DE19841677A1 - Integrierte, aktive Intergrator-Filterschaltung - Google Patents
Integrierte, aktive Intergrator-FilterschaltungInfo
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Description
Die Erfindung betrifft integrierte, aktive RC- oder MOSFET-Kanal-Filter, die
Operationsverstärker verwenden. Spezieller betrifft die vorliegende Erfindung eine
prozeßunabhängige Technik, die es ermöglicht, daß das Produkt aus Verstärkung und
Bandbreite des Operationsverstärkers den Widerstands- und Kapazitätswerten folgt.
Der Aufbau von Filtern in Verbraucherprodukten mit drahtloser Übertragungstechnik kann
abhängig von der Frequenz einige verschiedene Formen annehmen. SAW-Filter, dielektrische
Keramikfilter und Quarzfilter sind z. B. die am häufigsten verwendeten nicht-konzentrierten
Filterelemente. In modernen digitalen Übertragungssystemen ist die Genauigkeit des Fre
quenzgangs der Filter häufig eine dauernde Quelle für Produktausfälle, weil an ihre Leistung
höhere Anforderungen gestellt werden.
Der üblichste Grund für eine erhebliche Leistungsverschlechterung, die in digitalen Übertra
gungssystemen durch Filter verursacht werden kann, ist die Drift der Frequenz des Durchlaß
bandes relativ zu der Mittenfrequenz des Filters. Die Ungenauigkeit der Frequenz des Durch
laßbandes hat ihren Grund üblicherweise in den Herstellungstoleranzen und thermischen Ei
genschaften der Komponenten.
Die meisten digitalen Modulationstechniken sind anfällig gegen Bandbegrenzungsphänome
ne. Zusätzlich verschlechtert die Durchlaßbanddrift auch den Spielraum für die Gruppenver
zögerung für die Modulation.
Elliptische Filter sind in bezug auf das Verhältnis von Unterdrückung zu Filterordnung am
effizientesten. Das Problem bei der Realisierung elliptischer Filter ist, daß sie eine präzise
Anpassung der Phasenantwort eines Weges, der aus zwei aktiven Integratoren besteht, zu ei
nem rein passiven Weg erfordern, der die Form eines Vorwärtskondensators haben kann. Die
Phasenfehler der aktiven Integratoren bewegen die Nullen in dem Sperrbandteil der Übertra
gungsfunktion des Filters, wodurch wiederum am Rand des Durchlaßbandes zusätzliche
Spannungsspitzen (Peaks) entstehen.
Viele Übertragungssysteme, wie Basisband-ZF-Prozessoren in einem mobilen Telefon, erfor
dern die Verwendung von analogen zeitkontinuierlichen Filtern hoher Ordnung. Diese Filter
sind häufig als Kettenstrukturen integriert, welche die Tiefpaßbandempfindlichkeit des RLC-
Prototyps passiver Filterketten nachahmen.
Monolithische, zeitkontinuierliche Filter sind häufig aktive RC-Schaltkreise, die Verstärker,
Widerstände und Kondensatoren in einer Rückführkonfiguration umfassen. Die Frequenzant-
Wort eines aktiven RC-Filters hängt von Koeffizienten ab, die Produkte der absoluten Wider
stands- und Kapazitätswerte sind, wobei diese bei der monolithischen Verarbeitung erhebli
chen Schwankungen unterworfen sein können. Die Verhältnisse der Widerstände und die
Verhältnisse der Kondensatoren bleiben jedoch bei Prozeßschwankungen im wesentlichen
konstant. Die Verhältnisse der RC-Produkte bleiben daher ebenfalls stabil.
Aktive RC-Filter können bei bis zu einigen MHz eine gute Leistung erbringen, sie sind jedoch
durch die Leistung und die Bandbreite der Verstärker sowie durch die oben erwähnten Störef
fekte begrenzt. Ferner verbrauchen die Verstärker Leistung und begrenzen den dynamischen
Bereich.
