DE19737213A1 - Wandler - Google Patents
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Description
Die Erfindung betrifft einen Wandler nach dem Oberbegriff des
Anspruchs 1.
Welligkeitssteuerung ist in einer Vielzahl von Schaltkreisen,
von denen einige in US 50 38 263 beschrieben sind, verwirklicht worden.
US 50 38 263 offenbart z. B. einige Arten von Spannungswandlungsschalt
kreisen, die Welligkeitssteuerung realisieren, wie einen Durchflußwand
ler (s. Fig. 6 und 7 der US 50 38 263), einen Sperrwandler (s. Fig. 10
bis 11 der US 50 38 263) und einen Gegentaktwandler (s. Fig. 15 der
US 50 38 263).
Erforderlich wäre jedoch eine Reduzierung der Kosten bei der
Verwirklichung steuerbarer Spannungswandlungsschaltkreise (die Wellig
keitssteuerung realisieren), indem billigere Schalter (Transistoren)
verwendet werden.
Breite Verwendung hat der sogenannte SEPIC-Wandler. Ein Haupt
problem bei der Verwendung dieser Art von Schaltkreisen besteht darin,
daß der mittlere Eingangsstrom gelesen werden muß, ein SEPIC-Wandler je
doch einen stark gepulsten Eingangsstrom in einem diskontinuierlichen
Leitungsmodus hat. Somit muß ein SEPIC-Wandler einen mittleren Strom von
diesem stark gepulsten Strom extrahieren, was den Entwurf komplizierter
macht. Die Realisierung von Welligkeitssteuerung in einem SEPIC-Wandler
führt dazu, daß der Eingangsstrom der Mittelwert ist, was den Schalt
kreisentwurf des SEPIC-Wandlers wesentlich vereinfacht.
Aufgabe der Erfindung ist es, einen Wandler mit einem gegen
über bekannten Wandlern billigeren und einfacheren Entwurf zu schaffen,
der zur Erzeugung einer in einem weiten Bereich beliebigen Ausgangsspan
nung (größer oder kleiner als die Eingangsspannung) oder eines Ausgangs
stromes gesteuert werden kann und Welligkeitssteuerung realisiert.
Diese Aufgabe wird entsprechend dem kennzeichnenden Teil des
Anspruchs 1 gelöst. Dies wird dadurch erreicht, daß jeder Schalter mit
einer niedrigeren Maximalspannung arbeitet als in herkömmlichen Wand
lern, die so ausgelegt sind, daß sie die gleiche Ausgangsspannung als
Antwort auf die gleiche Eingangsspannung erzeugen, und daß ein Wellig
keitssteuerungsschaltkreis vorgesehen ist.
Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind der nachfolgenden
Beschreibung und den Unteransprüchen zu entnehmen.
Die Erfindung wird nachstehend anhand von den in beigefügten
Abbildungen dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert.
Fig. 1 zeigt ein Schemadiagramm eines Zweischalter-Durch
laßwandlers.
Fig. 1A zeigt ein Schemadiagramm des Ausgangsteils einer al
ternativen Ausführungsform des Schaltkreises aus Fig. 1 (wobei der Aus
gangsteil aus Fig. 1 durch den aus Fig. 1A zu ersetzen ist).
Fig. 1B zeigt ein Schemadiagramm eines Teils einer alternati
ven Ausführungsform des Schaltkreises aus Fig. 1 (der sich vom entspre
chenden Teil aus Fig. 1 nur durch einen zusätzlichen Widerstand RF sowie
durch einen Opto-Koppler und Rückkopplungsschaltkreis 12' anstelle des
Opto-Kopplers und Rückkopplungsschaltkreises 12 unterscheidet).
Fig. 2 zeigt ein Schemadiagram eines Zweitransistor-Durch
laßwandlers, welcher keine welligkeitssteuernde Schaltung enthält.
Fig. 3 zeigt ein Schemadiagramm eines Sperrwandlers als zweite
Ausführungsform.
Fig. 4 zeigt ein Schemadiagramm eines Vollbrücken-Durch
laßwandlers als dritte Ausführungsform.
Fig. 5 zeigt ein Schemadiagramm eines Halbbrücken-Durch
laßwandlers als vierte Ausführungsform.
Fig. 6 zeigt ein Schemadiagramm eines SEPIC-Wandlers als fünf
te Ausführungsform.
Fig. 7 zeigt ein Schemadiagramm mit einer Variation des SEPIC-
Wandlers aus Fig. 6, in der die Eingangsseite von der Ausgangsseite iso
liert ist.
Jede der Ausführungsformen aus Fig. 1, 3 und 4 enthält minde
stens ein "verbundenes" Schalterpaar. Die Schalter in jedem dieser Paare
sind insofern "verbunden", als beide Schalter so gesteuert werden, daß
sie gleichzeitig "geöffnet" oder "geschlossen" sind. Verbundene Schal
terpaare sind z. B. Transistoren Q1 und Q2 aus Fig. 1 (oder Fig. 3) und
Transistoren Q3 und Q6 aus Fig. 4.
Die bevorzugte Ausführungsform ist ein Durchlaßwandler, der
Zweifachschalter und eine welligkeitssteuernde Schaltung enthält, wie
z. B. der Durchlaßwandler aus Fig. 1. Die Funktion dieses Durchlaßwand
lers (und des Durchlaßwandlers aus Fig. 2) besteht darin, eine Eingangs
spannung Vdc in eine Ausgangsspannung Vo umzuwandeln. In beiden Schalt
kreisen wird die Ausgangsspannung Vo typischerweise über eine Last ange
legt, die durch einen Lastwiderstand RL dargestellt wird. Das Verhältnis
der Ausgangsspannung Vo zur Eingangsspannung Vdc kann durch Variation
des Arbeitszyklus der Schalter Q1 und Q2 innerhalb eines Steuerungs
schaltkreises 16 gesteuert werden. Die Schalter Q1 und Q2 werden so ge
steuert, daß beide immer im selben Zustand sind ("an" oder "aus").
Gemäß Fig. 1 enthält ein Zweifachschalter-Durchlaßwandler ei
nen Eingangsfilter 10, einen Steuerungsschaltkreis 16, einen Transforma
tor T2 (mit Primärwicklungen L4, L5 und L6 und Sekundärwicklungen L7 und
L10), eine Induktivität Lext und Kondensatoren C1 und C2 (in Serie mit
dem Eingangsfilter 10 und den Wicklungen L4, L5 und L6), einer Hilfsspa
nungsquelle 14 (zum Liefern einer Spannung Vax, die zum Betrieb eines
Pulsbreitenmodulators PWM innerhalb des Steuerungsschaltkreises 16 benö
tigt wird), einen Ausgangsschaltkreis mit Dioden D5 und D6, eine Induk
tivität L8, einen Kondensator C4 (der zwischen der Sekundärwicklung des
Transistors T2 und der Last RL angeschlossen ist), einen Opto-Koppler
und Rückkopplungsschaltkreis 12 (zur Erzeugung eines Rückkopplungssi
gnals, welches die momentane Ausgangsspannung Vo anzeigt, und zum Lie
fern eines solchen Rückkopplungssignals über einen Opto-Koppler an den
Pulsbreitenmodulator PWM, welcher es zur Erzeugung einer Steuerspannung
zur Steuerung des Arbeitszyklus der Schalter Q1 und Q2 verwendet). Jede
der Wicklungen L4 und L6 ist mit entgegengesetzter Polarität zur Wick
lung L5 gewickelt, und die Wicklung L5 hat Np-Windungen (während L4 und
L6 gemäß Fig. 1) jeweils Np/2-Wicklungen haben. Der Steuerungsschalt
kreis 16 enthält den Pulsbreitenmodulator PWM, die Schalter Q1 und Q2
(jeweils NMOS-Transistoren), einen Transformator T1 mit der Primärwick
lung L1 und den Sekundärwicklungen L2 und L3 und Dioden D1 und D2, die
gemäß Fig. 1 angeschlossen sind. Ebenfalls im Wandler enthalten (jedoch
nicht in Fig. 1 gezeigt) ist ein Inbetriebnahmeschaltkreis, welcher eine
anfängliche Betriebnahmespannung an den Anschluß "Vin" des Pulsbreiten
modulators PWM während einer Anfangsbetriebsperiode (von Betriebsbeginn
des Schaltkreises aus Fig. 1 bis zum Liefern der Spannung Vax durch die
Hilfsspannungsquelle 14) liefert. Nach der Anfangsbetriebsperiode wird
die Spannung Vax an den Anschluß Vin anstatt der Inbetriebnahmespan
nung geliefert.
