differentialspannungseingang, einen zweiten Schaltungsblock
mit einer zweiten Differentialspannung und einem Differentialspannungsausgang
aufweist, wobei beide Schaltungsblöcke innerhalb einer Schleife
verbunden sind. Ein Kondensator ist mit dem Differentialstromausgang
verbunden. Die Schaltungsblöcke
dieses Dokuments sind gewöhnliche
Differentialverstärker,
die die in die Eingangsenden eingegebene Gleichtaktspannung zurückweisen.
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Eine
Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine vollständige Differentialfilterschaltung
bereitzustellen, die keine Gleichstrom-Rückkopplungsschaltung erfordert.
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Erfindungsgemäß wird die
obige Aufgabe durch eine Filterschaltung gemäß Anspruch 1 erreicht. Die abhängigen Ansprüche beziehen
sich auf weitere vorteilhafte Aspekte der Erfindung.
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Ein
Aspekt der Erfindung besteht darin, eine Filterschaltung bereitzustellen,
mit einem ersten Schaltungsblock, der einen ersten Differentialspannungseingang
und einen Differentialspannungsausgang aufweist, und wobei eine
Gleichtaktspannung des ersten Differentialspannungseingangs an dem
Ausgang invertiert wird, und mit einem zweiten Schaltungsblock,
der einen zweiten Differentialspannungseingang und einen Differentialspannungsausgang
aufweist, und wobei eine Gleichtaktspannung des zweiten Differentialspannungseingangs
an dem Ausgang invertiert wird, wobei die ersten und zweiten Schaltungsblöcke eines
der Bauelemente einer Rückkopplungsschleife
bilden, wobei eine Gesamtzahl der mit den ersten und zweiten Schaltungsblöcken gebildeten
Bauelemente ungeradzahlig einschließlich eins ist, und wobei ein
Kondensator mit dem Differentialstromausgang verbunden ist.
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Bei
der Filterschaltung werden mehrere Elemente, nämlich mindestens der Transkonduktor
und der Kondensator und die Stromversorgung verwendet, und eine
gegebene Kombination dieser Elmente wird gegenseitig verbunden.
Das Bauelement ist nicht auf den ersten Schaltungsblock und den
zweiten Schaltungsblock begrenzt. Typischerweise wird der Transkonduktor
als Operations-Transkonduktanz-Verstärker (OTA = Operational Transconductance
Amplifier) bezeichnet. In der Spezifikation bedeutet der Begriff "Eingang" "ein Paar von Eingangsterminals" und der Begriff "Ausgang" "ein Paar von Ausgangsterminals".
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Gemäß dem ersten
Aspekt der Filterschaltung ist der erste Schaltungsblock ein Transkonduktor,
der eine bestimmte Transkonduktanz für den ersten Differentialspannungseingang
und einen hohen negativen Gain für
die Gleichtaktspannung des ersten Differentialspannungseingangs
aufweist, und der zweite Schaltungsblock ein Verstärker, der
einen bestimmten Gain für
den zweiten Differentialspannungseingang und einen negativen Gain
auf dem gleichen Pegel wie der bestimmte Gain für die Gleichtaktspannung des
zweiten Differentialspannungseingangs aufweist.
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Weiterhin
umfasst gemäß der obigen
Filterschaltung der Transkonduktor ein Paar von ersten Feldeffekttransistoren,
verbindet ein Paar von Source-Anschlüssen der ersten Transistoren
mit einem gemeinsamen Terminal mit fester Spannung; wobei ein Paar
von Gates der ersten Transistoren als Eingangsterminals des Transkonduktors
verwendet werden; ein Paar von Drains der ersten Transistoren mit
einer Stromquelle verbunden und als Ausgangsterminals verwendet
werden; und der Verstärker
zwei Paare von zweiten Feldeffekttransistoren umfasst, die ein Paar
von zweiten Transistoren auf der Eingangsseite und ein Paar von
zweiten Transistoren auf der Ausgangsseite aufweisen; wobei ein
Paar von Source-Anschlüssen
der zweiten Transistoren der Eingangsseite mit dem gemeinsamen Terminal
mit fester Spannung verbunden sind; ein Paar von Gates der zweiten
Transistoren der Eingangsseite als Eingangsterminals verwendet sind;
ein Paar von Drains der zweiten Transistoren der Eingangsseite jeweils
mit einem Paar von Sources der zweiten Transistoren der Ausgangsseite
verbunden sind; und ein Paar von Gates und ein Paar von Drains der
zweiten Transistoren der Ausgangsseite mit mindestens einem gemeinsamen
Terminal mit fester Spannung verbunden sind.
