JPH08126323A

JPH08126323A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JPH08126323A
Application number: JP6286127A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1994-10-27
Filing date: 1994-10-27
Publication date: 1996-05-17

Abstract

(57)【要約】【目的】回路装置の小型／軽量化、生産管理の容易
化、低コスト化を実現する。【構成】自励式の電圧共振形コンバータを備えたスイ
ッチング電源回路に対して、磁気結合トランスＭＣＴを
備えて力率改善を図るように構成し、この際駆動巻線Ｎ
_B は磁気結合トランスＭＣＴに対して巻装して所要のイ
ンダクタンスを得るように構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば力率改善が図ら
れている共振形コンバータによるスイッチング電源回路
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路
としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっ
ている。スイッチング電源回路はスイッチング周波数を
高くすることによりトランスその他のデバイスを小型に
すると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種
の電子機器の電源として使用される。

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。電源の力率を
改善するためには、例えばチョークインプット方式の整
流回路を使用することが最も簡単であり、電磁ノイズの
対策（ＥＭＩ）の上でも好ましい。

【０００４】そして、力率改善がなされたスイッチング
電源回路として、先に本出願人により、絶縁トランスの
一次側あるいは二次側からスイッチング出力に応じた電
圧をチョークコイルに励起するようにした磁気結合トラ
ンスを設けて、これによりブリッジ整流回路の整流出力
にスイッチング周期の電圧を重畳することで力率改善を
図るようにされたスイッチング電源回路が提案されてい
る（特願平６−１９２７３７）。

【０００５】図１０は、上記発明に基づき、磁気結合ト
ランスを備えて構成されるスイッチング電源回路の一例
を示す回路図である。この場合には、スイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂ にトランジスタを用いた、ハーフブリッジタ
イプの自励式電流共振形によるものとされている。

【０００６】この図においてＡＣは商用の交流電源を示
している。この交流電源ＡＣに対してはフィルタチョー
クコイルＬ_N 及びフィルタコンデンサＣ_N のインピーダ
ンス素子より構成されるＬＣローパスフィルタが設けら
れており、これはスイッチング周波数の高周波ノイズが
ＡＣラインに流入するのを阻止するためのものとされ
る。Ｄ₁ は４本のダイオードからなるブリッジ整流回路
とされ、入力された交流電源ＡＣについて全波整流を行
う。なお、破線で示す２本の整流ダイオードについて
は、いわゆる高速リカバリ型（Ｄ_FRとして示す）が用い
られており、これは後述する全波整流出力ラインに流れ
るスイッチング周期の高周波電流に対応して設けられて
いるものとされる。上記ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極側
の整流出力ラインに対しては、後述する磁気結合トラン
スの二次巻線Ｎｉが設けられる。従って、この回路の全
波整流出力は、磁気結合トランスの二次巻線Ｎｉを介し
て平滑コンデンサＣｉに充電される。

【０００７】この回路のスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂
は、平滑コンデンサＣｉの正極側の接続点とアース間に
対してそれぞれのコレクタ、エミッタを介して接続され
る。また、抵抗Ｒ_S1、Ｒ_S2は起動抵抗を、またスイッチ
ング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各ベース−エミッタ間に挿入され
るＤ_D1、Ｄ_D2はそれぞれクランプダイオードを示し、ス
イッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ がオフ時に流れるダンパー電
流の経路を形成する。また、抵抗Ｒ_B1、Ｒ_B2はそれぞ
れ、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のベース電流（ドライ
ブ電流）調整用のダンピング抵抗を示している。そし
て、Ｃ_B1、Ｃ_B2は共振用のコンデンサであり、次に説明
するドライブトランスＣＤＴの駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2と共
に、自励発振用の共振回路を形成してスイッチング周波
数を設定する。なお、Ｌ_B1、Ｌ_B2は、上記駆動巻線
Ｎ_B1、Ｎ_B2の各インダクタンスを示す。

【０００８】ＣＤＴ（Converter Drive Transformer)
は、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ を所定のスイッチング
周波数によりスイッチング駆動するドライブトランスを
示し、この図の場合には駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2及び共振電
流検出巻線Ｎ_D が巻回されている。このドライブトラン
スＣＤＴのスイッチング素子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B1の一
端はコンデンサＣ_B1に、他端はスイッチング素子Ｑ₁ の
エミッタに接続される。また、スイッチング素子Ｑ₂ 側
の駆動巻線Ｎ_B2の一端はアースに接地され、他端はコン
デンサＣ_B2と接続されて、スイッチング素子Ｑ₁ の前記
駆動巻線Ｎ_B1と逆の極性の電圧が出力されるようになさ
れている。また、共振電流検出巻線Ｎ_D はその一端がス
イッチングトランジスタＱ₁ 、Ｑ₂ のエミッタ−コレク
タの接続点に対して接続され、他端は共振コンデンサＣ
₁ を介して絶縁トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ₁ に対して
接続される。

