DE60108423T2

DE60108423T2 - Amplitudenbegrenzung

Info

Publication number: DE60108423T2
Application number: DE60108423T
Authority: DE
Inventors: Dietmar Lipka; Georg Frank; Werner Kehlenbach; Andreas Grimme
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2000-08-01
Filing date: 2001-08-01
Publication date: 2005-12-22
Anticipated expiration: 2021-08-02
Also published as: US20040014436A1; EP1360760A2; DE60108423D1; WO2002011283A2; ATE287142T1; WO2002011283A3; EP1360760B1; AU2001283976A1; TW527766B

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Kommunikationssystem. Die vorliegende Erfindung betrifft insbesondere das Begrenzen der Amplitude eines Übertragungssignals, z. B. eines Telekommunikationssignals, das über eine Funkstation übertragen werden soll.
BESCHREIBUNG DES STANDES DER TECHNIK
In Telekommunikationssystemen wird normalerweise eine große Anzahl von Kommunikationskanälen zusammen über das gleiche Übertragungsmedium, zum Beispiel ein Funkfrequenzband, übertragen. Verschiedene Zugangsprinzipien zum Plazieren von Kommunikationskanälen auf dem Übertragungsmedium sind bekannt. Ein bekanntes Prinzip ist CDMA (Codemultiplex-Mehrfachzugriff), wobei eine Anzahl von unterschiedlichen Kommunikationskanälen gleichzeitig auf eine solche Art und Weise in einem Funkfrequenzband übertragen wird, dass sie sich sowohl im Zeitbereich als auch im Frequenzbereich überlappen.
Um jedes Kommunikationskanalsignal von den anderen Kommunikationskanalsignalen zu unterscheiden, wird jedes Kommunikationskanalsignal mit einem oder mehreren einzigartigen Spreizcodes codiert, wie dem Fachmann bekannt ist. Durch Modulieren jedes der Kommunikationskanalsignale mit einem Spreizcode kann die Abtastrate (das heißt, die "Chiprate") entsprechend einem Spreizfaktor wesentlich erhöht werden. Zum Beispiel ist jedes Kommunikationskanalsignal gemäß einem digitalen Modulationsprinzip, zum Beispiel einer Quadratur-Amplitudenmodulations-(QAM-) oder einer Phasenumtastungs-(PSK-)Methode, moduliert. Folglich werden ein In-Phase- und ein Quadratur-Komponentensignal für jedes Kommunikationskanalsignal erzeugt. QAM und PSK sind dem Fachmann bekannt. Das In-Phase- und das Quadratur-Komponentensignal, die jedem der Kommunikationskanäle zugeordnet sind, werden dann unter Verwendung einer einzigartigen Spreizcodesequenz codiert. Die resultierenden Paare aus In-Phase- und Quadratur-Komponentensignal werden abgetastet (das heißt, bei der Chiprate) und individuell gewichtet. Das In-Phase- und das Quadratur-Komponentensignal werden schließlich kombiniert, um ein In-Phase-Komponentensignal und ein Quadratur-Komponentensignal zu bilden. Das In-Phase-Komponentensignal und das Quadratur-Komponentensignal werden dann getrennt voneinander durch ein Tiefpass-Impulsformungsfilter gefiltert. Nach dem Filtern werden das In-Phase-Komponentensignal und das Quadratur-Komponentensignal auf einen Cosinus-Träger beziehungsweise einen Sinus-Träger moduliert und zu einem einzigen Multicode-Übertragungssignal, zum Beispiel einem CDMA-Signal, kombiniert. Das einzige Multicode-Übertragungssignal wird dann durch eine Trägerfrequenz aufwärts-umgesetzt, und die dem Übertragungssignal zugeordnete Signalleistung wird vor der Übertragung durch einen Hochleistungsverstärker verstärkt. In der Empfangseinrichtung wird das Basisbandsignal, das jedem der Kommunikationskanalsignale zugeordnet ist, durch Demodulieren und Decodieren des Übertragungssignals unter Verwendung der Trägerfrequenz und der verschiedenen Spreizcodes aus dem Übertragungssignal extrahiert. Ferner wird verständlich, dass in einem typischen zellularen Telekommunikationssystem die Übertragungsquelle zum Beispiel eine Hochleistungs-Basisstation sein kann und die Empfängereinrichtung zum Beispiel eine Mobilstation (das heißt, ein Mobiltelefon) sein kann.
PROBLEM DER BESTEHENDEN TECHNOLOGIE
In einer Basisstation ist normalerweise mehr als ein Kommunikationskanalsignal über ein gemeinsames Trägersignal oder über benachbarte Trägersignale zu übertragen, wobei jedes der Trägersignale mit seiner eigenen einzigartigen Trägerfrequenz moduliert wird. Das eine oder mehrere modulierte Trägersignale werden dann vor der Übertragung unabhängig voneinander durch eine entsprechende Anzahl von Hochleistungsverstärkern verstärkt. Alternativ können im Fall von mehr als einem Trägersignal die zwei oder mehr Trägersignale zu einem einzigen Übertragungssignal kombiniert werden, das dann vor der Übertragung durch einen einzigen Hochleistungsverstärker verstärkt wird.
Wie der Fachmann ohne weiteres anerkennen wird, erhöht CDMA die Systembandbreite wesentlich, was wiederum die Verkehrsdurchsatz-Kapazität des Netzwerks insgesamt erhöht. Unabhängige Trägersignale wie oben beschrieben zu einem einzigen komplexen Übertragungssignal zu kombinieren, ist außerdem insofern vorteilhaft, dass ein einziger Hochleistungsverstärker statt eines Hochleistungsverstärkers für jedes unabhängige Trägersignal benötigt wird. Dies ist vorteilhaft, da Hochleistungsverstärker teuer sind und die Verwendung eines Hochleistungsverstärkers anstelle von mehreren zu wesentlichen Kosteneinsparungen führt.
Trotz der Vorteile, die mit CDMA verbunden sind, erhöht das Kombinieren mehrerer Kommunikationskanalsignalen und/oder unabhängiger Trägersignale im allgemeinen erheblich das dem resultierenden Übertragungssignal zugeordnete Spitzenwert-Durchschnittsleistungs-Verhältnis. Genauer gesagt, das Spitzenwert-Durchschnittsleistungs-Verhältnis für ein Übertragungssignal kann näherungsweise gemäß der folgenden Beziehung bestimmt werden: PARPTA = PARF + 10·log(N)wobei PAR_PTA das Spitzenwert-Durchschnittsleistungs-Verhältnis des entsprechenden Komponentensignals in dB darstellt, PAR_F das Leistungsverhältnis des Tiefpass-Impulsformungsfilters in dB darstellt und N die Anzahl der Kommunikationskanäle darstellt, die das Trägersignal (CDMA) bilden.
Das Problem bei einem großen Spitzenwert-Durchschnittsleistungs-Verhältnis ist, dass es den Wirkungsgrad des Hochleistungsverstärkers im Sender verringert. Der Wirkungsgrad wird, wie der Fachmann ohne weiteres verstehen wird, in Form des Betrags der Ausgangsleistung (das heißt, P_mean) dividiert durch den Betrag der Speiseleistung gemessen. Wenn die Spitzenleistung P_peak relativ zu P_mean zunimmt, verringert sich der Wirkungsgrad des Hochleistungsverstärkers.
