JP2787894B2 - マルチキャリアディジタル変調用包絡線制御変調装置 - Google Patents
マルチキャリアディジタル変調用包絡線制御変調装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、複数の副搬送波を用い
たディジタル変調通信方式に用いられる変調器に関す
る。
たディジタル変調通信方式に用いられる変調器に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、マルチキャリアディジタル変調用
包絡線制御変調器の後段に接続される電力増幅器には飽
和レベルがあり、入力レベルが過大になるとクリッピン
グ歪みにより出力信号にスペクトラム広がりが生ずるこ
とが知られている。送信データにより複数の副搬送波
（マルチキャリア）をディジタル変調して伝送する通信
方式では、送信信号の平均電力に対しそのピーク電力の
取る値が大きくなり易いため、飽和レベルから十分に余
裕を取った動作点で電力増幅器を動作させる必要があ
る。しかし、この場合出力電力も同時に小さくなるた
め、希望の出力電力を得るには電力増幅器の大型化が必
要とされた。これを解決する技術として、先に特開平２
−１３１５６号公報「無線送信装置」に記載の技術があ
る。この従来のマルチキャリアディジタル変調用包絡線
制御変調器について、図４を参照して説明する。
包絡線制御変調器の後段に接続される電力増幅器には飽
和レベルがあり、入力レベルが過大になるとクリッピン
グ歪みにより出力信号にスペクトラム広がりが生ずるこ
とが知られている。送信データにより複数の副搬送波
（マルチキャリア）をディジタル変調して伝送する通信
方式では、送信信号の平均電力に対しそのピーク電力の
取る値が大きくなり易いため、飽和レベルから十分に余
裕を取った動作点で電力増幅器を動作させる必要があ
る。しかし、この場合出力電力も同時に小さくなるた
め、希望の出力電力を得るには電力増幅器の大型化が必
要とされた。これを解決する技術として、先に特開平２
−１３１５６号公報「無線送信装置」に記載の技術があ
る。この従来のマルチキャリアディジタル変調用包絡線
制御変調器について、図４を参照して説明する。
【０００３】図４において、従来例のマルチキャリアデ
ィジタル変調用包絡線制御変調器は、クロック信号ＣＬ
Ｋに同期した２個の送信データ（ＤＡＴＡ１，ＤＡＴＡ
２）をタイミング回路８０１において、そのデータ変化
点がクロック周期の１／２だけずらした位置関係となる
ようになされ、ＤＡＴＡ１，ＤＡＴＡ２に各々応する出
力Ｘ１，Ｘ２となる。タイミング回路８０１の出力Ｘ
１，Ｘ２は、それぞれローパルスフィルタ８０２，ロー
パルスフィルタ８０３で帯域制限されＹ１，Ｙ２とな
る。ローパルスフィルタ８０２，８０３の出力Ｙ１，Ｙ
２はＰＳＫ変調器８０４，８０５へそれぞれ入力され、
ＰＳＫ変調器８０４，８０５ではキャリア発振器８０
６，８０７からのキャリアを、入力されたＹ１，Ｙ２信
号で位相シフトキーイング変調した２波のＰＳＫ波を発
生する。
ィジタル変調用包絡線制御変調器は、クロック信号ＣＬ
Ｋに同期した２個の送信データ（ＤＡＴＡ１，ＤＡＴＡ
２）をタイミング回路８０１において、そのデータ変化
点がクロック周期の１／２だけずらした位置関係となる
ようになされ、ＤＡＴＡ１，ＤＡＴＡ２に各々応する出
力Ｘ１，Ｘ２となる。タイミング回路８０１の出力Ｘ
１，Ｘ２は、それぞれローパルスフィルタ８０２，ロー
パルスフィルタ８０３で帯域制限されＹ１，Ｙ２とな
る。ローパルスフィルタ８０２，８０３の出力Ｙ１，Ｙ
２はＰＳＫ変調器８０４，８０５へそれぞれ入力され、
ＰＳＫ変調器８０４，８０５ではキャリア発振器８０
６，８０７からのキャリアを、入力されたＹ１，Ｙ２信
号で位相シフトキーイング変調した２波のＰＳＫ波を発
生する。
【０００４】その２波のＰＳＫ波は合成器８０８で合成
されるが、ここに、ＰＳＫ変調器８０４，８０５が発生
する帯域制限されたＰＳＫ変調波は、データの変化点が
クロック周期の１／２だけずらした関係位置のものであ
るから、２波のＰＳＫ変調波は最大振幅位置が重ならな
い関係位置にあることになる。その結果、合成器８０８
の出力の最大振幅が平滑化され、略一定振幅レベルの信
号を出力するマルチキャリアディジタル変調用包絡線制
御変調器を提供している。また従来例では副搬送波をｎ
波とした場合は、それぞれのデータの変化点をクロック
周期の１／ｎだけずらした関係位置となるようにすれば
良いと記載されている。
されるが、ここに、ＰＳＫ変調器８０４，８０５が発生
する帯域制限されたＰＳＫ変調波は、データの変化点が
クロック周期の１／２だけずらした関係位置のものであ
るから、２波のＰＳＫ変調波は最大振幅位置が重ならな
い関係位置にあることになる。その結果、合成器８０８
の出力の最大振幅が平滑化され、略一定振幅レベルの信
号を出力するマルチキャリアディジタル変調用包絡線制
御変調器を提供している。また従来例では副搬送波をｎ
波とした場合は、それぞれのデータの変化点をクロック
周期の１／ｎだけずらした関係位置となるようにすれば
良いと記載されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】マルチキャリアディジ
タル変調用包絡線制御変調器においては、ＰＳＫ変調方
式に代表される２値ディジタル変調方式の様な、変調波
が信号点と信号点の間では必ずＩＱ平面上の原点（振幅
が零）を通るディジタル変調方式を用いて変調を行った
複数の副変調波を合成する場合、副変調波それぞれの最
大振幅位置が重ならない関係位置にあることになる。し
たがって略一定振幅レベルの信号を得るのに有効であ
る。