【０００９】ＰＲＴ（Power Regulating Transformer)
はスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のスイッチング出力を二
次側に伝送するための絶縁トランスで、この場合には一
次巻線Ｎ₁ 及び二次巻線Ｎ₂ に対して、直交するように
して制御巻線Ｎ_C が設けられて、後述するようにして定
電圧制御を行うように構成される。この絶縁トランスＰ
ＲＴの一次巻線Ｎ₁ の一端は共振コンデンサＣ₁ を介し
て共振電流検出巻線Ｎ_D と直列に接続され、他端は磁気
結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ₃ の一端に対して接続
されている。そして、これら共振コンデンサＣ₁ 及び一
次巻線Ｎ₁ を含む絶縁トランスＰＲＴのインダクタンス
成分により直列共振回路を形成している。二次側では、
一次巻線Ｎ₁ に流れるスイッチング出力により、二次巻
線Ｎ₂ に誘起される誘起電圧が、ブリッジ整流回路Ｄ₂
及び平滑コンデンサＣ₂ により直流電圧に変換されて出
力電圧Ｅ₀ として出力される。制御回路４は、例えば二
次側の直流電圧出力Ｅ_O と、基準電圧を比較してその誤
差に応じた直流電流を、制御電流として絶縁トランスＰ
ＲＴの制御巻線Ｎ_C に供給する。

【００１０】この図において、ＭＣＴが磁気結合トラン
スとされる。この磁気結合トランスＭＣＴは、全波整流
出力ラインに挿入され、チョークコイルに相当する作用
をなす二次巻線Ｎｉ（Ｌｉは自己インダクタンスを示
す）と、絶縁トランスＰＲＴの三次巻線に相当する巻線
Ｎ₃ （インダクタンスＬ₃ ）を一次巻線として、フェラ
イトコアによって例えば１：１の巻線比で密結合したも
のである。なお、ここでは磁気結合トランスＭＣＴの一
次巻線Ｎ₃ は、その一端が絶縁トランスＰＲＴの一次巻
線Ｎ₁ に対して接続され、他端はアースに接地されてい
る。

【００１１】上記構成のスイッチング電源のスイッチン
グ動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例
えば起動抵抗Ｒ_S1、Ｒ_S2を介してスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のベースにベース電流が供給されることになる
が、例えばスイッチング素子Ｑ₁ が先にオンとなったと
すれば、スイッチング素子Ｑ₂ はオフとなるように制御
される。そしてスイッチング素子Ｑ₁ の出力として、共
振電流検出巻線Ｎ_D →共振コンデンサＣ₁ →一次巻線Ｎ
₁ に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍
でスイッチング素子Ｑ₂ がオン、スイッチング素子Ｑ₁
がオフとなるように制御される。そして、スイッチング
素子Ｑ₂ を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以
降、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互にオンとなる自
励式のスイッチング動作が開始される。このように、平
滑コンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチ
ング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互に開閉を繰り返すことによっ
て、絶縁トランスの一次側巻線Ｎ₁ に共振電流波形に近
いドライブ電流を供給し、二次側の巻線Ｎ₂ に交番出力
を得る。

【００１２】また、この場合の定電圧制御としては、二
次側の直流出力電圧Ｅ_O に基づき、制御回路１によって
制御巻線Ｎ_C に流れる電流を可変して絶縁トランスＰＲ
Ｔの飽和特性をコントロールするようにしている。これ
により、スイッチング周波数に対してスイッチングコン
バータ回路の直列共振周波数を制御して定電圧化を図
る、いわゆる直列共振周波数制御方式が採られている。

【００１３】そして、力率改善動作としては磁気結合ト
ランスＭＣＴにより、絶縁トランスＰＲＴに流れる共振
電流に対応するスイッチング電圧を、磁気結合トランス
ＭＣＴの一次巻線Ｎ₃ により、二次巻線Ｎｉの自己イン
ダクタンスＬｉに励起するようにしている。したがって
整流された全波整流電圧は、自己インダクタンスＬｉの
巻線Ｎｉでスイッチング電圧が重畳されて平滑用のコン
デンサＣｉに充電されることになり、このスイッチング
電圧の重畳分によって、平滑コンデンサＣｉの端子電圧
をスイッチング周期で引き下げることになる。すると、
ブリッジ整流回路の整流電圧レベルよりコンデンサＣｉ
の端子電圧が低下している期間にも充電電流が流れるよ
うになり、この期間が交流の半サイクルの間におよぶよ
うに、上記磁気結合トランスＭＣＴの巻数等を設定する
ことによって力率が１に近い値を示すことになる。すな
わち、交流入力電流の平均値がＡＣ電圧波形に近付くよ
うにされて力率改善が図られる。