Fig. 1 zeigt ein übliches aktives RC-Integratorfilter mit einem Operationsverstärker 101,
einem Rückführkondensator C1, einer parasitären Eingangskapazität Cin, einem Ausgangs
kondensator C2 und einem Widerstand R. Der Operationsverstärker 101 hat einen Verstär
kungsfaktor A(s) von -ω/s, wobei ωu die Einheitsverstärkungsfrequenz des Operationsver
stärkers 101 ist. Die Übertragungskennlinie dieses aktiven RC-Integratorfilters wird durch den
folgenden Ausdruck wiedergegeben:
Gleichung (1) kann zu folgendem Ausdruck vereinfacht werden:
der alternativ wie folgt ausgedrückt werden kann:
.
Eine sinnvolle Annahme für praktische Anwendungen ist, daß die Frequenzbandbreite des
Integrators bei einem Verstärkungsfaktor von Eins wesentlich kleiner ist als die Bandbreite
des Operationsverstärkers beim Verstärkungsfaktor Eins. Die Gleichung (3) kann daher zu
folgendem Ausdruck vereinfacht werden:
Wenn der Eingangskondensator C2 des Filters Null ist, so daß sich ein Tiefpaß-Filtercharakter
ergibt, kann man mit der obigen Gleichung (4) zeigen, daß ein nichtdominanter Pol
ωnon-dominant bei einer Frequenz liegt, die durch den folgenden Ausdruck definiert wird:
.
Fig. 2 zeigt ein Bodediagramm der Übertragungsfunktion des in Fig. 1 gezeigten aktiven
RC-Filters, wobei man den Tiefpaßcharakter erkennt, insbesondere wo der Kondensator C2
Null ist. Aus Fig. 2 kann man sehen, daß das Produkt 1/RC1 für den Verstärkungsfaktor Eins
des aktiven RC-Integratorfilters bei der Frequenz f1 liegt, und der erste nichtdominante Pol
202 liegt bei der Frequenz f2.
Fig. 3 zeigt die Spannungsspitzenbildung (Peaking) des Durchlaßbandes bei einem her
kömmlichen aktiven RC-Integratorfilter, wie es in Fig. 1 gezeigt ist. Die ideale Filterken
nlinie 301 zeigt den Effekt einer Nullstelle in der Übertragungsfunktion, die bei einer idealen
Nullstellenfrequenz 303 liegt. Im Gegensatz zeigt eine tatsächliche Kennlinie des konventio
nellen aktiven RC-Integratorfilters die Spitzenbildung des Durchlaßbandes bei einer Spitzen
frequenz 305, bei der die Nullstelle der Übertragungsfunktion bei einer Nullstellenfrequenz
304 liegt. Aus Fig. 3 kann man sehen, daß die Nullstellenfrequenz des herkömmlichen Fil
ters 304 gegenüber der idealen Nullstellenfrequenz 303 verschoben ist. Dies ergibt sich aus
der Phasenverschiebung des Operationsverstärkers in dem Integratorfilter. Aufgrund der Ver
schiebung der Nullstelle der Übertragungsfunktion von der idealen Frequenz 303 auf die
Nullstellenfrequenz 304 in der Übertragungsfunktion des herkömmlichen Filters, weist das
herkömmliche Filter an den Rändern des Durchlaßbandes Spitzen 305 auf.
Bei einem CDMA-Basisbandfilter (CDMA = code division multiple access; Code-
Mehrfachzugriff) kann die zusätzliche Phase durch den folgenden Ausdruck ermittelt werden:
.
Bei dem CDMA-Basisbandfilter mit einer Bandbreite 1/RC1 beim Verstärkungsfaktor Eins
von 2π * 660 kHz, einem Produkt ωu aus Verstärkung und Bandbreite von 2π * 40 kHz und
Kapazitätswerten der Rückführkapazität C1 und der parasitären Eingangskapazität Cin von 8
bzw. 0,7 Pikofarad (pF) wird die zusätzliche Phase bei dem obigen Ausdruck zu 1,030. Diese
zusätzliche Phase führt ihrerseits zu einer Spitzenbildung am Rande des Basisbandes von 2
dB in einer Filterkettenstruktur, die nur Pole umfaßt.
Bei elliptischen Filtern mit Kettenstruktur und Resonanzübertragungsnullen verschlimmert
sich das obige Ergebnis noch, weil die Eingangskapazität C2 endlich ist, was zu einer Null
stelle führt. Mit denselben Werten für die Bandbreite 1/RC1 beim Verstärkungsfaktor Eins,
die Eingangskapazität C2, die Rückführkapazität C1 und die parasitäre Eingangskapazität Cin
sowie dem Produkt ωu aus Verstärkungsfaktor und Bandbreite ergibt sich die zusätzliche Pha
se gemäß Gleichung (6) zu 1,5°. Diese zusätzliche Phase verursacht in den elliptischen
CDMA-Filtern eine Spitzenbildung am Rande des Basisbandes von ungefähr 3 dB.
