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Die
vorliegende Erfindung betrifft allgemein einen CDMA- (Codemultiplex-Vielfachzugriff)
Basisstationssender und insbesondere einen in einer Basisstation
eines CDMA-Mobilkommunikationssystems,
z.B. eines Fahrzeugtelefonsystems oder eines Mobiltelefonsystems
oder eines zellularen Systems, installierten CDMA-Basisstationssender,
durch den eine Sende-Spitzenleistung sicher unterdrückt werden
kann.
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Es
sind Kommunikationssysteme bekannt, die in einem digitalen Fahrzeugtelefonsystem
oder einem Mobiltelefonsystem oder einem zellularen System verwendet
werden, wie beispielsweise ein System nach dem japanischem Standard
(PDC: RCR STD 27B), ein System nach dem nordamerikanischen Standard
(TIA IS54) und ein System nach dem europäischen Standard (ETSI GSM),
in denen ein TDMA- (Zeitmultiplex-Vielfachzugriff) System verwendet
wird, und ein System gemäß dem neuen
nordamerikanischen Standard (TIA IS95), in dem ein CDMA-System verwendet
wird.
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Im
System nach dem japanischen Standard (PDC) sowie im System nach
dem nordamerikanischen Standard (IS54) und im System nach dem europäischen Standard
(GSM) wird ein für
ein zellulares System erforderlicher Vielfachzugriff durch Kombinieren
eines TDMA-Systems mit einer relativ geringen Vervielfachung (zwischen
einer Verdreifachung und einer Verachtfachung) mit einem FDMA- (Frequenzmultiplex-Vielfachzugriff)
System erreicht.
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In
diesen Kommunikationssystemen werden Träger jeweils durch ein π/4-QPSK-
(Quadratur-Phasenumtastung) System oder ein GMSK- (Gaussian Minimum
Shift Keying) System moduliert, so daß die Amplitude konstant ist
oder nur geringfügig
variiert. Dadurch kann jeder Träger
durch einen Leistungsverstärker
der Klasse "AB" oder "C" mit einem gewünschten Wirkungsgrad unabhängig verstärkt werden.
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In
diesem Fall ist jedoch für
jeden Träger
ein dedizierter Funkabschnitt erforderlich. Daher werden die Träger, damit
eine einzelne Antenne gemeinsam verwendbar ist, nach der Leistungsverstärkung unter Verwendung
eines Combiners gemultiplext, um einen Leistungsverlust zu minimieren,
was Einschränkungen
unterliegt, z.B. können
die Träger
nicht gemultiplext werden, wenn sie nicht ausreichend voneinander
beabstandet sind, und ist eine Frequenzänderung nicht leicht durchführbar.
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Andererseits
ist, wenn die Träger,
bevor sie durch einen gemeinsamen Sendeverstärker kollektiv verstärkt werden,
hybrid-gemultiplext werden, ein Verstärker der Klasse "A" mit einer sehr hohen Linearität erforderlich,
der den Einschränkungen,
die für den
Fall der Verwendung eines Combiners gelten, nicht unterliegt. Die
Linearität
des Sendeverstärkers muß jedoch über einen
weiten Bereich gewährleistet sein.
Wenn dies aufgrund einer Verstärkungsbegrenzung
oder aus ähnlichen
Gründen
nicht möglich
ist, werden benachbarte Kanäle
aufgrund der erhaltenen spektralen Verzerrungen gestört.
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Das
neue System nach dem nordamerikanischen Standard (IS95) verwendet
das CDMA-System. 1 zeigt einen herkömmlichen
CDMA-Basisstationssender mit einem digitalen Basisbandverarbeitungsabschnitt 1001,
einem analogen Basisband-/HF-Abschnitt 1002 und einer Sendeantenne 1012.
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Der
digitale Basisbandverarbeitungsabschnitt 1001 weist insgesamt
K Spektrumspreizeinheiten 1003, 1004, ..., 1005,
wobei K eine positive ganze Zahl ist, einen Summierer 1006 und
ein Roll-Off-Filter 1008 auf. Insgesamt werden den K Spektrumspreizeinheiten 1003, 1004,
..., 1005 K Sendedaten für insgesamt K Kanäle zugeführt, d.h. Kanal-1-Sendedaten
d1 bis Kanal-K-Sendedaten dK, wo sie durch insgesamt K verschiedene
Codes in einer Eins-zu-Eins-Zuordnung zu den K Kanälen spektral
gespreizt werden, so daß die
Kanal-1-Sendedaten d1 bis Kanal-K-Sendedaten dK in Kanal-1-Spreizdaten
t1 bis Kanal-K-Spreizdaten tk umgewandelt werden.
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Der
Summierer 1006 summiert die insgesamt K Spreizdaten t1
bis tK, um ein gemultiplextes Spreizsignal s1 bereitzustellen.
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Das
Roll-Off-Filter 1008, dessen Roll-Off-Kennlinie so voreingestellt
ist, daß sie
eine einem vorgegebenen Wert entsprechende belegte Bandbreite aufweist,
führt eine
Spektrumformung bezüglich
des gemultiplexten Spreizsignals s1 aus, um ein digitales Basisbandsignal
s3 bereitzustellen, das dem analogen Basisband-/HF-Abschnitt 1002 zugeführt wird.
