DE19841677A1

DE19841677A1 - Integrierte, aktive Intergrator-Filterschaltung

Info

Publication number: DE19841677A1
Application number: DE19841677A
Authority: DE
Inventors: Laurence Douglas Lewicki
Original assignee: National Semiconductor Corp
Current assignee: National Semiconductor Corp
Priority date: 1997-12-15
Filing date: 1998-09-11
Publication date: 1999-07-01
Anticipated expiration: 2018-09-12
Also published as: KR19990062490A; US5929699A; KR100289679B1; DE19841677B4

Description

Die Erfindung betrifft integrierte, aktive RC- oder MOSFET-Kanal-Filter, die Operationsverstärker verwenden. Spezieller betrifft die vorliegende Erfindung eine prozeßunabhängige Technik, die es ermöglicht, daß das Produkt aus Verstärkung und Bandbreite des Operationsverstärkers den Widerstands- und Kapazitätswerten folgt.

Der Aufbau von Filtern in Verbraucherprodukten mit drahtloser Übertragungstechnik kann abhängig von der Frequenz einige verschiedene Formen annehmen. SAW-Filter, dielektrische Keramikfilter und Quarzfilter sind z. B. die am häufigsten verwendeten nicht-konzentrierten Filterelemente. In modernen digitalen Übertragungssystemen ist die Genauigkeit des Fre quenzgangs der Filter häufig eine dauernde Quelle für Produktausfälle, weil an ihre Leistung höhere Anforderungen gestellt werden.

Der üblichste Grund für eine erhebliche Leistungsverschlechterung, die in digitalen Übertra gungssystemen durch Filter verursacht werden kann, ist die Drift der Frequenz des Durchlaß bandes relativ zu der Mittenfrequenz des Filters. Die Ungenauigkeit der Frequenz des Durch laßbandes hat ihren Grund üblicherweise in den Herstellungstoleranzen und thermischen Ei genschaften der Komponenten.

Die meisten digitalen Modulationstechniken sind anfällig gegen Bandbegrenzungsphänome ne. Zusätzlich verschlechtert die Durchlaßbanddrift auch den Spielraum für die Gruppenver zögerung für die Modulation.

Elliptische Filter sind in bezug auf das Verhältnis von Unterdrückung zu Filterordnung am effizientesten. Das Problem bei der Realisierung elliptischer Filter ist, daß sie eine präzise Anpassung der Phasenantwort eines Weges, der aus zwei aktiven Integratoren besteht, zu ei nem rein passiven Weg erfordern, der die Form eines Vorwärtskondensators haben kann. Die Phasenfehler der aktiven Integratoren bewegen die Nullen in dem Sperrbandteil der Übertra gungsfunktion des Filters, wodurch wiederum am Rand des Durchlaßbandes zusätzliche Spannungsspitzen (Peaks) entstehen.

Viele Übertragungssysteme, wie Basisband-ZF-Prozessoren in einem mobilen Telefon, erfor dern die Verwendung von analogen zeitkontinuierlichen Filtern hoher Ordnung. Diese Filter sind häufig als Kettenstrukturen integriert, welche die Tiefpaßbandempfindlichkeit des RLC- Prototyps passiver Filterketten nachahmen.

Monolithische, zeitkontinuierliche Filter sind häufig aktive RC-Schaltkreise, die Verstärker, Widerstände und Kondensatoren in einer Rückführkonfiguration umfassen. Die Frequenzant- Wort eines aktiven RC-Filters hängt von Koeffizienten ab, die Produkte der absoluten Wider stands- und Kapazitätswerte sind, wobei diese bei der monolithischen Verarbeitung erhebli chen Schwankungen unterworfen sein können. Die Verhältnisse der Widerstände und die Verhältnisse der Kondensatoren bleiben jedoch bei Prozeßschwankungen im wesentlichen konstant. Die Verhältnisse der RC-Produkte bleiben daher ebenfalls stabil.