Die obigen Ergebnisse zeigen, daß selbst ein einziges Grad an zusätzlicher Phase bei diesen
Filtern, wenn sie in Datenübertragungskanälen, z. B. bei mobilen Telefonen, eingesetzt wer
den, ausreichend ist, um eine Spitzenbildung am Rande des Durchlaßbandes des Filters von
ungefähr 1 dB zu erzeugen, wodurch sich die Filterkennlinie verzerrt.
Es besteht daher ein Bedarf an Filtern im allgemeinen und insbesondere für zeitkontinuierli
che Anwendungen, welche zusätzliche Phasenfehler wirksam auslöschen können, um die un
erwünschte Spitzenbildung am Rande des Durchlaßbandes zu minimieren.
Diese Aufgabe wird durch eine integrierte aktive Integratorfilterschaltung mit den Merkmalen
von Anspruch 1 sowie durch ein Verfahren zum Reduzieren der Spitzenbildung am Rande des
Durchlaßbandes in einem integrierten aktiven Integratorfilter mit den Verfahrensschritten
gemäß Anspruch 6 gelöst.
Die vorliegende Erfindung sieht eine Vorrichtung vor, die einen Widerstand in Reihe mit dem
Integrationskondensator schaltet, um eine Nullstelle in der Übertragungsfunktion des In
tegrators zu erzeugen. Der in dem Integratorfilter verwendete Operationsverstärker ist so auf
gebaut, daß der Übertragungsleitwert in seiner Eingangsstufe eine Funktion eines anderen
Widerstandswertes ist, der aus demselben Material wie der Widerstand hergestellt ist, welcher
in Reihe mit dem Integrationskondensator geschaltet ist. Auf diese Weise folgen die Band
breite des Operationsverstärkers beim Verstärkungsfaktor Eins und die Nullstelle in der
Übertragungsfunktion des Integratorfilters mit geschlossener Schleife einander, und eine
Pol/Nullstellen-Kompensation wird erreicht, die Prozeß-, Spannungs- und Temperaturwan
kungen in den Transistoren folgt.
Eine integrierte, aktive Intergratorfilterschaltung gemäß einer Ausführungsform der vorlie
genden Erfindung umfaßt einen Operationsverstärker mit einem Eingangsknoten, einem Aus
gangsknoten und einem Vorspannungsknoten, eine Vorspannungsschaltung mit einem ersten
Widerstand, der mit dem Vorspannungsknoten des Operationsverstärkers verbunden ist und
ein Vorspannungssignal vorsieht, und eine Rückführschaltung, die einen zweiten Widerstand
und eine ersten Kapazität aufweist, welche zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangskno
ten in Reihe geschaltet sind, wobei das Verhältnis des ersten und des zweiten Widerstandes
bei Schwankungen der Betriebsbedingungen der Vorspannungsschaltung im wesentlichen
konstant bleibt.
Diese sowie weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich deutli
cher aus der folgenden detaillierten Beschreibung der Erfindung in Verbindung mit der
Zeichnung. In den Figuren zeigt:
Fig. 1 ein herkömmliches aktives RC-Integratorfilter mit einem Operationsverstärker, das ein
endliches Produkt aus Verstärkungsfaktor und Bandbreite hat;
Fig. 2 zeigt das Bodediagramm des herkömmlichen aktiven RC-Integratorfilters der
Fig. 1;
Fig. 3 zeigt die Spitzenbildung am Rande des Durchlaßbandes des herkömmlichen aktiven
RC-Integratorfilters der Fig. 1;
Fig. 4 zeigt eine herkömmliche Vorspannungsschaltung zum Vorspannen eines Operations
verstärkers;
Fig. 5 zeigt eine Ausführungsform des Filters gemäß der vorliegenden Erfindung; und
Fig. 6 zeigt ein Bodediagramm, das den Effekt der Einführung einer Nullstelle in die Über
tragungsfunktion des aktiven RC-Filters der Fig. 5 auf die Ränder des
Durchlaßbandes wiedergibt.