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Der
analoge Basisband-/HF-Abschnitt 1002 weist einen D/A-Wandler 1009,
einen Modulator 1010 und einen Sendeleistungsverstärker 1011 auf. Der
D/A-Wandler 1009 dient als analoge Basisbandschaltung zum
Umwandeln des digitalen Basisbandsignals s3 in ein analoges Basisbandsignal
s4, das dem Modulator 1010 zugeführt wird, der darauf anspricht,
um einen Träger
mit einer vorgegebenen Frequenz zu modulieren und ein HF-Sendesignal
r1 bereitzustellen, dessen Leistung durch den Sendeleistungsverstärker 1011 verstärkt wird,
um ein Sendesignal r2 bereitzustellen, das über die Sendeantenne 1012 abgestrahlt
wird.
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Im
herkömmlichen
CDMA-Basisstationssender kann daher das CDMA-System selbst alle
Kanäle unter
Verwendung eines einzelnen Trägers
handhaben, ohne daß mehrere
Funkabschnitte für
das TDMA- oder das FDMA-System erforderlich sind, d.h., daß das CDMA-System
mit einem einzelnen analogen Basisband-/HF-Abschnitt an jeder Basisbandstation
arbeitet (mit einer einzelnen Sendeantenne, wenn Sektorantennen
verwendet werden).
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Ein
herkömmlicher
CDMA-Basisstationssender ist in der EP-A-652650 beschrieben.
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Das
gemultiplexte Basisbandsignal ist jedoch ein Mehrpegelsignal, so
daß am
Roll-Off-Filter des digitalen Basisbandverarbeitungsabschnitts sowie
am Modulator und am Sendeleistungsverstärker des analogen Basisband-/HF-Abschnitts
ein breiter Dynamikbereich und eine hohe Linearität erforderlich sind.
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In
der offengelegten japanischen Patentveröffentlichung Nr. 6-116388 ist "eine Hüllkurvensteuerungsmodulationsvorrichtung
für eine
digitale Mehrträgermodulation" ("an envelope control
modulation device für
multi carrier digital modulation")
als herkömmliches
Kommunikationssystem beschrieben worden, das eine Spektrumspreiztechnik
verwendet, gemäß der ein
Spitzenpegel der Sendeleistung unterdrückt wird. 2 zeigt
eine Anordnung des herkömmlichen
Systems als Amplitudensteuerungssender für eine Mehrträgermodulation.
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Der
Amplitudensteuerungssender weist auf: einen Serien-Parallel-Umsetzer 1101 zum
Serien-Parallel-Umsetzen von Eingangs-Sendedaten, einen Vierkanal-IQ-
(I: Inphasenkomponente; Q: Quadraturkomponente) Codierabschnitt 1102,
einen Vierkanal-Roll-Off-Filterabschnitt 1103, einen Vierkanal-Unterträgermodulationsabschnitt 1104,
einen den IQ-Komponenten entsprechenden Zweikanal-Summiererabschnitt 1105,
einen Amplitudenbegrenzer 1106 zum Begrenzen der Amplituden
von Ausgangssignalen des Summiererabschnitts 1105 und ein
Bandbegrenzungsfilter 1107 zum Begrenzen von Bändern von
Ausgangssignalen des Amplitudenbegrenzers 1106 zum Bereitstellen
gewünschter
digitaler Basisbandsignale.
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Die
Spitzenleistung der herkömmlichen Hüllkurvensteuerungsmodulationsvorrichtung
für eine
digitale Mehrträgermodulation
(z.B. des Amplitudensteuerungssenders für eine Mehrträgermodulation)
wird durch Bereitstellen einer Kombination aus dem Amplitudenbegrenzer 1106 und
dem Bandbegrenzungsfilter 1107 für eine Mehrfach-Unterträgermodulation
reduziert.
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In
diesem System weist jeder Unterträger eine begrenzte Amplitude
auf, wodurch spektrale Verzerrungen in anderen Unterträgern verursacht werden,
die innerhalb eines eigenen belegten Bandes gehalten werden, so
daß sowohl
die Spitzenleistung reduziert als auch die Verlustleistung von einem belegten
Band begrenzt werden kann.
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Dieses
herkömmliche
System ist jedoch nur dann anwendbar, wenn mehrere Unterträger verwendet
werden, und ist unwirksam, wenn, wie beispielsweise in einem CDMA-System,
alle Kanäle
einem einzigen Träger
zugeordnet sind. Dies ist der Fall, weil Sendedaten, weil deren
Wellenformen durch die Roll-Off-Filter einmal wellengeformt und
amplitudenbegrenzt werden, erneut Bandbegrenzungen erfahren, so
daß ihre
ursprünglichen
spektralen Verteilungen sowie ihre zeitlichen Wellenformen wiedergewonnen
werden, wodurch Verlusteffekte hinsichtlich der Begrenzung der Spitzenleistung
erhalten werden.
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Es
wird für
einen Basistationssender eines Mobilkommunikationssystems schwieriger,
einen größeren Integrationsgrad,
z.B. LSI, zu erreichen, weil der Sender eine größere Anzahl von Analogschaltungen
und HF-Schaltungen aufweist, oder eine weitere Miniaturisierung
oder eine Kostenreduktion zu erreichen, weil der Sender für eine Anpassung
einer Gesamtprüfung
unterzogen werden muß.