Der Pulsbreitenmodulator PWM liefert eine Rechteckwellenspan
nung an einen Ausgangsanschluß "Q" (der mit der Wicklung L1 verbunden
ist), die entweder ein hohes oder ein niedriges Niveau hat. Der Puls
breitenmodulator PWM bewirkt, daß diese Spannung periodisch (mit Peri
odendauer T) einen Übergang vom ersten Typ (hoch nach niedrig oder nied
rig nach hoch) und zu einem steuerbaren Zeitpunkt zwischen fortlaufenden
Übergängen ersten Typs einen Übergang entgegengesetzten Typs (niedrig
nach hoch oder hoch nach niedrig) durchläuft.
Die Schalter Q1 und Q2 werden durch den Schaltkreis PWM so ge
steuert, daß beide gleichzeitig "an" sind (jeweils mit Stromfluß zwi
schen Source und Drain). Der Arbeitszyklus bestimmt das Verhältnis der
durch den Schaltkreis aus Fig. 1 gelieferten Ausgangsspannung Vo zur
Eingangsspannung Vdc:
Vo/Vdc = kD = k(To/T),
wobei k = M(Ns/Np), M den Wirkungsgrad des Wandlers, D den Arbeitszyklus
(To/T) der Schalter Q1 und Q2, T die Periodendauer und To den "An"-Teil
jeder Periode T (während die Schalter Q1 und Q2 an sind) angeben. Der
Einfachheit halber wird nachstehend M = 100% angenommen.
Gemäß Fig. 1 ist die Periodendauer T während des normalen Be
triebes fest, die Zeit To variiert jedoch (in Abhängigkeit von der vom
Schaltkreis 12 an den Pulsbreitenmodulator PWM gelieferten Rückkopp
lungsspannung, um die Ausgangsspannung Vo möglichst konstant zu halten.
Der Pulsbreitenmodulator PWM steuert die Schalter Q1 und Q2
wie folgt: Die Spannung am Ausgangsanschluß "Q" des Pulsbreitenmodula
tors PWM (und damit die Potentialdifferenz über der Primärwicklung L1
des Transformators T1) ist entweder hoch (was bewirkt, daß die Sekundär
wicklungen L2 und L3 des Transformators T1 die Steuergates der Schalter
Q1 und Q2 auf einem ausreichend hohen Potential zum Anschalten der
Schalter Q1 und Q2 halten), oder niedrig (was bewirkt, daß die Sekundär
wicklungen L2 und L3 des Transformators T1 die Steuergates der Schalter
Q1 und Q2 auf einem ausreichend niedrigen Potential zum Abschalten der
Schalter Q1 und Q2 halten).
Die Hilfsspannungsquelle 14 liefert die Spannung Vax (die zum
Betrieb des Pulsbreitenmodulators PWM benötigt wird) an den Anschluß
Vin des Pulsbreitenmodulators PWM. Die Hilfsspannungsquelle 14 enthält
eine Wicklung L10 (die als Sekundärwicklung des Transformators T2 gewic
kelt ist und Naux Windungen hat), Dioden D3 und D4, eine Induktivität L9
und einen Kondensator C3, die zur Bildung eines Tiefpaßfilters verbunden
sind. Während des Betriebes, bei dem sowohl die Eingangsspannung Vdc als
auch die Ausgangsspannung Vo im wesentlichen konstant sind, ist auch die
Spannung Vax im wesentlichen konstant, wobei ihre Amplitude durch das
Wicklungsverhältnis multipliziert mit (To/T)(Vdc) gegeben ist:
(Np/Naux) (To/T)(Vdc).
Die Ausgangsseite des Schaltkreises aus Fig. 1 (mit Dioden D5
und D6, Induktivität L8 und Kondensator C4) dient als Tiefpaßfilter und
zum Gleichrichten der Rechteckwellenspannung über die Sekundärwicklung
L7 des Transformators T2 und liefert so die Ausgangsspannung Vo über die
Last RL, die den Mittelwert der Rechteckwellenspannung darstellt.
Der Pulsbreitenmodulator PWM enthält einen Steuersignalerzeu
gungsschaltkreis zur Erzeugung einer Steuerspannung in Antwort auf das
Rückkopplungssignal (welches die momentane Ausgangsspannung Vo anzeigt),
das vom Opto-Koppler und Rückkopplungsschaltkreis 12 an den "F.B."-An
schluß des Pulsbreitenmodulators PWM geliefert wird. Der Rückkopplungs
schaltkreis 12 isoliert optisch den Steuersignalerzeugungsschaltkreis
des Pulsbreitenmodulators PWM vom Knoten 2 und einer Ausgangsmasse (wo
bei er ermöglicht, daß der Steuersignalerzeugungsschaltkreis in der zu
beschreibenden Weise betrieben wird).
Die durch den Steuersignalerzeugungsschaltkreis innerhalb des
Rückkopplungsschaltkreises 12 erzeugte Steuerspannung bestimmt die Zeit
(zwischen fortlaufenden Übergängen ersten Typs), zu der der Pulsbreiten
modulator PWM einen Übergang anderen Typs an seinem Ausgangsanschluß Q
liefert (wahlweise bestimmt die Steuerspannung die Zeit, zu der der
Pulsbreitenmodulator PWM Übergänge beiden Typs am Anschluß Q liefert).
Folglich bestimmt die Steuerspannung den Arbeitszyklus der Schalter Q1
und Q2. Der Steuersignalerzeugungsschaltkreis innerhalb des Pulsbreiten
modulators PWM verwirklicht eine negative Rückkopplung in dem folgenden
Sinne: Wenn die Ausgangsspannung Vo über ihren gewünschten Wert an
steigt, variiert er die Steuerspannung, um eine Reduzierung im Arbeits
zyklus der Schalter Q1 und Q2 (und damit der Ausgangsspannung) zu bewir
ken; wenn die Ausgangsspannung Vo unter ihren gewünschten Wert abfällt,
variiert er die Steuerspannung, um ein Ansteigen im Arbeitszyklus der
Schalter Q1 und Q2 zu bewirken.
Obwohl der Schaltkreis aus Fig. 1 mit einem einzigen Transi
stor anstelle des Transistorpaares Q1 und Q2 entworfen werden kann,
müßte ein solcher einzelner Transistor die Kapazität haben, mit der dop
pelten Spannung (d. h. über seine Source und Drain) als die Spannung des
Transistors Q1 (oder Q2) betrieben werden zu können. Konkret müßte, wenn
Vg die Spannung am Knoten 1 ist, jeder der Transistoren Q1 und Q2 mit
einer Spannung im Bereich zwischen 0 V und Vg über seiner Source und
Drain betrieben werden, während ein einzelner Transistor anstelle des
Paares Q1, Q2 mit einer Spannung im größeren Bereich zwischen 0 V und
etwa 2 Vg über seiner Source und Drain betrieben werden müßte. Die Rea
lisierung eines Spannungswandlers mit zwei Schaltern niedriger Kapazität
(wie Q1 und Q2) ist im allgemeinen billiger als mit einem einzelnen
Schalter mit der doppelten Kapazität einer der beiden Schalter niedriger
Kapazität, und die beiden Schalter (Q1 und Q2) können wesentlich mehr
Leistung an die Last RL liefern.
Der Schaltkreis aus Fig. 1 enthält die folgenden Komponenten,
die Welligkeitssteuerung realisieren: eine Induktivität Lext, Kondensa
toren C1 und C2 und Wicklungen L4 und L6, die gemäß Fig. 1 angeschlossen
sind. Diese Komponenten liefern eine Stromkontinuität (mittleren Gleich
strom), wenn die Schalter Q1 und Q2 "aus" sind, und reduzieren so den
großen Pulsierungsstrom, der viele Frequenzkomponenten über der Spannung
Vg (zeitlich variable Frequenzkomponenten mit der Periodendauer T und
Harmonische höherer Frequenz) am Knoten 1 während des Betriebs erzeugt.
Im Ergebnis hat die Spannungsquelle Vg am Knoten 1 eine geringere harmo
nische Verzerrung, bekannt als geleitete EMI. Am Knoten 1 liegt im we
sentlichen eine Gleichspannung (wobei angenommen ist, daß Vdc zumindest
im wesentlichen eine Gleichspannung ist). Wenn die Schalter Q1 und Q2
"an" sind, fließt Strom über den Schalter Q1 (zwischen Source und Drain)
an die Wicklungen L5, über die Wicklungen L5 an den Schalter Q2 und über
den Schalter Q2 (zwischen Source und Drain) an die Masse.
Der Durchlaßwandler aus Fig. 2 unterscheidet sich vom Schalt
kreis aus Fig. 1 insofern, als er keinen
Welligkeitssteuerungsschaltkreis (Komponenten Lext, C1, C2, L4 und L6
aus Fig. 1) aufweist und einen Eingangsfilter 10' enthält, der sich vom
Eingangsfilter 10 aus Fig. 1 unterscheidet.