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Weiterhin
wird gemäß der obigen
Filterschaltung eine Filterfrequenzeigenschaft durch Steuern aller Stromquellen
proportional eingestellt, wobei ihr gemeinsames Stromverhältnis konstant
ist.
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Ein
zweiter Aspekt der Erfindung besteht darin, eine Filterschaltung
bereitzustellen, mit einem Transkonduktor, der einen ersten Differentialspannungseingang
und einem Differentialstromausgang aufweist, der eine bestimmte
Transkonduktanz für
den ersten Differentialspannungseingang und einen hohen negativen Gain
für eine
Gleichtaktspannung des ersten Differentialspannungseingangs aufweist,
mit einem Verstärker, der
einen zweiten Differentialspannungseingang und einen Differentialspannungsausgang
aufweist, der einen bestimmten Gain für den zweiten Differentialspannungseingang
und einen negativen Gain auf dem gleichen Pegel wie der bestimmte
Gain für
die Gleichtaktspannung des zweiten Differentialspannungseingangs
aufweist, mit einer Stromquelle, die mit dem ersten Differentialspannungsausgang
des Transkonduktors verbunden ist, und mit einem Kondensator, der
mit dem ersten Differentialspannungsausgang des Transkonduktors verbunden
ist, wobei der Transkonduktor und der Verstärker eine Rückkopplungsschleife bilden,
die eine Schleife aus Paaren von Knoten, Eingangs- und Ausgangsterminals
des Transkonduktors oder des Verstärkers und des Paars von Knoten
macht, und wobei eine Gesamtzahl aus Transkonduktor und des Verstärker, die
durch die Rückkopplungsschleife
laufen, ungeradzahlig einschließlich
eins ist.
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Gemäß dem zweiten
Aspekt der Filterschaltung existieren ein Transkonduktor und eine
gerade Anzahl der Verstärker
in der Rückkopplungsschleife.
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Ferner
existieren gemäß dem zweiten
Aspekt der Filterschaltung zwei Transkonduktoren und eine ungeradzahlige
Anzahl Verstärker
in der Rückkopplungsschleife.
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Alternativ
können
drei Kondensatoren mit den beiden Transkonduktoren verbunden sein;
einer der drei Kondensatoren kann mit dem Differentialstromausgang
einer der Transkonduktoren verbunden sein, und zwei der drei Kondensatoren
können
zwischen dem Terminal mit fester Spannung und dem Differentialstromausgang
der Transkonduktoren verbunden sein.
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Ein
dritter Aspekt der Erfindung besteht darin, eine Filterschaltung
bereitzustellen, mit ersten, zweiten, dritten und vierten Transkonduktoren,
die jeweils einen Differentialspannungseingang und einen Differentialstromausgang
aufweisen, die jeweils eine bestimmte Transkonduktanz für den Differentialspannungseingang und
jeweils einen hohen negativen Gain für eine Gleichtaktspannung des
Differentialspannungseingangs aufweisen, und mit einem Verstärker mit
einem Differentialspannungseingang und einem Differentialspannungsaingang,
der einen bestimmten Gain für
den Differentialspannungseingang und mit einen negativen Gain auf dem
gleichen Pegel wie dem bestimmten Gain für die Gleichtaktspannung des
Differentialspannungseingangs aufweist, wobei der Differentialstromausgang
des ersten Transkonduktors mit dem Differentialstromausgang des
zweiten Transkonduktors über
ein erstes Paar von Knoten verbunden ist; die Knoten mit dem Differentialspannungseingang
des Verstärkers
verbunden sind, und jeder Knoten mit einem Kondensator und einer Stromquelle
verbunden ist, wobei der Differentialstromausgang des dritten Transkonduktors
mit dem Differentialstromausgang des vierten Transkonduktors über ein
zweites Paar von Knoten verbunden ist; jeder Knoten mit einem Kondensator
und einer Stromquelle verbunden ist, und die Knoten mit den Differentialspannungseingängen der
zweiten und der vierten Transkonduktoren verbunden sind, wobei die
Differentialstromausgänge
der dritten und vierten Transkonduktoren invertiert sind, wobei
der Differentialspannungsausgang des Verstärkers mit dem Differentialspannungseingang
des dritten Transkonduktors verbunden ist, und wobei der Differentialspannungseingang
des ersten Transkonduktors als ein Filtereingang verwendet wird.
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Alternativ
kann der Differentialspannungseingang des Verstärkers mit dem Differentialspannungseingang
des vierten Transkonduktors, der Differentialspannungsausgang des
Verstärkers
mit der Differentialeingangsspannung des zweiten Transkonduktors
und der Differentialstromausgang des ersten Transkonduktors mit
der Differentialeingangsspannung des dritten Transkonduktors verbunden
sein.