タル変調用包絡線制御変調器においては、ＰＳＫ変調方
式に代表される２値ディジタル変調方式の様な、変調波
が信号点と信号点の間では必ずＩＱ平面上の原点（振幅
が零）を通るディジタル変調方式を用いて変調を行った
複数の副変調波を合成する場合、副変調波それぞれの最
大振幅位置が重ならない関係位置にあることになる。し
たがって略一定振幅レベルの信号を得るのに有効であ
る。
【０００６】しかし、他の変調方式たとえば、８相ＰＳ
Ｋ、π／４シフトＱＰＳＫや１６ＱＡＭ等の３値以上の
多値ディジタル変調方式を用いると、変調波が信号点と
信号点の間では必ず原点を通るとは限らない。したがっ
て、データの変化点をクロック周期の１／ｎずらしただ
けでは、ｎ波の変調波は最大振幅位置が重ならない関係
位置にあることにはならない。その結果、「出力の最大
振幅が平滑化され、略一定振幅レベルの信号になる」と
いう効果は必ずしも期待できず、後段に接続される電力
増幅器における電力効率の向上に関しては大きな改善効
果を持たなかった。
Ｋ、π／４シフトＱＰＳＫや１６ＱＡＭ等の３値以上の
多値ディジタル変調方式を用いると、変調波が信号点と
信号点の間では必ず原点を通るとは限らない。したがっ
て、データの変化点をクロック周期の１／ｎずらしただ
けでは、ｎ波の変調波は最大振幅位置が重ならない関係
位置にあることにはならない。その結果、「出力の最大
振幅が平滑化され、略一定振幅レベルの信号になる」と
いう効果は必ずしも期待できず、後段に接続される電力
増幅器における電力効率の向上に関しては大きな改善効
果を持たなかった。
【０００７】したがって本発明のマルチキャリアディジ
タル変調用包絡線制御変調器では、複数副変調波の合成
後の複素包絡送信変調波形に対して、ディジタル複素信
号の状態で包絡線の振幅方向の抑圧を行うことにより、
変調波が信号点と信号点の間では必ず原点を通るとは限
らない８相ＰＳＫ、π／４シフトＱＰＳＫや１６ＱＡＭ
等の３値以上の多値ディジタル変調波の、位相方向の情
報は保存したままで安定かつ容易に送信変調波形の平均
電力対ピーク電力比の低減を実現し、マルチキャリアデ
ィジタル変調用包絡線制御変調器の後段に接続される電
力増幅器における、電力効率を改善するマルチキャリア
ディジタル変調器を提供することを目的とする。
タル変調用包絡線制御変調器では、複数副変調波の合成
後の複素包絡送信変調波形に対して、ディジタル複素信
号の状態で包絡線の振幅方向の抑圧を行うことにより、
変調波が信号点と信号点の間では必ず原点を通るとは限
らない８相ＰＳＫ、π／４シフトＱＰＳＫや１６ＱＡＭ
等の３値以上の多値ディジタル変調波の、位相方向の情
報は保存したままで安定かつ容易に送信変調波形の平均
電力対ピーク電力比の低減を実現し、マルチキャリアデ
ィジタル変調用包絡線制御変調器の後段に接続される電
力増幅器における、電力効率を改善するマルチキャリア
ディジタル変調器を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の包絡線制御変調
器では入力された送信ディジタル信号列をｎ波（ｎは任
意の整数）の副搬送波へ割り当てる直列−並列変換手段
と、直列−並列変換手段により割り当てられた前記送信
ディジタル信号列を用いて、前記副搬送波に対応する位
相振幅平面（以下ＩＱ平面とする）上に送信信号を生成
する第１から第ｎのｎ個のＩＱ符号手段と、ＩＱ符号手
段の実数軸及び虚数軸出力に対し、前記送信信号の波形
整形と隣接副搬送波への自信号漏洩防止のための帯域制
限を行う第一から第ｎのｎ個の送信ロールオフフィルタ
手段と、ｎ波の副搬送波信号を生成する第一から第ｎの
ｎ個の副搬送波発振手段と送信ロールオフフィルタの実
数軸及び虚数軸出力に前記副搬送波信号を掛け合わせて
ｎ波の副変調波を生成する第一から第ｎの変調手段と、
ｎ波の副変調波の実数軸信号同士、虚数軸信号同士を加
算して送信変調波を生成する加算手段と、送信変調波に
対し、予め設定された希望の振幅レベルに振幅制限を行
い包絡線抑圧変調波を生成する振幅制限手段と、前記包
絡線抑圧変調波に対し補間波形を生成し帯域制限を行う
補間波形生成手段とを設けることにより、上記目的を達
成している。
器では入力された送信ディジタル信号列をｎ波（ｎは任
意の整数）の副搬送波へ割り当てる直列−並列変換手段
と、直列−並列変換手段により割り当てられた前記送信
ディジタル信号列を用いて、前記副搬送波に対応する位
相振幅平面（以下ＩＱ平面とする）上に送信信号を生成
する第１から第ｎのｎ個のＩＱ符号手段と、ＩＱ符号手
段の実数軸及び虚数軸出力に対し、前記送信信号の波形
整形と隣接副搬送波への自信号漏洩防止のための帯域制
限を行う第一から第ｎのｎ個の送信ロールオフフィルタ
手段と、ｎ波の副搬送波信号を生成する第一から第ｎの
ｎ個の副搬送波発振手段と送信ロールオフフィルタの実
数軸及び虚数軸出力に前記副搬送波信号を掛け合わせて
ｎ波の副変調波を生成する第一から第ｎの変調手段と、
ｎ波の副変調波の実数軸信号同士、虚数軸信号同士を加
算して送信変調波を生成する加算手段と、送信変調波に
対し、予め設定された希望の振幅レベルに振幅制限を行
い包絡線抑圧変調波を生成する振幅制限手段と、前記包
絡線抑圧変調波に対し補間波形を生成し帯域制限を行う
補間波形生成手段とを設けることにより、上記目的を達
成している。
【０００９】
【実施例】次に、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。
て説明する。
【００１０】図１、及び図２は本発明の一実施例のマル
チキャリアディジタル変調用包絡線制御変調器の回路構
成図で、用いる副搬送波の数ｎ＝４、多値ディジタル変