Ein Transformator T2' aus Fig. 2 (dessen Primärwicklung L5 und
dessen Sekundärwicklungen L7 und L10 sind) tritt an die Stelle des
Transformators C2 aus Fig. 1. Im Schaltkreis aus Fig. 2 sind gleich be
zeichnete Komponenten mit den entsprechenden Komponenten aus Fig. 1
(z. B. der Steuerungsschaltkreis 16) identisch. Da der Schaltkreis aus
Fig. 2 keinen Welligkeitssteuerungsschaltkreis aufweist, sind Strom und
Spannung am Knoten 1 aus Fig. 2 zeitlich variabel und haben Frequenzkom
ponenten der Frequenz 1/T großer Amplitude (und Harmonische mit höheren
Frequenzen). Aus diesem Grund enthält der Eingangsfilter 10' aus Fig. 2
einen Eingangskondensator mit hoher Kapazität und einem EMI-Filter
(elektromagnetischer Störungsfilter), um den zeitlich variablen Rausch
strom (am Knoten 1 aus Fig. 2) einschließlich der Harmonischen des zeit
lich variablen Stromes mit großer Amplitude zu filtern. Im Gegensatz da
zu dient der Eingangsfilter 10 aus Fig. 1 dazu, die zeitlich variablen
Frequenzkomponenten des gepulsten Stroms an die Wicklungen L4 und L6 zu
lenken, was einen Gleichstrom mit kleinen, sekundären, zeitlich varia
blen Frequenzkomponenten am Knoten 1 aus Fig. 1 erzeugt (die eine we
sentlich geringere Amplitude als die des Stroms am Knoten 1 aus Fig. 2
aufgrund des eingangsseitigen Welligkeitssteuerungsschaltkreises aus
Fig. 1 haben), und muß daher nur eine kleine Eingangskapazität aufweisen
(mit einer kleineren Kapazität als der Eingangskondensator mit Filter
10' aus Fig. 2). Folglich ist die Realisierung des Filters 10 aus Fig. 1
billiger als die des Filters 10' aus Fig. 2. Die in Fig. 1 verwirklich
te Welligkeitssteuerungstechnik reduziert den Welligkeitsstrom (an der
Schaltfrequenz 1/T und den Harmonischen bis zu etwa 1 MHz) um bis zu 40
dB und mehr, was es außerdem ermöglicht, den Filter 10 wesentlich klei
ner und leichter als den Filter 10' zu realisieren.
Zur Verwirklichung des Steuerungsschaltkreises 16 kann ein als
LM2705-Schaltkreis bekannter integrierter Schaltkreis (hergestellt durch
National Semiconductor Corporation, Santa Clara, Californien, USA) ver
wendet werden. Der LM2705-Schaltkreis enthält Schaltkreise, die dem
Schaltkreis PMW entsprechen, Schalter Q1 und Q2, einen Transformator T1
und Dioden D1 und D2, die gemäß Fig. 1 angeschlossen sind.
In einer alternativen Ausführungsform des Durchlaßwandlers ist
der Ausgangsschaltungsteil aus Fig. 1 (mit den Dioden D5 und D6, der In
duktivität L8 und dem Kondensator C4, angeschlossen zwischen der Sekund
ärwicklung L7 des Transformators T2 und der Last RL) durch den Schalt
kreis aus Fig. 1A ersetzt, der Welligkeitssteuerung im Ausgangsabschnitt
realisiert. Der Schaltkreis aus Fig. 1A enthält Dioden D5 und D6, eine
Induktivität L8 und einen Kondensator C4, die den entsprechend bezeich
neten Komponenten aus Fig. 1 entsprechen. Der Schaltkreis aus Fig. 1A
enthält außerdem zur Realisierung von Welligkeitssteuerung die folgenden
Komponenten (gemäß Fig. 1A angeschlossen): Eine Induktivität L28 (die
als Steuerungswicklung dient), einen Kondensator Cr und eine Induktivi
tät Lext2. Die Induktivität L28 ist um einen mit der Induktivität L8 ge
meinsamen Kern gewickelt, um einen Transformator mit der Primärwicklung
L28 und der Sekundärwicklung L8 zu bilden. Die Induktivität L28 ist mit
der gleichen Polarität wie L8 gewickelt, wobei L8 Ns-Wicklungen und L28
Np-Wicklungen hat. Typischerweise ist Np gleich Ns. Die Wicklung L7, die
Diode D5, die Induktivität L8, die Induktivität Lext2 und der Kondensa
tor C4 sind als Tiefpaßfilter in Reihe zur Masse verbunden. Die Indukti
vität L28 ist mit dem Kondensator Cr in Reihe geschaltet, und der aus
den Elementen L8, Lext2 und C4 bestehende Schaltungszweig ist parallel
mit dem aus L28 und Cr bestehenden Schaltungszweig geschaltet. Während
des Betriebes dieser Ausführungsform des Durchlaßwandlers (dessen Ein
gangsseite die Eingangsseite aus Fig. 1 und dessen Ausgangsseite der
Schaltkreis aus Fig. 1A ist), wobei der oben beschriebene Betrieb der
Eingangsseite eine steuerbare Spannung über der Wicklung L7 induziert,
arbeiten die ausgangsseitigen Welligkeitssteuerungskomponenten (L28, Cr
und Lext2 aus Fig. 1A) in bekannter Weise, um den Welligkeitsstrom am
Knoten 2 zu reduzieren. Folglich verwendet diese Ausführungsform den
Welligkeitssteuerungsschaltkreis auf der Eingangsseite (zur Reduzierung
des Welligkeitsstroms am Knoten 1) und einen zusätzlichen Welligkeits
steuerungsschaltkreis an der Ausgangsseite (zur Reduzierung des Wellig
keitsstroms am Knoten 2).
In einer anderen Variation des Schaltkreises aus Fig. 1 wird
ein Welligkeitssteuerungsschaltkreis (wie der in bezug auf Fig. 1A be
schriebene) nur auf der Ausgangsseite (zur Reduzierung des Welligkeits
stroms am Knoten 2) und nicht auf der Eingangsseite verwendet.
Eine andere Variation des Schaltkreises aus Fig. 1, die als
Konstantstromquelle arbeitet, wird in bezug auf Fig. 1B beschrieben. Der
Schaltkreis aus Fig. 1B unterscheidet sich vom Schaltkreis aus Fig. 1
nur in zwei Aspekten: Er enthält einen Rückkopplungsschaltkreis 12' mit
Opto-Koppler (anstelle des Rückkopplungsschaltkreises 12 mit Opto-Kopp
ler), und er enthält eine Widerstand RF zwischen dem Knoten 2 und dem
Rückkopplungsschaltkreis 12' (in Fig. 1 nicht vorhanden). Der Schalt
kreis aus Fig. 1B ist eine Quelle eines steuerbaren Stromes, der durch
die Last RL entnommen wird. Der Rückkopplungsschaltkreis 12' entnimmt
einen Strom (den Strom am Knoten 2A), der den durch die Last entnommenen
momentanen Ausgangsstrom anzeigt, erzeugt ein Rückkopplungsspannungssi
gnal, welches diesen momentanen Ausgangsstrom anzeigt, und liefert die
ses Rückkopplungssignal über den Opto-Koppler an den Pulsbreitenmodula
tor PWM (welches dieser zur Erzeugung einer Steuerspannung zur Steue
rung des Arbeitszyklus der Schalter Q1 und Q2 verwendet. Andere Ausfüh
rungsformen sind Stromquellen (z. B. Stromquellen, die durch Modifikation
eines der hier offenbarten Spannungswandler in der Weise gebildet wer
den, in der der Schaltkreis aus Fig. 1 zur Erzeugung des Schaltkreises
aus Fig. 1B modifiziert wird). Eine Ausführungsform ist z. B. eine Strom
quelle die zum Schaltkreis aus Fig. 3 unter Einschluß des in Fig. 1B ge
zeigten Schaltkreises (anstelle des Schaltkreises 12 aus Fig. 3 und der
Leitung zwischen Knoten 2 und Schaltkreis 12 aus Fig. 3) identisch ist.
Die Funktion eines Sperrwandlers gemäß Fig. 3 besteht darin,
eine Eingangsspannung Vdc in eine Ausgangsspannung Vo umzuwandeln. Die
Ausgangsspannung Vo wird über eine durch einen Lastwiderstand RL darge
stellte Last angelegt. Das Verhältnis zwischen Ausgangsspannung Vo und
Eingangsspannung Vdc kann durch Variation des Arbeitszyklus der Schalter
Q1 und Q2 innerhalb des Steuerungsschaltkreises 16 gesteuert werden. Die
Schalter Q1 und Q2 werden so gesteuert, daß sich beide immer im selben
Zustand befinden ("an" oder "aus").