【００１４】そして、磁気結合トランスを用いた電源回
路では、軽負荷時に絶縁トランスＰＲＴのドライブ電流
が小さくなるから、このドライブ電流によって磁気結合
トランスＭＣＴの二次側に誘起されるスイッチング信号
も小さいものになる。したがって、軽負荷時には充電電
流のレベルが小さくなり、重負荷時には充電電流が大き
くなるため、特に軽負荷時に平滑コンデンサＣｉの端子
電圧が異常に上昇する現象を解消し、通常のＭＳ（マグ
ネット・スイッチ）方式では困難だったレギュレーショ
ンの改善を行うことができる。このため、例えば交流入
力電圧Ｖ_AC±２０％の変動に対しても整流平滑電圧Ｖｉ
の変動は抑制されるので、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂
および平滑コンデンサＣｉ等の耐圧向上を図る必要はな
くなる。

【００１５】なお、整流回路から流出する電流Ｉ₁ はス
イッチング周期で寸断され不連続的に流れることになる
から、例えばブリッジ整流回路Ｄ₁ のうちいずれか２つ
のダイオードについて高速リカバリ型を使用することが
要請される。この図では、破線Ｄ_FRで示す正極出力側の
２本のダイオードが高速リカバリ型とされている。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、電子機器の
サイズ・コスト等の観点からすれば、これらの機器に搭
載されるスイッチング電源回路もできるだけ部品点数を
削減したり、小型や安価な部品を使用するなどして、小
型／軽量化及び低コスト化を図ることが好ましく、これ
は生産管理面でも有利となる。

【００１７】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は、商用電
源を整流する整流回路と、この整流回路の出力を平滑す
るチョークコイル及び平滑コンデンサからなる平滑回路
と、この平滑回路より出力される電圧を断続して絶縁ト
ランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング
素子と、上記絶縁トランスの一次巻線及び共振用コンデ
ンサにより形成される共振回路とを備えている電圧共振
形のスイッチングコンバータと、少なくとも上記チョー
クコイルと、スイッチング素子のスイッチング動作に基
づいて得られる交番出力が供給される交番出力供給コイ
ルとが、磁気結合するように巻装された磁気結合トラン
スとを備えてスイッチング電源回路を構成することとし
た。そしてこの際、商用電源のラインにノーマルモード
のローパスフィルタを設け、整流回路においては高速リ
カバリ型ダイオードを用いることとした。また、自励式
の電圧共振形スイッチングコンバータの場合、スイッチ
ング周波数を設定するインピーダンス素子である駆動巻
線を、磁気結合トランスに巻装して所要のインダクタン
スが得られるように構成することとした。

【００１８】また、絶縁トランスの二次側巻線に対して
並列にコンデンサを接続して、絶縁トランスのインダク
タンス成分とにより共振回路を形成するようにし、絶縁
トランスの二次側に得られた交番出力を整流して直流出
力電圧を得るための整流回路としては、全波整流回路又
は半波整流回路により構成することとした。更に、交番
出力供給コイルは、絶縁トランスの二次巻線と直列接続
することも可能であり、上記スイッチングコンバータに
ついては、２石のスイッチング素子をプッシュプル結合
した構成とすることもできる。

【００１９】そして定電圧制御については、直流出力電
圧に基づいて、絶縁トランスの磁束を可変して行う、あ
るいは、磁気結合トランスにチョークコイル及び交番出
力供給コイルに対して制御巻線を直交するように巻装
し、直流出力電圧に基づいて制御巻線に流す制御電流を
変化させることにより、チョークコイルと交番出力供給
コイルのインダクタンスを可変して行うように構成する
こととした。

【００２０】

【作用】上記構成によれば、電圧共振形コンバータに対
して力率改善をなすための磁気結合トランスが設けられ
たスイッチング電源回路が構成されることになるが、例
えば電流共振形コンバータの場合には、２石によるハー
フブリッジ、あるいは４石によるフルブリッジ結合方式
となるのに対して、電圧共振形では１石によりスイッチ
ング動作を実現することが容易になるため、例えば、磁
気結合トランスと電流共振形コンバータが組み合わされ
たスイッチング電源回路と比較した場合、必要とされる
部品数が減少されることになる。また、自励式による電
圧共振形の場合に、スイッチング素子を駆動するための
駆動巻線を磁気結合トランスに巻装して所要のインダク
タンスを得るようにすれば、スイッチング駆動のための
ドライブトランスを省略することが可能となる。