調方式は１６ＱＡＭ変調方式の場合を示す。図１及び図
２において、本実施例は直列−並列変換器１と、ＩＱ符
号器２〜５と、送信ロールオフフィルタ６〜９と、変調
器１０〜１３と、副搬送波発振器１４〜１７と加算器１
８−１，１８−２と、振幅制限器１９と、補間器２０と
から構成されている。
チキャリアディジタル変調用包絡線制御変調器の回路構
成図で、用いる副搬送波の数ｎ＝４、多値ディジタル変
調方式は１６ＱＡＭ変調方式の場合を示す。図１及び図
２において、本実施例は直列−並列変換器１と、ＩＱ符
号器２〜５と、送信ロールオフフィルタ６〜９と、変調
器１０〜１３と、副搬送波発振器１４〜１７と加算器１
８−１，１８−２と、振幅制限器１９と、補間器２０と
から構成されている。
【００１１】次に、本発明のマルチキャリアディジタル
変調用包絡線制御変調装置の動作について図１、及び図
２を参照して説明する。
変調用包絡線制御変調装置の動作について図１、及び図
２を参照して説明する。
【００１２】図１において、直列−並列変換器１に入力
された送信ディジタル信号列Ｘｎは、１６ＱＡＭ変調方
式で変調する場合、１信号点あたり４ビットの伝送が可
能であるから４ビット毎に４個の副搬送波に振り分けら
れ、クロック信号ＣＬＫに同期した信号列ａ１〜ｄ１と
なり、それぞれ信号列ａ１はＩＱ符号器２、信号列ｂ１
はＩＱ符号器３、信号列ｃ１はＩＱ符号器４、信号列ｄ
１はＩＱ符号器５に入力される。
された送信ディジタル信号列Ｘｎは、１６ＱＡＭ変調方
式で変調する場合、１信号点あたり４ビットの伝送が可
能であるから４ビット毎に４個の副搬送波に振り分けら
れ、クロック信号ＣＬＫに同期した信号列ａ１〜ｄ１と
なり、それぞれ信号列ａ１はＩＱ符号器２、信号列ｂ１
はＩＱ符号器３、信号列ｃ１はＩＱ符号器４、信号列ｄ
１はＩＱ符号器５に入力される。
【００１３】ＩＱ符号器２〜５では、１６ＱＡＭ変調方
式に従って、４個の副搬送波それぞれに対応するＩＱ平
面上に入力信号列ａ１〜ｄ１の各々の４ビットを１信号
点とする送信信号点を生成する。ＩＱ符号器２〜５で
は、それらの送信信号点をその実数軸成分を実数軸信号
ａ２ｘ〜ｄ２ｘ、虚数軸成分を虚数軸信号ａ２ｙ〜ｄ２
ｙとして、それぞれクロック信号ＣＬＫの１／４倍の信
号点速度で送信複素信号（ａ２ｘ，ａ２ｙ）、（ｂ２
ｘ，ｂ２ｙ）、（ｃ２ｘ，ｃ２ｙ）、（ｄ２ｘ，ｄ２
ｙ）を出力する。（ここで直列−並列変換器１とＩＱ符
号変換器２〜４は、指定される副搬送波の数と多値ディ
ジタル変調方式に従い、その分配されるビット数や１信
号点あたりのビット数、信号点速度が決定される。）Ｉ
Ｑ符号器２〜５より出力された送信複素信号（ａ２ｘ，
ａ２ｙ）、（ｂ２ｘ，ｂ２ｙ）、（ｃ２ｘ，ｃ２ｙ）、
（ｄ２ｘ，ｄ２ｙ）は、そのままでは無限の周波数成分
を含む信号であるから、送信複素信号（ａ２ｘ，ａ２
ｙ）は送信ロールオフフィルタ６において、送信複素信
号（ｂ２ｘ，ｂ２ｙ）は送信ロールオフフィルタ７にお
いて、送信複素信号（ｃ２ｘ，ｃ２ｙ）は送信ロールオ
フフィルタ８において、送信複素信号（ｄ２ｘ，ｄ２
ｙ）は送信ロールオフフィルタ９において、周波数帯域
が制限される。
式に従って、４個の副搬送波それぞれに対応するＩＱ平
面上に入力信号列ａ１〜ｄ１の各々の４ビットを１信号
点とする送信信号点を生成する。ＩＱ符号器２〜５で
は、それらの送信信号点をその実数軸成分を実数軸信号
ａ２ｘ〜ｄ２ｘ、虚数軸成分を虚数軸信号ａ２ｙ〜ｄ２
ｙとして、それぞれクロック信号ＣＬＫの１／４倍の信
号点速度で送信複素信号（ａ２ｘ，ａ２ｙ）、（ｂ２
ｘ，ｂ２ｙ）、（ｃ２ｘ，ｃ２ｙ）、（ｄ２ｘ，ｄ２
ｙ）を出力する。（ここで直列−並列変換器１とＩＱ符
号変換器２〜４は、指定される副搬送波の数と多値ディ
ジタル変調方式に従い、その分配されるビット数や１信
号点あたりのビット数、信号点速度が決定される。）Ｉ
Ｑ符号器２〜５より出力された送信複素信号（ａ２ｘ，
ａ２ｙ）、（ｂ２ｘ，ｂ２ｙ）、（ｃ２ｘ，ｃ２ｙ）、
（ｄ２ｘ，ｄ２ｙ）は、そのままでは無限の周波数成分
を含む信号であるから、送信複素信号（ａ２ｘ，ａ２
ｙ）は送信ロールオフフィルタ６において、送信複素信
号（ｂ２ｘ，ｂ２ｙ）は送信ロールオフフィルタ７にお
いて、送信複素信号（ｃ２ｘ，ｃ２ｙ）は送信ロールオ
フフィルタ８において、送信複素信号（ｄ２ｘ，ｄ２
ｙ）は送信ロールオフフィルタ９において、周波数帯域
が制限される。
【００１４】この帯域制限は、Ｚ変換の複素数ｚを用い
て
て
【００１５】
【００１６】で表される直線位相ＦＩＲディジタルフィ
ルタ係数を用い、畳み込み式
ルタ係数を用い、畳み込み式
【００１７】
【００１８】（ここではＮはフィルタの次数、ｐは送信
複素信号の時間列、ｍはａ，ｂ，ｃ，ｄ，の副搬送波に
対応した添字、を表す。）に従い、それぞれ符号間干渉
のないフィルタリング処理により周波数帯域の制限が加
えられ、送信低域複素信号（ａ３ｘ，ａ３ｙ）、（ｂ３
ｘ，ｂ３ｙ）、（ｃ３ｘ，ｃ３ｙ）、（ｄ３ｘ，ｄ３
ｙ）に変換される。
複素信号の時間列、ｍはａ，ｂ，ｃ，ｄ，の副搬送波に
対応した添字、を表す。）に従い、それぞれ符号間干渉
のないフィルタリング処理により周波数帯域の制限が加
えられ、送信低域複素信号（ａ３ｘ，ａ３ｙ）、（ｂ３
ｘ，ｂ３ｙ）、（ｃ３ｘ，ｃ３ｙ）、（ｄ３ｘ，ｄ３
ｙ）に変換される。
【００１９】次に送信低域複素信号（ａ３ｘ，ａ３ｙ）
は、変調器１０で、送信低域複素信号（ｂ３ｘ，ｂ３
ｙ）は変調器１１で、送信低域複素信号（ｃ３ｘ，ｃ３
ｙ）は変調器１２で、送信低域複素信号（ｄ３ｘ，ｄ３
ｙ）は変調器１３で、それぞれ副変調波発振器１４〜１
７の生成する副搬送波ｅｘｐ（ｊωｍｔ）と次式 ｍ４ｘ＝ｍ３ｘ×ｃｏｓ（ωｍｔ）−ｍ３ｙ×ｓｉｎ