In einem bekannten Sperrwandler (ohne Welligkeitssteuerungs
schaltkreis) treten sowohl am Eingang als auch am Ausgang große Pulsie
rungsströme auf, die auf der Eingangsseite im wesentlichen das gleiche
Problem wie bei dem Durchlaßwandler 2 verursachen. Der Ausgangspulsie
rungsstrom erfordert große, umfangreiche Kondensatoren zur Verarbeitung
der Rauschströme und einen Hochfrequenzfilter zur Minimierung der Wel
ligkeit auf ein annehmbares Niveau. Eine Lösung des Problems des Pulsie
rungseingangs- (oder -ausgangs-) Stromes in einem Sperrwandler besteht
darin, Welligkeitssteuerungswicklungen auf der Eingangsseite (oder Aus
gangsseite) miteinzubeziehen, die es den Pulsierungsströmen ermöglichen,
im Inneren des Wandlers zu verbleiben und am Eingang (oder Ausgang) des
Wandlers im wesentlichen Gleichströme hervorzurufen. Es ist bekannt, die
Welligkeitssteuerungstechnik auf die Eingangsseite eines Sperrwandlers
anzuwenden, die zeitlich variablen Komponenten des Eingangsstromes (die
Schaltfrequenzen oder Harmonische bis zu etwa 1 MHz haben) um bis zu 40
dB zu reduzieren und so Größe und Gewicht des auf der Eingangsseite er
forderlichen EMI-Filters zu vermindern, wenn der Schaltkreis UL- und/oder
Mil-(militärische) Spezifizierungen haben muß.
Der Schaltkreis aus Fig. 3 enthält einen Eingangsfilter 10,
einen Steuerungsschaltkreis 16, einen Transformator T2 (mit Primärwick
lungen L4, L5 und L6 und Sekundärwicklungen L7 und L10), eine Induktivi
tät Lext und Kondensatoren C1 und C2 (in Serie mit dem Eingangsfilter 10
und den Wicklungen L4, L5 und L6), eine Hilfsspannungsquelle 14 (zum
Liefern einer Spannung Vax), die zum Betrieb des Pulsbreitenmodulators
PWM innerhalb des Steuerungsschaltkreises 16 benötigt wird), einen
Ausgangsschaltkreis mit einer Diode D5, einer Induktivität Lext2 und
einem Kondensator C5 (wie dargestellt angeschlossen), einen Kondensator
C4 (zwischen der Sekundärwicklung des Transformators T2 und der Last RL
angeschlossen), und einen Rückkopplungsschaltkreis 12 mit Opto-Koppler
(zum Liefern eines Rückkopplungssignals, welches die momentane Ausgangs
spannung Vo anzeigt, an den Schaltkreis VWM zur Verwendung bei der Er
zeugung einer Steuerspannung zum Steuern des Arbeitszyklus der Schalter
Q1 und Q2).
Der Arbeitszyklus bestimmt das Verhältnis zwischen der durch
die Schaltung aus Fig. 3 gelieferten Ausgansspannung Vo und der Ein
gangsspannung Vdc an den Schaltkreis aus Fig. 3:
Vo = [D/(1-D)] (NS/Np)(Vg),
wobei D den Arbeitszyklus (To/T) der Schalter Q1 und Q2, T die Schaltpe
riode (oben in bezug auf Fig. 1 definiert), To den "an"-Anteil jeder Pe
riode T (während die Schalter Q1 und Q2 "an" sind), und Vg die Spannung
am Knoten 1 angibt. Während des normalen Betriebs ist die Periode T
fest, die Zeit To variiert jedoch (in Antwort auf die an den Schaltkreis
PWM vom Steuerungsschaltkreis 12 gelieferte Rückkopplungsspannung), um
die Ausgangsspannung Vo möglichst konstant zu halten.
Die Ausgangsseite des Schaltkreises aus Fig. 3 (mit Diode D5,
Wicklung L19 und Kondensatoren C4 und C5) unterscheidet sich von der
Ausgangsseite von Fig. 1. Die Wicklung L19 (die als Steuerungswicklung
dient) und der hiermit in Serie geschaltete Kondensator C5 (gemäß Fig.
3) verwirklichen Welligkeitssteuerung. Die Wicklung L19 ist magnetisch
an die Wicklung L17 (der Sekundärwicklung des Transformators T2) gekop
pelt. Die Wicklung L19 ist mit der gleichen Polarität wie L17 gewickelt,
und beide haben gemäß Fig. 3 Ns-Wicklungen. Am Knoten 4, an einem Ende
des Transformators T2) ist die Wicklung L17 elektrisch mit der Wicklung
L19 verbunden. Die Wicklung L17, die Diode D5, die Induktivität Lext2
und der Kondensator C4 sind als Tiefpaßfilter in Serie mit der Masse
verbunden, und der aus Wicklung L19 und Kondensator C5 bestehende Zweig
ist mit der Diode D5 in Serie geschaltet. Im Betrieb des Sperrwandlers
aus Fig. 3 arbeitet der Welligkeitssteuerungsschaltkreis (Komponenten
L19 und C5 wie dargestellt verbunden) in bekannter Weise, um den Wellig
keitsstrom am Knoten 2 zu reduzieren, so daß die Ausgangsspannung Vo
(ohne signifikante zeitlich variable Frequenzkomponenten) über die Last
RL in Antwort auf die über die Wicklung L17 induzierte Spannung als Er
gebnis des Betriebs der Eingangsseite des Schaltkreises aus Fig. 3 ge
liefert wird.
Der Rückkopplungsschaltkreis 12 aus Fig. 3 arbeitet in der
gleichen Weise wie der Rückkopplungsschaltkreis 12 aus Fig. 1, und der
Steuerungsspannungserzeugungsschaltkreis innerhalb des Pulsbreitenmodu
latoren PWM aus Fig. 3 arbeitet genauso wie der Steuerungsspannungser
zeugungsschaltkreis innerhalb des Pulsbreitenmodulators PWM aus Fig. 1.
Der Pulsbreitenmodulator PWM bestimmt folglich den Arbeitszyklus der
Schalter Q1 und Q2 (innerhalb des Steuerungsschaltkreises 16) in Antwort
auf die vom Schaltkreis 12 empfangene Rückkopplungsschaltung.
Die Spannung am Knoten 1 wird weiterhin als "Vg" bezeichnet.
Die Eingangsseite der Schaltung aus Fig. 3 enthält die folgen
den Komponenten, welche Welligkeitssteuerung realisieren: Eine Indukti
vität Lext, Kondensatoren C1 und C2 und Steuerungswicklungen L4 und L6,
die gemäß Fig. 3 angeschlossen sind. Diese Komponenten schaffen einen
Weg für den Welligkeitsstrom, wenn die Schalter Q1 und Q2 "aus" sind,
unter Elimination des gepulsten Stromes (zeitlich variable frequenzkom
ponenten mit der Periode T und Harmonischen höherer Frequenz). Im Ergeb
nis sieht die Spannungsquelle Vg am Knoten 1 im wesentlichen einen
Gleichstrom (unter Minimierung des Eingangsfilters 10 und Ermöglichung
des Schaltkreises, UL- und Mil-Spezifikationen bei Bedarf zu erfüllen).
Der Sperrwandler aus Fig. 3 wendet folglich Welligkeitssteue
rungsschaltkreise auf der Eingangsseite (zur Elimination des gepulsten
Stroms am Knoten 1 und auf der Ausgangsseite (zur Elimination des ge
pulsten Stroms am Knoten 2) an. In alternativen Ausführungsformen des
Sperrwandlers wird ein Welligkeitssteuerungsschaltkreis nur auf der Ein
gangsseite (zur Elimination des gepulsten Stromes am Knoten 1) und nicht
auf Eingangs- und Ausgangsseite angewandt. Alle Ausführungsformen des
Sperrwandlers enthalten Zweifachschalter (d. h. Schalter Q1 und Q2) und
einen Welligkeitssteuerungsschaltkreis auf der Eingangsseite.
Obwohl der Schaltkreis aus Fig. 3 mit einem einzigen Transi
stor anstelle des Transistorpaares Q1 und Q2 entworfen werden kann, wür
de ein solcher Transistor eine Kapazität für wesentlich höhere Spannun
gen (über Source und Drain) als der Transistor Q1 (oder Q2) benötigen.
Konkret muß bei einer Spannung Vg am Knoten 1 jeder der Transistoren Q1
und Q2 mit einer Spannung im Bereich von 0 V bis etwa [Vg +
(Np/Ns)Vo)]/2 über Source und Drain arbeiten, während ein einzelner
Transistor, der das Paar Q1, Q2 ersetzt, mit einer Spannung im größeren
Bereich von 0 bis etwa Vg + (Np/Ns)Vo über Source und Drain arbeiten
müßte.
Die Funktion des Vollbrückenwandlers gemäß Fig. 4 besteht dar
in, eine Eingangsspannung Vdc in eine Ausgangsspannung Vo umzuwandeln.
