DE68917397T2

DE68917397T2 - Leistungsversorgung.

Info

Publication number: DE68917397T2
Application number: DE68917397T
Authority: DE
Inventors: Minoru Maehara; Masataka Mitani; Isao Takahashi
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1988-09-19
Filing date: 1989-09-14
Publication date: 1994-12-01
Anticipated expiration: 2009-09-15
Also published as: EP0360156A2; EP0360156A3; JP2677409B2; CA1298614C; JPH02211065A; EP0360156B1; US4933831A; DE68917397D1

Description

TECHNISCHES GEBIET

Die vorliegende Erfindung ist auf eine Spannungsversorgung gerichtet und insbesondere auf eine Inverter-AC- Spannungsversorgung, die eine Last bei einem verbesserten Leistungsfaktor mit einer hochfrequenten Wechselspannung versorgt.

STAND DER TECHNIK

Bei einer Inverter-Wechselspannungsversorgung zur Verwendung zum Betreiben etwa von Entladungslampen und elektrischen Motoren ist es erforderlich, eine Eingangsspannung, die auf den Inverter aufgebracht wird, durch die Verwendung eines Kondensators zu glätten. Es ist bekannt, daß der Kondensator als eine reaktive Last mit einer hohen kapazitiven Reaktanz wirkt und daher den Leistungsfaktor vermindert. Um diesen nachteiligen Effekt des Kondensators zu eliminieren, kann eine Induktivität oder eine Drosselspule mit dem Kondensator gekoppelt werden, um die kapazitive Reaktanz des Kondensators zu reduzieren. Aufgrund der Tatsache, daß die Spannungsversorgung für den Inverter üblicherweise die übliche Netzspannung mit relativ geringer Frequenz ist, ist die Induktivität oder die Drosselspule darauf begrenzt, eine hohe Induktivität für solche niedrigen Frequenzen zu haben und ist daher groß, was die Größe der Spannungsversorgung in unerwünschter Weise erhöht, sie sollte daher für einen kompakten Aufbau der Spannungsversorgung vermieden werden. Zu diesem Zweck wurde vorgeschlagen, die Spannung, die auf den Invertereingang mit einer hohen Frequenz aufgegeben wird, zu choppen, um so die Verwendung einer Drosselspule einer geringeren Induktivität und Größe zu ermöglichen. Ein solcher Chopper-Betrieb erfordert jedoch einen zusätzlichen Schaltkreis für die Inverterschaltung und erhöht damit die Komplexität des ganzen Spannungsversorgungsaufbaus mit einer erheblichen Verdoppelung von Komponenten. Zur Vereinfachung der Schaltung und zur Verringerung der Anzahl der Komponenten schlägt das US- Patent 4,564,897 die Verwendung gemeinsamer Komponenten sowohl für den Inverterbetrieb als auch für den Chopper-Betrieb vor. Unglücklicherweise hat sich dieses Patent als ungeeignet erwiesen, da die gemeinsamen Komponenten nicht nur auf eines der mehreren Schaltelemente begrenzt sind, sondern daß weiter eine größere Anzahl weiterer Komponenten erforderlich sind, und zwar einzeln für den Inverterbetrieb und den Chopper- Betrieb. Es ist daher sehr erwünscht, nicht nur ein Schaltelement gemeinsam zu verwenden, sondern auch die anderen Komponenten so weit wie möglich zur weiteren Verringerung der Anzahl der verdoppelten Komponenten und damit der Größe und der Kosten der Spannungsversorgung.
Um die genannten Probleme und Nachteile zu überwinden, offenbart die vorliegende Erfindung eine verbesserte Inverter-Spannungsversorgung mit den Merkmalen der Ansprüche 1 bzw. 2.
Die vorliegende Erfindung offenbart weitere vorteilhafte Merkmale insbesondere für die Verwendung mit einer mehrphasigen Wechselspannungsquelle.
Diese und andere Aufgaben und Vorteile werden aus der nachfolgenden Beschreibung der Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung deutlicher bei Betrachtung in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen.
Fig. 1 ist ein Schaltbild einer Spannungsversorgung nach einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 ist eine Darstellung der Wellenformen an verschiedenen Punkten der obigen Schaltung;
Fig. 3A bis 3D sind jeweils Darstellungen, die die Stromflüsse bei dem Betrieb der Schaltung während eines positiven Halbzyklus einer Eingangswechselspannung wiedergeben;
Fig. 4A bis 4D sind jeweils Darstellungen, die die Stromflüsse bei dem Betrieb der Schaltung während eines negativen Halbzyklus der Eingangswechselspannung wiedergeben;
Fig. 5 ist ein Schaltbild, das eine Abwandlung des in Fig. 1 gezeigten Schaltkreises wiedergibt;
Fig. 6 ist ein Schaltbild, das eine zweite Abwandlung der Schaltung nach Fig. 1 wiedergibt;
Fig. 7 ist ein Schaltbild einer Spannungsversorgung in Übereinstimmung mit einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 8 ist ein Schaltbild einer Abwandlung der Schaltung von Fig. 7;
Fig. 9 ist ein Schaltbild eines Schaltregulators, der ein Anwendungsbeispiel für die vorliegende Erfindung ist;
Fig. 10 ist eine Darstellung der Wellenformen an unterschiedlichen Punkten in der Schaltung von Fig. 9; und
Fig. 11 ist ein Schaltbild einer Spannungsversorgung zur Verwendung mit einer mehrphasigen Wechselspannungsquelle in Übereinstimmung mit einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung;
Fig. 12 und 13 sind jeweils Schaltbilder, die Abwandlungen des dritten Ausführungsbeispiels wiedergeben.