（ωｍｔ） ｍ４ｙ＝ｍ３ｘ×ｓｉｎ（ωｍｔ）＋ｍ３ｙ×ｃｏｓ
（ωｍｔ） （ここで、ｍはａ，ｂ，ｃ，ｄ，の副搬送波に対応した
添字を表す。）に従い掛け合わされて副変調波複素信号
（ａ４ｘ，ａ４ｙ）、（ｂ４ｘ，ｂ４ｙ）、（ｃ４ｘ，
ｃ４ｙ）、（ｄ４ｘ，ｄ４ｙ）となる。
は、変調器１０で、送信低域複素信号（ｂ３ｘ，ｂ３
ｙ）は変調器１１で、送信低域複素信号（ｃ３ｘ，ｃ３
ｙ）は変調器１２で、送信低域複素信号（ｄ３ｘ，ｄ３
ｙ）は変調器１３で、それぞれ副変調波発振器１４〜１
７の生成する副搬送波ｅｘｐ（ｊωｍｔ）と次式 ｍ４ｘ＝ｍ３ｘ×ｃｏｓ（ωｍｔ）−ｍ３ｙ×ｓｉｎ
（ωｍｔ） ｍ４ｙ＝ｍ３ｘ×ｓｉｎ（ωｍｔ）＋ｍ３ｙ×ｃｏｓ
（ωｍｔ） （ここで、ｍはａ，ｂ，ｃ，ｄ，の副搬送波に対応した
添字を表す。）に従い掛け合わされて副変調波複素信号
（ａ４ｘ，ａ４ｙ）、（ｂ４ｘ，ｂ４ｙ）、（ｃ４ｘ，
ｃ４ｙ）、（ｄ４ｘ，ｄ４ｙ）となる。
【００２０】加算器１８−１，１８−２では、副変調波
複素信号の実数軸信号同士、虚数軸信号同士を加算して
送信変調波複素信号（ｅｘ，ｅｙ）を生成する。
複素信号の実数軸信号同士、虚数軸信号同士を加算して
送信変調波複素信号（ｅｘ，ｅｙ）を生成する。
【００２１】ｅｘ＝ａ４ｘ＋ｂ４ｘ＋ｃ４ｘ＋ｄ４ｘ ｅｙ＝ａ４ｙ＋ｂ４ｙ＋ｃ４ｙ＋ｄ４ｙ 図２において、振幅制限器１９では、振幅設定手器１９
５に予め希望振幅レベルＺが設定されている。乗算器１
９１では、加算器１８−１の出力である送信変調波複素
信号の実数軸信号ｅｘを２乗し、実数軸電力成分ｅｘ2
を求める。また乗算器１９２では、虚数軸信号ｅｙを２
乗し虚数軸電力成分ｅｙ2 を求める。加算器１９３で
は、実数軸電力成分ｅｘ2 と前記虚数軸電力成分ｅｙ2
を加算して送信変調波電力成分Ｐを出力する。
５に予め希望振幅レベルＺが設定されている。乗算器１
９１では、加算器１８−１の出力である送信変調波複素
信号の実数軸信号ｅｘを２乗し、実数軸電力成分ｅｘ2
を求める。また乗算器１９２では、虚数軸信号ｅｙを２
乗し虚数軸電力成分ｅｙ2 を求める。加算器１９３で
は、実数軸電力成分ｅｘ2 と前記虚数軸電力成分ｅｙ2
を加算して送信変調波電力成分Ｐを出力する。
【００２２】除算器１９４では、振幅設定手段１９５に
予め設定された希望の振幅レベルの２乗値Ｚ2 を送信変
調波電力成分Ｐで割り、電力抑圧比Ｗを出力する。
予め設定された希望の振幅レベルの２乗値Ｚ2 を送信変
調波電力成分Ｐで割り、電力抑圧比Ｗを出力する。
【００２３】Ｗ＝Ｚ2 ／Ｐ またこの時、振幅設定手段は本発明の包絡線制御変調器
の後段に接続される電力増幅器の出力レベルを監視し
て、それが電力増幅器の飽和レベルに対し十分に小さい
場合は予め設定された振幅レベルＺを大きく、大きい場
合は予め設定された振幅レベルＺを小さくするように働
き、必要以上、もしくは不十分な包絡線抑圧を行わない
ように動作する。
の後段に接続される電力増幅器の出力レベルを監視し
て、それが電力増幅器の飽和レベルに対し十分に小さい
場合は予め設定された振幅レベルＺを大きく、大きい場
合は予め設定された振幅レベルＺを小さくするように働
き、必要以上、もしくは不十分な包絡線抑圧を行わない
ように動作する。
【００２４】電力抑圧比Ｗは選択器１９７、及び１９
８、さらに平方根算出器１９６に出力される。選択器１
９７及び１９８では電力抑圧比Ｗ≧１の時には、加算器
１８−１，１８−２の実数軸出力、及び虚数軸出力を、
そのまま振幅制限器１９の実数軸出力、及び虚数軸出力
として選択出力する。電力抑圧比Ｗ＜１の時は、第三の
乗算手段１９９、及び第四の乗算手段２００の出力を、
振幅圧縮手段１９の実数軸出力ｆｘ、及び虚数軸出力ｆ
ｙとして選択出力する。
８、さらに平方根算出器１９６に出力される。選択器１
９７及び１９８では電力抑圧比Ｗ≧１の時には、加算器
１８−１，１８−２の実数軸出力、及び虚数軸出力を、
そのまま振幅制限器１９の実数軸出力、及び虚数軸出力
として選択出力する。電力抑圧比Ｗ＜１の時は、第三の
乗算手段１９９、及び第四の乗算手段２００の出力を、
振幅圧縮手段１９の実数軸出力ｆｘ、及び虚数軸出力ｆ
ｙとして選択出力する。
【００２５】平方根算出器１９６は、電力抑圧比Ｗの平
方根を算出し電圧抑圧比ｗ（Ｗの平方根）を生成する。
電圧抑圧比ｗは、乗算器１９９で送信変調波の実数軸信
号ｅｘと乗算され、また乗算器２００で送信変調波の虚
数軸信号ｅｙと乗算されることにより、予め設定された
希望の振幅レベルＺより小さい、包絡線抑圧変調波複素
信号（ｆｘ，ｆｙ）を生成する。
方根を算出し電圧抑圧比ｗ（Ｗの平方根）を生成する。
電圧抑圧比ｗは、乗算器１９９で送信変調波の実数軸信
号ｅｘと乗算され、また乗算器２００で送信変調波の虚
数軸信号ｅｙと乗算されることにより、予め設定された
希望の振幅レベルＺより小さい、包絡線抑圧変調波複素
信号（ｆｘ，ｆｙ）を生成する。
【００２６】ｆｘ＝ｅｘ×ｗ ｆｙ＝ｅｙ×ｗ 補間器２０では、Ｚ変換の複素数ｚを用いて
【００２７】
【００２８】で表される直線位相ＦＩＲディジタルフィ
ルタ係数を用い、畳み込み式
ルタ係数を用い、畳み込み式
【００２９】
【００３０】（ここではＮはフィルタの次数、ｑは時間
列、を表す。）により、振幅制限器１９の出力である包
絡線抑圧変調波複素信号（ｆｘ，ｆｙ）に対し、補間波
形を生成し帯域制限を行い、マルチキャリアディジタル
変調包絡線制御変調波複素信号（ｇｘ，ｇｙ）を生成す
る。
列、を表す。）により、振幅制限器１９の出力である包
絡線抑圧変調波複素信号（ｆｘ，ｆｙ）に対し、補間波
形を生成し帯域制限を行い、マルチキャリアディジタル
変調包絡線制御変調波複素信号（ｇｘ，ｇｙ）を生成す
る。