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Das
CDMA-System 15 stellt eine Lösung zum Eliminieren derartiger
Probleme dar, verwendet jedoch ein gemultiplextes Spreizsignal mit
einer großen
Amplitudenänderung,
wofür sowohl
ein sehr breiter Dynamikbereich als auch eine hohe Linearität an einem
analogen Basisbandabschnitt, einem Modulator und einem Sendeleistungsverstärker gewährleistet
sein müssen.
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Wenn
insgesamt beispielsweise 100 Kanäle gemultiplext
werden, ist die mittlere Leistung 100-mal so groß wie für einen einzelnen Kanal, so
daß eine 100-fach
vergrößerte Amplitude
auftreten kann, wenn die Kanäle
in Phase addiert werden, wodurch die Spitzenleistung 100-mal so
groß sein
kann (20 dB) wie die mittlere Leistung, so daß die Linearität an den
jeweiligen Schaltungsabschnitten, z.B. am analogen Basisbandabschnitt,
am Modulator und am Sendeleistungsverstärker, über einen Bereich bis zu einem
Wert aufrechterhalten werden muß,
der 20 dB höher
ist als die mittlere Leistung, was insbesondere am Sendeleistungsverstärker problematisch
ist, weil dieser ein Verstärker
für eine
Basisstation mit einer großen
Sendeleistung ist. Daher sollte in diesem Fall für eine Signalübertragung
mit 1 W/Kanal im Mittel ein Sendeleistungsverstärker mit einer Ausgangsleistung
von 10 kW bereitgestellt werden, was unpraktisch ist.
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Im
neuen System nach dem nordamerikanischen Standard (IS95) beträgt die Vervielfachung
pro Träger
zwischen einer Verzehnfachung und einer Verzwanzigfachung, wodurch
Bedingungen des herkömmlichen
Systems erfüllt
werden. Es ist jedoch unvermeidbar, daß die vorstehend erwähnten Probleme umso
stärker
hervortreten, wenn die Vervielfachung für eine bessere Ausnutzung des
CDMA-Systems erhöht
wird.
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Die
vorliegende Erfindung wurde hinsichtlich dieser Probleme entwickelt.
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Daher
ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen CDMA- (Codemultiplex-Vielfachzugriff) Basisstationssender
bereitzustellen, bei dem das vorstehend erwähnte Problem des Stands der
Technik nicht auftritt, wobei die Spitzenleistung eines Sendesignals
durch Hinzufügen
einer einfachen Schaltung oder einer kleinen Anzahl von Schaltungen
unter Verwendung kommerziell erhältlicher
LSI-Bausteine unterdrückt
werden kann, ohne daß unerwünschte spektrale
Verzerrungen verursacht werden, auch wenn eine höhere Vervielfachung implementiert
wird.
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Die
Erfindung ist in Anspruch 1 definiert. Besondere Ausführungsformen
sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
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In
einem erfindungsgemäßen CDMA-Basisstationssender
wird, nachdem eine Amplitudenbegrenzung auf ein gemultiplextes Spreizsignal
angewendet wurde, das durch Aufsummieren mehrerer Kanal-Spreizspektrumsignale
erhalten wird, das amplitudenbegrenzte gemultiplexte Spreizsignal
einem Roll-Off-Filter
zugeführt,
um ein digitales Basisbandsignal auszugeben. Die Amplitudenbegrenzung
wird auf das gemultiplexte Spreizsignal unter Berücksichtigung
von Bedingungen, die eine Zerstörung
der Orthogonalität
zwischen den Kanälen
durch die Amplitudenbegrenzung, durch die zwischen den Kanälen eine
Interferenz verursacht wird, und eine Zerstörung der Ausnutzungsstabilität mehrerer
Kommunikationskanäle
verhindern, und auf der Basis der Kennlinie eines Sendeleistungsverstärkers angewendet, wodurch
der maximale Begrenzungswert vorbestimmt wird.
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Nach
einer derartigen Amplitudenbegrenzung wird das gemultiplexte Spreizsignal
dem Roll-Off-Filter zugeführt,
um ein digitales Basisbandsignal zu erzeugen, und das digitale Basisbandsignal wird
einem analogen Basisband-/HF-Abschnitt zugeführt, in dem ein Dynamikbereich
und eine Linearität, die
für einen
analogen Basisbandabschnitt, einen Modulator und einen Sendeleistungsverstärker erforderlich
sind, erheblich reduziert werden können. Außerdem kann die Amplituden begrenzung
durch eine einfache Schaltung implementiert werden, die auf dem
Markt erhältliche
LSI-Bausteine aufweist.
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Die
Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden
anhand der folgenden ausführlichen
Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen verdeutlicht;
es zeigen:
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1 ein
Blockdiagramm eines herkömmlichen
CDMA-Basisstationssenders;
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2 ein
Blockdiagramm eines herkömmlichen
Amplitudensteuerungssenders für
eine Mehrträgermodulation;
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3 ein
Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform
eines erfindungsgemäßen CDMA-Basisstationssenders;
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4 ein
Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform
eines in 3 dargestellten Spreizabschnitts;
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5 ein
Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform
eines in 3 dargestellten Begrenzers;
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6 ein
Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform
des in 3 dargestellten Spreizabschnitts;
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7 ein
Blockdiagramm einer dritten Ausführungsform
des in 3 dargestellten Spreizabschnitts;
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8 ein
Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform
des in 3 dargestellten Begrenzers;
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9 ein
Blockdiagramm einer dritten Ausführungsform
des in 3 dargestellten Begrenzers;
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10 ein
Blockdiagramm einer vierten Ausführungsform
des in 3 dargestellten Begrenzers; und
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11 ein
Blockdiagramm einer Ausführungsform
eines in 3 dargestellten Roll-Off-Filters.