EINGEHENDE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

Erstes Ausführungsbeispiel < Figuren 1 bis 4>

Es wird jetzt auf Fig. 1 Bezug genommen. Diese zeigt eine Spannungsversorgung nach einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Spannungsversorgung weist einen Inverter 1 auf, der eine hochfrequente Wechselspannung auf eine Last aufgibt, die eine induktive Reaktanz oder aber eine kapazitive Reaktanz haben kann. Die Spannungsversorgung kann beispielsweise zum Betreiben von Elektromotoren oder Entladungslampen verwendet werden, oder aber kann Schaltregulatoren bilden. In der folgenden Beschreibung und in den Zeichnungen wird die Last aus Gründen der Einfachheit einfach als Widerstandslast RL ausgedrückt.
Der Inverter 1 weist ein Paar von ersten und zweiten Schaltelementen oder bipolaren Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; auf, sowie ein Paar von ersten und zweiten Kondensatoren C&sub1; und C&sub2;, die in einer Halbbrückenausbildung mit der Last RL verbunden sind. Erste und zweite Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; werden gesteuert, wie dies durch die jeweiligen Steuersignale S&sub1; und S&sub2; in Fig. 2 angegeben ist, um alternierend bei einer hohen Frequenz ein- und auszuschalten, um die Gleichspannung, die über jedem der ersten und zweiten Kondensatoren C&sub1; und C&sub2; entwickelt wird, zu schalten, um an der Last RL eine hochfrequente Wechselspannung zu erzeugen, wie dies bei VRL in Fig. 2 gezeigt ist. Erste und zweite Dioden D&sub1; und D&sub2; sind in einer gegenparallelen Beziehung jeweils mit den Transistoren Q&sub1; und Q&sub2;verbunden. Der Inverter 1 wird mit einer Gleichspannung versorgt von einem Ganzwellen-Gleichrichter 2, der mit einer Niederfrequenz-Wechselspannungsquelle Vs verbunden ist, die üblicherweise eine Netzwechselspannung von 50 oder 60 Hz hat. Zwischen der Wechselspannungsquelle Vs und dem Gleichrichter 2 ist ein Tiefpassfilter angeordnet, das aus einer Spule L&sub1; und einem Kondensator C&sub3; besteht. Der Gleichrichter 2 ist eine Diodenbrücke, die zusätzlich zu den ersten und zweiten Dioden D&sub1; und D&sub2; dritte Dioden D&sub3; und D&sub4; aufweist. Der Ausgang des Gleichrichters 2 wird dem Inverter 1 zugeführt, geglättet durch die Kondensatoren C&sub1; und C&sub2;, um so eine geglättete Gleichspannungsquelle an den Invertereingang anzulegen.
Eine Spule L&sub2; ist ein Reihe mit einer Wechselspannungsquelle Vs über dem Gleichrichtereingang eingesetzt, um gegen die kapazitive Reaktanz der Kondensatoren C&sub1; und C&sub2; zur Verbesserung des Leistungsfaktors zu wirken. Die Spule L&sub2; wirkt mit dem ersten und dem zweiten Schalttransistor Q&sub1; und Q&sub2; zusammen, um einen unterbrochenen Wechselstrom IL2 zu schaffen, wie in Fig. 2 gezeigt, der über den Gleichrichter 2 gleichgerichtet wird, und wird Ladungskondensatoren C&sub1; und C&sub2; zugeführt, um dort geglättet zu werden. Der obige Betrieb kann als ein Chopper-Betrieb bezeichnet werden gegenüber dem Inverter-Betrieb, in dem der erste und der zweite Transistor Q&sub1; und Q&sub2; betrieben werden, um die Gleichspannung der beiden Kondensatoren C&sub1; und C&sub2; zum Schaffen der hochfrequenten Wechselspannung für die Last RL zu schalten.
In Fig. 1 sind die Komponenten, die den obigen Chopper-Betrieb bewirken, durch einen gestrichelten Block 4 umrissen, der als Chopperschaltung bezeichnet werden kann im Gegensatz zu der Inverterschaltung, die durch den gestrichelten Block 1 angegeben ist. Aus Fig. 1 ergibt sich, daß die Chopperschaltung 4 und die Inverterschaltung 1 eine große Anzahl von Komponenten teilen und weiter, daß die Inverterschaltung 1 erste und zweite Dioden D&sub1; und D&sub2; mit dem Gleichrichter 2 teilt. Die Spannungsversorgung nach der vorliegenden Erfindung kann so mit einer minimalen Anzahl von Komponenten aufgebaut sein.
Der Chopper-Betrieb und der Inverter-Betrieb werden unter Bezugnahme auf die Fig. 2 und 4 in ihren Einzelheiten beschrieben. Während eines positiven Halbzyklus der Wechselspannung Vin von der Wechselspannungsquelle Vs werden der erste und der zweite Schalttransistor Q&sub1; und Q&sub2; alternierend leitend und nichtleitend gemacht, um sich wiederholend einen reinen Inverter-Betrieb [erster Chopper] alternierend mit einem Inverter-und-Lade- Betrieb [zweiter Chopper] zu schaffen. Der Nur- Inverter-Betrieb [erster Chopper] ist ein Zustand, der beispielsweise während einer Zeitperiode zwischen t&sub1; und t&sub2; von Fig. 2 auftritt, wobei der erste Transistor Q&sub1; leitend ist, um eine Schleife von dem Kondensator C&sub1;, dem Transistor Q&sub1; und der Last RL zum Fließen eines Stromes IRL von dem Kondensator C&sub1; durch die Last RL in einer Richtung, die durch den gepunkteten Pfeil in Fig. 3A angegeben ist, zu bilden. Auch in diesem Zustand wird eine weitere geschlossene Schleife gebildet, um einen Strom IL2 in der Richtung strömen zu lassen, die, wie in Fig. 3B gezeigt ist, von der Wechselspannungsquelle Vs durch die Spule L&sub1;, die Spule L&sub2;, die dritte Diode D&sub3;, den Transistor Q&sub1; und zurück zu der Gleichspannungsquelle Vs fließt, um so eine Energie in der Spule L&sub2; zu speichern. In Fig. 2 ist gezeigt, daß der Strom IL2 auf einen Pegel erhöht wird, der einer ursprünglichen Wechselspannung entspricht.
Wenn der erste Transistor Q&sub1; nachfolgend nichtleitend wird und stattdessen der zweite Transistor Q&sub2; leitend wird, kommt die Schaltung in den Inverter-Lade-Betrieb [zweiter Chopper], der ein Zustand ist, der in einer Zeitdauer von t&sub2; - t&sub3; von Fig. 2 auftritt. In diesem Zustand wird eine Schleife gebildet, die den zweiten Transistor Q&sub2;, den zweiten Kondensator C&sub2; und die Last RL aufweist, wobei ein Strom von dem zweiten Kondensator C&sub2; strömt, der ein Strom IRL ist mit einer entgegengesetzten Richtung, durch die Last RL, wie durch den gestrichelten Pfeil in Fig. 3C angegeben. Auch in diesem Zustand wird eine weitere Schleife gebildet, um die Energie der Spule L&sub2; durch die dritte Diode D&sub3;, den ersten Kondensator C&sub1; und den zweiten Kondensator C&sub2;, die zweite Diode D&sub2; und die Wechselspannungsquelle Vs freizugeben, wie durch einen Pfeil X von Fig. 3D angegeben, um den ersten Kondensator C&sub1; und den zweiten Kondensator C&sub2; aufzuladen. Zu demselben Zeitpunkt wird eine weitere Schleife gebildet, um einen Strom von der Spule L&sub2; durch die dritte Diode D&sub3;, den ersten Kondensator C&sub1;, die Last RL und die Wechselspannungsquelle Vs fließen zu lassen, wie durch einen Pfeil Y in derselben Figur angegeben. Auf diese Weise dient der erste Transistor Q&sub1; während des positiven Halbzyklus der Wechselspannungsquelle Vs sowohl für den Chopper-Betrieb der Ladekondensatoren C&sub1; und C&sub2; und auch für den Inverter- Betrieb des Schaffens des Stromes IRL zu der Last RL, während der zweite Transistor Q&sub2; nur für den Inverter- Betrieb dient.