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Ein
vierter Aspekt der Erfindung besteht darin, eine Filterschaltung
bereitzustellen, mit ersten, zweiten und dritten Transkonduktoren,
die jeweils einen Differentialspannungseingang und einen Differentialstromausgang
aufweisen, die jeweils eine bestimmte Transkonduktanz für den Differentialspannungseingang
und jeweils einen hohen negativen Gain für eine Gleichtaktspannung des
Differentialspannungseingangs aufweisen, und mit einem Verstärker, der
einen Differentialspannungseingang und einen Differentialspannungsausgang umfasst,
der einen bestimmten Gain für
den Differentialspannungseingang und einen negativen Gain auf dem gleichen
Pegel wie die bestimmte Verstärkung
für die
Gleichtaktspannung des Differentialspannungseingang aufweist, wobei
der Differentialstromausgang des ersten Trans konduktors mit einem
Paar von Kondensatoren und einem ersten Paar von Stromquellen über ein
erstes Paar von Knoten verbunden ist, wobei die Knoten mit dem Differentialspannungseingang
des Verstärkers
verbunden sind, der Differentialstromausgang des zweiten Transkonduktors
mit dem Differentialstromausgang des dritten Transkonduktors über ein
zweites Paar von Knoten verbunden ist; die Knoten mit den Differentialspannungseingängen der
ersten und der dritten Transkonduktoren verbunden sind, wobei die
Differentialstromausgänge
der zweiten und dritten Transkonduktoren invertiert sind, ein Kondensator
zwischen dem zweiten Paar von Knoten verbunden ist, und ein zweites
Paar von Stromquellen mit den Knoten verbunden ist, wobei der Differentialspannungsausgang
des Verstärkers
mit dem Differentialspannungseingang des zweiten Transkonduktors
verbunden ist, und wobei das Paar von Kondensatoren als ein Filtereingang
verwendet wird.
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Alternativ
kann der Differentialspannungseingang des Verstärkers mit dem Differentialspannungseingang
des dritten Transkonduktors, der Differentialspannungsausgang des
Verstärkers
mit dem Differentialspannungseingang des ersten Transkonduktors
und der Differentialstromausgang des ersten Transkonduktors mit
dem Differentialspannungseingang des zweiten Transkonduktors verbunden
sein.
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Ein
fünfter
Aspekt der Erfindung besteht darin, eine Filterschaltung bereitzustellen,
mit ersten, zweiten und dritten Transkonduktoren, die jeweils einen
ersten differentialen Spannungseingang und einen Differentialstromausgang
aufweisen, die jeweils eine bestimmte Transkonduktanz für den Differentialspannungseingang
und jeweils eine hohe negativen Gain für eine Gleichtaktspannung des
Differentialspannungseingangs aufweisen, und mit einem Verstärker, der
einen Differentialspannungseingang und einen Differentialspannungsausgang
aufweist, der einen bestimmten Gain für den Differentialspannungseingang
und mit einem negativen Gain auf dem gleichen Pegel wie der bestimmte
Gain für
die Gleichtaktspannung des Differentialspannungseingang aufweist,
wobei der Differentialstromausgang des ersten Transkonduktors mit
einem Kondensator und einem ersten Paar von Stromquellen über ein
erstes Paar von Knoten verbunden ist, die Knoten mit dem Differentialspannungseingang
des Verstärkers
verbunden sind, wobei der Differentialstromausgang des zweiten Transkonduktors
mit dem Differentialstromausgang des dritten Transkonduktors über ein
zweites Paar von Knoten verbunden ist; die Knoten mit den Differentialspannungseingängen der
ersten und zweiten Transkonduktoren verbunden sind, die mit den
Differentialstromausgängen
der zweiten und dritten Transkonduktoren invertiert sind, wobei
ein Paar von Kondensatoren und ein zweites Paar von Stromquellen
mit den Knoten verbunden sind, wobei der Differentialspannungsausgang
des Verstärkers
mit dem Differentialspannungseingang des zweiten Transkonduktors
verbunden ist, und wobei das Paar von Kondensatoren als ein Filtereingang
verwendet wird.
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Alternativ
kann der Differentialspannungseingang des Verstärkers mit dem Differentialspannungseingang
des dritten Transkonduktors, der Differentialspannungsausgang des
Verstärkers
mit dem Differentialspannungseingang des ersten Transkonduktors
und der Differentialstromausgang des ersten Transkonduktors mit
dem Differentialspannungseingang des zweiten Transkonduktors verbunden
sein.
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Ein
sechster Aspekt der Erfindung besteht darin, eine Filterschaltung
höherer
Ordnung bereitzustellen, die eine Kombination der oben beschriebenen
Filterschaltungen umfasst.