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3 zeigt
eine Ausführungsform
eines erfindungsgemäßen CDMA-
(Codemultiplex-Vielfachzugriff) Basisstationssenders.
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Dieser
Sender hat eine Basiskonstruktion mit: einem digitalen Basisbandverarbeitungsabschnitt 101,
der ein Spreiz spektrum mehreren Kanälen für Sendedaten zuführt, um
ein digitales Basisbandsignal zu synthetisieren, und eine Spektrumformungsverarbeitung
auf das digitale Basisbandsignal anwendet, um ein verarbeitetes
digitales Basisbandsignal s3 zu erzeugen; einem analogen Basisband-/HF-Abschnitt 102,
der das vom digitalen Basisbandverarbeitungsabschnitt 101 zugeführte digitale
Basisbandsignal s3 in ein analoges Basisbandsignal s4 umwandelt
und basierend auf einer Trägermodulation
durch das analoge Basisbandsignal s4 ein Ausgangssendesignal r2
erzeugt; und einer Sendeantenne 112 zum Übertragen
des Ausgangssendesignals r2.
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Der
digitale Basisbandverarbeitungsabschnitt 101 weist auf:
mehrere Spreizeinheiten 103, 104, ..., 105 für K Kanäle zum Spreizen
mehrerer Sendedaten d1, d2 bis dK durch verschiedene Spreizcodes,
um Spreizsignale t1, t2 bis tK auszugeben, einen Summierer 106 zum
Aufsummieren der von den Spreizeinheiten 103, 104 bis 105 zugeführten Spreizsignale
t1, t2 bis tK, um ein gemultiplextes Spreizsignal s1 auszugeben,
einen Begrenzer 107 zum Begrenzen einer Amplitude des gemultiplexten Spreizsignals
s1 zum Ausgeben eines amplitudenbegrenzten gemultiplexten Spreizsignals
s2 und ein Roll-Off-Filter 108 zum Anwenden einer Spektrumspreizverarbeitung
auf das amplitudenbegrenzte gemultiplexte Spreizsignal s2, um ein
digitales Basisbandsignal s3 auszugeben.
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Der
analoge Basisband-/HF-Abschnitt 102 weist einen D/A-Wandler 109 zum
Umwandeln des vom digitalen Basisbandverarbeitungsabschnitt 101 zugeführten digitalen
Basisbandsignals s3 in ein analoges Basisbandsignal s4, einen Modulator 110 als eine
HF-Einheit zum Modulieren des Trägers
basierend auf dem analogen Basisbandsignal s4 zum Ausgeben eines
HF- (Hochfrequenz) Sendesignals r1 und einen Sendeleistungsverstärker 111 zum
Verstärken
des HF-Sendesignals r1 zum Ausgeben eines Ausgangssendesignals r2
auf. Die vorlie gende Erfindung ist durch den im digitalen Basisbandverarbeitungsabschnitt 101 hinzugefügten Begrenzer 107 gekennzeichnet.
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Nachstehend
wird die Funktionsweise des vorstehend beschriebenen CDMA-Basisstationssenders
beschrieben.
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In
dieser Ausführungsform
weist der CDMA-Basisstationssender K Kommunikationskanäle auf.
Mehrere Kanal-1-Sendedaten d1, Kanal-2-Sendedaten d2 bis Kanal-K-Sendedaten
dK von K Kanälen
werden den jeweiligen K Spreizeinheiten 103, 104 bis 105 zugeführt, in
denen die Kanal-1-Sendedaten d1, die Kanal-2-Sendedaten d2 bis Kanal-K-Sendedaten
dK durch verschiedene Spreizcodes gespreizt werden, um die Kanäle voneinander zu
trennen und ein Kanal-1-Spreizsignal t1, ein Kanal-2-Spreizsignal
t2 bis ein Kanal-K-Spreizsignal tK auszugeben. Diese Kanal-1-, Kanal-2-
bis Kanal-K-Spreizsignale t1, t2 bis tK werden im Summierer 106 aufsummiert.
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Im
Begrenzer 107 wird das vom Summierer 106 ausgegebene
gemultiplexte Spreizsignal s1 amplitudenbegrenzt, so daß seine
Amplitude kleiner oder gleich einem vorgegebenen Wert ist, um das amplitudenbegrenzte
gemultiplexte Spreizsignal s2 auszugeben. Das amplitudenbegrenzte
gemultiplexte Spreizsignal s2 wird dem Roll-Off-Filter 108 zugeführt, in
dem die Spektrumformung auf das amplitudenbegrenzte gemultiplexte
Spreizsignal s2 angewendet wird, so daß seine belegte Bandbreite
innerhalb eines vorgegebenen Wertes liegen kann.
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Das
vom Roll-Off-Filter 108 ausgegebene digitale Basisbandsignal
s3 ist ein digitales Basisbandsignal des Sendesignals, so daß das digitale
Basisbandsignal s3 auf die gleiche Weise wie durch einen herkömmlichen
digitalen Modulator durch den D/A-Wandler 109 im analogen
Basisband-/HF-Abschnitt 102 in
das analoge Basisbandsignal s4 umgewandelt wird.