Während eines negativen Halbzyklus der Wechselspannungsquelle Vs werden die beiden obigen Betriebsweisen entsprechend wiederholt. Wenn, beispielsweise, der zweite Transistor Q&sub2; in der Zeitdauer von t&sub5; - t&sub6; in Fig. 2 leitend gemacht wird, kommt die Schaltung in den Nur-Inverter-Betrieb [erster Chopper], in dem der Kondensator C&sub2; einen Strom IRL an die Last RL über den zweiten Transistor Q&sub2;, anlegt, wie in Fig. 4A gezeigt. Zu dem gleichen Zeitpunkt liefert eine Wechselspannungsquelle Vs einen Strom IRL durch den zweiten Transistor Q&sub2;, die vierte Diode D&sub4;, die Spule L&sub2; in der Richtung, die in Fig. 4B durch einen Pfeil angegeben ist, um die Energie in der Spule L&sub2; zu speichern. Entsprechend wird in dem positiven Halbzyklus der Strom IL2 auf einen Pegel angehoben, der einer Ausgangsspannung der Wechselspannungsquelle Vs entspricht. Während der nachfolgenden Nichtleitung des zweiten Transistors Q&sub2; und der Leitung des ersten Transistors Q&sub1;, was durch die Zeitdauer t&sub6; - t&sub7; angegeben ist, kommt die Schaltung in den Inverter-und-Lade-Betrieb [zweiter Chopper], in der der erste Transistor Q&sub1; dazu wirkt, den Strom IRL von dem ersten Kondensator C&sub1; zu der Last RL in der Richtung, die in Fig. 4C durch einen Pfeil angegeben ist, fließen zu lassen, um den Inverter-Betrieb zu bewirken. Gleichzeitig wird die Energie, die in der Spule L&sub2; gespeichert ist, durch die Wechselspannungsquelle Vs, die erste Diode D&sub1;, den ersten Kondensator C&sub1; und den zweiten Kondensator C&sub2; und die vierte Diode D&sub4; freigegeben, wie in Fig. 4D durch den Pfeil X angegeben, um den ersten Kondensator C&sub1; und den zweiten Kondensator C&sub2; aufzuladen. Auch bei diesem Ereignis verursacht die Spule L&sub2; einen Strom, der durch die Wechselspannungsquelle Vs, die Last RL, den zweiten Kondensator C&sub2;, die vierte Diode D&sub4; und zurück zu der Spule L&sub2; zirkuliert, wie in derselben Figur durch einen Pfeil Y angegeben. Auf diese Weise arbeitet die Schaltung während des negativen Halbzyklus der Wechselspannungsquelle, um entsprechend den Chopper-Betrieb und den Inverter-Betrieb zu wiederholen, wobei ein erster Transistor Q&sub1; nur für den Inverter-Betrieb arbeitet, während der zweite Transistor Q&sub2; stattdessen sowohl für den Inverter-Betrieb als auch den Chopper-Betrieb dient.
Auf diese Weise werden der erste Transistor Q&sub1; und der zweite Transistor Q&sub2; in gleicher Weise in einem vollständigen Zyklus der Wechselspannung für den Chopper- Betrieb verwendet und teilen damit die Belastung gleichmäßig, wodurch eine gut ausbalancierte Transistorausbildung ermöglicht wird, die die Verwendung von Transistoren gleicher Eigenschaften für den ersten Transistor Q&sub1; und den zweiten Transistor Q&sub2; erlaubt. Es ist hier zu beachten, daß, wie in Fig. 2 gezeigt, der Strom IL2, der durch die Spule L&sub2; strömt, eine sinusförmige Umhüllung zeigt, die einer Verbesserung des Leistungsfaktors entspricht. Es ist hier weiter zu beachten, daß die erste Diode D&sub1; und die zweite Diode D&sub2; dazu dienen, die Schleifen jeweils während des positiven und des negativen Halbzyklus zu bilden zum Laden sowohl des ersten Kondensators C&sub2; und des zweiten Kondensators C&sub2; derart, daß eine geglättete Gleichspannung an dem Invertereingang anliegt. Der Inverter kann so erfolgreich einen hochfrequenten Wechselspannungslaststrom mit verringerten Überlagerungen erzeugen. Durch die Vorsehung eines Tiefpaßfilters 3 zwischen der Spannungsquelle Vs und der Spule L&sub2; kann der Eingangsstrom zu der Spannungsversorgungsschaltung frei sein von einem Einfluß durch den hochfrequenten Schaltbetrieb der Transistoren und kann daher eine kontinuierliche Wellenform beibehalten, um dadurch den Störungsfaktor zu verringern.
Fig. 5 zeigt eine Abwandlung des ersten Ausführungsbeispiels, das von dem ersten Ausführungsbeispiel nur insofern abweicht, als ein MOSFET (Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren) als erste und zweite Schalttransistoren Q&sub1; und Q&sub2; verwendet werden. Diese Abwandlung verwendet eine parasitäre Diode, die dem MOSFET eigen ist, als erste und zweite Dioden D&sub1; und D&sub2;, und reduziert damit weiter die Anzahl der Komponenten oder Dioden. Der Betrieb und die übrige Ausbildung sind denen des ersten Ausführungsbeispiels identisch. Es werden daher gleiche Bezugszeichen verwendet, um einander entsprechende Komponenten zu bezeichnen, um den Vergleich zu erleichtern.
Fig. 6 zeigt eine andere Abwandlung des ersten Ausführungsbeispiels, bei dem die ersten und zweiten Schaltelemente Q&sub1; und Q&sub2; beide bipolare Transistoren sind, deren Basis/Emitter-Weg jeweils durch Dioden D&sub1;&sub1; und D&sub1;&sub2; überbrückt sind. Die Dioden D&sub1;&sub1; und D&sub1;&sub2; sind gegenparallel bezüglich den ersten und zweiten Schalttransistoren Q&sub1; und Q&sub2; verbunden. Jede der Dioden D&sub1;&sub1; und D&sub1;&sub2; wirkt mit einer Basis/Kollektor-P-N-Verbindung eines entsprechenden Transistors zusammen, um jede der ersten und zweiten Dioden D&sub1; und D&sub2; zu bilden, was den Fluß eines Umkehrstroms über die ersten und zweiten Schalttransistoren Q&sub1; und Q&sub2; erlaubt. Bei dieser Abwandlung kann die Basis/Kollektor-PN-Verbindung dem größten Teil der Spannung widerstehen, die über dem Transistor angelegt ist, so daß die zusätzlichen Dioden D&sub1;&sub1; und D&sub1;&sub2; von einer geringeren Fähigkeit, einer Spannung zu widerstehen, sein können, und daher weniger teuer sein können. Diese Abwandlung nutzt die Basis/Kollektor-PN-Verbindung des bipolaren Transistors zur Bildung des Umkehrstromweges nur mit dem Zusatz der Dioden D&sub1;&sub1; und D&sub1;&sub2;, die kostengünstig sind. Da die zusätzlichen Dioden D&sub1;&sub1; und D&sub1;&sub2; als leitende Elemente verwendet werden, um den Basis/Emitter-Weg des Transistors zu überbrücken, können sie durch geeignete Impedanzelemente ersetzt werden. Der Betrieb und die weitere Ausbildung sind derjenigen des ersten Ausführungsbeispiels identisch, und es werden daher einander entsprechende Bezugszeichen verwendet, um gleiche Komponenten anzugeben. Es ist hier zu beachten, daß die ersten und zweiten Schaltelemente alternativ Leistungs-MOSFET, SI (statisch induzierte)- Thyristoren oder aber GTO (Gatterausschalt)- Thyristoren sein können mit einer entsprechenden Verbindung, die die ersten und zweiten Dioden bilden können.