Die Ausgangsspannung Vo wird über eine Last angelegt, die durch einen
Lastwiderstand RL dargestellt ist. Das Verhältnis der Ausgangsspannung
Vo zur Eingangsspannung Vdc kann über eine Variation des Arbeitszyklus
des Schalterpaares Q3, Q6 (oder Schalterpaares Q4, Q5) gesteuert werden.
Die Schalter Q3 und Q6 werden so gesteuert, daß sie sich immer im glei
chen Zustand ("an" oder "aus") befinden, und die Schalter Q4 und Q5 wer
den ebenfalls so gesteuert, daß sie sich immer im gleichen Zustand ("an"
oder "aus") befinden. Beide Schalterpaare sind nie zur gleichen Zeit
"an". Wenn beide Schalterpaare "aus" sind, wird keine Leistung vom Ein
gang zum Ausgang geliefert.
Bekannte Vollbrücken-Durchlaßwandler sind nur mit zwei Schal
tern entwickelt worden, die so gesteuert werden, daß sie in der folgen
den periodischen Abfolge arbeiten: Der erste Schalter ist geschlossen,
während der zweite Schalter offen ist, dann sind beide Schalter offen,
dann ist der zweite Schalter geschlossen (während der erste Schalter of
fen ist), und schließlich sind beide Schalter offen. Jeder der beiden
Schalter eines solchen bekannten Wandlers wird durch einen einzelnen
Transistor realisiert. Jeder der beiden Schalter würde eine Fähigkeit
zum Betrieb in einem weitaus größeren Bereich von Spannungen (über Sour
ce und Drain) benötigen als der Spannungsbereich, über dem einer der
vier Transistoren aus Fig. 4 (Q3, Q4, Q5 und Q6) arbeiten muß (damit der
Wandlerschaltkreis im wesentlichen die gleiche Ausgangsspannung in Ant
wort auf die gleiche Eingangsspannung erzeugt). Konkret muß bei einer
Spannung Vg am Knoten 1 aus Fig. 4 jeder der Transistoren Q3, Q4, Q5 und
Q6 mit einer Spannung im Bereich zwischen 0 V bis etwa Vg über Source
und Drain arbeiten, während ein einzelner Transistor, der das Paar Q3,
Q6 (oder das Paar Q4, Q5) ersetzt, mit einer Spannung im Bereich zwi
schen 0 V bis etwa 2 Vg über Source und Drain arbeiten müßte. Mit vier
Schaltern anstelle von nur zwei Schaltern (Eingabe-Entnahme) kann mehr
Leistung an den Ausgang geliefert werden. Außerdem führt eine Eingabe-
Entnahme- (Zwei-Schalter-) Anordnung zur Sättigung des Transformators
T2, solange keine Maßnahmen zur Vermeidung von Flußwandern getroffen
werden.
Der Schaltkreis aus Fig. 4 enthält einen Eingangsfilter 10,
einen Pulsbreitenmodulator PWM, Kondensatoren C10 und C11, Schalter Q3,
Q4, Q5 und Q6 (von denen jeder ein NMOS-Transistor ist), einen
Transformator T1 mit Primärwicklungen L31 und L32 und Sekundärwicklungen
L33, L34, L35 und L36 und einen Transformator T2 (mit Primärwicklungen
L4, L5 und L6 und Sekundärwicklungen L27 und L28), die gemäß Fig. 4
angeschlossen sind. Die Eingangsseite des Schaltkreises aus Fig. 4
enthält außerdem eine Induktivität Lext und Kondensatoren C1 und C2 (die
in Serie mit dem Eingangsfilter und den Wicklungen L4, L5 und L6
geschaltet sind), eine Hilfsspannungsquelle 14 (zum Liefern einer
Spannung Vax die zum Betrieb des Pulsbreitenmodulators PWM benötigt
wird) und einen Rückkopplungsschaltkreis 12 mit Opto-Koppler (zum Lie
fern eines Rückkopplungssignals, das die momentane Ausgangsspannung Vo
angibt, an den Pulsbreitenmodulator PWM zur Verwendung bei der Erzeugung
einer Steuerspannung zur Steuerung des Arbeitszyklus der Schalter Q3,
Q4, Q5 und Q6). Die Ausgangsseite des Schaltkreises aus Fig. 4 enthält
Dioden D6 und D7, eine Induktivität L8 und einen Kondensator C4, der ei
ne Spannung Vo über die Last RL liefert. Eine Wicklung L27, eine Diode
D6, eine Induktivität L8 und ein Kondensator C4 sind zur Bildung eines
Tiefpaßfilters verbunden. Eine Wicklung L28, eine Diode D7, eine Induk
tivität L8 und ein Kondensator C4 sind zur Bildung eines Tiefpaßfilters
verbunden. Die Last RL und der Kondensator C4 sind zwischen Knoten 2 und
Masse parallelgeschaltet.
Der Pulsbreitenmodulator PWM aus Fig. 4 kann so betrieben wer
den, daß er (wiederholt) die folgende Abfolge von Spannungskombinationen
an seinem Ausgangsanschluß "Q" (durch Kondensator 1 und Induktivität L31
mit der Masse verbunden) und seinem Ausgangsanschluß "Q" (durch Kondensator
C11 und Wicklung L32 mit Masse verbunden) liefet: +V ("hohe" Spannung)
am Anschluß Q und -V ("niedrige" Spannung) am Anschluß Q, dann "hohe"
Spannung am Anschluß Q und "hohe" Spannung am Anschluß Q, dann "niedri
ge" Spannung am Anschluß Q und "hohe" Spannung am Anschluß Q, und dann
"niedrige" Spannung am Anschluß Q und "niedrige" Spannung am Anschluß Q.
Mit anderen Worten liefert der Pulsbreitenmodulator PWM "hohe" Spannung
am Anschluß Q und "niedrige" Spannung am Anschluß Q während einer ersten
Phase jedes Zyklus, "hohe" Spannung am Anschluß Q und "hohe" Spannung am
Anschluß Q während einer zweiten Phase jedes Zyklus, "niedrige" Spannung
am Anschluß Q und "hohe" Spannung am Anschluß Q während einer dritten
Phase jedes Zyklus und "niedrige" Spannung am Anschluß Q und "niedrige"
Spannung am Anschluß Q während einer vierten Phase jedes Zyklus. Der
Pulsbreitenmodulator PWM liefert die ersten zwei Spannungskombinationen
(d. h. in den ersten zwei Phasen) für eine Periode T, und die letzten
beiden Spannungskombinationen (d. h. in den letzten beiden Phasen) für
die gleiche Periode T (so daß der gesamte Vierphasenzyklus die Periode
2T hat). Der Übergang zwischen der ersten und zweiten Phase (jedes Zy
klus) und der Übergang zwischen der dritten und vierten Phase (von jedem
Zyklus) sind jedoch variabel (in Antwort auf den Ausgang des Schaltkrei
ses 12).
Q bezeichnet ein Signal, welches mit einem Signal Q außer Pha
se sind, und der Anschluß Q des Pulsbreitenmodulators PWM gibt ein
Signal aus, welches mit einem ansonsten identischen, vom Anschluß Q des
Pulsbreitenmodulators PWM ausgegebenen Signals außer Phase ist.
Die NMOS-Transistoren Q3, Q4, Q5 und Q6 werden folglich durch
den Pulsbreitenmodulator PWM (und den Transformator T1) wie folgt
gesteuert: Während der ersten Phase sind Q3 und Q6 "an" (mit einem
zwischen Source und Drain fließenden Strom), und Q4 und Q5 sind "aus"
(ohne signifikanten Stromfluß zwischen Source und Drain); während der
zweiten Phase sind Q3, Q4, Q5 und Q6 "aus"; während der dritten Phase
sind Q4 und Q5 "an" (mit einem zwischen Source und Drain fließenden
Strom), und Q3 und Q6 sind "aus"; und während der vierten Phase sind Q3,
Q4, Q5 und Q6 "aus". Der Arbeitszyklus des Transistorpaares Q3, Q6 und
der Arbeitszyklus des Transistorpaares Q4, Q5 (die übereinstimmen)
bestimmen das Verhältnis zwischen der durch den Schaltkreis aus Fig. 4
gelieferten Ausgangsspannung Vo und der an den Schaltkreis aus Fig. 4
gelieferten Eingangsspannung Vdc:
Vo = (Np/Ns)DVg,
wobei D den Arbeitszyklus To/T jedes Schalterpaares (Paar Q3, Q6 oder
Paar Q4, Q5), T die oben definierte Periode, To der "an"-Anteil jeder
Periode T, während dem nur ein Paar (Q3, Q6 oder Q4, Q5), aber nicht
beide Paare von Schaltern Q3, Q4, Q5 und Q6 "an" sind, und Vg die Span
nung am Knoten 1 aus Fig. 4 bezeichnet.