【００３１】以上、図１、及び図２に示す本発明の実施
例の動作について説明した。
例の動作について説明した。
【００３２】次に、本発明の別の実施例について説明す
る。
る。
【００３３】この別の実施例では、すでに説明した実施
例と振幅制限器１９の構成が異なるので、したがってこ
こでは、相違点についてのみ説明する。この相違点を示
したものが図３である。
例と振幅制限器１９の構成が異なるので、したがってこ
こでは、相違点についてのみ説明する。この相違点を示
したものが図３である。
【００３４】図３において、振幅制限器４９では、振幅
設定器４９５に予め希望振幅レベルＺが設定されてい
る。乗算器４９１では、加算器８−１の出力である送信
変調波複素信号の実数軸信号ｅｘを２乗し実数軸電力成
分ｅｘ2 を求める。また乗算器４９２では虚数軸信号ｅ
ｙを２乗し虚数軸電力成分ｅｙ2 を求める。加算器４９
３では、実数軸電力成分ｅｘ2 と前記虚数軸電力成分ｅ
ｙ2 を加算して送信変調波電力成分Ｐを出力する。
設定器４９５に予め希望振幅レベルＺが設定されてい
る。乗算器４９１では、加算器８−１の出力である送信
変調波複素信号の実数軸信号ｅｘを２乗し実数軸電力成
分ｅｘ2 を求める。また乗算器４９２では虚数軸信号ｅ
ｙを２乗し虚数軸電力成分ｅｙ2 を求める。加算器４９
３では、実数軸電力成分ｅｘ2 と前記虚数軸電力成分ｅ
ｙ2 を加算して送信変調波電力成分Ｐを出力する。
【００３５】比較器４９４では、振幅設定器４９５に予
め設定された希望の振幅レベルの２乗値Ｚ2 と送信変調
波電力成分Ｐとの大小比較を行い、Ｚ2 ≧Ｐの場合０を
Ｚ2＜Ｐの場合１を出力する。またこの時、振幅設定手
段は本発明の包絡線制御変調器の後段に接続される電力
増幅器の出力レベルを監視して、電力増幅器の飽和レベ
ルに対し十分に小さい場合は予め設定された振幅レベル
Ｚを大きく、大きい場合は予め設定された振幅レベルＺ
を小さくするように働き、必要以上、もしくは不十分な
包絡線抑圧を行わないように動作する。
め設定された希望の振幅レベルの２乗値Ｚ2 と送信変調
波電力成分Ｐとの大小比較を行い、Ｚ2 ≧Ｐの場合０を
Ｚ2＜Ｐの場合１を出力する。またこの時、振幅設定手
段は本発明の包絡線制御変調器の後段に接続される電力
増幅器の出力レベルを監視して、電力増幅器の飽和レベ
ルに対し十分に小さい場合は予め設定された振幅レベル
Ｚを大きく、大きい場合は予め設定された振幅レベルＺ
を小さくするように働き、必要以上、もしくは不十分な
包絡線抑圧を行わないように動作する。
【００３６】選択器４９６、及び４９７では、比較器４
９４の出力が“０”の場合には、振幅制限器４９の実数
軸入力信号ｅｘと虚数軸入力信号ｅｙを、そのまま実数
軸出力信号ｆｘと虚数軸出力信号ｆｙとして選択出力す
る。“１”の場合には、振幅制限手段４９の実数軸入力
信号ｅｘと虚数軸入力信号ｅｙを、圧縮器４９８、及び
４９９にそれぞれ選択出力する。圧縮器４９８では、入
力された信号に予め設定された圧縮率を乗算し、振幅制
限４９の実数軸入力信号ｅｘとして戻す。圧縮器４９９
では、入力された信号に予め設定された圧縮率を乗算
し、振幅制限器４９の虚数軸入力信号ｅｙとして戻す。
（この時、圧縮器４９８、及び４９９に予め設定される
圧縮率は同一のものとする。）振幅制限器４９では、比
較器４９４でＺ2 ≧Ｐの場合になるまで同様のことが繰
り返され、予め設定された希望の振幅レベルＺより小さ
い、包絡線抑圧変調波複素信号（ｆｘ，ｆｙ）を出力す
る。
９４の出力が“０”の場合には、振幅制限器４９の実数
軸入力信号ｅｘと虚数軸入力信号ｅｙを、そのまま実数
軸出力信号ｆｘと虚数軸出力信号ｆｙとして選択出力す
る。“１”の場合には、振幅制限手段４９の実数軸入力
信号ｅｘと虚数軸入力信号ｅｙを、圧縮器４９８、及び
４９９にそれぞれ選択出力する。圧縮器４９８では、入
力された信号に予め設定された圧縮率を乗算し、振幅制
限４９の実数軸入力信号ｅｘとして戻す。圧縮器４９９
では、入力された信号に予め設定された圧縮率を乗算
し、振幅制限器４９の虚数軸入力信号ｅｙとして戻す。
（この時、圧縮器４９８、及び４９９に予め設定される
圧縮率は同一のものとする。）振幅制限器４９では、比
較器４９４でＺ2 ≧Ｐの場合になるまで同様のことが繰
り返され、予め設定された希望の振幅レベルＺより小さ
い、包絡線抑圧変調波複素信号（ｆｘ，ｆｙ）を出力す
る。
【００３７】補間器５０では、図２の補間器２０と同様
に、振幅制限手段４９の出力である包絡線抑圧変調波複
素信号（ｆｘ，ｆｙ）に対し、補間波形を生成し帯域制
限を行い、マルチキャリアディジタル変調包絡線制御変
調波複素信号（ｇｘ，ｇｙ）を生成する。
に、振幅制限手段４９の出力である包絡線抑圧変調波複
素信号（ｆｘ，ｆｙ）に対し、補間波形を生成し帯域制
限を行い、マルチキャリアディジタル変調包絡線制御変
調波複素信号（ｇｘ，ｇｙ）を生成する。
【００３８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
副変調波の合成後の複素包絡送信変調波形に対して、デ
ィジタル複素信号の状態で包絡線の振幅方向の抑圧を行
い、マルチキャリアディジタル変調用包絡線制御変調器
の後段に接続される電力増幅器に過大な入力レベルが加
えられることを防止すると同時に、変調波が信号点と信
号点の間では必ず原点を通るとは限ならい多値ディジタ
ル変調波の、位相方向の情報は保存したままで安定かつ
容易に送信変調波形の平均電力対ピーク電力比の低減を
実現し、後段に接続される電力増幅器における電力効率
を改善するマルチキャリアディジタル変調器を提供する
ことができるという効果がある。
副変調波の合成後の複素包絡送信変調波形に対して、デ