Aktive RC-Filter können bei bis zu einigen MHz eine gute Leistung erbringen, sie sind jedoch durch die Leistung und die Bandbreite der Verstärker sowie durch die oben erwähnten Störef fekte begrenzt. Ferner verbrauchen die Verstärker Leistung und begrenzen den dynamischen Bereich.

Fig. 1 zeigt ein übliches aktives RC-Integratorfilter mit einem Operationsverstärker 101, einem Rückführkondensator C₁, einer parasitären Eingangskapazität C_in, einem Ausgangs kondensator C₂ und einem Widerstand R. Der Operationsverstärker 101 hat einen Verstär kungsfaktor A(s) von -ω/s, wobei ω_u die Einheitsverstärkungsfrequenz des Operationsver stärkers 101 ist. Die Übertragungskennlinie dieses aktiven RC-Integratorfilters wird durch den folgenden Ausdruck wiedergegeben:

Gleichung (1) kann zu folgendem Ausdruck vereinfacht werden:

der alternativ wie folgt ausgedrückt werden kann:

.

Eine sinnvolle Annahme für praktische Anwendungen ist, daß die Frequenzbandbreite des Integrators bei einem Verstärkungsfaktor von Eins wesentlich kleiner ist als die Bandbreite des Operationsverstärkers beim Verstärkungsfaktor Eins. Die Gleichung (3) kann daher zu folgendem Ausdruck vereinfacht werden:

Wenn der Eingangskondensator C₂ des Filters Null ist, so daß sich ein Tiefpaß-Filtercharakter ergibt, kann man mit der obigen Gleichung (4) zeigen, daß ein nichtdominanter Pol ω_non-dominant bei einer Frequenz liegt, die durch den folgenden Ausdruck definiert wird:

.

Fig. 2 zeigt ein Bodediagramm der Übertragungsfunktion des in Fig. 1 gezeigten aktiven RC-Filters, wobei man den Tiefpaßcharakter erkennt, insbesondere wo der Kondensator C₂ Null ist. Aus Fig. 2 kann man sehen, daß das Produkt 1/RC₁ für den Verstärkungsfaktor Eins des aktiven RC-Integratorfilters bei der Frequenz f1 liegt, und der erste nichtdominante Pol 202 liegt bei der Frequenz f2.

Fig. 3 zeigt die Spannungsspitzenbildung (Peaking) des Durchlaßbandes bei einem her kömmlichen aktiven RC-Integratorfilter, wie es in Fig. 1 gezeigt ist. Die ideale Filterken nlinie 301 zeigt den Effekt einer Nullstelle in der Übertragungsfunktion, die bei einer idealen Nullstellenfrequenz 303 liegt. Im Gegensatz zeigt eine tatsächliche Kennlinie des konventio nellen aktiven RC-Integratorfilters die Spitzenbildung des Durchlaßbandes bei einer Spitzen frequenz 305, bei der die Nullstelle der Übertragungsfunktion bei einer Nullstellenfrequenz 304 liegt. Aus Fig. 3 kann man sehen, daß die Nullstellenfrequenz des herkömmlichen Fil ters 304 gegenüber der idealen Nullstellenfrequenz 303 verschoben ist. Dies ergibt sich aus der Phasenverschiebung des Operationsverstärkers in dem Integratorfilter. Aufgrund der Ver schiebung der Nullstelle der Übertragungsfunktion von der idealen Frequenz 303 auf die Nullstellenfrequenz 304 in der Übertragungsfunktion des herkömmlichen Filters, weist das herkömmliche Filter an den Rändern des Durchlaßbandes Spitzen 305 auf.

Bei einem CDMA-Basisbandfilter (CDMA = code division multiple access; Code- Mehrfachzugriff) kann die zusätzliche Phase durch den folgenden Ausdruck ermittelt werden:

.

Bei dem CDMA-Basisbandfilter mit einer Bandbreite 1/RC₁ beim Verstärkungsfaktor Eins von 2π * 660 kHz, einem Produkt ω_u aus Verstärkung und Bandbreite von 2π * 40 kHz und Kapazitätswerten der Rückführkapazität C₁ und der parasitären Eingangskapazität C_in von 8 bzw. 0,7 Pikofarad (pF) wird die zusätzliche Phase bei dem obigen Ausdruck zu 1,030. Diese zusätzliche Phase führt ihrerseits zu einer Spitzenbildung am Rande des Basisbandes von 2 dB in einer Filterkettenstruktur, die nur Pole umfaßt.