Der Aufbau und die Funktion der Hilfsspannungsquelle 14 aus
Fig. 4 ist mit der aus Fig. 1 identisch. Die Funktion des Rückkopp
lungsschaltkreises 12 aus Fig. 4 ist mit der aus Fig. 1 identisch, und
der Steuerungssignalerzeugungsschaltkreis innerhalb des Pulsbreitenmodu
lators PWM aus Fig. 4 funktioniert im wesentlichen genauso wie in Fig.
1. Die durch den Steuerungssignalerzeugungsschaltkreis erzeugte Steue
rungsspannung bestimmt die Übergangszeit zwischen der ersten und zweiten
Phase und zwischen der dritten und vierten Phase des Zyklus (und be
stimmt so den Arbeitszyklus des Schalterpaares Q3, Q6 und den Schalter
paares Q4, Q5).
Die Spannung am Knoten 1 ist mit Vg bezeichnet, und folglich
ist die Spannung über der Primärwicklung des Transformators T2 Vg, und
die über der Sekundärwicklung des Transformators T2 induzierte Spannung
ist (Ns/Np)Vg, wenn eines der Paare Q3, 6 oder Q4, Q5 "an" ist. Wenn die
Eingangsseite des Schaltkreises aus Fig. 4 als Antwort auf den beschrie
benen Betriebszyklus der Schalterpaare Q3, Q6 und Q4, Q5 arbeitet,
durchläuft die über den Sekundärwicklungen (L27 und L28) des Transforma
tors T2 induzierte Spannung eine periodische Polaritätsumkehr. Die Aus
gangsseite des Schaltkreises aus Fig. 4 (mit Dioden D6 und D7, Indukti
vität L8 und Kondensator C4) bewirkt eine Gleichrichtung und Filterung
der Rechteckwellenspannung, was eine mittlere (d. h. Gleichstrom)-Aus
gangsspannung erzeugt. Wenn die Polarität der induzierten Spannung posi
tiv ist (das obere Ende der Induktivität L27 sich auf höherem Potential
als das untere Ende der Induktivität L28 in Fig. 4 befindet), verhindert
die Diode D7 einen Stromfluß von Induktivität L8 zu Induktivität L28,
während ein Strom von Induktivität L27 über Diode D6 zu Induktivität L8
und Kondensator C4 fließt (wobei der Knoten 2 auf im wesentlichen kon
stanter Spannung Vo gehalten wird). Wenn die Polarität der induzierten
Spannung negativ ist, vermeidet die Diode D6 einen Stromfluß von Induk
tivität L8 zu Induktivität L27, während ein Strom von Induktivität L28
über die Diode D7 zur Induktivität L8 und zum Kondensator C4 fließt, wo
bei der Knoten 2 auf im wesentlichen konstanter Spannung Vo gehalten
wird. Wenn alle Schalter Q3, Q4, Q5 und Q6 "aus" sind, tragen die Dioden
D6 und D7 den Ausgangsstrom über L8.
Der Welligkeitssteuerungsschaltkreis auf der Eingangsseite von
Fig. 4 (Komponenten Lext, C1, C2, L4 und L6 aus Fig. 1) eliminiert ge
pulsten Strom (bei der Schaltfrequenz und ihrer Harmonischen) am Knoten
1 in der gleichen Weise wie im Schaltkreis aus Fig. 1. In alternativen
Ausführungsformen ist die Ausgangsseite von Fig. 4 so modifiziert, daß
sie einen Welligkeitssteuerungsschaltkreis enthält, der eine Reduzierung
des Welligkeitsstroms am Knoten 2 bewirkt. Solche alternativen Ausfüh
rungsformen verwenden folglich einen Welligkeitssteuerungsschaltkreis
auf der Eingangsseite (zur Elimination des gepulsten Stroms am Knoten 1)
und einen zusätzlichen Welligkeitssteuerungsschaltkreis auf der Aus
gangsseite (zur Reduzierung des Welligkeitsstroms am Knoten 2). In ande
ren Ausführungsformen wird ein Welligkeitssteuerungsschaltkreis nur auf
der Ausgangsseite (zur Reduzierung des Welligkeitsstroms am Knoten 2)
und nicht auf der Eingangsseite verwendet.
Gemäß Fig. 5 unterscheidet sich ein Halbbrücken-Durchlaßwand
ler vom Wandler aus Fig. 4 dadurch, daß er Kondensatoren C20 und C21
(gemäß Fig. 5 angeschlossen), aber keine Transistoren Q5 und Q6 und se
kundäre Wicklungen L35 und L36 (wie der Schaltkreis aus Fig. 4) enthält,
daß die Wicklungen L4' und L6' in Fig. 5 Np-Windungen haben (während die
Wicklungen L4 und L6 und Fig. 4 Np/2-Windungen haben) und daß die Wick
lung L6' in Fig. 5 mit entgegengesetzter Polarität zur Wicklung L6 aus
Fig. 4 gewickelt ist. Der Kondensator C20 ist vorzugsweise mit dem Kon
densator C21 identisch. Die Funktion des Halbbrücken-Wandlers aus Fig. 5
besteht darin, eine Eingangsspannung Vdc in eine Ausgangsspannung Vo um
zuwandeln. Die Ausgangsspannung Vo wird über eine Last angelegt, die
durch einen Lastwiderstand RL dargestellt wird. Das Verhältnis der Aus
gangsspannung Vo zur Eingangsspannung Vdc ist über eine Variation des
Arbeitszyklus des Schalters Q3 und des Schalter Q4 steuerbar. Der Halb
brücken-Durchlaßwandler aus Fig. 5 stellt insofern eine Verbesserung ge
genüber bekannten Halbbrücken-Durchlaßwandlern dar, als er eine Wellig
keitssteuerung verwirklicht (und dies in besonders effizienter Weise).
Im Betrieb des Schaltkreises aus Fig. 5 steuert der Pulsbrei
tenmodulator PWM die Schalter Q3 und Q4 so, daß sie die folgenden vier
Phasenzyklen wiederholt durchlaufen: Während der ersten Phase ist Q3
"an" (mit einem zwischen Source und Drain fließenden Strom) und Q4 ist
"aus" (ohne signifikanten Stromfluß zwischen Source und Drain); während
der zweiten Phase sind Q3 und Q4 "aus"; währen der dritten Phase ist Q4
"an" und Q3 ist "aus"; und während der vierten Phase sind Q3 und Q4
"aus". Das System bleibt für eine Periode T in den ersten beiden Phasen
und für die gleiche Periode T in den letzten beiden Phasen (so daß der
gesamte Vierphasenzyklus die Periode 2T hat). Der Übergang zwischen der
ersten und zweiten Phase (von jedem Zyklus) ist jedoch variabel (in Ant
wort auf den Ausgang des Schaltkreises 12), und der Übergang zwischen
der dritten und vierten Phase (von jedem Zyklus) ist ebenfalls variabel
(in Antwort auf den Ausgang des Schaltkreises 12). Der Arbeitszyklus des
Transistors Q3 und der Arbeitszyklus des Transistors Q4 bestimmen das
Verhältnis zwischen der von dem Schaltkreis aus Fig. 5 gelieferten Aus
gangsspannung Vo und der an den Schaltkreis aus Fig. 5 gelieferten Ein
gangsspannung Vdc:
Vo = 1/2 (Ns/Np)(D)(Vg),
wobei D = To/T für beide Paare ist und Vg die Spannung am Knoten 1 an
gibt.
Die Spannung am Knoten 1 aus Fig. 5 ist mit V g bezeichnet, so
daß die Spannung über der Primärwicklung des Transformators T2 aus Fig.
5 Vg/2 beträgt (da die Spannung über dem Kondensator C21 Vg/2 ist, wenn
Q3 "an" und Q4 "aus" ist, und die Spannung über dem Kondensator C20 Vg/2
ist, wenn Q3 "aus" und Q4 "an" ist. Entsprechend ist die über der Se
kundärwicklung des Transformators C2 aus Fig. 5 induzierte Spannung
(Ns/Np)Vg/2. Folglich hat der Halbrücken-Wandler aus Fig. 5 zwar den
Vorteil gegenüber dem Vollbrücken-Wandler aus Fig. 4, daß er nur halb so
viele Transistoren benötigt, er hat jedoch den Nachteil, daß er nur die
halbe Spannung über dem Transformator T2 erzeugt (was die Größe der bei
einer gegebenen Eingangsspannung Vdc lieferbaren Ausgangsspannung Vo
herabsetzt).
Der Welligkeitssteuerungsschaltkreis der Eingangsseite von
Fig. 5 (Komponenten Lext, C1, C2, L4 und L6 aus Fig. 1) vermindert den
Welligkeitsstrom (bei der Schaltfrequenz und ihrer Harmonischen) am Kno
ten 1 in der gleichen Weise wie der Schaltkreis aus Fig. 1. In alterna
tiven Ausführungsformen ist die Ausgangsseite des Schaltkreises aus Fig.