Eine mögliche Lösung besteht darin, einfach die Amplitude des Trägersignals (das heißt P_peak) zu begrenzen oder zu kappen. Unglücklicherweise führt dies wahrscheinlich zur Erzeugung von Intermodulationsprodukten und/oder spektralen Verzerrungen. Intermodulationsprodukte und/oder spektrale Verzerrungen wiederum verursachen wahrscheinlich Interferenzen zwischen den verschiedenen Kommunikationskanalsignalen. Folglich stellt dies keine bevorzugte Lösung dar.
In WO 99/53625 schlug der Anmelder deshalb eine Vorrichtung vor, die die Amplituden jedes einer Vielzahl von komplexen digitalen Trägersignalen auf der Grundlage ihrer komplexen Signalkomponenten schätzt. Die berechneten Amplituden werden dann verwendet, um mindestens einen Skalierfaktor zum Skalieren der komplexen Komponenten jedes der Vielzahl von komplexen digitalen Trägersignalen zu bestimmen, bevor die komplexen amplitudenbegrenzten Trägersignale kombiniert werden, um ein Übertragungssignal zu bilden.
WO 00/33477 zeigt einen Spitzenwert-Leistungsregler in einem CDMA-Sender zum Verringern des in Leistungsverstärker eingegebenen PAPR (Spitzenwert-Durchschnittsleistungs-Verhältnis). Der Regler umfasst eine Verzögerungsleitung und eine Vorhersagevorrichtung für den quadrierten Betrag, die den Betrag der Einhüllenden schätzt, die erzeugt wird, wenn die eingegebenen Basisbandsignale moduliert werden. Der Schätzwert wird in einen Multiplizierer eingegeben, der ein Verhältnis erzeugt, indem er den Schätzwert durch einen maximalen akzeptablen Betrag der Einhüllenden teilt. Das Verhältnis wird anschließend in eine Zuordnungstabelle eingegeben, die einen Skalierfaktor ausgibt. WO 00/33477 bildet den Oberbegriff von Anspruch 1.
Durch die Begrenzung der Amplitude eines Trägersignals kann die maximale Amplitude des komplexen Übertragungssignals auf eine wirksame Weise verringert werden. Durch Verringerung der Amplitude wird verhindert, dass der Verstärker in seinen nicht-linearen Bereich versetzt wird. Somit werden zusätzliche Intermodulationsprodukte usw. vermieden. Zur iterativen Schätzung der Amplituden der einzelnen Trägersignale wurde der CORDIC-Algorithmus vorgeschlagen. Die Amplitude eines Signals kann mit hinreichender Genauigkeit geschätzt werden, wenn mindestens zwei Iterationen gemäß dem CORDIC-Algorithmus verwendet werden.
Da die Amplituden begrenzt werden, bevor die Signale an Impulsformungsfilter angelegt werden, bleibt die spektrale Breite des Signals am Ausgang der Impulsformungsfilter noch innerhalb der Grenzen, die durch die Kennlinien der Impulsformungsfilter vorgegeben sind. Deshalb ist dieses Verfahren wegen seiner Effektivität und Einfachheit anerkannt. Jedoch wurden Erhöhungen der Spitzenamplitude durch Überschwingen der Impulsformungsfilter beobachtet. In Breitband-CDMA-Systemen, wo Cosinusquadrat-(RRC-)Filter als Impulsformungsfilter verwendet werden, kann dieses Überschwingen ein typisches maximales zusätzliches Spitzenwert-Durchschnittsleistungs-Verhältnis verursachen, das bis zu 4,5 dB höher ist als das Spitzenwert-Durchschnittsleistungs-Verhältnis nach der Kappung. Jedoch treten diese Überschwingvorgänge in einem quasi-zufälligen Breitband-CDMA-Signal nicht sehr häufig auf. Betrachtet man nur Spitzenwertereignisse mit einer Wahrscheinlichkeit (das heißt, komplementärer kumulativer Dichte) größer als 10^–4, dann erhöht das Überschwingen das Spitzenwert-Durchschnittsleistungs-Verhältnis nur um 2,5 dB.
AUFGABE DER ERFINDUNG
Eine einfache Lösung wäre, eine geeignete höhere Unteraussteuerung zu verwenden. Da dies jedoch den Dynamikbereich des Senders beträchtlich verkleinert, sind Digital-Analog-Umsetzer mit einem entsprechend größeren Bereich erforderlich. Aber einen Verstärker für einen höheren Linearitätsbereich auszulegen, verursacht ebenfalls zusätzliche Kosten. Deshalb ist es eine Aufgabe der Erfindung, sicherzustellen, dass ein Signal-Überschwingen, das durch Geräte eingeführt wird, die im Anschluss an eine Einrichtung zum Begrenzen der Amplitude eingefügt werden, den Leistungsverstärker nicht wesentlich in einen nichtlinearen Bereich versetzt oder die Kosten für die Dimensionierung des Leistungsverstärkers erhöht.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Diese Aufgabe wird gelöst, indem die Schätzungseinrichtung mit einem Schätzfilter zum Bestimmen der tatsächlichen Signal-Überschwingungsvorgänge über einen vorbestimmten Schwellwert versehen wird, der durch Geräte eingeführt wird, die im Anschluss an die Einrichtung zum Begrenzen der Amplitude des Übertragungssignals eingefügt werden. Dadurch kann jedes Signal-Überschwingen, das in einem späteren Verarbeitungsstadium eingeführt wird, berücksichtigt werden. So wird es überflüssig, den Leistungsverstärker mit einer Sicherheitstoleranz für das Überschwingen der späteren Stufen zu dimensionieren.
Die einfachste Ausführungsform besteht darin, das Schätzfilter als eine Kopie aller signalbeeinflussenden Schaltungen im nachfolgenden Signalweg auszuführen. Jedoch kann diese Lösung suboptimal in Hinblick auf Implementierungskosten und Signalverzögerung sein. In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung weist das Schätzfilter geringere Komplexität als die Schaltungen im tatsächlichen Signalweg auf. Dadurch ist das Schätzfilter billiger als eine Kopie der tatsächlichen Schaltungen, und es kann optimiert werden, um eine geringere Verzögerungszeit als der nachfolgende Signalweg aufzuweisen.
In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung wird als Schätzfilter nur eine Nachbildung des Impulsformungsfilters verwendet. Abhängig von den (der Linearität der) Schaltungen im nachfolgenden Weg kann dies eine sehr effektive Beschränkung sein, die preisgünstig ist, aber dennoch eine hinreichende Leistung aufweist. Somit kann eine genaue Kappung mit vertretbaren Implementierungskosten, einer geringen Ausgangsverzögerung und mit einer konstanten Verarbeitungslast erreicht werden.
In einer anderen Ausführungsform des Schätzfilters werden die Spitzenwerte des Signals-Überschwingens mittels eines rekursiven Algorithmus berechnet. Dieser Algorithmus sucht nach Signalspitzenwerten, die durch amplitudenbeeinflussende Schaltungen eingeführt wurden, gleicht die Spitzenwerte aus und eliminiert somit in rekursiven Programmaufrufen Spitzenwerte, die durch den Ausgleich eingeführt werden.
In einer weiteren Ausführungsform wird die Amplituden-Begrenzungsvorrichtung mittels eines Multiplizierers realisiert, der das Übertragungssignal mit einem Skalierfaktor multipliziert. In einer alternativen Ausführungsform der Amplituden-Begrenzungsvorrichtung wird diese Vorrichtung mittels Signalüberlagerung realisiert. Das bedeutet, dass ein Addierer verwendet wird, um dem Übertragungssignal eine Sequenz von Ausgleichs-Abtastwerten zuzufügen oder, als eine gleichwertige Lösung, eine entsprechende komplementäre Sequenz von Abtastwerten zu subtrahieren.
KURZBESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Nachfolgend wird die Erfindung entsprechend den Zeichnungen und anhand von Beispielen weiter beschrieben.
1 ist ein Blockschaltbild eines Kommunikationssystems, in dem die Erfindung verwendet werden kann;
2 stellt den allgemeinen Aufbau eines Senders für ein Funkkommunikationssystem dar; und
3 stellt ein Detail eines Senders mit einer Kappungsanordnung gemäß der Erfindung dar.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
In der folgenden Beschreibung werden zum Zweck der Erläuterung und nicht der Einschränkung spezifische Einzelheiten dargelegt, wie zum Beispiel bestimmte Ausführungsformen, Schaltungen, Signalformate, Methoden usw., um ein gründliches Verständnis der vorliegenden Erfindung zu ermöglichen. Jedoch wird für den Fachmann ersichtlich werden, dass die vorliegende Erfindung in anderen Ausführungsformen ausgeführt werden kann, die von diesen spezifischen Einzelheiten abweichen. Während zum Beispiel die vorliegende Erfindung im Kontext eines Basisstations-Senders beschrieben wird, kann die vorliegende Erfindung auf jeden Sender angewendet werden, zum Beispiel in einer Mobilstation. In anderen Fällen wird auf ausführliche Beschreibungen bekannter Verfahren, Vorrichtungen und Schaltungen verzichtet, um die Beschreibung der vorliegenden Erfindung nicht durch unnötige Einzelheiten unverständlich zu machen. Außerdem werden in einigen der Figuren individuelle Funktionsblöcke dargestellt. Fachleute werden anerkennen, dass die Funktionen unter Verwendung individueller Hardware-Schaltungen, unter Verwendung von Softwarefunktionen in Verbindung mit einem geeigneten programmierten digitalen Mikroprozessor oder Allzweckrechner, unter Verwendung Anwendungsspezifischer Integrierter Schaltkreise (ASIC) und/oder unter Verwendung eines oder mehrerer Digitaler Signalprozessoren (DSPs) umgesetzt werden können.
Die vorliegende Erfindung wird im Kontext eines zellularen CDMA-Funk-Telekommunikationssystems 10, wie in 1 dargestellt, beschrieben. Ein repräsentatives leitungsvermitteltes externes Kernnetzwerk, dargestellt als Wolke 12, kann zum Beispiel das Öffentliche Fernsprech-Wählnetzwerk (PSTN) und/oder das Dienstintegrierende Digitalnetz (ISDN) sein. Ein repräsentatives paketvermitteltes externes Kernnetzwerk, dargestellt als Wolke 14, kann zum Beispiel das Internet sein. Beide Kernnetzwerke sind mit einem oder mehreren Kernnetzwerk-Knoten 16 gekoppelt. Beispiele für Kernnetzwerk-Dienstknoten sind ein Mobilfunk-Vermittlungsstellen-(MSC-)Knoten und ein Gateway-MSC (GMSC), die Vermittlungsdienste bereitstellen, sowie ein versorgender Allgemeiner-Paketfunkdienst-(GPRS-)Unterstützungsknoten (SGSN) und ein Gateway-GPRS-Unterstützungsknoten (GGSN), die Paketdienste bereitstellen. Der/die Kernnetzwerk-Dienstknoten ist/sind mit einer oder mehreren Basisstations-Steuereinrichtungen 17 und/oder einer oder mehreren Funknetzwerk-Steuereinrichtungen (RNCs) 18 verbunden. Jede solche Steuereinrichtung stellt eine bestimmte Verbindung zwischen einer oder mehreren Basisstationen (BSs) 20 und Nutzerausrüstung (UE)/Mobilstation (MS) 24 her und gibt sie frei, einschließlich der Auswahl und Zuweisung von Spreizcodes und Diversity-Umschaltungen. Eine Basisstation 20 bildet die CDMA-Funkschnittstelle zur Mobilstation 24 und weist Funkausrüstung auf, wie zum Beispiel Sender-Empfänger, Digitale Signalprozessoren und Antennen, die erforderlich ist, um jede Zelle und jeden Zellensektor im Netzwerk zu versorgen. Wie für eine Basisstation 20 dargestellt, kann jede Basisstation Mehrfachzellen 22 aufweisen, und jede Zelle weist vorzugsweise zwei Diversity-Antennen auf.
Als eine Ausführungsform der Erfindung wurde ein Sender für Breitband-Codemultiplex-Mehrfachzugriffs-(W-CDMA-)Kommunikationssysteme ausgewählt. W-CDMA, wie es zur Zeit durch 3GPP (Partnerschaftsprojekt der dritten Generation) entworfen und standardisiert wird, ermöglicht Direktsequenz-Spreizung, um unterschiedlichen Nutzern zu gestatten, ein gemeinsames Trägerfrequenzband durch Anwendung einmalig vergebener Codesequenzen, sogenannter Spreizcodes, auf ihre Daten gemeinsam zu nutzen. Der Vorsatz "Breitband" wurde gewählt, da das gemeinsame Frequenzband fünf Megahertz umfasst. Es ist eine allgemeine Eigenschaft der Direktsequenz-Spreizung, dass die Datenrate der Spreizcodes immer höher ist als die Datenrate der Nutzerdaten. Um die Bits der Nutzerdaten von den Bits des Spreizcodes zu unterscheiden, wird ein Bit des Spreizcodes als Chip bezeichnet und die Datenrate des Spreizcodes folglich als Chiprate. Die Summe aller Signale in einem CDMA-Frequenzband erscheint statistisch als ein Zufallssignal, vergleichbar mit einem Rauschsignal. Da die Spreizcodes normalerweise so ausgewählt werden, dass sie orthogonal sind, ist ein Empfänger mit der Kenntnis eines bestimmten verwendeten Spreizcodes imstande, ein von einem spezifischen Nutzer übertragenes Signal aus diesem "Rauschsignal" zu extrahieren.
Um die Leistungsfähigkeit von 3GPP-W-CDMA-Systemen zu verbessern, sind die Spreizcodes derartig aus zwei separaten Codes zusammengesetzt, dass die orthogonalen Eigenschaften dieser Codes erhalten bleiben. Ein erster Code wird dazu verwendet, unterschiedliche Nutzer in einer Zelle voneinander zu unterscheiden. Da durch diesen ersten Code jedem Nutzer (im selben Frequenzband) ein separater physischer Kanal zugewiesen werden kann, wird dieser erste Code Kanalcode c_ch genannt. Da die Codes entsprechend gebildet werden, ist es sehr einfach, die Datenrate jedes Kanals durch Zuweisen eines Kanalcodes mit einer geeigneten Länge anzupassen. Ein zweiter Code, der Verwürfelungscode c_scramb, wird verwendet, um benachbarte oder überlagerte Zellen zu unterscheiden.
2 stellt ein Blockschaltbild eines für eine Basisstation eines W-CDMA-Systems ausgelegten Funksenders gemäß der Erfindung dar, in dem bis hin zur Erzeugung eines ersten Zwischenfrequenz-(IF-)Signals alle Signale ausschließlich als digitale Signale verarbeitet werden. Das digital erzeugte Zwischenfrequenzsignal IF wird dann in ein analoges Signal umgewandelt und zu einem erwünschten Sender-Funkfrequenzsignal aufwärts-umgesetzt.