Bei elliptischen Filtern mit Kettenstruktur und Resonanzübertragungsnullen verschlimmert sich das obige Ergebnis noch, weil die Eingangskapazität C₂ endlich ist, was zu einer Null stelle führt. Mit denselben Werten für die Bandbreite 1/RC₁ beim Verstärkungsfaktor Eins, die Eingangskapazität C₂, die Rückführkapazität C₁ und die parasitäre Eingangskapazität C_in sowie dem Produkt ω_u aus Verstärkungsfaktor und Bandbreite ergibt sich die zusätzliche Pha se gemäß Gleichung (6) zu 1,5°. Diese zusätzliche Phase verursacht in den elliptischen CDMA-Filtern eine Spitzenbildung am Rande des Basisbandes von ungefähr 3 dB.

Die obigen Ergebnisse zeigen, daß selbst ein einziges Grad an zusätzlicher Phase bei diesen Filtern, wenn sie in Datenübertragungskanälen, z. B. bei mobilen Telefonen, eingesetzt wer den, ausreichend ist, um eine Spitzenbildung am Rande des Durchlaßbandes des Filters von ungefähr 1 dB zu erzeugen, wodurch sich die Filterkennlinie verzerrt.

Es besteht daher ein Bedarf an Filtern im allgemeinen und insbesondere für zeitkontinuierli che Anwendungen, welche zusätzliche Phasenfehler wirksam auslöschen können, um die un erwünschte Spitzenbildung am Rande des Durchlaßbandes zu minimieren.

Diese Aufgabe wird durch eine integrierte aktive Integratorfilterschaltung mit den Merkmalen von Anspruch 1 sowie durch ein Verfahren zum Reduzieren der Spitzenbildung am Rande des Durchlaßbandes in einem integrierten aktiven Integratorfilter mit den Verfahrensschritten gemäß Anspruch 6 gelöst.

Die vorliegende Erfindung sieht eine Vorrichtung vor, die einen Widerstand in Reihe mit dem Integrationskondensator schaltet, um eine Nullstelle in der Übertragungsfunktion des In tegrators zu erzeugen. Der in dem Integratorfilter verwendete Operationsverstärker ist so auf gebaut, daß der Übertragungsleitwert in seiner Eingangsstufe eine Funktion eines anderen Widerstandswertes ist, der aus demselben Material wie der Widerstand hergestellt ist, welcher in Reihe mit dem Integrationskondensator geschaltet ist. Auf diese Weise folgen die Band breite des Operationsverstärkers beim Verstärkungsfaktor Eins und die Nullstelle in der Übertragungsfunktion des Integratorfilters mit geschlossener Schleife einander, und eine Pol/Nullstellen-Kompensation wird erreicht, die Prozeß-, Spannungs- und Temperaturwan kungen in den Transistoren folgt.

Eine integrierte, aktive Intergratorfilterschaltung gemäß einer Ausführungsform der vorlie genden Erfindung umfaßt einen Operationsverstärker mit einem Eingangsknoten, einem Aus gangsknoten und einem Vorspannungsknoten, eine Vorspannungsschaltung mit einem ersten Widerstand, der mit dem Vorspannungsknoten des Operationsverstärkers verbunden ist und ein Vorspannungssignal vorsieht, und eine Rückführschaltung, die einen zweiten Widerstand und eine ersten Kapazität aufweist, welche zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangskno ten in Reihe geschaltet sind, wobei das Verhältnis des ersten und des zweiten Widerstandes bei Schwankungen der Betriebsbedingungen der Vorspannungsschaltung im wesentlichen konstant bleibt.