5 so modifiziert, daß sie einen Welligkeitssteuerungsschaltkreis ent
hält, der eine Reduzierung des Welligkeitsstroms am Knoten 2 bewirkt.
Solche alternativen Ausführungsformen verwenden folglich einen Wellig
keitssteuerungsschaltkreis auf der Eingangsseite (zur Reduzierung des
Welligkeitsstroms am Knoten 1) und einen zusätzlichen Welligkeitssteue
rungsschaltkreis auf der Ausgangsseite (zur Reduzierung des Welligkeits
stroms am Knoten 2). In anderen Ausführungsformen wird ein Welligkeits
steuerungsschaltkreis nur auf der Ausgangsseite (zur Reduzierung des
Welligkeitsstroms am Knoten 2) und nicht auf der Eingangsseite verwen
det.
Die Funktion eines SEPIC-Wandlers gemäß Fig. 6 besteht darin,
eine Eingangsspannung Vdc in eine Ausgangsspannung Vo umzuwandeln. Die
Ausgangsspannung Vo wird über einer Last angelegt, die durch einen Last
widerstand LR dargestellt wird. Das Verhältnis der Ausgangsspannung Vo
zur Eingangsspannung Vdc ist über eine Variation des Arbeitszyklus des
Schalters Q7 (als NMOS-Transistor realisiert) steuerbar. Der SEPIC-Wand
ler aus Fig. 6 stellt insofern eine Verbesserung gegenüber SEPIC-Wand
lern dar, als er Welligkeitssteuerung verwirklicht (auf der Eingangs-und
der Ausgangsseite in besonders effizienter Weise).
Der Schaltkreis aus Fig. 6 umfaßt einen Eingangsfilter 10 (der
den gleichen Aufbau wie der Eingangsfilter 10 aus Fig. 1 haben kann),
welcher genauso wie der Eingangsfilter aus Fig. 1 arbeitet. Der Ein
gangsfilter 10 kann einfach entworfen und billig realisiert werden, da
der eingangsseitige Welligkeitssteuerungsschaltkreis aus Fig. 6 einen im
wesentlichen konstanten Eingangsstrom Idc am Knoten 1 sicherstellt. Der
SEPIC-Wandler aus Fig. 1 enthält außerdem die folgenden Elemente, die in
Reihe zwischen Knoten 1 und Masse geschaltet sind: eine Induktivität
Lext1, eine Induktivität L30, einen Kondensator C30, eine Diode D8, eine
Induktivität Lext2 und eine Last RL. Die Induktivität L31 ist an die In
duktivität L30 magnetisch gekoppelt (wobei L30 und L31 um einen gemein
samen Kern gewickelt sind), so daß sie einen Transformator T1 bilden.
Die Induktivität L30 ist elektrisch an die Induktivität L31 am Knoten 3
gekoppelt. Der Kondensator Cr ist mit der Induktivität L31 in Reihe ge
schaltet, und der L31 und Cr umfassende Schaltungszweig ist parallel mit
dem C30, D8, Lext2 und Co umfassenden Zweig, dem den Transistor Q7 um
fassenden Zweig und dem die Wicklung L32 umfassenden Zweig mit der Masse
verbunden. Im Transformator T1 sind die Primärwicklung L30 und die Se
kundärwicklung L31 mit der gleichen Polarität gewickelt.
In der in Fig. 7 gezeigten Ausführungsform sind die
Induktivitäten L30 und L32 auf einen gemeinsamen Kern gewickelt. In sol
chen Ausführungsformen werden die separaten Transformatoren T1 und T2
durch einen einzigen Transformator ersetzt.
Source und Drain des Transistors Q7 sind parallel mit dem L31
und Cr umfassenden Zweig zwischen N3 und Masse angeschlossen, und das
Gate des Transistors Q7 wird durch einen Pulsbreitenmodulator PWM ge
steuert (der zum Pulsbreitenmodulator PWM aus Fig. 1 identisch sein
kann).
Die Wicklung L32 ist magnetisch an die Wicklung L33 gekoppelt,
jedoch von der Wicklung L33 nicht elektrisch isoliert (L32 und L33 sind
um einen gemeinsamen Kern gewickelt), so daß die Wicklungen einen Trans
formator T2 bilden. Im Transformator T2 ist die Primärwicklung L32 und
die Sekundärwicklung L33, wobei die Wicklungen L32 und L33 mit der glei
chen Polarität gewickelt sind und beide die gleiche Anzahl von Wicklun
gen (Ns) haben.
Ein Ende der Wicklungen L33 ist mit dem Kondensator C31 und
der Induktivität Lext2 in Reihe geschaltet, und das andere Ende der
Wicklung L33 ist mit der Diode D8 und der Induktivität Lext2 in Reihe
geschaltet. Die Elemente L33 und C31 verwirklichen zusammen mit der In
duktivität Lext2 eine Welligkeitssteuerung auf der Ausgangsseite von
Fig. 6 (um einen Welligkeitsstrom vom Knoten 2 weg zu steuern und um zu
bewirken, daß die Ausgleichsspannung Vo am Knoten 2 im wesentlichen kon
stant als Antwort auf eine im wesentlichen konstante Spannung über der
Primärwicklung des Transformators T2 ist).
Der Kondensator Co ist zwischen dem Knoten 2 und der Masse
parallel zur Last RL geschaltet.
In Antwort auf die im wesentlichen konstante Eingangsspannung
Vdc ist die Ausgangsspannung Vo im wesentlichen konstant. Im Betrieb
schaltet der Pulsbreitenmodulator PWM den Transistorschalter Q7 peri
odisch an und aus (mit Periode T), indem er eine Spannung an den Aus
gangsanschluß "Q" anlegt, die zyklisch ein hohes und dann ein niedriges
Niveau hat. Der Pulsbreitenmodulator PWM bewirkt, daß diese Spannung pe
riodisch einen Übergang ersten Typs (hoch nach niedrig oder niedrig nach
hoch) durchläuft (mit der Periode T) und zu einem steuerbaren Zeitpunkt
zwischen aufeinanderfolgenden Übergängen ersten Typs einen Übergang ent
gegengesetzten Typs (niedrig nach hoch oder hoch nach niedrig) durch
läuft. Der Pulsbreitenmodulator PWM enthält einen Schaltkreis zur Steue
rung der letztgenannten Übergänge in Antwort auf die momentane Ausgangs
spannung Vo (empfangen am Anschluß "F.B." des Pulsbreitenmodulators
PWM). Der Pulsbreitenmodulator PWM verwirklicht eine negative Rückkopp
lung im folgenden Sinne: Wenn die Ausgangsspannung Vo ihren gewünschten
Wert überschreitet, bewirkt der Pulsbreitenmodulator PWM eine Reduzie
rung im Arbeitszyklus des Schalters Q7 (und folglich eine Reduzierung
der Ausgangsspannung); und wenn die Ausgangsspannung Vo unter ihren ge
wünschten Wert fällt, bewirkt der Pulsbreitenmodulator PWM ein Anzeigen
im Arbeitszyklus des Schalters Q7. Die für den Betrieb des Pulsbreiten
modulators PWM benötigte Versorgungsspannung wird dadurch geliefert, daß
der Knoten 5 (am Eingang von Fig. 6) an den Anschluß "Vin" des Pulsbrei
tenmodulators PWM angeschlossen wird.
Der Arbeitszyklus des Schalters Q7 bestimmt das Verhältnis
zwischen der durch den Schaltkreis aus Fig. 6 gelieferten Ausgangsspan
nung Vo und der Eingangsspannung Vdc:
Vo = D/(1 - D) Vg,
wobei D der Arbeitszyklus (To/T) des Schalters Q7, T die oben erwähnte
Schaltperiode, To der Anteil jeder Periode T, während der der Schalter
Q7 "an" ist, und Fg die Spannung am Knoten bezeichnet.
Auf der Eingangsseite des Schaltkreises aus Fig. 6 verwirkli
chen die Elemente Lext1, L31 und Cr Welligkeitssteuerung durch effekti
ves Steuern von AC-Frequenzkomponenten (mit der Schaltfrequenz oder ih
ren Harmonischen) des Stroms am Knoten 3 durch den L31 und Cr umfassen
den Zweig, wodurch AC-Frequenzkomponenten des Stroms (und der Spannung)
am Knoten 1 während des Betriebs reduziert werden. Im Ergebnis ist die
Spannung Vg am Knoten 1 zumindest im wesentlichen eine Gleichspannung
(wobei angenommen wird, daß Vdc im wesentlichen eine Gleichspannung ist.