【００２１】そして、本発明においては、絶縁トランス
の磁束を可変する定電圧制御方式のほかに、磁気結合ト
ランスに制御巻線を他の巻線に直交するように設けて、
磁気結合トランスの一次及び二次巻線のインダクタンス
を変化させることによって定電圧制御を行うようにする
ことが可能とされる。

【００２２】

【実施例】図１の回路図は、本発明の実施例とされるス
イッチング電源回路を示しており、このスイッチング電
源回路は、自励式による電圧共振形のスイッチングコン
バータに対して、図１０において説明した磁気結合トラ
ンスを組み合わせて力率改善を図るようにされた構成と
されている。なお、図１０と同一部分は同一符号を付し
て説明を省略する。

【００２３】この図において、電圧共振形のスイッチン
グコンバータは、スイッチング素子Ｑ₁ を備えた１石に
よる構成とされる。そして、このスイッチング素子Ｑ₁
のベースは起動抵抗Ｒ_S を介して平滑コンデンサＣｉの
正極側に接続されて、起動時のベース電流が整流平滑ラ
インから得られるようにしている。また、スイッチング
素子Ｑ₁ のベースとアース間にはダンピング抵抗Ｒ_B と
共振コンデンサＣ_B と駆動巻線Ｎ_B からなる自励発振用
の共振回路が直列接続される。この場合、駆動巻線Ｎ_B
は磁気結合トランスＭＣＴに巻装されて、スイッチング
周波数を設定する所要のインダクタンスが得られるよう
にされている。また、スイッチング素子Ｑ₁ のベースと
平滑コンデンサＣｉの負極（アース）間に挿入されるク
ランプダイオードＤ_D により、スイッチング素子Ｑ₁ の
オフ時に流れるダンパー電流の経路を形成する。また、
スイッチング素子Ｑ₁ のコレクタは絶縁トランスＰＲＴ
の一次巻線Ｎ₁の一端と接続され、エミッタは接地され
る。

【００２４】そして、上記スイッチング素子Ｑ₁ のコレ
クタ−エミッタ間に対して並列に共振コンデンサＣ₁ が
接続されて、この共振コンデンサＣ₁ 及び絶縁トランス
ＰＲＴの一次巻線Ｎ₁ により、電圧共振形コンバータの
共振回路を形成している。

【００２５】次に、本実施例の磁気結合トランスＭＣＴ
においては、その一次巻線Ｎ₃ 及び二次巻線Ｎｉのほか
に、上述のように駆動巻線Ｎ_B が巻装されて構成され
る。この場合の磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ₃
は、その一端が絶縁トランスの一次巻線Ｎ₁ と接続され
る。また、その他端は平滑コンデンサＣｉの正極に対し
て接続されることで、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻
線Ｎ₃ を流れるスイッチング周期の高周波成分が平滑コ
ンデンサＣｉを介してアースに流れるようにされる。

【００２６】また、絶縁トランスＰＲＴの二次巻線Ｎ₂
に対して並列に共振用のコンデンサＣ₂ が設けられる。
このコンデンサＣ₂ は、そのキャパシタンスと絶縁トラ
ンスＰＲＴのインダクタンス成分とにより共振回路を形
成して電圧共振が得られるようにされて、二次側に励起
される出力電圧Ｖ₂ の波形が正弦波に近付くようにされ
ている。

【００２７】ここで図２は、上記図１に示した構成のス
イッチング電源回路における、商用電源周期（ここでは
５０Ｈｚとされる）での要部の動作を示す波形図であ
る。例えば、図２（ａ）に示すように交流入力電圧Ｖ_AC
が供給されているとすると、本実施例の回路において
も、図１０により説明したと同様に磁気結合トランスＭ
ＣＴの一次巻線Ｎ₃ に供給されたスイッチング出力が、
磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎｉに励起されるた
め、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極側の出力端子から磁気
結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎｉに流れる電流Ｉ₁
は、図２（ｂ）に示すように全波整流出力電流に、スイ
ッチング周期による高周波成分が重畳された波形とな
る。また、このときに平滑コンデンサＣｉに流れる充放
電電流Ｉｉも、図２（ｃ）に示すように、高周波成分が
重畳された波形となる。そして、ＡＣラインに流れる交
流入力電流は図２（ｄ）に示すように流れ、実際には所
要の力率が得られる程度に、交流入力電圧Ｖ_ACの０Ｖ近
傍に近付くように導通角が拡大されている。なお、力率
は例えば磁気結合トランスの巻線Ｎ₃ のインダクタンス
により設定される。