Ein Operationsverstärker, der einen Übertragungsleitwert gm hat, welcher proportional zu
einem Widerstand ist, ist aus J. Steininger, "Understaning Wide-band MOS Transistors",
IEEE Circuits and Devices, May 1990, bekannt. Die von Steininger offenbarte Vorspan
nungsschaltung erzeugt einen Strom, der den Übergangsleitwert gm eines angepaßten Transi
stors so einstellt, daß er umgekehrt proportional zum Vorspannungswiderstand ist, der mit
dem Transistor in der Vorspannungsschaltung gekoppelt ist.
In Fig. 4 ist eine übliche Vorspannungsschaltung 410 gezeigt, die einen Operationsverstär
ker 420 vorspannt. Transistoren M4 und M6 bilden eine Verstärkungsschleife, so daß dann,
wenn die Transistoren M3 und M4 gleich groß sind (d. h. mit einem Verhältnis von 1 : 1 abge
stimmt sind) und wenn die Transistoren M1 und M2 in einem Verhältnis von m:1 abgestimmt
sind, wobei m größer ist als 1 (m wird z. B. üblicherweise auf 4 eingestellt), der Drainstrom
ID1 des Transistors M1 gleich dem Drainstrom ID2 des Transistors M2 ist. Weiter kann man
zeigen, daß die Drainströme ID1, ID2 der Transistoren M1 und M2 gleich sind und durch den
folgenden Ausdruck wiedergegeben werden können:
wobei VGS und VT die Gate-Source-Spannung bzw. die Schwellspannung der Transistoren Mx
sind. Wenn ferner die MOSFETs in der Sättigung sind, kann der Übergangsleitwert gm, und
in diesem Falle insbesondere der des Transistors M2, wie folgt ausgedrückt werden:
.
Durch Koppeln der Transistoren M7, M8 und M9 des Operationsverstärkers 420, so daß diese
Transistoren auf den Transistor M2 der Vorspannungsschaltung 402 über einen Größenmulti
plikator K bezogen sind (wobei K kleiner als 1 sein kann), kann der folgende Ausdruck für
die Übergangsleitwerte der Transistoren M8 und M9 abgeleitet werden:
wobei gm8 und gm9 Übergangsleitwerte der Transistoren M8 bzw. M9 des Operationsverstär
kers 420 sind, und wobei K ein Verhältnis zwischen den Größen der Transistoren M5 und M9
und M2 vorsieht.
Mit der obigen Beziehung kann das Produkt ωu aus Verstärkungsfaktor und Bandbreite des
Operationsverstärkers 420 durch den folgenden Ausdruck wiedergegeben werden:
wobei Cc die Ausgleichskapazität ist, die in dem Operationsverstärker 501 (Fig. 5) liegt, der
zwischen dem Ausgangsknoten Vout und dem Gateanschluß des Transistors M13 (Fig. 4) an
geschlossen ist. Aus dem obigen Ausdruck der Gleichung (10) kann man erkennen, daß das
Produkt ωu aus Verstärkungsfaktor und Bandbreite des Operationsverstärkers 420 abhängig
von dem Widerstand RBIAS der Vorspannungsschaltung 410 ist.
In Fig. 5 ist ein aktives RC-Integratorfilter gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung gezeigt. Es umfaßt einen Operationsverstärker 501, einen Integrationskondensator
C1, einen Eingangskondensator C2, einen Eingangswiderstand Rin, einen parasitären Ein
gangskondensator Cin und einen Rückführwiderstand Rz. Zusätzlich ist gezeigt, daß der Ope
rationsverstärker 501 von einer Vorspannungsschaltung 502 vorgespannt wird, welche die
Eigenschaften der herkömmlichen Vorspannungsschaltung 410 der Fig. 4 aufweist.
Wie in Fig. 5 gezeigt, ist der Rückführwiderstand Rz in Reihe mit dem Integrationskonden
sator C1 geschaltet. Dieses Integratorfilter hat dann eine Übertragungsfunktion, die wie folgt
ausgedrückt werden kann:
.