Zweites Ausführungsbeispiel < FIG. 7>

Es wird jetzt auf Fig. 7 Bezug genommen. In dieser ist eine Spannungsversorgung nach einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung wiedergegeben, die in der Ausbildung dem ersten Ausführungsbeispiel gleich ist, mit der Ausnahme der besonderen Anordnung des Kondensators in dem Inverter. Einander entsprechende Bezugszeichen werden für gleiche Komponenten wie in dem ersten Ausführungsbeispiel verwendet, um den Vergleich zu erleichtern. In diesem Ausführungsbeispiel ist der erste Kondensator C&sub4; über dem in Reihe liegenden Paar von ersten und zweiten Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; verbunden, während der zweite Kondensator C&sub5; in Reihe mit einer Last RL über den ersten Transistor Q&sub1; geschaltet ist.
Wenn bei dem Betrieb der erste Transistor Q&sub1; leitend wird, während der zweite Transistor Q&sub2; nicht leitend ist während eines positiven Halbzyklus der Wechselspannung von der Spannungsversorgungsquelle Vs, fließt von der Spannungsquelle Vs ein Strom mit einer zunehmenden Größe durch die Spule L&sub2;, die dritte Diode D&sub3;, den ersten Transistor Q&sub4; und zurück zu der Spannungsquelle Vs, um Energie in der Spule L&sub2; zu speichern. Zu dem gleichen Zeitpunkt wird auch der erste Transistor Q&sub1; zum Fließenlassen eines Stroms von dem zweiten Kondensators C&sub5; durch die Last RL wirken, wie durch einen festen Pfeil in Fig. 7 angegeben. Wenn der erste Transistor Q&sub1; nichtleitend wird und stattdessen der zweite Transistor Q&sub2; leitend wird in demselben Zyklus, gibt die Spule L&sub2; ihre Energie über die dritte Diode D&sub3;, den ersten Kondensator C&sub4;, die Diode D&sub2; und die Spannungsquelle Vs ab, um einen ersten Kondensator C&sub4; aufzuladen, wodurch eine geglättete Gleichspannung in dem ersten Kondensator C&sub4; akkumuliert wird. Bei diesem Ereignis wird ein weiterer Strom veranlaßt, von der Spule L&sub2; durch die dritte Diode D&sub3;, den zweiten Kondensator C&sub5;, die Last RL und die Spannungsquelle Vs zu fließen.
Gleichzeitig arbeitet der zweite Transistor Q&sub2; zum Fließenlassen eines Stroms von dem ersten Kondensator C&sub4; durch den zweiten Kondensator C&sub5;, die Last RL und den zweiten Transistor Q&sub2; in eine Richtung, die durch den gestrichelten Pfeil in Fig. 7 angegeben ist. Die Last RL nimmt so eine Spannung auf, die die Spannung VC4 ist, akkumuliert in dem ersten Kondensator C&sub4; abzüglich einer Spannung VC5 in dem zweiten Kondensator C&sub5;.
Während eines negativen Halbzyklus der Wechselspannung von der Wechselspannungsquelle Vs, führt die Spannungsquelle Vs dann, wenn der erste Transistor Q&sub1; nichtleitend wird und statt dessen der zweite Transistor Q&sub2; leitend wird, einen Strom durch den zweiten Transistor Q&sub2;, die vierte Diode D&sub4;, die Spule L&sub2; und zurück zu der Spannungsquelle Vs, um Energie in der Spule L&sub2; zu speichern. (??? bitte prüfen, habe Satz umformuliert) Der zweite Transistor arbeitet dabei zum Fließenlassen eines Stroms von dem ersten Kondensator C&sub4;, dem zweiten Kondensator C&sub5;, der Last RL, dem zweiten Transistor Q&sub2; und zurück zu dem ersten Kondensator C&sub4;, um einen Laststrom zu bilden, wie dieser durch den gestrichelten Pfeil angegeben ist. Es wurde oben angegeben, daß die Spannung, die an die Last RL angelegt wird, die Differenz (VC4 - VC5) zwischen der Spannung VC1 des ersten Kondensators C&sub4; und der Spannung VC5 des zweiten Kondensators C&sub5; ist. Bei dem nachfolgenden Auftreten, bei dem der erste Transistor Q&sub1; und der zweite Transistor Q&sub2; leitend bzw. nichtleitend werden, gibt die Spule L&sub2; ihre Energie über die Wechselspannungsquelle Vs, die erste Diode D&sub1;, den ersten Kondensator C&sub4; und die vierte Diode D&sub4; ab, um den ersten Kondensator C&sub4; aufzuladen, wodurch eine geglättete Gleichspannung in dem ersten Kondensator C&sub4; akkumuliert wird. Auch bei diesem Ereignis arbeitet der erste Transistor Q&sub1;, um einen Strom von dem Kondensator C&sub5; fließen zu lassen, wie dies durch den durchgezogenen Pfeil in Fig. 7 angegeben ist, unter Anlegen der Spannung VC5 des zweiten Kondensators C&sub5; auf die Last RL. Auf diese Weise werden der erste Schalttransistor Q&sub1; und der zweite Schalttransistor Q&sub2; alternierend leitend und nichtleitend zur Bewirkung des Invertervorgangs durch Aufbringen einer hochfrequenten Wechselspannung auf die Last RL, während zu dem gleichen Zeitpunkt der Chopper-Betrieb des Ladens der Kondensatoren C&sub4; und C&sub5; über die Spule L&sub2; und den Dioden- Brücken-Gleichrichter, bestehend aus den Dioden D&sub1; und D&sub4;, bewirkt wird derart, daß die geglättete Spannung auf den Invertereingang angelegt wird. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird die Kapazität des zweiten Kondensators C&sub5; derart gewählt, daß die Spannung VC5, die in dem zweiten Kondensator C&sub5; akkumuliert wird, der Hälfte der Spannung VC4 des ersten Kondensators C&sub4; entspricht [VC5 = 1/2 VC4] zum Schaffen einer symmetrischen, hochfrequenten Wechselspannung oder -stroms zur Last RL, wie in Fig. 2 gezeigt.