Diese sowie weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich deutli cher aus der folgenden detaillierten Beschreibung der Erfindung in Verbindung mit der Zeichnung. In den Figuren zeigt:

Fig. 1 ein herkömmliches aktives RC-Integratorfilter mit einem Operationsverstärker, das ein endliches Produkt aus Verstärkungsfaktor und Bandbreite hat;

Fig. 2 zeigt das Bodediagramm des herkömmlichen aktiven RC-Integratorfilters der Fig. 1;

Fig. 3 zeigt die Spitzenbildung am Rande des Durchlaßbandes des herkömmlichen aktiven RC-Integratorfilters der Fig. 1;

Fig. 4 zeigt eine herkömmliche Vorspannungsschaltung zum Vorspannen eines Operations verstärkers;

Fig. 5 zeigt eine Ausführungsform des Filters gemäß der vorliegenden Erfindung; und

Fig. 6 zeigt ein Bodediagramm, das den Effekt der Einführung einer Nullstelle in die Über tragungsfunktion des aktiven RC-Filters der Fig. 5 auf die Ränder des Durchlaßbandes wiedergibt.

Ein Operationsverstärker, der einen Übertragungsleitwert gm hat, welcher proportional zu einem Widerstand ist, ist aus J. Steininger, "Understaning Wide-band MOS Transistors", IEEE Circuits and Devices, May 1990, bekannt. Die von Steininger offenbarte Vorspan nungsschaltung erzeugt einen Strom, der den Übergangsleitwert gm eines angepaßten Transi stors so einstellt, daß er umgekehrt proportional zum Vorspannungswiderstand ist, der mit dem Transistor in der Vorspannungsschaltung gekoppelt ist.

In Fig. 4 ist eine übliche Vorspannungsschaltung 410 gezeigt, die einen Operationsverstär ker 420 vorspannt. Transistoren M₄ und M₆ bilden eine Verstärkungsschleife, so daß dann, wenn die Transistoren M₃ und M₄ gleich groß sind (d. h. mit einem Verhältnis von 1 : 1 abge stimmt sind) und wenn die Transistoren M₁ und M₂ in einem Verhältnis von m:1 abgestimmt sind, wobei m größer ist als 1 (m wird z. B. üblicherweise auf 4 eingestellt), der Drainstrom I_D1 des Transistors M₁ gleich dem Drainstrom I_D2 des Transistors M₂ ist. Weiter kann man zeigen, daß die Drainströme I_D1, I_D2 der Transistoren M₁ und M₂ gleich sind und durch den folgenden Ausdruck wiedergegeben werden können:

wobei V_GS und V_T die Gate-Source-Spannung bzw. die Schwellspannung der Transistoren M_x sind. Wenn ferner die MOSFETs in der Sättigung sind, kann der Übergangsleitwert gm, und in diesem Falle insbesondere der des Transistors M₂, wie folgt ausgedrückt werden:

.

Durch Koppeln der Transistoren M₇, M₈ und M₉ des Operationsverstärkers 420, so daß diese Transistoren auf den Transistor M₂ der Vorspannungsschaltung 402 über einen Größenmulti plikator K bezogen sind (wobei K kleiner als 1 sein kann), kann der folgende Ausdruck für die Übergangsleitwerte der Transistoren M₈ und M₉ abgeleitet werden:

wobei gm₈ und gm₉ Übergangsleitwerte der Transistoren M₈ bzw. M₉ des Operationsverstär kers 420 sind, und wobei K ein Verhältnis zwischen den Größen der Transistoren M₅ und M₉ und M₂ vorsieht.

Mit der obigen Beziehung kann das Produkt ω_u aus Verstärkungsfaktor und Bandbreite des Operationsverstärkers 420 durch den folgenden Ausdruck wiedergegeben werden:

wobei C_c die Ausgleichskapazität ist, die in dem Operationsverstärker 501 (Fig. 5) liegt, der zwischen dem Ausgangsknoten V_out und dem Gateanschluß des Transistors M₁₃ (Fig. 4) an geschlossen ist. Aus dem obigen Ausdruck der Gleichung (10) kann man erkennen, daß das Produkt ω_u aus Verstärkungsfaktor und Bandbreite des Operationsverstärkers 420 abhängig von dem Widerstand R_BIAS der Vorspannungsschaltung 410 ist.