【００２８】図３は、図１に示したスイッチング電源回
路において、交流入力電圧Ｖ_ACのピーク時におけるスイ
ッチング周期での要部の動作を示す波形図とされる。な
お、ここではスイッチング周波数が５０ＫＨｚの場合に
ついて示しており、この図においては、期間ｔ₁ 〜ｔ₄
がスイッチング周期とされる。例えば、この図に示すｔ
₁ 時点においてスイッチング素子がオフになると、絶縁
トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ₁ 及び共振コンデンサＣ₁
からなる共振回路の作用により、上記一次巻線Ｎ₁ に流
れる電流Ｉ₀ は、図３（ｂ）に示すように期間ｔ₁ 〜ｔ
₂ において、共振波形に近い電流が流れることになる。
また、同じ図３（ｂ）の次の期間ｔ₂ 〜ｔ₃ に示す波形
は、クランプダイオードＤ_D からスイッチング素子Ｑ₁
のベース−エミッタを介して一次巻線Ｎ₁ に流れるダン
パー電流に対応する。そして、上記スイッチング素子Ｑ
₁ のオフ時における共振コンデンサＣ₁ の両端電圧Ｖ₁
（スイッチング素子Ｑ₁ のコレクタ電圧）は、図３
（ａ）の期間ｔ₁〜ｔ₂ に示すように正弦波状の波形と
なり、電圧共振形の動作が得られることになる。

【００２９】スイッチング素子Ｑ₁ は、電流Ｉ₀ がゼロ
クロスする時点ｔ₃ においてオンに変化するが、スイッ
チング素子Ｑ₁ のオン期間である期間ｔ₃ 〜ｔ₄ におい
ては、共振コンデンサＣ₁ の両端電圧Ｖ₁ は図３（ａ）
に示すように０Ｖが継続し、電流Ｉ₀ は一次巻線Ｎ₁ の
インダクタンス作用により図３（ｂ）に示すような波形
が得られる。また、上記スイッチング周期における二次
側交流電圧Ｖ₂ は、コンデンサＣ₂、ブリッジ整流回路
Ｄ₂ 、及び平滑コンデンサＣ₃ が設けられているため、
図３（ｃ）に示すような波形が得られることになる。

【００３０】このように、本実施例のスイッチング電源
回路は、１石による電圧共振形のスイッチングコンバー
タに対して、磁気結合トランスＭＣＴを備えて力率改善
を図るように構成されている。例えば図１０に示したス
イッチング電源回路においては、自励式による電流共振
コンバータとされて、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ をハ
ーフブリッジ結合して構成されているため、２つのスイ
ッチングトランジスタと、これらを駆動するための二系
統の駆動回路系（起動抵抗Ｒ_S 、ダンピング抵抗Ｒ_B 、
コンデンサＣ_B、駆動巻線Ｎ_B 等）が必要となる。更に
重負荷に対応するような場合には、図示しないが、４つ
のスイッチングトランジスタより構成されるフルブリッ
ジタイプとすることがあり、この場合には４つのスイッ
チング素子と四系統の駆動回路が必要とされることにな
る。これに対して、本実施例の図１に示したスイッチン
グ電源回路では、自励式による電圧共振形型コンバータ
とされていることから、少なくとも１つのスイッチング
トランジスタによりスイッチング動作を実現することが
可能とされるため駆動回路系も一系統でよいことにな
る。また、本実施例のスイッチング電源回路では、磁気
結合トランスＭＣＴに対して駆動巻線Ｎ_B を巻装して所
要のインダクタンスを得て、コンデンサＣ_B と共に自励
発振によるスイッチング周期の共振回路が形成されるよ
うにしている。このため、図１０に示したようなドライ
ブトランスＣＤＴを省略することができる。

【００３１】このように図１に示す本実施例のスイッチ
ング電源回路は、図１０のスイッチング電源回路と比較
した場合、、特にスイッチングコンバータ部を構成する
部品が大幅に削減されると共に、コンバータトランスＣ
ＤＴが削除されるために、スイッチング電源回路を構成
するパーツ数が大幅に削減され、これに伴って実装基板
のサイズも大幅に縮小することが可能になる。また、原
材料費や加工費も削減されると共に生産管理面でも有利
となって、低コスト化や製造能率の観点においても向上
が図られることになる。