Binäre Nutzerdaten b, die ein multiplexierter binärer Datenstrom von Nutzbits (zum Beispiel digital codierte Sprachsignale) sind, und Steuerungsinformation werden in einem Codierer und Verwürfler 31 codiert und verwürfelt. Da das W-CDMA-System auf der Abwärtsstrecke ein QPSK-Modulationsprinzip anwendet, werden alle zwei aufeinanderfolgenden Bits des binären Datenstroms am Ausgang des Verwürflers 41 durch einen Basisbandmodulator 32 in ein komplexes Basisbandformat umgesetzt, das aus einer In-Phase-Komponente i und einer Quadratur-Komponente q besteht. Jede Komponente ist immer noch ein binäres Signal. Um die Daten unterschiedlicher Nutzer zu unterscheiden, multipliziert ein Kanalspreizer 33 jede Basisbandsignalkomponente i, q mit einer binären Kanalcodesequenz c_ch, die jedem Nutzer individuell zugewiesen wurde. Somit ist das Ausgangssignal des Kanalspreizers 33 immer noch ein binäres Signal. Um die Ausgangsleistung jedes Kanals nachzuregeln, werden die kanalcodierten binären In-Phase- bzw. Quadratur-Signale durch eine Verstärkungs-Steuereinrichtung 34 mit einem Verstärkungsfaktor GAIN multipliziert, was Abtastwerte mit einer Bitbreite größer sind als eins ergibt. In dieser Ausführungsform wurden als Bitbreite dieser Abtastwerte vierzehn Bits gewählt.
Der Deutlichkeit halber wurde bis hierher nur die Verarbeitung eines einzelnen Kanals beschrieben. In einer Basisstation wird natürlich eine Vielzahl N von Kanälen parallel verarbeitet. Um ein einziges Breitband-Ausgangssignal zu bilden, werden die In-Phase- und die Quadratur-Komponente i, q all dieser Kanäle 1 ... N separat von zwei Addierern 35 summiert, was Summensignale I und Q ergibt. In einem kommerziellen Produkt beträgt die Anzahl der Kanäle zum Beispiel vierundsechzig oder sogar das Doppelte dieser Anzahl. Mittels eines komplexen Multiplizierers 36 werden diese Signale mit dem komplexen Verwürfelungscode c_scramb multipliziert. Jedes verwürfelte Komponentensignal I', Q' wird dann wiederum separat verarbeitet. Da in 3GPP sowohl die Chiprate der Verwürfelungscodesequenz c_scramb als auch die der Kanalcodesequenz c_ch auf 3,84 Megachips pro Sekunde (Mcps) festgelegt worden sind, wird die Abtastrate der zwei verwürfelten Komponentensignale I', Q' durch Spreizen und Verwürfeln bis zu diesem Wert erhöht. Das Basisbandsignal I, Q wird dann in einer Kappungsvorrichtung 37 verarbeitet, um ein gekapptes Basisbandsignal I, Q zu erzeugen.
Mittels der digitalen Filteranordnung 38 werden die Komponentensignale I', Q' geformt und auf 30,72 Msps (Millionen Abtastwerte pro Sekunde) aufwärts-abgetastet. Dann werden die aufwärts-abgetasteten digitalen Komponentensignale durch zwei Digital/Analog-Umsetzer (DAC) 39 in analoge Komponentensignale umgesetzt. Ein Quadraturmodulator 40 moduliert auf bekannte Weise das analoge In-Phase-Mischsignal auf einen Cosinus-Träger und das analoge Quadratur-Mischsignal auf einen Sinusträger, die beide dieselbe Frequenz aufweisen. Der Quadraturmodulator 40 kombiniert dann das modulierte In-Phase-Mischsignal mit dem modulierten Quadratur-Mischsignal, wodurch er ein Zwischenfrequenzsignal IF erzeugt. Ein herkömmliches Bandpassfilter 41, das mit dem Ausgang des Quadraturmodulators 40 verbunden ist, unterdrückt unerwünschte Intermodulationssignale. Das bandpassgefiltertes Zwischenfrequenzsignal wird in eine Aufwärtsumsetzer-Anordnung 42 eingespeist, durch die das Zwischenfrequenzsignal zur vorgegebenen Trägerfrequenz aufwärts-umgesetzt wird. Das aufwärts-umgesetzte Trägersignal wird dann durch einen Leistungsverstärker 43 verstärkt und in eine Antenne 44 eingespeist.
Wird nur der Einfluss der Anzahl N der multiplexierten Basisbandsignale betrachtet, so entspricht das Verhältnis der Spitzenamplitude zur durchschnittlichen Amplitude (PAR) 10log(N) dB. Somit ist im Fall von vierundsechzig multiplexierten Signalen das Spitzenwert-Durchschnitts-Verhältnis PAR ungefähr 18,1 dB, und für einhundertachtundzwanzig multiplexierte Signale ist das Spitzenwert-Durchschnitts-Verhältnis PAR ungefähr 21,2 dB. Es ist offensichtlich, dass es äußerst teuer ist, einen Leistungsverstärker mit einer entsprechenden Unteraussteuerung zu entwickeln, die mit so hohen Spitzenamplituden fertig wird. Jedoch nimmt aufgrund des Quasizufallsverhaltens des multiplexierten W-CDMA-Basisbands die Frequenz von Signalen mit einer hohen Spitzenamplitude mit ihrer Amplitude ab. Da jeder Kanal mit seiner eigenen orthogonalen Codesequenz c_ch multipliziert wird und die Anzahl individueller Kanäle hinreichend hoch ist, weist das Summationssignal der I', Q'-Signale der individuellen Kanäle Eigenschaften eines Weißen Gaußschen Rauschsignals mit einer mittleren Leistung P_mean auf. Diese mittlere Leistung P_mean wird mit einer Durchschnittsamplitude jenes Signals korreliert. Ein Auslegungskriterium eines Leistungsverstärkers PA, das einen großen Einfluss auf die Schaltungskosten hat, ist neben der mittleren Leistung der Linearitätsbereich, in dem sich eine Amplitude nicht verschlechtert. Ein Grund, warum vermieden werden muss, einen Verstärker in einen nicht-linearen Bereich zu versetzen, besteht darin, dass aufgrund von Intermodulationseffekten Bandüberschreitungs-Emissionen erzeugt werden, die Verzerrungen in anderen Frequenzbändern verursachen können. Als ein Auslegungskriterium wurde gewählt, dass die Wahrscheinlichkeit, dass Spitzenamplituden oberhalb des Linearbereichs a_max auftreten, weniger als 10^–4 beträgt. Bei dieser Einschränkung hat das effektive Spitzenwert-Durchschnitts-Verhältnis, das bei der Verstärkerauslegung beachtet werden muss, den realistischen Wert von 9,65 dB. Doch ist dieser Wert ebenfalls zu hoch für die ökonomische Auslegung eines Hochleistungsverstärkers. Ein Ausweg aus diesem Dilemma besteht darin, die Amplituden auf eine vorgegebene Maximalamplitude a_max zu begrenzen. Da eine reine Kappung der Amplituden das Spektrum des übertragenen Signals zu sehr verändern würde, wird beim Stand der Technik gern angepasste Kappung verwendet. In einem Signalintervall, das breiter als die Signalspitze selbst ist, werden alle Amplituden abwärtsskaliert, so dass die Spitzenamplitude nicht die gewählte Maximalamplitude a_max übersteigt.