Fig. 8 zeigt eine Abwandlung des zweiten Ausführungsbeispiels, die im Aufbau dem zweiten Ausführungsbeispiel ähnlich ist, mit der Ausnahme, daß der zweite Kondensator C&sub5; in Reihe mit der Last RL über den zweiten Transistor Q&sub2; geschaltet ist. Der Betrieb dieser Abwandlung ist demjenigen des zweiten Ausführungsbeispiels identisch, seine Erläuterung ist nicht erforderlich. Entsprechende Komponenten sind durch dieselben Bezugszeichen wie bei dem zweiten Ausführungsbeispiel bezeichnet. Es ist hier zu beachten, daß das zweite Ausführungsbeispiel und seine Abwandlung auch einen MOSFET als ersten Schalttransistor Q&sub1; und als zweiten Schalttransistor Q&sub2; verwenden kann, wie es oben bei der Abwandlung des ersten Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf Fig. 5 angegeben worden ist, oder aber das gleiche Schaltelement verwenden kann, wie es in der anderen Abwandlung des ersten Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf Fig. 6 diskutiert worden ist.
Fig. 9 zeigt einen Schaltregulator, der ein Anwendungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist. Die Grundschaltungsausbildung ist derjenigen des ersten Ausführungsbeispiels von Fig. 1 identisch und gleiche Komponenten sind daher durch gleiche Bezugszeichen angegeben. In der Schaltung hat ein Transformator Tf eine Primärwindung, die mit dem Ausgang des Inverters verbunden ist und eine Sekundärwicklung, die mit einer Gleichspannungslast Zd über verschiedene Komponenten verbunden ist. Erste und zweite Schalttransistoren (FET) Q&sub1; und Q&sub2; werden gesteuert, um alternierend ein- und auszuschalten mit einer Gesamtauszeit dazwischen, in der sie gleichzeitig ausgeschaltet sind. Eine solche Gesamtauszeit kann verwirklicht werden durch Variieren der Einschaltperiode oder des Arbeitsverhältnisses bezüglich einander der Schalttransistoren Q&sub1; und Q&sub2;. Wenn einer der Transistoren Q&sub1; oder Q&sub2; eingeschaltet ist, liefert die Schaltung einen rechteckigen Ausgangsimpuls zu der Gleichspannungslast Zd. Wenn, andererseits, die beiden Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; ausgeschaltet sind, schafft der Schaltkreis eine Inverterausgangsspannung V&sub0; von Null während dieser Periode, wobei eine Rückkopplungsdiode Df klein ist, um eine Nullausgangsspannung Vd auf einen Gleichspannungsausgangsschaltkreis, der eine Gleichspannungslast Zd aufweist, anzulegen. Die Schaltung kann daher eine Spannungskontrolle über die Gleichspannungslast Zd unter Verwendung einer PWM- Technik bewirken. Fig. 10 zeigt die Wellenformen an verschiedenen Punkten der Schaltung. In Fig. 10 ist erkennbar, daß dann, wenn der Transistor Q&sub1; eingeschaltet ist, innerhalb des positiven Zyklus der Spannungsquelle Vin, ein Strom IL2 durch die Spule L&sub2; linear zunehmen wird auf einen Pegel, der dem der Spannungsquelle Vin entspricht. Bei dem nachfolgenden Ausschalten des Transistors Q&sub1; ist die zweite Diode D&sub2; leitend, um eine Spannung (Vin - Vc) auf die Spule L&sub2; anzulegen. Da die Spannung (Vin - Vc) negativ ist, wird der Strom IL2 durch die Spule L&sub2; reduziert. Wenn der Strom IL2 auf Null abnimmt, ist die zweite Diode D&sub2; nicht weiter leitend. Bei diesem Auftreten wird jedoch aufgrund des Vorhandenseins einer Spule Ld in dem Gleichspannungsausgangskreis eine Diode Df leitend werden, um an die Gleichspannungslast Zd eine sich ergebende Spannung Vd anzulegen, die die in Fig. 10 gezeigte Form hat. Durch ein geeignetes Einstellen der Zeitdauer, in der die Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; beide nicht-leitend sind, ist es möglich, den Mittelwert der Spannung Vd zu steuern und wiederum die Gleichspannung Vd0, die auf die Gleichspannungslast Zd angelegt wird. Das obige Verfahren kann in gleicher Weise zum Steuern einer Wechselspannungslast verwendet werden.