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1 ist ein Diagramm, das
eine Schaltungskonfiguration darstellt, die eine erste Ausführungsform der
Erfindung erläutert;
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2 ist ein Diagramm, das
einen Transkonduktor darstellt, der bei der Filterschaltung der
Erfindung verwendet wird;
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3 ist ein Diagramm, das
einen Verstärker
mit festem Gain darstellt, der bei einer Filterschaltung der Erfindung
verwendet wird;
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4 ist ein Diagramm, das
eine Schaltungskonfiguration darstellt, die eine zweite Ausführungsform der
Erfindung erläutert;
-
5 ist ein Diagramm, das
eine Schaltungskonfiguration darstellt, die eine dritte Ausführungsform der
Erfindung erläutert;
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6 ist ein Diagramm, das
eine Schaltungskonfiguration darstellt, die eine herkömmliche
Biquad zweiter Ordnung erläutert;
und
-
7 ist ein Diagramm, das
eine Schaltung darstellt, die die Konfiguration des vollständigen Differentialfilters
in 6 erläutert.
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Die
bevorzugten Ausführungsformen
der Erfindung werden als nächstes
mit Bezug auf die Figuren erläutert.
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1 zeigt eine Schaltungskonfiguration,
die eine erste Ausführungsform
der Erfindung erläutert.
Bei der ersten Ausführungsform
besteht ein Tiefpassfilter (LPF) aus zwei Paaren von Transkonduktoren,
nämlich Gm1+
(erster), Gm1– (zweiter)
und Gm2+ (dritter), Gm2– (vierter),
einem Gain-Verstärker GA
und integrierenden Kondensatoren.
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Ein
Eingang Vin ist mit den positiven und negativen Eingänge des
Transkonduktors Gm1+ verbunden. Der positive Ausgang des Transkonduktors
Gm1+ ist mit dem positiven Ausgang des Transkonduktors Gm1– und dem
positiven Eingang des Verstärkers
mit festem Gain GA, der einen Gain K von 1 aufweist, und mit dem Bezugspotentialknoten über einen integrierenden
Kondensator C1 und über
eine Stromversorgung I1 verbunden, die parallel verbunden sind.
Der negative Ausgang des Transkonduktors Gm1+ ist mit dem negativen Ausgang
des Transkonduktors Gm1– und
dem negativen Eingang des Verstärkers
mit festem Gain GA und mit dem Bezugspotentialknoten über einen
integrierenden Kondensator C1 und eine Stromversorgung I2 verbunden,
die parallel verbunden sind. Der positive Ausgang des Verstärkers mit
festem Gain GA ist mit dem positiven Eingang des Transkonduktors
Gm2+ verbunden. Der negative Ausgang des Verstärkers mit festem Gain GA ist
mit dem negativen Eingang des Transkonduktors Gm2+ verbunden. Der
positive Ausgang des Transkonduktors Gm2+ ist mit dem positiven
Ausgang des Transkonduktors Gm2– und
mit dem Bezugspotentialknoten über
eine Stromversorgung I3 verbunden. Der negative Ausgang des Transkonduktors
Gm2+ ist mit dem negativen Ausgang des Transkonduktors Gm2– und mit
dem Bezugspotentialknoten über
eine Stromversorgung I4 verbunden. Die positiven und negativen Ausgänge des
Transkonduktors Gm2+ sind mit beiden Terminals des integrierenden
Kondensators C2 und mit dem Ausgang Vout verbunden. Der positive
Ausgang des Transkonduktors Gm2+ ist mit den negativen Eingängen beider
Transkonduktoren Gm1– und
Gm2– verbunden.
Der negative Ausgang des Transkonduktors Gm2+ ist mit den positiven
Eingängen
der beiden Transkonduktoren Gm1– und
Gm2– verbunden.
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Die
positiven und negativen Eingänge
der Transkonduktoren beziehen sich auf den Differentialspannungseingang,
und die positiven und negativen Ausgänge der Transkonduktoren beziehen
sich auf den Differentialstromausgang. Die positiven und negativen
Eingänge
des Verstärkers
beziehen sich auf den Differentialspannungseingang, und die positiven
und negativen Ausgänge
beziehen sich auf den Differentialspannungsausgang.
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Die
Merkmale dieser Konfiguration sind zuerst, dass die Schaltung eine
vollständig
differentielle ist, bei der alle Eingaben und Ausgaben der Transkonduktoren
Gm1+, Gm1–,
Gm2+ und Gm2– und
des Verstärkers
mit festem Gain GA vollständige
Differenzsignale sind, und zweitens, dass die Anzahl dieser Bauelemente auf
der Rückkopplungsschleife
3 ist. Die Anzahl von Elementen wird auf eine ungerade Zahl durch
Einfügen eines
Verstärkers
mit festem Gain GA mit einem Gain von 1 erhöht, der gewöhnlicherweise bei einer herkömmlichen
Filtertopologie nicht vorhanden ist.