In Fig. 5 ist ein aktives RC-Integratorfilter gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt. Es umfaßt einen Operationsverstärker 501, einen Integrationskondensator C₁, einen Eingangskondensator C₂, einen Eingangswiderstand R_in, einen parasitären Ein gangskondensator C_in und einen Rückführwiderstand R_z. Zusätzlich ist gezeigt, daß der Ope rationsverstärker 501 von einer Vorspannungsschaltung 502 vorgespannt wird, welche die Eigenschaften der herkömmlichen Vorspannungsschaltung 410 der Fig. 4 aufweist.

Wie in Fig. 5 gezeigt, ist der Rückführwiderstand R_z in Reihe mit dem Integrationskonden sator C₁ geschaltet. Dieses Integratorfilter hat dann eine Übertragungsfunktion, die wie folgt ausgedrückt werden kann:

.

Der nichtdominante Pol des Integratorfilters der Fig. 5, der sich aus dem endlichen Wert des Produktes aus Verstärkungsfaktor und Bandbreite des Operationsverstärkers ergibt, kann nä herungsweise kompensiert werden, wenn der folgende Ausdruck erfüllt ist:

.

Das Einsetzen der Gleichung (10) in die Gleichung (12) führt zu folgendem Ausdruck:

.

Aus Gleichung (13) kann man erkennen, daß der Vorspannungswiderstand R_BIAS der Vor spannungsschaltung 410 (Fig. 4) und der Rückführwiderstand R_z des aktiven RC-Filters in ein Verhältnis gesetzt sind. Da der Vorspannungswiderstand R_BIAS und der Rück führwiderstand R_z des Filters der vorliegenden Erfindung aus demselben Material bestehen, spiegeln sich Änderungen des Vorspannungswiderstandes R_BIAS in dem Rückführwiderstand R_z wieder. Solange das Verhältnis zwischen dem Vorspannungswiderstand R_BIAS und dem Rückfuhrwiderstand R_z die Bedingung der Gleichung (13) erfüllt, kompensiert ferner die Nullstelle den nichtdominanten Pol.

Auf die oben beschriebene Weise kann in die Übertragungsfunktion eines Integratorfilters eine Nullstelle eingebracht werden, so daß die zusätzliche Phasenverschiebung, die zu einer Spannungsspitze am Rande des Durchlaßbandes führt, vermieden werden kann. Da das aktive RC-Filter gemäß der vorliegenden Erfindung integriert ist, können ferner die in dem Filter verwendeten Widerstände aus demselben Material wie alle anderen Widerstände aufgebaut werden, die in der gesamten Filterarchitektur verwendet werden, z. B. wie der Vorspannungs widerstand in der Vorspannungsschaltung, die zum Ansteuern des Operationsverstärkers des aktiven RC-Filters verwendet wird.

Fig. 6 zeigt den Durchlaßbandcharakter des Filters gemäß der vorliegenden Erfindung im Vergleich zu dem herkömmlichen Filter 601. Aus dieser Figur kann man erkennen, daß die Spitzenbildung am Rande des Durchlaßbandes des herkömmlichen Filters 601 am Durchlaß bandrand 602 des Filters durch die vorliegende Erfindung erheblich reduziert wurde. Diese Reduktion kann dem Rückführwiderstand R_z zugeschrieben werden, der in das aktive RC- Filter eingefügt wurde, wodurch sich eine zusätzliche Nullstelle in der Übertragungsfunktion des Filters ergibt. Da das Filter so vorgespannt wird, daß der Rückführwiderstand R_z allen Betriebsbedingungen des Vorspannungswiderstandes folgt, wie einer Änderung der Tempe ratur, des Prozesses oder der Versorgungsspannung, spiegeln sich zusätzlich all diese Schwankungen der Betriebsbedingungen in dem Filter und somit in dessen Rückführwider stand R_z wieder.