Der nichtdominante Pol des Integratorfilters der Fig. 5, der sich aus dem endlichen Wert des
Produktes aus Verstärkungsfaktor und Bandbreite des Operationsverstärkers ergibt, kann nä
herungsweise kompensiert werden, wenn der folgende Ausdruck erfüllt ist:
.
Das Einsetzen der Gleichung (10) in die Gleichung (12) führt zu folgendem Ausdruck:
.
Aus Gleichung (13) kann man erkennen, daß der Vorspannungswiderstand RBIAS der Vor
spannungsschaltung 410 (Fig. 4) und der Rückführwiderstand Rz des aktiven RC-Filters in
ein Verhältnis gesetzt sind. Da der Vorspannungswiderstand RBIAS und der Rück
führwiderstand Rz des Filters der vorliegenden Erfindung aus demselben Material bestehen,
spiegeln sich Änderungen des Vorspannungswiderstandes RBIAS in dem Rückführwiderstand
Rz wieder. Solange das Verhältnis zwischen dem Vorspannungswiderstand RBIAS und dem
Rückfuhrwiderstand Rz die Bedingung der Gleichung (13) erfüllt, kompensiert ferner die
Nullstelle den nichtdominanten Pol.
Auf die oben beschriebene Weise kann in die Übertragungsfunktion eines Integratorfilters
eine Nullstelle eingebracht werden, so daß die zusätzliche Phasenverschiebung, die zu einer
Spannungsspitze am Rande des Durchlaßbandes führt, vermieden werden kann. Da das aktive
RC-Filter gemäß der vorliegenden Erfindung integriert ist, können ferner die in dem Filter
verwendeten Widerstände aus demselben Material wie alle anderen Widerstände aufgebaut
werden, die in der gesamten Filterarchitektur verwendet werden, z. B. wie der Vorspannungs
widerstand in der Vorspannungsschaltung, die zum Ansteuern des Operationsverstärkers des
aktiven RC-Filters verwendet wird.
Fig. 6 zeigt den Durchlaßbandcharakter des Filters gemäß der vorliegenden Erfindung im
Vergleich zu dem herkömmlichen Filter 601. Aus dieser Figur kann man erkennen, daß die
Spitzenbildung am Rande des Durchlaßbandes des herkömmlichen Filters 601 am Durchlaß
bandrand 602 des Filters durch die vorliegende Erfindung erheblich reduziert wurde. Diese
Reduktion kann dem Rückführwiderstand Rz zugeschrieben werden, der in das aktive RC-
Filter eingefügt wurde, wodurch sich eine zusätzliche Nullstelle in der Übertragungsfunktion
des Filters ergibt. Da das Filter so vorgespannt wird, daß der Rückführwiderstand Rz allen
Betriebsbedingungen des Vorspannungswiderstandes folgt, wie einer Änderung der Tempe
ratur, des Prozesses oder der Versorgungsspannung, spiegeln sich zusätzlich all diese
Schwankungen der Betriebsbedingungen in dem Filter und somit in dessen Rückführwider
stand Rz wieder.
Wie oben gezeigt, führt das endliche (finite) Produkt aus Verstärkungsfaktor und Bandbreite
des Operationsverstärkers zu einer Phasenverschiebung bei der Integratorfrequenz für den
Verstärkungsfaktor Eins. Wie gezeigt, beschreibt die vorliegende Erfindung eine Technik, bei
der das Produkt aus Verstärkungsfaktor und Bandbreite des Operationsverstärkers einem Wi
derstandswert und einer Kapazität folgt. Der aus demselben Material hergestellte (d. h. inte
grierte) und in Reihe mit dem integrierten Kondensator geschaltete Widerstand erzeugt eine
Nullstelle, die die zusätzliche Phase des Integrators kompensiert. Das Verhältnis der beiden
Widerstandswerte wird so gewählt, daß eine Prozeßnachführung erreicht wird. Bei einer An
wendung erlauben die Vorrichtung und das Verfahren der vorliegenden Erfindung z. B. die
Verwendung von Operationsverstärkern niedrigerer Leistung (niedriger Bandbreite), die we
niger Strom benötigen, was z. B. bei mit Batterie betriebenen Telefonen vorteilhaft ist.
Zahlreiche weitere Modifikationen und Abänderungen der Struktur und des Verfahrens dieser
Erfindung werden sich dem Fachmann ergeben, ohne den Bereich der Erfindung zu verlassen.