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Da
jedes Element der Schaltung die Gegentaktspannung (common voltage)
invertiert, wie es nachstehend erläutert ist, weist diese Rückkopplungsschleife
folglich eine negative Rückkopplung
für die
Gegentaktspannung auf; der Betriebspunkt kann daher ohne die Notwendigkeit
für eine
fest zugeordnete Gleichstromrückkopplungsschaltung
(Gleichtaktrückkopplungsschaltung)
bestimmt werden.
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Jede
Stufe besteht aus zwei Transkonduktoren und einem mit deren Ausgangsterminals
verbundenen integrierenden Kondensator. Die Transkonduktoren Gm1+
und Gm2+ entsprechen dem +Eingang in einer Einzelkonfiguration;
die Transkonduktoren Gm1– und
Gm2– entsprechen
dem -Eingang (Rückkopplungseingang) bei
einer Einzelkonfiguration. Der gm-Wert jedes Transkonduktors ist wie folgt:
Gm1+,
Gm1– :
Gm1
Gm2+, Gm2– :
gm2
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Der
Transmissionskoeffizient zwischen dem Eingang und Ausgang in der
Schaltung wird bestimmt durch:
-
-
Wie
es aus dieser Gleichung offensichtlich ist, weist die Schaltung
der vorliegenden Ausführungsform einen
LPF-Effekt zweiter
Ordnung auf, da der Nullpunkt des Transmissionskoeffizienten doppelt
bei unendlicher Frequenz existiert.
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Jeder
der Transkonduktoren Gm1+, Gm1–,
Gm2+ und Gm2– in 1 weist die in 2 gezeigte Konfiguration
auf. Mit anderen Worten umfasst jeder Transkonduktor Gm1+, Gm1–, Gm2+
und Gm2– Source-gekoppelte
differentielle MOS-Transistoren M1 und M2, deren Source-Anschluss
direkt mit der Leistungsversorgung verbunden ist, und gibt ein Differenzsignal
der vorherigen Stufe in ein Gate ein. Die Drainterminals dieser beiden
Transkonduktoren sind miteinander mit der gleichen Polarität verbunden,
und integrierende Kondensatoren sind mit den positiven und negativen
Ausgangsterminals verbunden, die dann als Differentialausgangsterminals
arbeiten. Diese beiden Terminals werden von der Stromversorgung
vorgespannt.
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Um
den Betrieb dieser Schaltung zu untersuchen, werden die Spannung-Strom-Wandlungseigenschaften
der differentiellen MOS-Transistoren M1 und M2 gemessen. Es sei
hier angenommen, dass alle Eingangssignale vollständige Differenzsignale
sind, und es wird vorausgesetzt, dass beide Transistoren identische
Eigenschaften aufweisen und in der Sättigungs-Modusregion vorgespannt
sind. Wenn der Ausgangswiderstand und der Substratkörpereffekt
ignoriert werden, kann der Drainstrom der beiden Transistoren wie
folgt definiert werden: M1
: I1 = (k1/2)(VGS1 – Vth1)2 (1) M2 : I2 = (k1/2)(VGS2 – Vth1)2 (2)
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Bei
dem obigen ist k = μCoxW/L
= μ(εox/tox)W/L,
mit μ =
die Elektronenmobilität
der Vorrichtung, εox =
die Permittivität
des Gate-Oxidfilms, tox = die Gate-Oxidfilmdicke, W ist die Gatebreite
und L die Gatelänge des
Wafers.
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Wenn
die Ausgabe die Differenz in den Drainströmen der differentiellen MOS-Transistoren
M1 und M2 ist, kann die Ausgabe I1 – I2 basierend auf (1) und
(2) bestimmt werden durch: I1 – I2 = (k1/2)(VGS1
+ VGS2 – 2Vth1)(VGS1 – VGS2)
=
(k1/2)(VGS1 + VGS2 – 2Vth1)
Vin
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Wenn
Vb die der Leistungsversorgungsspannung entsprechende Eingangssignalgleichspannung
bezeichnet, ist das Eingangssignal vollständig differentiell, und da
die Source-Terminals
der differentiellen MOS-Transistoren M1 und M2 fest mit der Leistungsversorgung
verbunden ist, ist VGS1 + VGS2 = 2Vb. Daher: I1 – I2 = k1(VB – Vth1)Vin (3)
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Die
Transkonduktanz Gm von der Differentialeingangsspannung zu der Differentialausgangsspannung
kann definiert werden als: Gm = Iout/Vin = (I1 – I2)/Vin
= k1 (VB – Vth1) (4)
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Gleichung
(4) umfasst weder ein Glied, das von dem Eingangsspannungssignal
Vin unabhängig
ist, noch ein Glied "Vin2",
das eine Störung
zweiter Ordnung verursachen kann. Wenn das Paar von Elementen vollständig angepasst
ist (M1 = M2), wird Gm idealerweise durch das W/L-Verhältnis der
Elemente bestimmt. Daher ist, so lange wie der Ausgang differentiell
extrahiert wird, die Transkonduktanz festgelegt und nicht vom Eingang
abhängig.