ィジタル複素信号の状態で包絡線の振幅方向の抑圧を行
い、マルチキャリアディジタル変調用包絡線制御変調器
の後段に接続される電力増幅器に過大な入力レベルが加
えられることを防止すると同時に、変調波が信号点と信
号点の間では必ず原点を通るとは限ならい多値ディジタ
ル変調波の、位相方向の情報は保存したままで安定かつ
容易に送信変調波形の平均電力対ピーク電力比の低減を
実現し、後段に接続される電力増幅器における電力効率
を改善するマルチキャリアディジタル変調器を提供する
ことができるという効果がある。
【図１】本発明のマルチキャリアディジタル変調用包絡
線制御変調器の一実施例の一部を示す回路構成図であ
る。
線制御変調器の一実施例の一部を示す回路構成図であ
る。
【図２】本発明のマルチキャリアディジタル変調用包絡
線制御変調器の一実施例の残る一部を示す回路構成図で
ある。
線制御変調器の一実施例の残る一部を示す回路構成図で
ある。
【図３】本発明のマルチキャリアディジタル変調用包絡
線制御変調器の別の実施例の一部を示す回路構成図であ
る。
線制御変調器の別の実施例の一部を示す回路構成図であ
る。
【図４】従来例のマルチキャリアディジタル変調器の回
路構成図である。
路構成図である。
１ 直列−並列変換器 ２〜５ ＩＱ符号器 ６〜９ 送信ロールオフフィルタ １０〜１３ 変調器 １４〜１７ 副搬送波発振器 １８，４８ 加算器 １９，４９ 振幅制限器 １９１，４９１ 乗算器 １９２，４９２ 乗算器 １９３，４９３ 加算器１９４ 除算器 １９５、４９５ 振幅設定器 １９６，４９６ 平方根算出器 １９７，４９７ 選択器１９８ 選択器１９９ 乗算器 ２００ 乗算器 ２０，５０ 補間器４９４ 比較器 ４９８、４９９ 圧縮器 ８０１ タイミング回路 ８０２，８０２ ローパスフィルタ ８０４，８０５ ＰＳＫ変調器 ８０６，８０７ キャリア発振器 ８０８ 合成器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/20 H04L 27/36 H04J 1/00
Claims (2)
- 【請求項１】送信データにより複数の副搬送波（マルチ
キャリア）をディジタル変調して伝送する通信装置であ
り、 入力された送信ディジタル信号列をｎ波（ｎは２以上の
任意の整数）の副搬送波へ割り当てる直列−並列変換手
段と、 前記直列−並列変換手段により割り当てられた前記送信
ディジタル信号列を用いて、前記副搬送波に対応する位
相振幅平面（ＩＱ平面）上に送信信号を生成するｎ個の
ＩＱ符号手段と、 前記ＩＱ符号手段の実数軸及び虚数軸出力に対し、前記
送信信号の波形整形と隣接副搬送波への自信号漏洩防止
のための帯域制限を行う第一から第ｎのｎ個の送信ロー
ルオフフィルタ手段と、 ｎ波の副搬送波信号を生成する第一から第ｎのｎ個副搬
送波発振手段と前記送信ロールオフフィルタの実数軸及
び虚数軸出力に前記副搬送波信号を掛け合わせてｎ波の
変調された副搬送波（以下副変調波とする）を生成する
第一から第ｎのｎ個の変調手段と、 前記ｎ波の副変調波の実数軸信号同士、虚数軸信号同士
を加算して送信変調波を生成する第一の加算手段と、 前記送信変調波に対し、予め設定された希望の振幅レベ
ルに振幅制限を行い包絡線抑圧変調波を生成する振幅制
限手段と、 前記包絡線抑圧変調波に対し補間波形を生成し帯域制限
を行う補間波形生成手段とが設けられたマルチキャリア
ディジタル変調波を生成するマルチキャリアディジタル
変調用法包絡線制御変調装置であり、前記振幅制限手段
は、 前記第一の加算手段の出力である前記送信変調波の実数
軸信号を２乗し実数軸電力成分を求める第一の乗算手
段、及び虚数軸信号を２乗し虚数軸電力成分を求める第
二の乗算手段と、 前記実数軸電力成分と前記虚数軸電力成分を加算して送
信変調波電力成分を出力する第二の加算手段と、 予め希望の振幅レベルを設定する振幅設定手段と、 前記第２の加算手段の出力と、予め設定された前記希望
の振幅レベルの２乗値との割り算を行い電力抑圧比を出
力する除算手段と、 前記電力抑圧比の平方根を求め前記電圧抑圧比を出力す
る平方根算出手段と、 前記電力抑圧比の大きさにより、第一の加算手段の実数
軸出力、及び虚数軸出力それぞれをそのまま振幅制限手
段の出力とするか、もしくは前記実数軸出力、及び虚数
軸出力のそれぞれに、前記電圧抑圧比を乗じた信号を振
幅制限手段の出力とする第一の選択手段、及び第二の選
択手段と、 とから構成されることを特徴とするマルチキャリアディ
ジタル変調用包絡線制御変調装置。 - 【請求項２】送信データにより複数の副搬送波（マルチ
キャリア）をディジタル変調して伝送する通信装置であ
り、 入力された送信ディジタル信号列をｎ波（ｎは２以上の
任意の整数）の副搬送波へ割り当てる直列−並列変換手
段と、 前記直列−並列変換手段により割り当てられた前記送信
ディジタル信号列を用いて、前記副搬送波に対応する位
相振幅平面（ＩＱ平面）上に送信信号を生成するｎ個の
ＩＱ符号手段と、 前記ＩＱ符号手段の実数軸及び虚数軸出力に対し、前記
送信信号の波形整形と隣接副搬送波への自信号漏洩防止
のための帯域制限を行う第一から第ｎのｎ個の送信ロー
ルオフフィルタ手段と、 ｎ波の副搬送波信号を生成する第一から第ｎのｎ個副搬
送波発振手段と前記送信ロールオフフィルタの実数軸及
び虚数軸出力に前記副搬送波信号を掛け合わせてｎ波の
変調された副搬送波（以下副変調波とする）を生成する
第一から第ｎのｎ個の変調手段と、 前記ｎ波の副変調波の実数軸信号同士、虚数軸信号同士
を加算して送信変調波を生成する第一の加算手段と、 前記送信変調波に対し、予め設定された希望の振幅レベ
ルに振幅制限を行い 包絡線抑圧変調波を生成する振幅制