Da dadurch eine gewisse Anzahl von Chips während einer Symbol- oder Bitdauer als Konsequenz zerstört wird, führt dies zu einer entsprechenden Zunahme der Bit-Fehlerrate in einem Empfänger. Durch Festlegen der Kappungsamplitude a_max kann das Spitzenwert-Durchschnitts-Verhältnis des gekappten Übertragungssignals auf einen bestimmten Wert festgelegt werden. Mit einem verringerten Spitzenwert-Durchschnitts-Verhältnis kann auch der Linearitätsbereich des Leistungsverstärkers entsprechend verkleinert werden. Da aber die Bit-Fehlerrate des empfangenen Signals mit abnehmender Kappungsamplitude zunimmt, ist der Wert der Kappungsamplitude ein Ergebnis eines Kompromisses zwischen einer bewusst zugelassenen Verschlechterung des empfangenen Signals und den Kosten, die durch diese Maßnahme eingespart werden können. Simulationen für ein 3GPP-W-CDMA-System haben gezeigt, dass das Festlegen der Kappungsamplitude auf einen Wert, der zu einer Verringerung des Spitzenwert-Durchschnitts-Verhältnisses um 2,8 dB führt, die Bit-Fehlerrate im Fall von E_b/N₀ = 2 dB von 0,9·10^–3 auf 10^–3 erhöht (Man sehe sich bitte in 9 die Kurve Conv an, die für herkömmliche Kappung beziehungsweise Kappung nach dem Stand der Technik steht.). Diese Erhöhung scheint tolerierbar zu sein. Natürlich kann keine allgemeine Regel vorgegeben werden, da das Ergebnis von verschiedenen Faktoren wie den Systemparametern (Modulationsprinzip, Codierung, Fehlerschutz ...) und Ausbreitungsbedingungen wie etwa Kanaleigenschaften, Anzahl der Ausbreitungswege, Schwundfrequenzen sowie Rauschen abhängt. Eine Verringerung um 3 dB bei der Bemessung der Spitzenleistung eines Verstärkers bedeutet, dass die Hauptkosten für die Halbleiter und für Wärmeableitung auf die Hälfte verringert werden.
Um das adaptive Kappungsprinzip der vorliegenden Erfindung zu verdeutlichen, wird nun auf 3 Bezug genommen, die die Kappungsvorrichtung 37 ausführlicher darstellt. Dieses Kappungsprinzip hat einen Hauptzweig, den Übertragungsweg 51, und den sogenannten Testweg 52. Der Übertragungsweg 51 ist so zu verstehen, dass er sich auch über die Kappungsvorrichtung 37 hinaus bis hin zur Antenne 44 erstreckt. In den Übertragungsweg 51 ist eine Verzögerungseinrichtung 53 zum Ausgleichen der durch den Testweg 52 eingeführten Verarbeitungsverzögerung eingefügt. Das verzögerte Basisbandsignal I, Q wird durch eine Kappungseinrichtung 54 gekappt. Die Kappungsfunktion der Kappungseinrichtung 54 wird durch einen einstellbaren Schwellwert t und einen Skalierfaktor f, der im Testweg 52 bewertet wurde, gesteuert. Ein Signal, dessen Amplitude den gegebenen Schwellwert t überschreitet, wird um den Skalierfaktor f abwärtsskaliert. Indem das verzögerte Basisbandsignal mit dem Skalierfaktor f multipliziert wird, wird nur die Amplitude der Basisbandsignale modifiziert. Diese Art der Kappung ist eine der einfachsten Formen der Kappung. Jedoch ist der Grundgedanke der Erfindung, nämlich ein Schätzfilter in einem Testweg zu verwenden, auf jede Form der Kappung anwendbar, zum Beispiel auf Kappungsverfahren, die nicht nur die Amplitude des zu kappenden Signals verändern, sondern auch seine Phase modifizieren.
Um den Skalierfaktor f zu berechnen, kann das nichtgekappte Basisbandsignal I, Q zuerst durch eine Vorkappungseinrichtung 55 um einen Vorkappungsfaktor p auf einen festgelegten vorbestimmten Kappungspegel vorgekappt werden. Das vorgekappte Signal Ĩ, Q ~ durchläuft dann ein Testfilter 46, das die gleichen oder wenigstens vergleichbare Impulsformungseigenschaften aufweist wie das Impulsformungsfilter 38, das der Kappungseinrichtung 37 folgt. In der bevorzugten Ausführungsform ist die Impulsantwort dieses Testfilters 56 eine abwärts-abgetastete Version der Antwort des Impulsformungsfilters 38 im Übertragungsweg. Wenn das Testfilter 56 zu einfach ausgeführt ist, können vom Testfilter 56 schlimmstenfalls Überschwingamplituden ausgelassen werden, die etwas größer sein können als die abgetasteten Werte. Um größere Genauigkeit bei der Überschwingschätzung sicherzustellen, kann auch ein nachfolgender Interpolationsblock 57 als eine Möglichkeit einbezogen werden. Das Ausgangssignal der Interpolationseinrichtung 57 ist ein Testsignal Î, Q ^, das unter idealen Umständen ein adäquater Schätzwert des Signals im Übertragungsweg hinter dem Impulsformungsfilter 38 ist, das aufreten würde, wenn keine Kappung angewendet wird. Somit bilden Testfilter 56 und Interpolationseinrichtung 57 ein Schätzfilter.
Indem sie das Testsignal Î, Q ^ und eine gegebene Begrenzung a_max für die Amplitude vergleicht, entscheidet eine Kappungssteuereinrichtung 58, ob Kappung durchzuführen ist. Im Fall der Kappung wird der Faktor f berechnet, um zu bestimmen, bis zu welchem Ausmaß das verzögerte Basisbandsignal I, Q des Übertragungswegs 51 abwärts-skaliert werden muss. Der Faktor f muss natürlich den Vorkappungsfaktor p der Vorkappungseinrichtung 55 umfassen, wenn die Vorkappungseinrichtung 55 in den Testweg 52 eingefügt worden ist. Falls eine Vorkappungseinrichtung in den Testweg 51 eingefügt ist, bevor der Testweg 52 abzweigt, darf der Vorkappungsfaktor durch die Kappungssteuereinrichtung 58 nicht berücksichtigt werden. Wie bereits beim Stand der Technik erörtert wurde, kann Kappung auch erreicht werden, indem der Schwellwert t, bei dem die Kappung ausgelöst wird, unter Verwendung eines festgelegten Kappungsfaktors f nachgeregelt wird. Der Fachmann wird anerkennen, dass jede Kombination aus Anpassung des Kappungsniveaus, Verwendung von festgelegten oder veränderlichen Skalierfaktoren oder irgendeiner anderen Methode zum Nachregeln des Basisbandsignals sich innerhalb der Lehren der Erfindung bewegt.
Die Vorkappungseinrichtung 55 ist optional und kann verwendet werden, um die Komplexität des Testfilters 56 und der Interpolationseinrichtung 57 zu verringern. Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass durch die Vorkappung der mögliche Numerische Bereich der Abtastwerte verringert wird, so dass die folgenden Berechnungen mit einer verringerten Wortlänge ausgeführt werden können. Amplituden des nichtgekappten Basisbandsignals I, Q, die einen gegebenen Vorkappungsschwellwert t_p überschreiten, der größer als die vorgegebene Amplitudenbegrenzung sein kann, werden verkleinert, zum Beispiel um einen konstanten Faktor p. Der Vorkappungsschwellwert t_p und der Faktor p können so ausgewählt werden, dass noch eine verringerte Anzahl von Basisbandsignalen mit zu hohen Amplituden übrigbleibt, die im Testweg weiter verarbeitet werden müssen. Die Vorkappungseinrichtung 55 kann auch so ausgelegt sein, dass alle Amplituden oberhalb der gegebenen Grenze für die Amplituden so verringert werden, dass sie die gegebene Grenze nicht überschreiten. In diesem Fall müssen das Testfilter 56 und die Interpolationseinrichtung 57 nur die durch das vollständig begrenzte Basisbandsignal I, Q verursachten Überschwing-Vorgänge berücksichtigen.