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Das
analoge Basisbandsignal s4 wird dann basierend auf der Trägermodulation
im Modulator 110 in das HF-Sendesignal r1 umgewandelt,
und das HF-Sendesignal r1 wird durch den Sendeleistungsverstärker 111 bis
zu einer ausreichenden Sendeleistung verstärkt, gemäß der sein Dienstgebiet abgedeckt
wird. Das verstärkte
Ausgangssendesignal r2 wird dann über die Sendeantenne 112 in
das Dienstgebiet übertragen.
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Nachstehend
werden die Spreizeinheiten 103 bis 105 und der
Begrenzer 107 in Verbindung mit den 4 und 5 für den Fall
der Verwendung einer binären
Phasenmodulation (BPSK) ausführlich beschrieben.
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Die
Kanal-I-Sendedaten d1 bis Kanal-K-Sendedaten dK haben entsprechend
den Inhalten der Sendeinformation positive oder negative Werte.
Die Sendeleistung jedes Kanals wird in Abhängigkeit von einem Abstand
zwischen der entsprechenden Mobilstation und der Basisstation und
einem Übertragungszustand
geändert,
so daß ein
Absolutwert der Kanal-1-, Kanal-2-
oder Kanal-K-Sendedaten d1, d2 oder dK in Abhängigkeit von der Sendeleistung
jedes Kanals geändert
wird. Die Steuerung der Sendeleistung selbst steht nicht direkt
mit der vorliegenden Erfindung in Beziehung, so daß diese
zur vereinfachenden Beschreibung hierin nicht näher erläutert wird.
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4 zeigt
eine erste Ausführungsform
jeder der in 3 dargestellten Spreizeinheiten 103, 104 oder 105 für eine BPSK-Modulation
mit einem Spreizcodegenerator 201 und einem Codemultiplizierer 202.
Der Spreizcode wird für
jeden Kanal durch eine Codenummer eines anderen Codes spezifiziert. Um
Interferenzen zwischen Kanälen
zu eliminieren, werden den Kanälen
wechselseitig orthogonale Codes zugewiesen, wie beispielsweise Walsh-Codes oder
orthogonale Gold-Codes
(die durch Hinzufügen einer "0" zu den Gold-Codes erhalten werden).
Unter der Voraussetzung, daß eine
Spreizrate (eine Chipanzahl pro Symbol) Ns beträgt, beträgt eine Codelänge des
vorstehend beschriebenen orthogonalen Codes Ns.
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Außerdem kann
es, wenn das Dienstgebiet wie in einem zellularen System durch mehrere
Basisstationen abgedeckt wird, erforderlich sein, daß die Kanäle zwischen
benachbarten Basisstationen unterscheidbar sein müssen. In
diesem Fall haben PN- (Pseudorauschen) Systemcodes eine wesentlich
längere
Periode als Ns, z.B. werden außer
den orthogonalen Codes mit der vorstehend erwähnten Periode Ns M-Systemcodes
mit der Periode 241-1 verwendet. D.h., ein
Spreizcode c ist durch einen Code definiert, der durch eine XOR-
(EXKLUSIV-ODER-)
Verknüpfung
eines orthogonalen Codes mit der Periode Ns und einem M-Systemcode
mit einer langen Periode erhalten wird.
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Der
M-Systemcode wird zum Unterscheiden zwischen den Basisstationen
verwendet, und der orthogonale Code mit der Periode Ns wird zwischen mehreren
Kanälen
der gleichen Basisstation verwendet. In jedem Fall ist der Spreizcode
c ein Binärsignal, das
in Abhängigkeit
von seinem Wert folgendermaßen
mit +1 oder –1
multipliziert wird; tn = dn (c = 0) tn = –dn
(c = 1)
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In
diesen Gleichungen stellen tn ein Kanalspreizsignal, dn ein Kanalsendesignal
und c einen Umwandlungscode dar.
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Außerdem ändert sich
der Spreizcode c mit der Spreizrate der n Kanalsendedaten dn NS-mal,
so daß das
Spreizsignal tn sich ebenfalls Ns-mal ändert. Wenn beispielsweise
vorausgesetzt wird, daß eine Symbolrate
der n Kanalsendedaten dn 16 kHz und die Spreizrate Ns = 256 beträgt, beträgt eine
Chiprate des Spreizsignals tn 4096 kHz (= 16 kHz × 256).
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5 zeigt
eine erste Ausführungsform
des in 3 dargestellten Begrenzers im Fall der BPSK-Modulation.
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In
diesem Fall weist das Spreizsignal nur die Gleich- oder Inphasenkomponente
(eine Komponente) auf, so daß der
Begrenzer nur aus einer einfachen Absolutwertbegrenzungsschaltung
bestehen kann. Unter der Voraussetzung, daß der Maximalwert eines vorgegebenen
Absolutwertes Amax beträgt,
vergleicht eine Absolutwertbegrenzungsschaltung 301 ein
zugeführtes
gemultiplextes Spreizsignal s1 mit Amax oder –Amax, um die folgenden drei
Verarbeitungen auszuführen: s2 = Amax (s1 > Amax) s2 = s1 (–Amax ≤ s1 ≤ Amax) s2 = –Amax
(s1 < –Amax)und
begrenzt derart, daß die
Amplitude des gemultiplexten Spreizsignals kleiner sein kann als
Amax, wodurch ein amplitudenbegrenztes gemultiplextes Spreizsignal
s2 erhalten wird.