【００３２】次に、図４の回路図に本発明の他の実施例
としてのスイッチング電源回路の構成を示し、図１と同
一部分は同一符号を付して説明を省略する。この図のス
イッチング電源回路においては、図１の回路図で絶縁ト
ランスＰＲＴの二次巻線Ｎ₂ に対して並列に設けられて
いたコンデンサＣ₂ が省略されており、また、ダイオー
ドＤ₃ 及び平滑用コンデンサＣ₃ による半波整流平滑回
路により、直流出力電圧Ｅ_O が得られるようにしてい
る。この実施例に示されるような構成の回路は、例えば
負荷電力１００Ｗ程度以下のような軽負荷時に対応する
場合に用いることができ、図１の回路と比較した場合、
二次側の回路系の部品点数が更に削減されることにな
る。

【００３３】図５は、本発明の更に他の実施例のスイッ
チング電源回路の構成を示すものとされ、図１と同一部
分は同一符号を付して説明を省略する。この図のスイッ
チング電源回路においては、磁気結合トランスＭＣＴの
一次巻線Ｎ₃ は絶縁トランスＰＲＴの二次巻線Ｎ₂ と直
列接続される。そして、この絶縁トランスＰＲＴの二次
巻線Ｎ₂ の端部がブリッジ整流回路Ｄ₂ の入力端子Ｔｂ
に接続され、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ₃ の
端部は、ブリッジ整流回路Ｄ₂ の入力端子Ｔａに接続さ
れている。また、絶縁トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ₁ の
一端は、図１の場合と同様にスイッチング素子Ｑ₁ のコ
レクタ及び共振コンデンサＣ₂ の接続点と接続される
が、他方の端部は平滑コンデンサＣｉの正極側と接続さ
れることになる。

【００３４】このような構成の場合には、絶縁トランス
ＰＲＴにおいてその二次巻線Ｎ₂ に励起されたスイッチ
ング周期の交番電圧が磁気結合トランスＭＣＴの一次巻
線Ｎ ₃ に供給されることになる。これによって、図１あ
るいは図２に示したと同様に、磁気結合トランスＭＣＴ
の一次巻線Ｎ₃ から二次巻線Ｎｉにスイッチング周期の
交番出力が励起されて、これが絶縁トランスＰＲＴの一
次側の全波整流ラインに重畳されることになって、力率
改善が図られることになる。

【００３５】次に、図６の回路図に本発明の更に他の実
施例とされる、プッシュプル動作でスイッチングが行わ
れるスイッチング電源回路の構成を示し、図１及び図４
と同一部分は同一符号を付して説明を省略する。この図
においては、スイッチング素子Ｑ₁ と共に、更にスイッ
チング素子Ｑ₂が設けられている。そして、スイッチン
グ素子Ｑ₁ を駆動するための駆動回路系の構成部品をそ
れぞれ起動抵抗Ｒ_S1、ダンピング抵抗Ｒ_B1、コンデンサ
Ｃ_B1、駆動巻線Ｎ_B1、クランプダイオードＤ_D1で示す
と、スイッチング素子Ｑ₂ に対しても同様に、起動抵抗
Ｒ_S2、ダンピング抵抗Ｒ_B2、コンデンサＣ_B2、駆動巻線
Ｎ_B2、クランプダイオードＤ_D2の各素子から構成される
駆動回路系が形成される。なお、磁気結合トランスＭＣ
Ｔに対して設けられる上記２つの駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ
_B2は、それぞれが互いに逆極性の出力が得られるように
巻装されている。また、スイッチング素子Ｑ₂ のコレク
タ−エミッタ間に対して並列に共振用コンデンサＣ
_1B（ここではスイッチング素子Ｑ₁ 側の共振用コンデン
サはＣ_1Aにより示される）が設けられて、絶縁トランス
の一次巻線Ｎ₁ と共に電圧共振用の共振回路が形成され
るようにしている。またこの場合、絶縁トランスの一次
巻線Ｎ₁ の両端は、それぞれスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ
₂ のコレクタと接続されていると共に、センタータップ
が設けられ、このセンタータップ端子と平滑コンデンサ
Ｃｉの正極間に磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ₃
が挿入されるように接続される。

【００３６】このように本実施例のスイッチング電源回
路は、２石のスイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂ が交互のタイ
ミングでオン／オフするスイッチング動作となる、いわ
ゆるプッシュプル結合タイプによる自励式の電圧共振形
コンバータが備えられた構成とされ、例えば、負荷電力
が１５０Ｗ程度以上となるような重負荷時に対応して用
いられる。

【００３７】そして、この場合には、絶縁トランスの一
次巻線Ｎ₁ のセンタータップを介して、磁気結合トラン
スＭＣＴの一次巻線Ｎ₃ に対してスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のスイッチング出力が供給されるため、例えば
図１のスイッチング電源回路と同様に磁気結合トランス
ＭＣＴによる力率改善がなされることになる。