Drittes Ausführungsbeispiel < Fig. 11>

Es wird jetzt auf Fig. 11 Bezug genommen. In dieser ist eine Spannungsquelle in Übereinstimmung mit einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gezeigt. Die Spannungsquelle nach diesem Ausführungsbeispiel wird durch eine dreiphasige Wechselspannungsquelle betrieben zum Betreiben einer Last mit höheren Leistungsanforderungen. In der Figur ist eine Last L mit dem Inverterausgang über einen Ausgangstransformator Tf verbunden. Der Schaltkreis ist demjenigen nach dem ersten Ausführungsbeispiel mit Ausnahme der Gleichrichterausbildung identisch. Gleiche Bezugszeichen geben gleiche Komponenten wie in dem ersten Ausführungsbeispiel zur Vereinfachung an. Ein zusätzliches Paar einer Reihenschaltung bestehend aus einer fünften Diode D&sub5; und einer sechsten Diode D&sub6; ist parallel mit der Reihenschaltung des Paares bestehend aus der dritten Diode D&sub3; und der vierten Diode D&sub4; verbunden. Die (nicht gezeigte) dreiphasige Spannungsquelle ist an einen aus den Dioden D&sub1; bis D&sub6; gebildeten Gleichrichter mit einer ersten Phasenleitung LA gekoppelt, verbunden durch die Spule L&sub2; zu einem Verbindungspunkt zwischen dem ersten Schalttransistor Q&sub1; und dem zweiten Schalttransistor Q&sub2; (d. h. zwischen der ersten Diode D&sub1; und der zweiten Diode D&sub2;), wobei eine zweite Phasenleitung La mit dem Verbindungspunkt zwischen der dritten Diode D&sub3; und der vierten Diode D&sub4; verbunden ist, und mit einer dritten Phasenleitung LC, die mit einem Verbindungspunkt zwischen der fünften Diode D&sub5; und der sechsten Diode D&sub6; verbunden ist. Filterkondensatoren C&sub6; und C&sub7; sind jeweils zwischen der ersten Phasenleitung LA und der zweiten Phasenleitung LB und zwischen der dritten Phasenleitung LA und LC verbunden. In dieser Schaltung wirken das zusätzliche Paar von Dioden D&sub5; und D&sub6; und die Spule L&sub2; mit der ersten Diode D&sub1; und der zweiten Diode D&sub2; und mit dem ersten Transistor Q&sub1; und dem zweiten Transistor Q&sub2; zusammen, um eine Schaltungsausgestaltung zu bilden, die derjenigen nach dem ersten Ausführungsbeispiel identisch ist, wodurch derselbe Chopperbetrieb des Ladens der Kondensatoren C&sub1; und C&sub2; bewirkt wird. Die dritte Phasenleitung LC, die zwischen den Dioden D&sub5; und D&sub6; verbunden ist, sieht einen entsprechenden sinusförmigen Strom D&sub3;, wir er in dem ersten Ausführungsbeispiel gewonnen wird. Entsprechend sieht die zweite Phasenleitung LB einen sinusförmigen Strom I&sub2; ebenfalls, weil die Dioden D&sub1; bis D&sub4;, die Spule L&sub2; und die Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; eine Schaltungsausgestaltung bilden, die derjenigen nach dem ersten Ausführungsbeispiel gleich ist. Infolgedessen sieht die erste Phasenleitung LA einen entsprechenden sinusförmigen Strom I&sub1; aus der bekannten Beziehung, das I&sub1; + I&sub2; + I&sub3; = 0 ist. Es bestätigt sich daher, daß die Spannungsversorgung der Schaltung einen verbesserten Leistungsfaktor hat.
Die Fig. 12 und 13 zeigen Abwandlungen des dritten Ausführungsbeispiels, die sich in der Anzahl der Spulen L&sub2;, die zwischen der dreiphasigen Wechselspannungsquelle und dem Diodengleichrichter eingesetzt ist, unterscheidet. Der andere Aufbau ist demjenigen des dritten Ausführungsbeispiels identisch, gleiche Bezugszeichen werden daher zur Bezeichnung gleicher Komponenten verwendet. Diese Abwandlungen beruhen auf dem Erfordernis, daß die erste, die zweite oder die dritte Phasenleitung LA, LB, LC nie einen Kurzschlußstrom sehen sollte, wenn einer der Transistoren Q&sub1; oder Q&sub2; eingeschaltet ist. Es ist daher, wie oben in dem dritten Ausführungsbeispiel angegeben, nur eine Spule L&sub2; ausreichend, wenn diese in der ersten Phasenleitung LA eingesetzt ist. Weiter sind, wie bei der Abwandlung von Fig. 12 erkennbar, Spulen L&sub2; erforderlich, um jeweils in der zweiten und der dritten Phasenleitung LB bzw. LC eingesetzt zu sein. Alternativ sind, wie bei der Abwandlung von Fig. 13 erkennbar, Spulen L&sub2; erforderlich, um jeweils in der ersten Phasenleitung LA, LB und LC eingesetzt zu sein. In der Schaltung nach den Fig. 11 und 12 ist es schwierig, ausbalancierte dreiphasige sinusförmige Wellen für die Eingangsströme zu der Schaltung zu erreichen aufgrund der Tatsache, daß der Strom I&sub1; nicht mit dem Strom I&sub2; oder mit dem Strom I&sub3; gleich ist. Bei der Schaltung von Fig. 13 ist es jedoch möglich, solche ausgeglichenen dreiphasigen sinusförmigen Wellen durch geeignetes Auswählen der Induktivität der drei Spulen L&sub2; zu erreichen. Obwohl in den Schaltungen der Fig. 11 bis 13 MOS-Transistoren als erster Transistor Q&sub1; und zweiter Transistor Q&sub2; verwendet werden, ist es natürlich möglich, bipolare Transistoren MOSFET mit einer parasitären Diode, SI (statisch induzierte) Thyristoren oder GTO (Gatter-Ausschalt) Thyristoren zu verwenden, wie dies in den obigen Ausführungsbeispielen und Abwandlungen diskutiert worden ist. Weiter ist es möglich, das vorliegende Ausführungsbeispiel in die Anordnungen abzuwandeln, die in den Figuren 6, 7 und 8 offenbart worden sind. Es ist hier zu beachten, daß die in den obigen Ausführungsbeispielen und Abwandlungen zum Bilden der des Ganzwellen-Gleichrichters verwendeten Dioden durch ein entsprechendes Element oder eine Einrichtung ersetzt werden können, die einen unidirektionalen Stromweg bilden, etwa einen umgekehrt leitenden SCR (Silizium-gesteuerten Gleichrichter) und das der Ausdruck "Diodenmittel" in den Ansprüchen einfach zur Darstellung der Diode und eines solchen äquivalenten Elements oder Geräts verwendet wird. Der Begriff "Diodenmittel" sollte daher nicht in einem engen Sinne auf die Diode selbst begrenzt werden sondern bezieht sich im allgemeinen auf ein undirektionales Element oder Gerät.