限手段と、 前記包絡線抑圧変調波に対し補間波形を生成し帯域制限
を行う補間波形生成手段とが設けられたマルチキャリア
ディジタル変調波を生成するマルチキャリアディジタル
変調用法包絡線制御変調装置であり、前記振幅制限手段
は、 前記第一の加算手段の出力である前記送信変調波の実数
軸信号を２乗し実数軸電力成分を求める第一の乗算手
段、及び虚数軸信号を２乗し虚数軸電力成分を求める第
二の乗算手段と、 前記実数軸電力成分と前記虚数軸電力成分を加算して送
信変調波電力成分を出力する第二の加算手段と、 予め希望の振幅レベルを設定する振幅設定手段と、 前記第二の加算手段の出力と、予め設定された前記希望
の振幅レベルの２乗値と大小比較を行い、どちらが大き
いかを示す０，１の２値化された信号を出力する比較手
段と、 前記比較手段が“前記第二の加算手段の出力が予め設定
された前記希望の振幅レベルの２乗値より小さい”とし
た場合、第一の加算手段の実数軸出力、及び虚数軸出力
それぞれをそのまま振幅制限手段の出力とし、“前記第
二の加算手段の出力が予め設定された前記希望の振幅レ
ベルの２乗値より大きい”とした場合、第一の加算手段
の実数軸出力、及び虚数軸出力それぞれを圧縮手段へ出
力する、第一の選択手段、及び第二の選択手段と前記第
一の選択手段からの実数軸信号、及び第二の選択手段か
らの虚数軸信号それぞれを、予め設定された同一の圧縮
率により圧縮を行い、前記振幅制限手段の実数軸入力信
号、虚数軸入力信号として戻す、第一の圧縮手段、及び
第二の圧縮手段 とから構成されることを特徴とするマル
チキャリアディジタル変調用包絡線制御変調装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6116388A JP2787894B2 (ja) | 1994-05-30 | 1994-05-30 | マルチキャリアディジタル変調用包絡線制御変調装置 |
| US08/452,707 US5978421A (en) | 1994-05-30 | 1995-05-30 | Envelope control unit and digital modulator using the envelope control unit and digital modulation method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6116388A JP2787894B2 (ja) | 1994-05-30 | 1994-05-30 | マルチキャリアディジタル変調用包絡線制御変調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07321861A JPH07321861A (ja) | 1995-12-08 |
| JP2787894B2 true JP2787894B2 (ja) | 1998-08-20 |
Family
ID=14685793
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6116388A Expired - Fee Related JP2787894B2 (ja) | 1994-05-30 | 1994-05-30 | マルチキャリアディジタル変調用包絡線制御変調装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5978421A (ja) |
| JP (1) | JP2787894B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| JP2718398B2 (ja) * | 1995-06-30 | 1998-02-25 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａ基地局送信装置 |
| JP3033708B2 (ja) * | 1997-04-21 | 2000-04-17 | 埼玉日本電気株式会社 | ピーククリッピング回路および該ピーククリッピング回路を有する直交変調送信機 |
| JPH11136298A (ja) | 1997-10-30 | 1999-05-21 | Nec Corp | デジタル通信方式 |
| US6078628A (en) * | 1998-03-13 | 2000-06-20 | Conexant Systems, Inc. | Non-linear constant envelope modulator and transmit architecture |
| JP3462388B2 (ja) | 1998-04-28 | 2003-11-05 | 松下電器産業株式会社 | 無線通信装置 |
| US6107876A (en) * | 1999-04-13 | 2000-08-22 | Ravisent Technologies, Inc. | Digital input switching audio power amplifier |
| JP3439696B2 (ja) * | 1999-09-14 | 2003-08-25 | 松下電器産業株式会社 | 送信帯域制限フィルタ装置および送信装置 |
| JP2003018028A (ja) * | 2001-07-04 | 2003-01-17 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 基地局増幅装置 |
| FI20012059A0 (fi) * | 2001-10-24 | 2001-10-24 | Nokia Corp | Menetelmä ja järjestely signaalin rajoittamiseksi radiolähettimessä |