【００３８】図７は、本発明の更に他の実施例のスイッ
チング電源回路を示す回路図であり、図１と同一部分は
同一符号を付して説明を省略する。この場合には、図の
ように磁気結合トランスにおいて、その一次巻線Ｎ₃ 及
び二次巻線Ｎｉに直交するようにして制御巻線Ｎ_C が巻
装されている。すなわち、本実施例では磁気結合トラン
スがＰＲＴ（Power Regulating Transformer) とされ
る。そして、絶縁トランスは制御巻線が設けられないＰ
ＩＴ（Power Isolation Transformer)とされる。このよ
うな構成では、磁気結合トランスＰＲＴにより力率改善
と定電圧制御の動作が行われることになる。なお、定電
圧制御動作としては、制御回路１から制御巻線Ｎ_C に流
す直流制御電流を、直流出力電圧Ｅ_O の変動に応じて可
変して、その一次巻線Ｎ₃ 及び二次巻線Ｎｉのインダク
タンスをコントロールすることによって行われる。な
お、この実施例における制御回路１は、先に図１及び図
４〜図６に示した各実施例のように絶縁トランスＰＲＴ
の飽和特性を制御する場合とは、その極性が逆となるよ
うにされ、例えば重負荷、低交流入力電圧時に制御電流
を減少させるように制御回路１が動作する。

【００３９】図８は、本発明の更に他の実施例のスイッ
チング電源回路を示す回路図であり、図１、図５及び図
７と同一部分は同一符号を付して説明を省略する。この
図の実施例では、図７の実施例において説明したのと同
様に、磁気結合トランスが制御巻線Ｎ_C を設けたＰＲＴ
とされ、この磁気結合トランスＰＲＴにより力率改善及
び定電圧制御を行うようにされるが、この場合には図５
に示した実施例と同様に、磁気結合トランスの一次巻線
Ｎ₃ は絶縁トランスの二次巻線Ｎ₂と直列に接続され
て、二次側に励起されるスイッチング出力が磁気結合ト
ランスＰＲＴを介して一次側の全波整流出力ラインに帰
還されるようにしている。また、本実施例では図２の実
施例と同様に絶縁トランスの二次側において、ダイオー
ドＤ₃ 及びコンデンサＣ₃ による半波整流平滑回路によ
り直流出力電圧Ｅ_O を得るようにして、軽負荷時に対応
した際に、更に低コスト化が図られるようにしている。
但し、この場合には絶縁トランスＰＩＴの二次巻線Ｎ₂
に対して並列に共振用コンデンサＣ₂ が接続されて、二
次側の交番出力電圧が正弦波に近付くようにされてい
る。

【００４０】ここで、図７あるいは図８に示したスイッ
チング電源回路において用いられる磁気結合トランスＰ
ＲＴ及び絶縁トランスＰＩＴの構造を図９により示す。
磁気結合トランスＰＲＴは、例えば図８（ａ）に示すよ
うに、４本の磁脚を有する同形状のコアＣ_R1、Ｃ_R2を、
互いの磁脚の端部同志が対向するように組み合わされた
箱形のコアを形成する。そして、この箱形のコアに対し
て、図のようにその一次及び二次巻線Ｎ₃ 、Ｎｉを２本
の磁脚にまたがるようにして巻装し、制御巻線Ｎ_C は、
上記巻線Ｎ₃ 、Ｎｉの巻方向と直交するように２本の磁
脚にまたがるようにして巻装して構成される。また、絶
縁トランスＰＩＴは、例えばフェライト材によるＥ型コ
アＣ_R1、Ｃ_R2を組み合わせたＥＥ型コアを形成し、その
中央磁脚に対して、図のように絶縁トランスの一次巻線
Ｎ₁ 及び二次巻線Ｎ₂ を巻装して構成される。

【００４１】なお、上記各実施例においてこれまで説明
してきた本発明の力率改善方法は、例えば電圧共振形に
よるスイッチングコンバータに対して磁気結合トランス
が組み合わされて力率改善を図るようにされたものであ
れば、他の各種組み合わせパターンにより構成される電
源回路に対して適用が可能であって、上記各図に実施例
として示した組み合わせのパターンに限定されるもので
なく、また、例えば取り出し得る直流出力電圧を複数化
するなど、他の回路部分においても変更が可能である。

【００４２】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、自励式に
よる電圧共振形のスイッチング電源回路において、力率
改善のために設けられる磁気結合トランスを組み合わせ
て構成することで、例えば、自励式による電流共振型の
スイッチングコンバータと磁気結合トランスを組み合わ
せた場合と比較して、スイッチング素子数及びこのスイ
ッチング素子を駆動するドライブトランス及び駆動回路
系の部品を削減することが可能になるため、スイッチン
グ電源回路の小型／軽量化及びコストの削減を大幅に促
進することができるという効果を有している。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例としてのスイッチング電源回
路の回路図である。