Liste der Bezugszeichen

1 Inverter
2 Gleichrichter
3 Tiefpassfilter
4 Chopperschaltung
Vs Wechselspannungsquelle
RL Last
Q1 Erster Schalttransistor
Q2 Zweiter Schalttransistor
D1 Erste Diode
D2 Zweite Diode
D3 Dritte Diode
D4 Vierte Diode
D&sub5; Diode
D&sub6; Diode
D1&sub1; Diode
D1&sub2; Diode
C1 Erster Kondensator
C2 Zweiter Kondensator
C3 Kondensator
C4 Erster Kondensator
C5 Zweiter Kondensator
C&sub6; Filterkondensator
C&sub7; Filterkondensator
L1 Spule
L2 Spule
Tf Transformator
Zd Gleichspannungslast
Df Rückkopplungsdiode
Ld Spule

Claims

1. Eine Spannungsversorgung mit:

-einer Quelle einer niederfrequenten Wechselspannung (Vs);

-einem Inverter (1) bestehend aus einem Paar von in Reihe geschalteten ersten und zweiten unidirektionalen Schaltelementen (Q&sub1;, Q&sub2;), die gesteuert werden, um mit einer hohen Frequenz alternierend ein- und ausgeschaltet zu werden zum Schalten einer Eingangsgleichspannung zum Anlegen einer hochfrequenten Wechselspannung an eine Last (RL), wobei das erste und das zweite Schaltelement (Q&sub1;, Q&sub2;) in einer antiparallelen Beziehung jeweils zu der ersten und der zweiten Diode (D&sub1;, D&sub2;) geschaltet zu werden, wobei das erste und das zweite Schaltelement (Q&sub1;, Q&sub2;) zwischen sich einen ersten Verbindungspunkt definieren;

-einen Ganzwellen-Gleichrichter (2), der eine Gleichspannung aus der Wechselspannungsquelle erzeugt, wobei der Gleichrichter (2) eine Brückenschaltung mit dem in Reihe geschalteten Paar bestehend aus dem ersten Diodenmittel (D&sub1;) und dem zweiten Diodenmittel (D&sub2;) und einem weiteren Paar einer Reihenschaltung aus einem dritten Diodenmittel (D&sub3;) und einem vierten Diodenmittel (D&sub4;) parallel mit dem in Reihe geschalteten Paar bestehend aus dem ersten Diodenmittel (D&sub1;) und dem zweiten Diodenmittel (D&sub2;), ist, wobei das dritte und das vierte Diodenmittel (D&sub3;, D&sub4;) zwischen sich einen zweiten Verbindungspunkt definieren;

-Kondensatormittel (C&sub1;, C&sub2;), die über den Ganzwellen-Gleichrichter (2) aus der Wechselspannungsquelle (Vs) mit einer Gleichspannung versorgt werden, um eine Gleichspannung an den Invertereingang anzulegen;

-Induktionsmittel (L&sub1;, L&sub2;), die in Reihe mit der Wechselspannungsquelle zwischen dem ersten Verbindungspunkt und dem zweiten Verbindungspunkt verbunden sind;

dadurch gekennzeichnet, daß

-das erste und das zweite Schaltelement (Q&sub1;, Q&sub2;) und der Inverter (1) einen Chopper definieren, der wiederholt eine Wechselspannung von der Wechselspannungsquelle (Vs) unterbricht, um an den Induktionsmittel (L&sub1;, L&sub2;) eine sich ergebende Spannung zu entwickeln und es zu erlauben, daß die sich ergebende Spannung durch den Ganzwellengleichrichter (2) geführt wird, um die Gleichspannung an die Kondensatormittel (C&sub1;, C&sub2;) anzulegen.