Ferner können
Abweichungen in Vth1 durch Steuern der Eingangsbias-Spannung Vb
eingestellt werden. Außerdem
zeigt Gleichung (4), dass der Gm-Wert in Übereinstimmung mit Vb aktiv
gesteuert werden kann.
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Ein
Transkonduktor wie oben, der Source-geerdet und vollständig differentiell
ist, löst
das Problem der Störung
zweiter Ordnung, die dazu neigt, bei einer CMOS-Analogschaltung aufzutreten, und erzeugt
eine hochlineare Transkonduktanz. Da die Stromversorgung außerdem nicht
an dem differentiellen Source-Verbindungspunkt angeordnet sein muss,
ist es möglich,
nur den Spannungsteil der Stromversorgung als Leistungsspannung
zu verwenden, wodurch der Vorteil der Spannungsverringerung gegeben
ist.
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2 zeigt ein Beispiel, bei
dem PMOS bei einem Differentialtransistor verwendet wird, wobei
jedoch die gleiche Integratorschaltung gebildet werden kann, wenn
NMOS in einem Differentialtransistor verwendet wird, wobei Leistung
und GNU vertauscht werden, und die gleichen Wirkungen erhalten werden
können.
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3 zeigt eine tatsächliche
Schaltung, bei der der Verstärker
mit festem Gain GA in 1 auf
K = 1 eingestellt ist. Mit anderen Worten werden MOS-Transistoren
M3 und M4 als Lasten für
die differentiellen MOS-Transistoren M1 und M2 bereitgestellt, die
das gleiche Transistorpaar wie der Transkonduktor von 2 sind. Das Differenzsignal
der vorhergehenden Stufe wird in die Gates der MOS-Transistoren
M1 und M2 eingegeben. Hier wurde herausgefunden, wenn die Spannung-Strom-Wandlungseigenschaften
differentieller MOS-Transistoren
M1 und M2 unter den gleichen Bedingungen wie bei der obigen Berechnung
gemessen werden, dass sowohl M1 als auch M2 die gleichen Betriebseigenschaften
aufweisen, wie es bei den Gleichungen (1) bzw. (2) bestimmt wurde.
Auf ähnliche
Weise können
die Betriebseigenschaften (Drain-Spannungen) von M3 und M4 durch
die folgenden Gleichungen definiert werden: M3 : I1 = (k2/2)(VGS3 – Vth2)2 (5) M4 : I2 = (k2/2)(VGS4 – Vth2)2 (6)
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Durch
gleichzeitig Lösen
der Gleichungen (1), (2), (5) und (6) kann der Gain von Differentialeingangsspannung
zu der Differentialausgangsspannung bestimmt werden durch: Vout/Vin = (VGS3 – VGS4)/(VGS1 – VGS2)
=
/√(k1/k2) (7)
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Gleichung
(7) zeigt, dass, wenn das Paar von Elementen perfekt übereinstimmen
(M1 = M2, M3 = M4), der Gain Idealerweise einfach aus dem Geometriefaktor
W/L der Elemente bestimmt werden kann; im Prinzip erzeugen die Differenzsignale
einen Verstärker
mit festem Gain ohne Verzerrung. Alternativ ist für Gleichtaktsignale
der Verstärker
Source-Erde und weist einen Gain auf, der ungefähr gleich dem Gain für ein Differenzsignal
jedoch phaseninvertiert ist. Für
Differenzsignale bestimmt die Verbindung mit der nächsten Stufe
eine Phasenpolarität
des Verstärkers,
um eine negative Phase auszugeben, wobei jedoch für ein Gleichtaktsignal der
Verstärker
immer phaseninvertiert ist. Bei der in 1 gezeigten Schaltung wird ein Gleichtaktsignal
nach diesem Verstärker
invertiert.
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Die
Source des in 2 gezeigten
Transkonduktors ist direkt geerdet. Da der Source-Anschluss nicht mit
der Stromversorgung zum Vorspannung verbunden ist, kann die Gleichtaktspannung
des Eingangssignals nicht entfernt werden.