【図２】本実施例のスイッチング電源回路の要部の動作
を商用電源周期で示す波形図である。

【図３】本実施例のスイッチング電源回路の要部の動作
をスイッチング周期で示す波形図である。

【図４】他の実施例としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。

【図５】他の実施例としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。

【図６】他の実施例としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。

【図７】他の実施例としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。

【図８】他の実施例としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。

【図９】更に他の実施例における磁気結合トランス及び
絶縁トランスの構造を示す斜視図である。

【図１０】従来例としてのスイッチング電源回路を示す
回路図である。

【符号の説明】

１制御回路Ｌ_N フィルタチョークコイルＣ_N フィルタコンデンサＤ₁ ブリッジ整流回路Ｄ_FR 高速リカバリ型ダイオードＭＣＴ（ＰＲＴ）磁気結合トランスＰＲＴ（ＰＩＴ）絶縁トランスＱ₁ ，Ｑ₂ スイッチング素子Ｃｉ平滑コンデンサＣ₁ ，Ｃ_1A，Ｃ_1B 共振コンデンサＣ₂ 二次側の共振用コンデンサＮ₁ 一次巻線Ｎ₂ 二次巻線Ｒ_B ，Ｒ_B1，Ｒ_B2 ダンピング抵抗Ｃ_B ，Ｃ_B1，Ｃ_B2 自励発振用共振コンデンサＮ_B ，Ｎ_B1，Ｎ_B2 駆動巻線

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０２Ｍ 7/217 9472−5Ｈ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源を整流する整流手段と、該整流手段の出力を平滑するチョークコイル及び平滑コ
ンデンサからなる平滑手段と、該平滑手段より出力される電圧を断続して絶縁トランス
の一次巻線に出力するようにされたスイッチング素子
と、上記絶縁トランスの一次巻線及びスイッチング素子に対
して並列に設けられる共振用コンデンサにより形成され
る共振回路とを備えている電圧共振形のスイッチングコ
ンバータと、少なくとも上記チョークコイルと、上記スイッチング素
子のスイッチング動作に基づいて得られる交番出力が供
給される交番出力供給コイルとが、磁気結合するように
巻装された磁気結合トランスと、を備えて構成されていることを特徴とするスイッチング
電源回路。
【請求項２】上記商用電源のラインにノーマルモード
のローパスフィルタが設けられていることを特徴とする
請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】上記整流手段において高速リカバリ型ダ
イオードが用いられていることを特徴とする請求項１又
は請求項２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】上記スイッチングコンバータは自励式と
され、スイッチング周波数を設定するインピーダンス素
子である駆動巻線が、上記磁気結合トランスに巻装され
て所要のインダクタンスが得られるように構成されてい
ることを特徴とする請求項１又は請求項２又は請求項３
に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】上記絶縁トランスの二次側巻線に対して
並列にコンデンサが接続されて、上記絶縁トランスのイ
ンダクタンス成分とにより共振回路を形成するようにさ
れていることを特徴とする請求項１乃至請求項４に記載
のスイッチング電源回路。
【請求項６】上記絶縁トランスの二次側に得られた交
番出力を整流して直流出力電圧を得るための整流回路
は、全波整流回路又は半波整流回路とされていることを
特徴とする請求項１乃至請求項５に記載のスイッチング
電源回路。
【請求項７】上記交番出力供給コイルは、上記絶縁ト
ランスの二次巻線と直列接続されていることを特徴とす
る請求項１乃至請求項６に記載のスイッチング電源回
路。
【請求項８】上記スイッチングコンバータは、２石の
スイッチング素子をプッシュプル結合して構成されてい
ることを特徴とする請求項１乃至請求項７に記載のスイ
ッチング電源回路。
【請求項９】上記直流出力電圧に基づいて、上記絶縁
トランスの磁束を可変して定電圧制御を行うように構成
されていることを特徴とする請求項１乃至請求項８に記
載のスイッチング電源回路。
【請求項１０】上記磁気結合トランスは、上記チョー
クコイル及び上記交番出力供給コイルに対して制御巻線
を直交するように巻装して構成され、上記直流出力電圧
に基づいて上記制御巻線に流す制御電流を変化させるこ
とにより、上記チョークコイル及び上記交番出力供給コ
イルのインダクタンスを可変して定電圧制御を行うよう
に構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項
８に記載のスイッチング電源回路。