Obwohl das Schätzfilter 56, 57 verwendet werden kann, um alle Auswirkungen linearer Verzerrungen im Übertragungsweg in der bevorzugten Ausführungsform für einen Breitband-CDMA-Sender für ein 3GPP-System zu schätzen, hat es sich als ausreichend erwiesen, nur den Einfluss des Impulsformungsfilters 38 als die Hauptursache für das Überschwingen anzusehen. In dieser Anmeldung ist das Impulsformungsfilter 38 eine Kombination aus einem Cosinusquadrat-Filter und mehreren Aufwärts- Abtaststufen. Das gekappte Basisbandsignal I, Q wird durch ein Paar von Vierzehn-Bit-Abtastwerten bei einer Abtastrate von 3,84 Msps dargestellt. Das Cosinusquadrat-Filter ist als Filter mit begrenzter Impulsantwort (FIR) mit siebenundsiebzig Abgriffen ausgeführt. Das Signal wird viermal aufwärts-abgetastet, jedesmal um einen Faktor zwei. Nach jedem Aufwärts-Abtastschritt wird das aufwärts-abgetastete Signal durch ein Interpolationsfilter interpoliert. Der Aufbau ist so ausgeführt, dass die drei Interpolationsfilter auf jeder Stufe identisch sind. Die Interpolationsfilter sind ebenfalls als FIR-Filter ausgeführt, wobei jedes zweiundzwanzig Abgriffe aufweist. Somit werden für das Impulsformungsfilter 38 in jedem Signalzweig insgesamt 143 Abgriffe verwendet. Abhängig vom Grad der Genauigkeit wird ersichtlich, dass es ziemlich kompliziert ist, dieses Filter zu imitieren. Um die technischen Vorschriften der Spezifikationen für 3GPP-W-CDMA zu erfüllen, muss das Impulsformungsfilter 38 jedoch sehr genau sein und folgt mit hoher Präzision den exakten mathematischen Filtereigenschaften eines Cosinusquadrat-Filters. Tatsächlich ist die Signaldifferenz zwischen der Cosinusquadrat-Funktion und dem implementierten Impulsformungsfilter 38 weit niedriger als die Toleranz, die als tolerierbar für die Näherung durch das Schätzfilter 56, 57 festgelegt worden ist. Deshalb schätzt in der bevorzugten Ausführungsform das Schätzfilter 56, 57 das Cosinusquadrat-Filter, statt zu versuchen, die Signalantwort des ursprünglichen Impulsformungsfilters 38 zu schätzen.
Da das Schätzfilter nur verwendet wird, um den Kappungspegel zu bestimmen, aber nicht, um ein Funksignal mit voller Genauigkeit zu erzeugen, ist die Amplitudeninformation von größerer Bedeutung als andere Filterkriterien wie etwa die Phaseninformation. Deshalb kann eine Nachbildung des Impulsformungsfilters von ausreichender Amplitudengenauigkeit mit einem FIR-Filter mit ungefähr zwanzig bis dreißig Abgriffen aufgebaut werden. Obwohl dies eine verringerte Komplexität im Vergleich zum ursprünglichen Impulsformungsfilter 38 mit 143 Abgriffen bedeutet, ist eine noch intelligentere Lösung gefunden worden.
Eine bevorzugte Ausführungsform des Schätzfilters kann man sich als eine komplexe Darstellung vorstellen; zum Beispiel müssen alle Signalabtastwerte mit ihrer In-Phase- und ihrer Quadratur-Komponente betrachtet werden. Ein solches Filter beruht wie das Impulsformungsfilter 38 auf einem Filter mit begrenzter Impulsantwort. Das Schätzfilter umfasst eine Anzahl n_t von Abgriffen und eine Anzahl n_a von Addierern. Hier ist die Anzahl der Addierer n_a kleiner oder gleich der Anzahl n_t der Abgriffe. Der Kürze halber ist das Filter mit drei Abgriffen und drei Addierern dargestellt. Die optimale Anzahl von Abgriffen und Addierern wird später erörtert. Jeder Addierer berechnet die Summe der individuell gewichteten Ausgangswerte jedes Abgriffs. Die Ausgangswerte der Abgriffe werden in Multiplizierern mit Wichtungsfaktoren w₁₁ ... w₃₃ multipliziert. Somit berechnet jeder Addierer einen der überabgetasteten Schätzwerte des Impulsformungsfilters 38, indem er die Wichtungsfaktoren w₁₁ ... w₃₃ in geeigneter Weise zuordnet. Die gewichtete Kappung, wie dieses Verfahren genannt wird, nutzt die Tatsache aus, dass, wenn die Kappung zu festgelegten Zeitpunkten, zum Beispiel dem Chipintervall, beginnt und endet, der genaue Zeitpunkt der Spitzenamplitude innerhalb dieses Zeitintervalls nicht bekannt sein muss. Deshalb berücksichtigt die bevorzugte Ausführungsform nicht die durch Aufwärts-Abtastung eingefügten Zeitpunkte und führt gleiche Abgriffe des Filters mit begrenzter Impulsantwort zu unterschiedlichen Addierern. Obwohl die Ausgangswerte der Addierer unterschiedlichen Zeitpunkten, aber innerhalb des Kappungsintervalls, entsprechen, können sie zur selben Zeit summiert und verglichen werden. Die Ausgangswerte der Addierer werden in eine Amplitudenbestimmungseinrichtung eingegeben, die den Wert der Amplitude ausgehend von ihrer komplexen Darstellung bestimmt. Ein nach Stand der Technik bekanntes Verfahren wie der CORDIC-Algorithmus wird zu diesem Zweck verwendet. Eine Maximum-Bestimmungseinrichtung 64 gibt die unter den Ausgabewerten der Amplitudenbestimmungseinrichtung gefundene höchste Amplitudenvorhersage â aus. Diese höchste Amplitudenvorhersage â wird in einen Begrenzer eingegeben. Der Begrenzer gibt den Skalierfaktor f aus, der genau Eins ist, wenn keine Begrenzung erforderlich ist. Andernfalls ist der Begrenzungsfaktor das Verhältnis zwischen Kappungsamplitude und höchster Amplitudenvorhersage â.
Wie bereits erwähnt wurde, ist die Komplexität des Schätzfilters 56, 57 an den Näherungsfehler gebunden. Je genauer die Näherung ist, desto weniger Unteraussteuerungs-Toleranz wird benötigt. Simulationsergebnisse haben gezeigt, dass die Verwendung von mehr als sieben Abgriffen für das Testfilter 56 und die Verwendung von mehr als fünf Addierern im Interpolationsfilter 57 die Genauigkeit verbessern kann, aber die Leistungsfähigkeit des Kappungsverfahrens nicht verbessert. Da jedoch die zulässige Wahrscheinlichkeit, mit der das Spitzenwert-Durchschnitts-Verhältnis PAR 10^–4 überschreitet, durch ziemlich grobe Schätzung ausgewählt worden ist, ist durch Simulationen, die die Bitfehlerrate und den Modulationsfehler bewerten, auch die Auswirkung dieser Begrenzung überprüft worden. Die Ergebnisse zeigen, dass der Leistungsverlust durch ein Kappungsverfahren gemäß der Erfindung nur 0,25 SNIR (Signal-Rausch-Interferenz) beträgt.
Die Wichtungsfaktoren w_mn in der Impulsantwort des Cosinusquadrat-Filters 38 können aus der folgenden Formel berechnet werden:
wobei T_c das Chip-Intervall und t ^ = argmaxΨ(t) ist.