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Der
Wert Amax wird hauptsächlich
in Abhängigkeit
von der Kennlinie des Sendeleistungsverstärkers bestimmt. Wenn der Wert
Amax vermindert wird, kann die für
den Sendeleistungsverstärker
erforderliche Spitzenleistung vermindert werden. Die Orthogonalität zwischen
den Kanälen
wird jedoch zerstört,
so daß eine
Interferenz zwischen den Kanälen
verursacht wird.
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Die
vorstehend beschriebene Amplitudenbegrenzung wird nachstehend unter
Bezug auf ein numerisches Beispiel beschrieben.
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Zur
Vereinfachung wird vorausgesetzt, daß eine Amplitude der Sendedaten
aller Kanäle "eins" beträgt und eine
Verfielfachung "100", eine mittlere Amplitude
eines gemultiplexten Spreizsignals "10" und
eine Spitzenamplitude "100" betragen. Daher
ist in einem herkömmlichen
System, in dem kein Begrenzer verwendet wird, ein Sendeverstärker mit
einem Verhältnis
(Spitzenleistung)/(mittlere Leistung) von 100 erforderlich. Andererseits
hat, wenn durch den Begrenzer Amax = 50 gesetzt wird, eine Spitzenamplitude
den Wert 50, so daß es
ausreichend ist, einen Sendeverstärker mit einem Verhältnis (Spitzenleistung)/(mittlere
Leistung) von 25 zu verwenden. D.h., es ist ausreichend, wenn der
Verstärker
mit einem Viertel der Leistung sendet. Diese Berechnung berücksichtigt
keine Zunahme des Spitzenwertes aufgrund des Roll-Off-Filters. Es macht
jedoch keinen Unterschied, ob der Begrenzer vorhanden ist oder nicht,
und mit einem Viertel der Spitzenleistung kann der Verstärker geeignet
verwendet werden.
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Wenn
ein Sendeleistungsverstärker,
der in der Lage ist, mit nur einem Viertel der Spitzenleistung zu
senden, verwendet wird, ohne daß ein
Begrenzer bereitgestellt wird, wird das Sendespektrum aufgrund der
begrenzten Verstärkung
verzerrt, und die Verlustleistung zu benachbarten Kanälen nimmt
zu. In dieser Ausführungsform
wirkt der Begrenzer vor dem Roll-Off-Filter, so daß im Sendespektrum
keine Verzerrung auftritt.
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Obwohl
durch den Begrenzer eine Wellenformverzerrung verursacht wird, kann
die Sendequalitätseinbuße auf einen
niedrigen Pegel unterdrückt werden,
weil die Wahrscheinlichkeit für
eine Amplitudenbegrenzung gering ist und das auf dem Spreizspektrum
basierende CDMA-System gegen Verzerrung und die Interferenz stabil
ist, und weil im CDMA-System normalerweise ein Niedrigraten-Fehlerkorrekturcode
(z.B. ein Faltungscode mit einer Rate von 1/3 und einer Begrenzungslänge von
9) verwendet wird und der Einfluß der Wellenformverzerrung aufgrund
der Amplitudenbegrenzung verteilt und so vermindert wird.
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Die
vorstehende Beschreibung bezog sich auf das Beispiel der Spreizeinheit
und des Begrenzers für
den Fall einer BPSK-Modulation, nachstehend werden die Spreizeinheiten 103 bis 105,
der Begrenzer 107 und das Roll-Off-Filter 108 in
Verbindung mit den 6 bis 11 für die Verwendung
einer QPSK- (Quadraturphasenmodulation) beschrieben.
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6 zeigt
eine zweite Ausführungsform
der in 3 dargestellten Spreizeinheit bei Verwendung der
QPSK-Modulation.
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Die
Spreizeinheit weist auf: einen ersten Spreizcodegenerator 401 zum
Ausgeben einer Spreizcode-Inphasenkomponente cI in Antwort auf eine
Codenummer, einen zweiten Spreizcodegenerator 402 zum Ausgeben
einer Spreizcode-Quadraturkomponente cQ in Antwort auf die Codenummer, einen
ersten Codemultiplizierer 403 zum Multiplizieren von Kanal-n-Sendedaten mit der
Spreizcode-Inphasenkomponente cI, um eine Kanal-n-Spreizsignal-Inphasenkomponente
tn(I) auszugeben, und einen zweiten Codemultiplizierer 404 zum
Multiplizieren der Kanal-n-Sendedaten mit der Spreizcode-Quadraturkomponente
cQ, um eine Kanal-n-Spreizsignal-Quadraturkomponente tn(Q) auszugeben.
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Im
in 6 dargestellten Fall ist die Information der Sendedaten
binär,
und als Spreizcodes der Inphasenkomponente (I-Komponente) und der
Quadraturkomponente (Q-Komponente) werden verschiedene Spreizcodes
verwendet. Das Spreizsignal wird durch zwei Signale der Inphasenkomponente und
der Quadraturkomponente dargestellt.
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7 zeigt
eine dritte Ausführungsform
der in 3 dargestellten Spreizeinheit bei Verwendung der
QPSK-Modulation.