| JP2003174370A (ja) | 2001-12-05 | 2003-06-20 | Nec Corp | 非線形補償回路と基地局装置および送信電力クリップ方法 |
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| JP2006174364A (ja) * | 2004-12-20 | 2006-06-29 | Fujitsu Ltd | マルチキャリア信号送信装置、マルチキャリア信号受信装置、マルチキャリア信号送信方法、マルチキャリア信号受信方法、及び通信システム |
| JP2006186873A (ja) * | 2004-12-28 | 2006-07-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 無線装置および送信出力変更方法 |
| WO2006103924A1 (ja) * | 2005-03-25 | 2006-10-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | ピーク電力抑圧装置及びピーク電力抑圧方法 |
| JP2007194825A (ja) * | 2006-01-18 | 2007-08-02 | Fujitsu Ltd | マルチキャリア信号送信装置 |
| WO2007094154A1 (ja) | 2006-02-17 | 2007-08-23 | Nec Corporation | 帯域制限方法及び無線通信システム |
| JP4750592B2 (ja) * | 2006-03-17 | 2011-08-17 | 富士通株式会社 | ピーク抑圧方法、ピーク抑圧装置、無線送信装置 |
| CA2860299C (en) | 2008-08-20 | 2016-02-16 | Qualcomm Incorporated | Muros modulation using linear baseband combinations with linear gaussian pulse shaping for two users on one timeslot used by non-darp and darp remote stations |
| WO2010021635A1 (en) | 2008-08-20 | 2010-02-25 | Qualcomm Incorporated | Power control method for a geran system to increase geran network capacity |
| US8358680B2 (en) * | 2008-12-23 | 2013-01-22 | Apple Inc. | Reducing power levels associated with two or more signals using peak reduction distortion that is derived from a combined signal |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP2690168B2 (ja) * | 1990-04-23 | 1997-12-10 | 沖電気工業株式会社 | 電力増幅器の歪補正装置 |
| JPH04213946A (ja) * | 1990-12-12 | 1992-08-05 | Japan Radio Co Ltd | 送信出力制御装置 |
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| JPH04372228A (ja) * | 1991-06-20 | 1992-12-25 | Toshiba Corp | キャリア出力装置 |
| US5412352A (en) * | 1994-04-18 | 1995-05-02 | Stanford Telecommunications, Inc. | Modulator having direct digital synthesis for broadband RF transmission |
| US5490172A (en) * | 1994-07-05 | 1996-02-06 | Airnet Communications Corporation | Reducing peak-to-average variance of a composite transmitted signal via out-of-band artifact signaling |
| US5564087A (en) * | 1994-11-03 | 1996-10-08 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for a linear transmitter |
-
1994
- 1994-05-30 JP JP6116388A patent/JP2787894B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-05-30 US US08/452,707 patent/US5978421A/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07321861A (ja) | 1995-12-08 |
| US5978421A (en) | 1999-11-02 |
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