Wie als Stand der Technik bekannt ist, muss bei Systemen, die eine Leistungssteuerschleife zwischen Sender und Empfänger verwenden, sichergestellt werden, dass die Kappung nicht die mittlere Leistung verändert. Andernfalls steigert die Leistungssteuerschleife ständig die Senderleistung, um angenommene Übertragungsverluste auszugleichen, die in Wirklichkeit das Ergebnis der Kappung sind. Deshalb erzeugt die Steuereinrichtung 58 auch ein Leistungsanpassungs-Steuersignal S_p, das in eine Leistungsanpassungseinheit 59 eingegeben wird. In der Leistungsanpassungseinheit 59 werden die Eingangsabtastwerte mittels des Leistungsanpassungssignals S_p umskaliert. Das bedeutet, dass in einem Zeitintervall, das der Kappungsspitzenamplitude vorausgeht und/oder folgt, die Abtastwerte vergrößert werden, um innerhalb dieses Zeitintervalls die mittlere Leistung konstant zu halten. Als einfach zu handhabendes Zeitintervall wird vorzugsweise das Zeitintervall T_c einer Chipsequenz ausgewählt. In dieser Ausführungsform steuern Skalierfaktor f und Leistungsanpassungsfaktor S_p jeweils eine Multiplikationsoperation der In-Phase- und der Quadratur-Abtastwerte des komplexen Übertragungssignals I, Q.
Entsprechend der Amplitudenbegrenzung der Erfindung liegen nach der angepassten Kappung alle Abtastwerte innerhalb eines Kreises, der der Kappungsamplitude a_max entspricht. Wie zu verstehen ist, ist auch die gesamte Phaseninformation unberührt geblieben.
In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung wird das Schätzfilter durch einen Algorithmus implementiert, der nach Signalspitzen sucht, die einen bestimmten Schwellwert überschreiten. Im Hauptzweig der Kappungsvorrichtung 37 gemäß einer solchen Ausführungsform gibt es noch Verzögerungseinrichtungen und Kappungsvorrichtungen. Im Gegensatz zur Kappungsvorrichtung der ersten Ausführungsform wird Kappung durch Überlagerung einer Korrektursequenz Δc erreicht. Dieser Algorithmus kann zum Beispiel durch einen digitalen Signalprozessor (DSP) ausgeführt werden. In einem kombinierten Schritt berechnet der Spitzenwert-Suchalgorithmus ein Ausgleichssignal beziehungsweise eine Sequenz digitaler Ausgleichsabtastwerte, die vom Übertragungssignal subtrahiert werden, um direkt das erwünschte amplitudenbegrenzte Signal zu erhalten und gleichzeitig die Durchschnitts-Übertragungsleistung beizubehalten. In mathematischen Termini kann dies so ausgedrückt werden, dass der absolute Betrag des amplitudenbegrenzten Signals s ~(t) als Zielfunktion kleiner oder gleich einem gegebenen Schwellwert Th_p sein muss. Das erwünschte amplitudenbegrenzte Signal s ~(t) ist die Sequenz der Symbole c[k], die mit der Funktion Ψ gefaltet worden sind, die die unerwünschten amplitudenbeeinflussenden Auswirkungen, zum Beispiel Überschwingen usw., von Schaltungen hinter dem Amplitudenbegrenzer 37 darstellt. Wie im vorangegangenen Beispiel wird das Impulsformungsfilter 38 als Hauptbeitragender angesehen, so dass diese Funktion auf den Beitrag des Impulsformungsfilters 38 beschränkt werden kann. So erhält man die folgende Gleichung:
Als Randbedingung muss der mittlere quadratische Fehler zwischen jedem Symbol c[k] und dem zugehörigen Symbol c ~(k), das durch Amplitudenbegrenzung gewonnen wird, ein Minimum sein. Leider ist die Lösung dieses Problems erst möglich, wenn die vollständige Chipsequenz bekannt ist. Da reale Kommunikationssysteme eine begrenzte Latenzzeit oder Ausgabeverzögerung erfordern, kann die optimale Lösung in der Praxis nicht verwendet werden. Als Ausweg sucht der vorgeschlagene Algorithmus nach Spitzenwerten, die so definiert sind, dass ihre Amplitude eines Signals s(t) einen Schwellwert S_p überschreitet und ein lokales Minimum zur Zeit t_p besteht. Diese Spitzenwerte werden durch eine Sequenz von Ausgleichssignalen modifiziert, um das erwünschte amplitudenbegrenzte Signal zu gewinnen. Da diese Modifikation neue Spitzenwerte erzeugen kann, sucht der Algorithmus nach neu eingeführten Spitzenwerten und muss deshalb rekursiv ausgeführt werden, bis alle Spitzenwerte gelöscht worden sind.
Im folgenden wird der Algorithmus in einem C-artigen Pseudocode offenbart, der weitere Einzelheiten des Algorithmus darlegt:
Variable:
t_Ψ,1, Δt_Ψ: Anfang und Länge des Intervalls, wobei Ψ keinen wesentlichen Beitrag leistet
Δk₁: Verzögerung zwischen Algorithmus-Eingabe und -Ausgabe
c[k]: Array mit ursprünglicher Chipsequenz
c ~[k]: Array mit modifizierter Chipsequenz
t_p _: Position des letzten gelöschten Spitzenwerts
k_max: Index des gerade verfügbaren Elements c[k]
k_max = 0; t_p = 0; c[k] = 0
Die Hauptschleife wird für jeden Chip c[k] ausgeführt, der verfügbar wird. Dann werden alle Spitzenwerte für t < k_maxT_c + t_Ψ,1 gelöscht. Dieser Teil von s(t) ist unabhängig von Chips mit k > k_max, so dass er nicht mehr verändert wird, wenn neue Chips verfügbar werden. Am Ende wird der mit dem geeigneten Korrekturfaktor für die mittlere Leistung C_MPC skalierte Chip c ~[k_max – Δk₁] ausgegeben. Im Gegensatz zur herkömmlichen Kappung oder der oben beschriebenen gewichteten Kappung gibt es keine einfache Beziehung zwischen dem dort verwendeten Korrekturfaktor für die mittlere Leistung S_p und dem hier verwendeten Korrekturfaktor für die mittlere Leistung C_MPC. C_MPC kann zum Beispiel berechnet werden, indem die mittlere Leistung über einen Zeitschlitz gemessen wird und die mittlere Leistung so nachgeregelt wird, dass sie nach der Kappung gleich ist. Die Ausgabeverzögerung Δk₁ wird hinreichend groß gewählt, so dass nicht mehr mit weiteren Änderungen von c ~[k_max – Δk₁] zu rechnen ist. Δk₁ > 2Δt_Ψ/T_c hat sich als ausreichend erwiesen.
Der Überschwingfehler Δs(t) für einen Spitzenwert zum Zeitpunkt t_p kann folgendermaßen berechnet werden: Δs[t] = (1 – Thp/|s(tp)|)s(tp) (2)
Dieser Überschwingfehler Δs(t) ist gemäß Δc[k] = ΣΔs(tp,μ)Ψ(tp,μ – (k – μ)Tc) (3)mit der Cosinusquadrat-Impulsantwort oder mit einem begrenzten Intervall derselben zu filtern. Somit wird eine Korrektursequenz für eine detektierte Spitzenamplitude zu einem Zeitpunkt k erzeugt. Diese Korrektursequenz ermöglicht die Spitzenwert-Verringerung mit einer minimalen Differenz zwischen ursprünglicher Sequenz und korrigierter/gekappter Sequenz unter der Bedingung einer maximalen erlaubten Amplitude a_max. Im Gegensatz zur herkömmlichen Kappung und der Kappung mit gewichteter Summe wird nicht nur ein Symbol zum Zeitpunkt k modifiziert, sondern auch Symbole davor und danach. Weil Δs(t) außerdem ein komplexer Wert ist, werden sowohl Amplitude als auch Phase beeinflusst. Doch dies ist gerade der Grund für die Überlegenheit dieses Kappungsverfahrens.