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Tatsächlich eliminiert
das Verwenden dieses Merkmals die Notwendigkeit für eine fest
zugeordnete Gleichstromrückkopplungsschaltung,
wie es bei der in 1 gezeigten
Filterschaltung gezeigt ist.
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Eine
Differentialschaltung mit MOS-Transistoren M1 und M2 weist einen
hohen Gain zwischen dem Eingang und dem Ausgang mit Bezug auf Gleichtaktspannungen
auf, da die Source-Anschlüsse
von M1 und M2 durch die Leistungsversorgung festgelegt sind. Mit
anderen Worten werden sich, wenn die Eingangs-Gate-Spannungen beide
ansteigen, die Ausgangs-Drain-Spannungen
stark verringern. Umgekehrt steigen, wenn die Eingangs-Gate-Spannungen
beide abfallen, die Ausgangs-Drain-Spannungen stark an. Außerdem weist
der in 3 gezeigte Verstärker mit
festem Gain einen umgekehrten Gain mit Bezug auf die Gleichtaktspannungen
auf, wie es bereits erläutert
wurde.
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Die
Transmission von Gleichtaktspannungen in der Schaltung von 1 wird gemessen. Diese Schaltung
weist eine Rückkopplungsschleife
auf, die entlang des Pfads: Gm2+ Gm1– ~ 1 ~ Gm2+ zurückkehrt. Wenn
wir die Transmission der Gegentaktspannungen entlang dieser Schleife
betrachten, ist offensichtlich, dass, da jeder Bestandteil der Konfiguration
insgesamt drei Mal vor der Rückkehr
invertiert wird, und so die Schleife eine negative Rückkopplung
aufweist. Mit anderen Worten stabilisiert sich die Ausgangsspannung
jedes Bestandteils der Konfiguration auf einer Spannung, die gemäß dem Stromwert
der Bias-Stromversorgung auf der GND-Seite bestimmt wird. Wenn die
Formen der MOS-Transistoren, die jeden Transkonduktor bilden, alle
gleich sind, und die Bias-Stromwerte
auf der GND-Seite, die den Transkonduktor vorspannen, alle gleich sind,
werden die Ausgangsspannungen jeder Stufe alle gleich sein. I1 und
I2 weisen die Hälfte
des Stromwerts jeder Stromversorgung auf, wobei diese Spannungen gleich
dem VGS-Wert sind, der durch Eingeben dieser Stromwerte in Gleichungen
(1) und (2) bestimmt wurde. Diese Konvergenzspannung muss jedoch
zuvor vorhergesagt und eine Gegentaktspannung nahe dieser Konvergenzspannung
muss als Eingang Vin eingegeben werden. Da sich jeder Feldeffekttransistor
auf einen Stromwert selbst vorspannt, der mit der Stromversorgung auf
der Drain-Seite bestimmt wird, gibt es keine Notwendigkeit, eine
fest zugeordnete Gleichstromrückkopplungsschaltung
bereitzustellen.
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Daher
kann die Anzahl von Elementen in der Filterschaltung der vorliegenden
Ausführungsform
stark verringert werden, um ein kostengünstiges CMOS-Filter zu erhalten.
Das obige Beispiel beschrieb eine aus zwei Stufen bestehende Filterschaltung,
wobei jedoch durch Einstellen der Anzahl von Verstärkern mit
festem Gain auf der Rückkopplungsschleife
eine Gleichtaktspannungs-Transmission mit negativer Rückkopplung
in einer Filterschaltung mit einer erhöhten Anzahl von Stufen verwirklicht
werden kann.
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Daher
kann durch Kombinieren des in 2 gezeigten
Transkonduktors mit dem Verstärker
mit festem Gain in 3 ein
kostengünstiges
kleines Filter mit vorgegebenen Eigenschaften ohne die Notwendigkeit für eine fest
zugeordnete Gleichstromrückkopplungsschaltung
erzeugt werden.
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Diese
Art von Gleichtaktrückkopplungsschleife
ist gegen Spannungsschwankung empfindlich. Da die Schleife "Gm2+ ~ Gm1– ~ 1 ~
Gm2+" in 1 zwei Stufen mit hohem
Gain Gm2+ und Gm1– aufweist,
ist Phasenkompensation wesentlich, um die aus der Hochfrequenzphasenverzögerung resultierende
Schwingung zu verhindern. In 1 wird
dies durch Teilen des Kondensators C1 am Gm1-Ausgangsterminal in
zwei Teile und Verbinden jedes Teils mit einer entsprechenden GND
erreicht. Auf diese Art und Weise gibt es, obwohl 2C1 eine kapazitive
Last mit Bezug auf die Gleichtaktspannung an dem Ausgangsterminal
des Transkonduktors Gm1 aufweist, keine kapazitive Last mit Bezug
auf die Gleichtaktspannung an dem Ausgangsterminal des Transkonduktors
Gm2.