2. Gleichspannungsquelle mit:

-einer Quelle einer niederfrequenten mehrphasigen Wechselspannung;

-einem Inverter bestehend aus einem Paar von in Reihe geschalteten ersten und zweiten unidirektionalen Schaltelementen (Q&sub1;, Q&sub2;), die gesteuert werden, um mit einer hohen Frequenz ein- und auszuschalten zum Schalten einer Eingangsgleichspannung zum Anlegen einer hochfrequenten AC-Spannung an eine Last (L), wobei die ersten und zweiten Schaltelemente (Q&sub1;, Q&sub2;) in einer anti-parallelen Beziehung dem ersten Diodenmittel (D&sub1;) bzw. dem zweiten Diodenmittel (D&sub2;) verbunden sind, wobei die ersten und zweiten Schaltelemente (Q&sub1;, Q&sub2;) zwischen sich einen ersten Verbindungspunkt definieren;

-einem Ganzwellen-Gleichrichter, der eine Gleichspannung aus der n-phasigen Gleichspannungsquelle erzeugt, wobei der Gleichrichter ein Paar der ersten und zweiten Diodenmittel (D&sub1;, D&sub2;) und n-1 Paare von dritten und vierten Diodenmitteln (D&sub3;, D&sub4;; D&sub5;, D&sub6;) aufweist, wobei die Diodenmittel in Reihe über dem Paar der ersten und zweiten unidirektionalen Schaltelemente (Q&sub1;, Q&sub4;) verbunden sind mit ihrer nach vorne weisenden Richtung entgegengesetzt zu derjenigen der ersten und zweiten Schaltelemente (Q&sub1;, Q&sub2;), wobei die dritten und vierten Diodenmittel (D&sub3;, D&sub4;) in jedem Paar zwischen sich einen zweiten Verbindungspunkt definieren;

-die n-phasige Wechselspannungsquelle mit dem ersten Verbindungspunkt über eine erste Phasenleitung und mit dem zweiten Verbindungspunkten in den n-1 Paaren der dritten und vierten Diodenmittel (D&sub3;, D&sub4;) jedweils über eine zweite Phasenleitung bis zu einer n-ten Phasenleitung verbunden ist;

- Kapazitätsmittel (C&sub1;, C&sub2;), die über den Ganzwellen-Gleichrichter von der Wechselspannungsquelle mit einer Gleichspannung versorgt werden, um eine Gleichspannung für den Invertereingang zu liefern;

- Induktionsmittel (L&sub2;), die in wenigstens einer der ersten bis n-ten Phasenleitungen derart eingesetzt sind, daß das Induktionsmittel (L&sub2;) in Reihe mit der n-phasigen Wechselspannungsquelle zwischen dem ersten Verbindungspunkt und dem zweiten Verbindungspunkt in jedem der n-1 Paare von dritten und vierten Diodenmitteln (D&sub3;, D&sub4;) verbunden ist;

- wobei die ersten und die zweiten Schaltmittel (Q&sub1;, Q&sub2;) des Inverters einen Chopper definieren, der arbeitet, um wiederholt eine Wechselspannung von der n-phasigen Wechselspannungsquelle zu unterbrechen, um so an dem Induktionsmittel eine sich ergebende Spannung zu entwickeln und es der sich ergebenden Spannung zu erlauben, durch den Ganzwellen-Gleichrichter (2) zurückgeführt zu werden, um die Gleichspannung an das Kondensatormittel (C&sub1;, C&sub2;) anzulegen.

3. Eine Spannungsquelle nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Kondensatormittel ein Paar von ersten und zweiten Kondensatoren (C&sub1;, C&sub2;) aufweist, die in Reihe über dem ersten und dem zweiten Schaltelement (Q&sub1;, Q&sub2;) verbunden sind, wobei der erste und der zweite Kondensator (C&sub1;, C&sub2;) in Reihe mit der Last (RL, L) über jedem der ersten und zweiten Kondensatoren (C&sub1;, C&sub2;) liegt.

4. Eine Spannungsquelle nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Kondensatormittel einen ersten Kondensator (C&sub1;) aufweist, der über dem Paar von ersten und zweiten Schaltelementen (Q&sub1;, Q&sub2;) verbunden ist und weiter einen zweiten Kondensator (C&sub2;) aufweist, der in Reihe mit der Last (RL, L) über eines der ersten und zweiten Schaltelemente (Q&sub1;, Q&sub2;) verbunden ist, aufweist.

5. Eine Spannungsversorgung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, wobei die Last einen gleichrichtenden und glättenden Schaltkreis und eine Gleichspannungslast aufweist.

6. Eine Spannungsversorgung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, wobei wenigstens eines der ersten und zweiten Schaltelemente (Q&sub1;, Q&sub2;) gesteuert wird, um seine Einschaltzeit zu variieren.

7. Eine Spannungsversorgung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, wobei jedes der ersten und zweiten Schaltelemente ein MOSFET aufweist mit einer parasitären Diode, die das erste und das zweite Diodenmittel (D&sub1;, D&sub2;) bildet.

8. Eine Spannungsversorgung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, wobei sowohl das erste als auch das zweite Schaltelement (Q&sub1;, Q&sub2;) ein bipolarer Transistor ist mit einem Basis/Emitter-Weg, der durch ein leitendes Element (D&sub1;&sub1;, D&sub1;&sub2;) überbrückt wird, wobei der bipolare Transistor eine Basis/Kollektor-PN Verbindung hat, die mit dem überbrückenden leitfähigen Element (D&sub1;&sub1;, D&sub1;&sub2;) zusammenwirkt, um das erste Diodenmittel (D&sub1;) und das zweite Diodenmittel (D&sub2;) anti-parallel zu dem bipolaren Transistor (Q&sub1;, Q&sub2;) zu bilden.

9. Eine Spannungsversorgung nach Anspruch 8, wobei das leitfähige Element (D&sub1;&sub1;, D&sub1;&sub2;) eine Diode ist.