Der rekursive Spitzenwert-Löschalgorithmus modifiziert eine Chipsequenz. Wie zu verstehen ist, wird nicht nur die Amplitude, sondern auch die Phase verändert, um eine Verringerung der Spitzenleistung zu erreichen. Der Vorteil dieses Verfahrens besteht darin, dass es mathematisch exakt ist und somit immer die bestmögliche Lösung ergibt.
Die Ergebnisse der bekannten Kappung (Kurve Conv), der Kappung mit gewichteter Summe (Kurve WSC mit einem Schätzfilter mit 5 Anzapfungen und fünf Addierern) und der rekursiven Spitzenwert-Löschung (Kurve RPR) werden bei E_b/N₀ = 2 dB in einer Simulation für ein 3GPP-System miteinander verglichen. Zum Beispiel beträgt bei einer tolerierten Bitfehlerrate von 10^–3 der Vorteil durch Kappung mit gewichteter Summe 1,2 dB im Vergleich zu herkömmlicher Kappung. Mit rekursiver Spitzenwert-Löschung beträgt der Gewinn sogar mehr als 2 dB im Vergleich zur bekannten Kappung. Wenn jedoch eine höhere Bitfehlerrate tolerierbar ist, nehmen die Vorteile sogar noch ein wenig zu.
Demzufolge wird der Fachmann, wenngleich die vorliegende Erfindung mit Bezug auf eine bestimmte Ausführungsform beschrieben worden ist, anerkennen, dass die vorliegende Erfindung nicht auf die hier beschriebenen und dargestellten Ausführungsformen beschränkt ist. Andere Formate, Ausführungsformen und Anpassungen außer den gezeigten und beschriebenen, wie auch viele Modifikationen, Veränderungen und gleichwertige Anordnungen können ebenfalls verwendet werden, um die Erfindung umzusetzen. Zum Beispiel ist normalerweise das Impulsformungsfilter 38 die einzige Vorrichtung im Übertragungsweg, die Signalüberschwingen verursacht. Somit ist es hinreichend, das Testfilter 36 entsprechend den Eigenschaften des Impulsformungsfilters 38 im Übertragungsweg auszulegen. Aber wie ohne weiteres anerkannt werden wird, kann irgendeine andere oder weitere Vorrichtung im Übertragungsweg eines Senders, die die Amplitude oder Phase beeinflusst, vom Testfilter 56 und der Interpolationseinrichtung 57 geschätzt werden und könnte somit von der Kappungsvorrichtung 54 ausgeglichen werden. Die Vorzüge der Erfindung sind nicht auf Einzelträger-Verstärker beschränkt. Wie beim oben beschriebenen Stand der Technik ist die Erfindung natürlich auf Mehrfachträger-Verstärker anwendbar. Daher versteht es sich, dass, wenngleich die vorliegende Erfindung mit Bezug auf ihre bevorzugten Ausführungsformen beschrieben worden ist, diese Offenlegung nur der Veranschaulichung dient. Dementsprechend ist beabsichtigt, dass die Erfindung nur durch den Schutzbereich der hier beigefügten Ansprüche eingeschränkt wird.

Claims

Telekommunikationsvorrichtung mit einer Einrichtung zum Begrenzen (37) einer aus einer Folge von Eingangs-Abtastwerten abgeleiteten Amplitude eines Übertragungssignals mit: – einer Amplituden-Einstelleinrichtung (58) zum Einstellen der Amplitude des Übertragungssignals; – einer Schätzeinrichtung (55, 56, 57) zum Schätzen der Amplituden des Übertragungssignals; – einer Steuereinrichtung (54, 58, 59) zum Berechnen einer maximalen Amplitude auf der Grundlage der geschätzten Amplitude und zum Verwenden des Ergebnisses der Berechnung zum Steuern der Amplituden-Einstelleinrichtung; dadurch gekennzeichnet, dass die Schätzeinrichtung (55, 56, 57) ein Schätzfilter (56) umfasst, um das Signal-Überschwingen über einen vorbestimmten Schwellwert zu bestimmen, wenn es keine Begrenzung gäbe, wobei der Schwellwert durch Vorrichtungen (38) eingeführt würde, die nach der Einrichtung zum Begrenzen der Amplitude (37) des Übertragungssignals eingefügt werden.
Telekommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei das Schätzfilter (56) als eine Kopie von signalbeeinflussenden Schaltungen (38) im Übertragungssignalweg ausgeführt ist.
Telekommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Schätzfilter (56) ein Filter mit begrenzter Impulsantwort (FIR) ist.
Telekommunikationsvorrichtung nach Anspruch 3 mit mindestens zwei Addierern, wobei jeder Addierer mindestens zwei Eingänge hat, wobei mindestens einer der Abgriffe des FIR-Filters in mehr als einen der Addierer eingegeben wird.
Telekommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Schätzfilter (56) auf einem rekursiven Algorithmus beruht.
Telekommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, 2, 3, 4 oder 5, wobei das Steuersignal einen Multiplizierer (54) steuert.
Telekommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, 2, 3, 4 oder 5, wobei das Steuersignal dem Übertragungssignal überlagert wird.
Telekommunikationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1, 2, oder 3, wobei die Telekommunikationsvorrichtung ein Sender für drahtlose Kommunikation ist.
Telekommunikationsvorrichtung nach Anspruch 5, wobei die Telekommunikationsvorrichtung eine Basisstation für ein Codemultiplex-Mehrfachzugriffssystem ist.
Verfahren zum Begrenzen des Verhältnisses zwischen Spitzenleistung und mittlerer Leistung eines Übertragungssignals mit folgenden Schritten: – Schätzen der Amplituden des Übertragungssignals; – Berechnen einer maximalen Amplitude auf der Grundlage der geschätzten Amplitude; – Verwenden des Ergebnisses der Berechnung zum Einstellen der Amplitude des Übertragungssignals; dadurch gekennzeichnet, dass im Schritt des Schätzens der Amplituden des Übertragungssignals das Signal-Überschwingen über einen vorbestimmten Schwellwert, der durch Vorrichtungen (38) eingeführt würde, die nach der Einrichtung zum Begrenzen der Amplitude (37) des Übertragungssignals eingefügt sind, wenn es keine Begrenzung gäbe, bestimmt und im Einstellschritt berücksichtigt wird.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei eine Suche nach einer Spitzenamplitude, die einen gegebenen Schwellwert überschreitet, durchgeführt wird, und wenn eine Spitzenamplitude gefunden wird, diese Spitzenamplitude durch eine Kompensationsfolge entfernt wird und diese Suche nach Spitzenwerten, die den gegebenen Schwellwert überschreiten, so oft wiederholt wird, wie ein erheblicher Spitzenwert übrigbleibt.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei die mittlere Leistung der nichtkorrigierten Folge von Abtastwerten und der korrigierten Folge gleichgehalten wird.
Computerprogramm-Erzeugnis mit einem ausführbaren Computerprogramm zum Durchführen eines der Verfahren nach Anspruch 10 und 11.