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Daher
kann eine Phasenkombination, bei der Gm1 und 2C1 verwendet werden,
um einen Pol mit niedriger Frequenz zu erzeugen, bei der Gleichtaktrückkopplungsschleife
bereitgestellt werden. Da der Kondensator Filtercharakteristika
definiert und ebenfalls eine Phasenkompensation für die Gleichtaktrückkopplungsschleife
bereitstellt, weist dieses Verfahren den Vorteil auf, hoch wirtschaftlich
zu sein.
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Außerdem werden,
wenn die Stromwerte aller Stromversorgungen, die das Ausgangsterminal
jeder Stufe vorspannen, angepasst sind, wird die VGS der MOS-Transistoren, die
jeden Transkonduktor bilden, zur gleichen Zeit geändert. Dies
bedeutet eine Änderung
in VB in Gleichung (4) und ermöglicht,
dass Gm jedes Transkonduktors proportional gesteuert werden kann,
wie es oben erläutert
ist. Folglich können
Filterkennlinien auf der Frequenzachse verschoben werden, was insbesondere
zum Einstellen einer zeitkonstanten Variation wirksam ist, die durch
die Variation bei IC-Herstellungsprozessen verursacht wird.
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Als
nächstes
wird eine zweite Ausführungsform
der Erfindung mit Bezug auf die in 4 gezeigte Schaltungskonfiguration
erläutert.
Die zweite Ausführungsform
unterscheidet sich von der in 1 dargestellten
ersten dadurch, dass der Transkonduktor Gm1+ entfernt ist, Kondensatoren
C1 und C2, die mit dem Bezugsspannungspunkt verbunden waren, nun
mit dem Eingang Vin verbunden sind, und die Transkonduktoren Gm1– erster),
Gm2+ (zweiter) und Gm2– (dritter)
verbleiben.
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In
diesem Fall kann ohne weiteres vermutet werden, dass es keine Gleichstromtransmission
vom Eingang zum Ausgang gibt, und das Filter ein Bandpassfilter
(BPF) ist. Wie bei der ersten Ausführungsform wird, da die Gleichtakttransmissionsschleife
genau die gleiche wie die in 1 ist,
eine stabile Selbstvorspannung auf ähnliche Weise mittels einer
Gleichtaktspannungsrückkopplungsschleife
erzeugt, und es gibt keinen Bedarf für eine fest zugeordnete Gleichstromrückkopplungsschaltung.
Bei der zweiten Ausführungsform
können jedoch
im Vergleich mit 1 Stromversorgungen
I1 und I2 für
den Teil, von dem der Transkonduktor Gm1+ entfernt wurde, annehmbarer
niedrige Stromwerte aufweisen.
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5 zeigt eine Schaltungskonfiguration
einer dritten Ausführungsform
der Erfindung. Die dritte Ausführungsform
unterscheidet sich von der in 4 gezeigten
Ausführungsform
darin, dass der Eingang mit dem Ausgang Vout über Kondensatoren C2 und C2
verbunden ist, und beide Terminals des Kondensators C1 zwischen
den Eingangsterminals des Verstärkers
mit festem Gain GA verbunden sind. Die Transkonduktoren Gm1– (erster),
Gm2+ (zweiter) und Gm2-(dritter)
verbleiben.
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Wenn
ein Signal bei dieser Konfiguration eingegeben wird, zeigt, da der
Nullpunkt des Transmissionskoeffizienten bei der Nullfrequenz doppelt
existiert, die Schaltung die Wirkungen eines Hochpassfilters (HPF). Da
die Gleichtakttransmissionsschleife genau die selbe wie diejenige
in 4 ist, wird auf ähnliche
Weise eine stabile Selbstvorspannung mittels einer Gleichtaktspannungsrückkopplungsschleife
erzeugt, und es gibt keinen Bedarf für eine fest zugeordnete Gleichstromrückkopplungsschaltung.
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Gemäß der in
Ausführungsformen
1 bis 3 beschriebenen Erfindung ist es möglich, eine Filterschaltung vorgegebener
höherer
Ordnung durch erfindungsgemäßes kaskadenartiges Verbinden
der Haupteigenschaften der drei Arten von Filterschaltungen oder
alternativer Arten der Filterschaltungen zu erzeugen. Dies zieht ferner
Nutzen aus dem kleinen und kostengünstigen Filter, der durch die
Erfindung bereitgestellt wird.