Wie oben gezeigt, führt das endliche (finite) Produkt aus Verstärkungsfaktor und Bandbreite des Operationsverstärkers zu einer Phasenverschiebung bei der Integratorfrequenz für den Verstärkungsfaktor Eins. Wie gezeigt, beschreibt die vorliegende Erfindung eine Technik, bei der das Produkt aus Verstärkungsfaktor und Bandbreite des Operationsverstärkers einem Wi derstandswert und einer Kapazität folgt. Der aus demselben Material hergestellte (d. h. inte grierte) und in Reihe mit dem integrierten Kondensator geschaltete Widerstand erzeugt eine Nullstelle, die die zusätzliche Phase des Integrators kompensiert. Das Verhältnis der beiden Widerstandswerte wird so gewählt, daß eine Prozeßnachführung erreicht wird. Bei einer An wendung erlauben die Vorrichtung und das Verfahren der vorliegenden Erfindung z. B. die Verwendung von Operationsverstärkern niedrigerer Leistung (niedriger Bandbreite), die we niger Strom benötigen, was z. B. bei mit Batterie betriebenen Telefonen vorteilhaft ist.

Zahlreiche weitere Modifikationen und Abänderungen der Struktur und des Verfahrens dieser Erfindung werden sich dem Fachmann ergeben, ohne den Bereich der Erfindung zu verlassen. Obwohl die Erfindung in bezug auf bestimmte bevorzugte Ausführungsformen beschrieben wurden, muß man verstehen, daß die beanspruchte Erfindung durch diese spezielle Ausfüh rungsformen nicht eingeschränkt werden darf. Die folgenden Ansprüche definieren den Be reich der Erfindung, und Strukturen sowie Verfahren innerhalb des Bereiches der Ansprüche sowie deren Äquivalente sind durch die Erfindung umfaßt.

Claims

1. Integrierte, aktive Integrator-Filterschaltung mit:
einem Operationsverstärker (520; 501), der einen Eingangsknoten, einen Ausgangs knoten und einen Vorspannungsknoten aufweist;
einer Vorspannungsschaltung (410) mit einem ersten Widerstand, der mit dem Vor spannungsknoten des Operationsverstärkers gekoppelt ist und ein Vorspannungssignal vorsieht; und
einer Rückführschaltung, die einen zweiten Widerstand (R_z) und eine erste Kapazität (C₁) aufweist; die zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangsknoten in Reihe ge schaltet sind;
wobei ein Verhältnis des ersten und des zweiten Widerstandes bei Schwankungen der Betriebsbedingungen der integrierten, aktiven Integrator-Filterschaltung im wesentli chen konstant bleibt.

2. Schaltung nach Anspruch 1, bei der die Vorspannungsschaltung (410) mehrere Transi storen aufweist, wobei ein Übergangsleitwert wenigstens eines der mehreren Transi storen eine Funktion des ersten Widerstands ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei der der Eingangsknoten einen invertierenden Eingangsknoten umfaßt und der Operationsverstärker (420; 501) zusätzlich einen nicht invertierenden Eingangsknoten aufweist und wobei der nicht invertierende Eingangs knoten mit einem Bezugsknoten gekoppelt ist.

4. Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche mit einer zweiten Kapazität (C₂) und einem dritten Widerstand (R_in), die parallel geschaltet und mit dem Eingangskno ten verbunden sind.

5. Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, mit einer dritten Kapazität (C_in), die zwischen dem Eingangsknoten und einem Bezugsknoten angeschlossen ist.

6. Verfahren zum Reduzieren der Spannungsspitzenbildung am Rande eines Durchlaß bandes in einer integrierten, aktiven Integrator-Filterschaltung mit folgenden Verfah rensschritten:
Einfügen eines ersten Widerstandes (R_z) in die Rückführschleife eines Operationsver stärkers (501) in Reihe mit einem Kondensator (C₁) in der Rückführschleife, so daß ein Verhältnis des ersten Widerstandes und eines zweiten Widerstandes, der in einer Vorspannungsschaltung (502) innerhalb der integrierten, aktiven Integrator-Filter schaltung liegt, bei Schwankungen der Betriebsbedingungen der integrierten, aktiven Integrator-Filterschaltung im wesentlichen konstant bleibt.