Obwohl die Erfindung in bezug auf bestimmte bevorzugte Ausführungsformen beschrieben
wurden, muß man verstehen, daß die beanspruchte Erfindung durch diese spezielle Ausfüh
rungsformen nicht eingeschränkt werden darf. Die folgenden Ansprüche definieren den Be
reich der Erfindung, und Strukturen sowie Verfahren innerhalb des Bereiches der Ansprüche
sowie deren Äquivalente sind durch die Erfindung umfaßt.
Claims (6)
1. Integrierte, aktive Integrator-Filterschaltung mit:
einem Operationsverstärker (520; 501), der einen Eingangsknoten, einen Ausgangs knoten und einen Vorspannungsknoten aufweist;
einer Vorspannungsschaltung (410) mit einem ersten Widerstand, der mit dem Vor spannungsknoten des Operationsverstärkers gekoppelt ist und ein Vorspannungssignal vorsieht; und
einer Rückführschaltung, die einen zweiten Widerstand (Rz) und eine erste Kapazität (C1) aufweist; die zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangsknoten in Reihe ge schaltet sind;
wobei ein Verhältnis des ersten und des zweiten Widerstandes bei Schwankungen der Betriebsbedingungen der integrierten, aktiven Integrator-Filterschaltung im wesentli chen konstant bleibt.
einem Operationsverstärker (520; 501), der einen Eingangsknoten, einen Ausgangs knoten und einen Vorspannungsknoten aufweist;
einer Vorspannungsschaltung (410) mit einem ersten Widerstand, der mit dem Vor spannungsknoten des Operationsverstärkers gekoppelt ist und ein Vorspannungssignal vorsieht; und
einer Rückführschaltung, die einen zweiten Widerstand (Rz) und eine erste Kapazität (C1) aufweist; die zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangsknoten in Reihe ge schaltet sind;
wobei ein Verhältnis des ersten und des zweiten Widerstandes bei Schwankungen der Betriebsbedingungen der integrierten, aktiven Integrator-Filterschaltung im wesentli chen konstant bleibt.
2. Schaltung nach Anspruch 1, bei der die Vorspannungsschaltung (410) mehrere Transi
storen aufweist, wobei ein Übergangsleitwert wenigstens eines der mehreren Transi
storen eine Funktion des ersten Widerstands ist.
3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei der der Eingangsknoten einen invertierenden
Eingangsknoten umfaßt und der Operationsverstärker (420; 501) zusätzlich einen nicht
invertierenden Eingangsknoten aufweist und wobei der nicht invertierende Eingangs
knoten mit einem Bezugsknoten gekoppelt ist.
4. Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche mit einer zweiten Kapazität (C2)
und einem dritten Widerstand (Rin), die parallel geschaltet und mit dem Eingangskno
ten verbunden sind.
5. Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, mit einer dritten Kapazität (Cin),
die zwischen dem Eingangsknoten und einem Bezugsknoten angeschlossen ist.
6. Verfahren zum Reduzieren der Spannungsspitzenbildung am Rande eines Durchlaß
bandes in einer integrierten, aktiven Integrator-Filterschaltung mit folgenden Verfah
rensschritten:
Einfügen eines ersten Widerstandes (Rz) in die Rückführschleife eines Operationsver stärkers (501) in Reihe mit einem Kondensator (C1) in der Rückführschleife, so daß ein Verhältnis des ersten Widerstandes und eines zweiten Widerstandes, der in einer Vorspannungsschaltung (502) innerhalb der integrierten, aktiven Integrator-Filter schaltung liegt, bei Schwankungen der Betriebsbedingungen der integrierten, aktiven Integrator-Filterschaltung im wesentlichen konstant bleibt.
Einfügen eines ersten Widerstandes (Rz) in die Rückführschleife eines Operationsver stärkers (501) in Reihe mit einem Kondensator (C1) in der Rückführschleife, so daß ein Verhältnis des ersten Widerstandes und eines zweiten Widerstandes, der in einer Vorspannungsschaltung (502) innerhalb der integrierten, aktiven Integrator-Filter schaltung liegt, bei Schwankungen der Betriebsbedingungen der integrierten, aktiven Integrator-Filterschaltung im wesentlichen konstant bleibt.
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