Die Spreizeinheit weist auf: einen dritten Spreizcodegenerator 501 zum
Ausgeben einer Spreizcode-Inphasenkomponente
cI in Antwort auf eine Codenummer, einen vierten Spreizcodegenerator 502 zum
Ausgeben einer Spreizcode-Quadraturkomponente cQ in Antwort auf
die Codenummer, einen dritten Codemultiplizierer 503 zum
Multiplizieren der Kanal-n-Sendedaten-Inphasenkomponente dn(I) mit
der Spreizcode-Inphasenkomponente cI, um eine Kanal-n-Spreizsignal-II- Komponente auszugeben,
und einen vierten Codemultiplizierer 504 zum Multiplizieren
der Kanal-n-Sendedaten-Quadraturkomponente dn(Q) mit der Inphasenkomponente
cI, um eine Kanal-n-Spreizsignal-QI-Komponente auszugeben, einen
fünften
Codemultiplizierer 505 zum Multiplizieren der Kanal-n-Sendedaten-Inphasenkomponente
dn(I) mit der Spreizcode-Quadraturkomponente
cQ, um eine Kanal-n-Spreizsignal-IQ-Komponente auszugeben, einen sechsten
Codemultiplizierer 506 zum Multiplizieren der Kanal-n-Sendedaten-Quadraturkomponente
dn(Q) mit der Spreizcode-Quadraturkomponente cQ, um eine Kanal-n-Spreizsignal-QQ-Komponente
auszugeben, einen ersten Addierer 507 zum Summieren der
Ausgangssignale des dritten Codemultiplizierers 503 und
des sechsten Codemultiplizierers 506, um die Kanal-n-Spreizsignal-Inphasenkomponente
tn(I) auszugeben, und einen zweiten Addierer 508 zum Summieren
der Ausgangssignale des vierten Codemultiplizierers 504 und
des fünften
Codemultiplizierers 505, um die Kanal-n-Spreizsignal-Quadraturkomponente
tn(Q) auszugeben.
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Im
in 7 dargestellten Fall ist die Information der Sendedaten
eine Quadriphase der Kanal-n-Sendedaten-Inphasenkomponente dn(I)
und -Quadraturphase dn(Q), und der Spreizcode besteht auch aus der
Inphasenkomponente und der Quadraturkomponente. Unter Berücksichtigung
der Inphasen- und Quadraturkomponenten der Sendedaten und des Spreizcodes
als ein Realteil und ein Imaginärteil
eines komplexen Signals kann gesagt werden, daß die in 7 dargestellte
Schaltung komplexe Zahlen multipliziert.
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8 zeigt
eine zweite Ausführungsform des
in 3 dargestellten Begrenzers bei Verwendung der
QPSK-Modulation.
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Der
Begrenzer weist eine Polarkoordinatenumwandlungsschaltung 601,
eine Maximalwertbegrenzungsschaltung 602 und eine Orthogonalkoordinatenumwandlungsschaltung 603 auf.
Die Polarkoordinatenumwandlungsschaltung 601 wandelt eine
gemul tiplexte Spreizsignal-Inphasenkomponente s1(I) und eine gemultiplexte
Spreizsignal-Quadraturkomponente s1(Q) in eine Amplitudenkomponente
und eine Phasenkomponente um, die durch Polarkoordinaten dargestellt
werden. Die Maximalwertbegrenzungsschaltung 602 begrenzt
derart, daß die
Amplitudenkomponente den vorgegebenen Wert Amax nicht überschreitet.
Die Orthogonalkoordinatenumwandlungsschaltung 603 wandelt
die maximalwertbegrenzte Amplitudenkomponente und die Phasenkomponente
wieder in orthogonale Koordinaten um, um eine amplitudenbegrenzte
gemultiplexte Spreizsignal-Inphasenkomponente s2(I) und eine amplitudenbegrenzte
gemultiplexte Spreizsignal-Quadraturkomponente s2(Q) auszugeben.
Ein LSI-Baustein für eine
wechselseitige Umwandlung zwischen Polar- und Orthogonalkoordinaten
ist auf dem Markt erhältlich.
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9 zeigt
eine dritte Ausführungsform
des in 3 dargestellten Begrenzers.
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In 9 besteht
der Begrenzer aus einem ROM-Speicher 701, der durch die
gemultiplexte Spreizsignal-Inphasenkomponente s1(I) und die gemultiplexte
Spreizsignal-Quadraturkomponente s1(Q)
adressiert wird, um die amplitudenbegrenzte gemultiplexte Spreizsignal-Inphasenkomponente s2(I)
und die amplitudenbegrenzte gemultiplexte Spreizsignal-Quadraturkomponente
s2 (Q) auszulesen.
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Wenn
nun die gemultiplexte Spreizsignal-Inphasenkomponente s1(I) und
die gemultiplexte Spreizsignal-Quadraturkomponente s1(Q) jeweils durch
8 Bits dargestellt werden, kann der Begrenzer durch einen 1-MBit-ROM-Speicher
mit einer Adressenzahl = 216 und einer Datenbreite
= 8 Bits × 2
implementiert. Die Verwendung eines derartigen ROM-Speichers bedeutet,
daß der
Begrenzer für
die QPSK-Modulation durch eine einfache Schaltung realisierbar ist,
wenn eine Chiprate kleiner ist als eine mittlere Rate (z.B. kleiner
als 10 MHz).
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10 zeigt
eine vierte Ausführungsform des
in 3 dargestellten Begrenzers.
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In
dieser Ausführungsform
kann eine in der in 5 dargestellten ersten Ausführungsform
für eine
BPSK-Modulation
verwendete Absolutwertbegrenzungsschaltung für zwei Absolutwertbegrenzungsschaltungen 801 und 802 für die Inphasen-
und Quadraturkomponenten des zugeführten gemultiplexten Spreizsignals
verwendet werden. In diesem Fall kann der Begrenzer durch eine sehr
einfache Schaltung implementiert werden.
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11 zeigt
eine Ausführungsform
des in 3 dargestellten Roll-Off-Filters.
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In
dieser Ausführungsform
weist das Roll-Off-Filter ein Paar Interpolationsschaltungen 901 und 902 und
ein Paar digitale Tiefpaßfilter
(TPF) 903 und 904 für Inphase- und Quadraturkomponenten
s2(I) und s2 (Q) eines zugeführten
amplitudenbegrenzten gemultiplexten Spreizsignals s2 auf. Die Interpolationsschaltungen 901 und 902 werden
mit einem Takt betrieben, der dem M-fachen (M ist eine positive
ganze Zahl, die mindestens 2 beträgt) einer Chiprate entspricht,
um das Eingangssignal einmal pro M Takten durchzulassen und für die anderen M-1-mal
ein Signal mit dem Wert "null" auszugeben. D.h.,
die Interpolationsschaltungen 901 und 902 geben
einen überabgetasteten
Impuls mit einer Abtastrate M aus.
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Die
digitalen Tiefpaßfilter
(TPF) sind Tiefpaßfilter
zum Ausführen
einer Spektrumformung bezüglich
des Sendesignals, z.B. Root-Raised Cosine-Filter mit einem Roll-Off-Faktor von 30%. Das
digitale Tiefpaßfilter
wird normalerweise durch ein FIR- (Finite Impuls Response) Filter
zum Realisieren einer linearen Phasenkennlinie implementiert. Wenn
durch die Interpolationsschaltungen 901 und 902 eine
Interpolation unter Verwendung von M-1 Nullen mit Ausnahme von einem
Abtastwert pro zugeführten
M Abtastwerten der digita len Filter ausgeführt wird, werden die Interpolationsschaltungen 901 und 902 und die
digitalen Tiefpaßfilter
kombiniert, und eine Abgriffzahl wird auf 1/M reduziert, und stattdessen
werden Abgriffkoeffizienten von M Sätzen pro Abtastwert geschaltet.
Ein LSI-Baustein mit dieser Konstruktion ist auf dem Mark erhältlich.
Unter Verwendung dieses auf dem Mark erhältlichen LSI-Bausteins kann
das Roll-Off-Filter implementiert werden.
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Außerdem kann,
wenn M zunimmt, eine aufgrund einer D/A-Umsetzung auftretende Signalverfälschung
(Aliasing) leichter eliminiert werden. Der Takt der digitalen Tiefpaßfilter 903 und 904 und
der D/A-Wandler wird jedoch schneller, so daß ein Optimalwert in Abhängigkeit
von der Chiprate bestimmt werden muß. Beispielsweise wird bei
einer Chiprate von 4 MHz, unter der Voraussetzung, daß M = 8
ist, der Takt der digitalen Filter und der D/A-Wandler 32 MHz, so
daß, auch
wenn der auf dem Markt erhältliche
LSI-Baustein verwendet wird, das System leicht implementierbar ist.
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Wie
vorstehend beschrieben wurde, wird, nachdem eine Amplitudenbegrenzung
bezüglich
eines gemultiplexten Spreizsignals ausgeführt wurde, das Signal einem
Roll-Off-Filter zugeführt,
um zu prüfen,
ob eine Spektrumverzerrung aufgetreten ist, um eine Sendespitzenspannung
zu unterdrücken
und die Bedingungen, wie beispielsweise den Dynamikbereich und die
Linearität
eines analogen Basisbandabschnitts, eines Modulators und eines Sendeleistungsverstärkers, eines
CDMA-Basisstationssenders,
der eine einfache Konfiguration aufweist, zu verbessern.
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In
einem vorstehend beschriebenen erfindungsgemäßen CDMA-Basisstationssender
wird, nachdem ein gemultiplextes Spreizsignal amplitudenbegrenzt
wurde, das Signal einem Roll-Off-Filter zugeführt, um ein digitales Basisbandsignal
zu erhalten, und es wird nur eine einfache Schaltung oder eine Schaltung,
die einige auf dem Mark erhältliche LSI-Bausteine verwendet,
hinzugefügt,
um das Verhältnis
(Spitzenleistung)/(mittlere Leistung) des Sendesignals zu reduzieren,
ohne eine Spektrumverzerrung zu verursachen, und den gewünschten
Dynamikbereich und die Linearität
eines analogen Basisbandabschnitts, eines Modulators und eines Sendeleistungsverstärkers wesentlich
zu verbessern, um die Spitzenleistung zu reduzieren, so daß keine übermäßig hohe
Linearität
des Sendeleistungsverstärkers
erforderlich ist. Dadurch wird die Effizienz des Sendeleistungsverstärkers bei
geringem Kostenaufwand wesentlich erhöht.