Auf der Ausgangsseite des Schaltkreises aus Fig. 6 verwirkli
chen die Elemente L33, C31 und Lext2 Welligkeitssteuerung durch effekti
ves Steuern des gepulsten Stroms mit Frequenzkomponenten (mit der
Schaltfrequenz oder ihren Harmonischen) des Stroms am Knoten 4 durch den
L33 und C31 umfassenden Zweig, und Reduzieren hierdurch von AC-Frequenz
komponenten der Ausgangsspannung Vo am Knoten 2 während des Betriebes.
Im Ergebnis ist die Ausgangsspannung Vo zumindest im wesentlichen eine
Gleichspannung (wobei angenommen wird, daß Vdc im wesentlichen eine
Gleichspannung ist). Wenn ein SEPIC-Wandler mit Welligkeitssteuerung
realisiert werden soll, ist es (zumindest für die meisten Anwendungen)
erforderlich, einen Welligkeitssteuerungsschaltkreis sowohl auf der Ein
gangs- als auch auf der Ausgangsseite des Wandlers einzubeziehen. Vor
der in Fig. 6 (und in Fig. 7) gezeigten Ausführungsform sind SEPIC-Wand
ler nicht mit Welligkeitssteuerungsschaltkreisen auf Eingangs- und Aus
gangsseiten realisiert worden. Sie sind auch nicht mit Welligkeitssteue
rungsschaltkreisen des in Fig. 6 gezeigten Typs auf Eingangs- und Aus
gangsseiten realisiert worden. Beispielsweise hat ein bekannter SEPIC-
Wandler die in Fig. 6 gezeigte Struktur ohne den Welligkeitssteuerungs
schaltkreis (d. h. die Induktivitäten Lext1 und Lext2 sind durch Kurz
schlüsse ersetzt, und die Elemente L31, Cr, L33 und C31 sind durch ande
re Schaltkreise ersetzt).
Der in Fig. 7 gezeigte Schaltkreis unterscheidet sich vom
Schaltkreis aus Fig. 6 dadurch, daß er einen Rückkopplungsschaltkreis 12
mit Opto-Koppler und einen isolierten Transformator T2 enthält.
Der Transformator T2 aus Fig. 7 umfaßt eine Primärwicklung
L42, die magnetisch an eine Wicklung L32 gekoppelt (und von ihr elek
trisch isoliert ist). Die Primärwicklung L42 (die Np Windungen hat) ist
mit entgegengesetzter Polarität zur Wicklung L32 gewickelt (die Ns Win
dungen hat). Wie in Fig. 6 ist die Wicklung L32 an die Wicklung L33 ma
gnetisch gekoppelt (wobei L32 und L33 auf einen gemeinsamen Kern gewic
kelt sind). Die Wicklung L33, der Kondensator C31 und die Induktivität
Lext2 verwirklichen Welligkeitssteuerung genauso wie in Fig. 6.
Der Pulsbreitenmodulator PWM aus Fig. 7 ist vom Knoten 2
(durch den Rückkopplungsschaltkreis 12) elektrisch isoliert, anders als
der Pulsbreitenmodulator PWM aus Fig. 6, dessen Anschluß "F.B." mit dem
Knoten 2 elektrisch verbunden ist. Das vom Schaltkreis 12 an den Puls
breitenmodulator PWM in Fig. 7 gelieferte Rückkopplungssignal gibt die
momentane Ausgangsspannung von 0 an und wird durch den Steuerungssignal
erzeugungsschaltkreis innerhalb des Pulsbreitenmodulators PWM verwendet,
um eine Steuerungsspannung zur Steuerung des Arbeitszyklus Q7 zu erzeu
gen (genauso wie in Fig. 6).
Der Arbeitszyklus des Schalters Q7 aus Fig. 7 bestimmt das
Verhältnis zwischen der durch den Schaltkreis aus Fig. 7 gelieferten
Ausgangsspannung Vo und der Eingangsspannung Vdc:
Vo = D(1 - D) (Ns/Np) Vg,
wobei D der Arbeitszyklus (To/T) des Schalters Q7, T die oben
erwähnte Schaltperiode, To der Teil jeder Periode T, während der der
Schalter Q7 "an" ist, und Vg die Spannung am Knoten 1 bezeichnet.
Die Ausführungsform aus Fig. 7 verwendet eingangsseitig einen
Welligkeitssteuerungsschaltkreis (Elemente Lext2, L31 und Cr) und aus
gangsseitig einen Welligkeitssteuerungsschaltkreis (Elemente Lext2, L33
und C31) vom selben Aufbau wie die entsprechende Schaltung in Fig. 6. Im
Gegensatz dazu hat ein bekannter isolierter SEPIC-Wandler die in Fig. 7
gezeigte Struktur ohne den Welligkeitssteuerungsschaltkreis (d. h. die
Induktivitäten Lext1 und Lext2 werden durch Kurzschlüsse ersetzt, und
die Elemente L31, Cr, L33 und C31 werden durch offene Schaltungen er
setzt).
Claims (16)
1. Wandler mit mindestens einem Schalter (Q1, Q2, Q3, Q4, Q5,
Q6, Q7), dessen Arbeitszyklus eine Ausgangsspannung (Vo) oder einen Aus
gangsstrom bestimmt, und einem an den mindestens einen Schalter (Q1, Q2,
Q3, Q4, Q5, Q6, Q7) gekoppelten Steuerungsschaltkreis (16), der zur
Steuerung des Arbeitszyklus und damit der Ausgangsspannung (Vo) oder des
Ausgangsstroms ausgelegt ist, dadurch gekennzeichnet, daß an den minde
stens einen Schalter (Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6, Q7) ein Welligkeitssteue
rungsschaltkreis gekoppelt ist.
2. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der
Welligkeitssteuerungsschaltkreis auf der Eingangs- und/oder Ausgangssei
te realisiert ist.
3. Wandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß
ein Transformator (T2) vorgesehen sind.
4. Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekenn
zeichnet, daß mindestens zwei Schalter (Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6, Q7) zu
einem verbundenen Schalterpaar gekoppelt sind.
5. Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekenn
zeichnet, daß der oder die Schalter (07) Transistoren sind.
6. Wandler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das
mindestens eine verbundene Schalterpaar (Q1, Q2) ein Paar von Transisto
ren ist, die auf der Eingangsseite so verbunden sind, daß Strom durch
einen der Transistoren zur Primärseite des Transformators (T2) und dann
durch den anderen der Transistoren fließt, wenn beide Transistoren "an"
sind, und wobei der Welligkeitssteuerungsschaltkreis einen Weg für einen
Stromfluß durch die Eingangsseite schafft, wenn beide Transistoren "aus"
sind.
7. Wandler nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekenn
zeichnet, daß der Wandler ein Durchlaßspannungswandler ist.
8. Wandler nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekenn
zeichnet, daß der Wandler ein Vollbrücken-Durchlaßwandler ist.
9. Wandler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein
erstes verbundenes Schalterpaar (Q3, Q6) mit einem ersten Transistor und
einem zweiten Transistor und ein zweites verbundenes Schalterpaar (Q4,
Q5) mit einem dritten Transistor und einem vierten Transistor vorgesehen
sind, wobei das erste verbundene Schalterpaar (Q3, Q6) auf der Eingangs
seite so angeschlossen ist, daß Strom durch den ersten Transistor zur
Primärseite des Transformators (T2) und dann durch den zweiten Transi
stor fließt, wenn der Steuerungsschaltkreis (16) sowohl den ersten Tran
sistor als auch den zweiten Transistor auf "an" setzt, und wobei das
zweite Schalterpaar (Q4, Q5) auf der Eingangsseite so angeschlossen ist,
daß Strom durch den dritten Transistor zur Primärseite des Transforma
tors (T2) und dann durch den vierten Transistor fließt, wenn der Steue
rungsschaltkreis (16) sowohl den dritten Transistor als auch den vierten
Transistor auf "an" setzt, und der Welligkeitssteuerungsschaltkreis ei
nen Weg für einen Stromfluß durch die Eingangsseite schafft, wenn der
Steuerungsschaltkreis (16) den ersten, zweiten, dritten und vierten
Transistor auf "aus" setzt.
10. Wandler nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekenn
zeichnet, daß der Wandler ein Sperrwandler ist.
11. Wandler nach Anspruch 3 oder 5, dadurch gekennzeichnet,
daß der Wandler ein Halbbrücken-Durchlaßwandler ist, wobei ein erster
Schaltungszweig auf der Eingangsseite mit einem ersten Schalter (Q3),
mindestens einem ersten Kondensator (C20) und einer Primärwicklung des
Transformators (T2), wobei der erste Schalter (Q3) einen ersten Arbeits
zyklus hat, ein zweiter Schaltungszweig auf der Eingangsseite mit einem
zweiten Schalter (Q4), mindestens einem zweiten Kondensator (C21) und
der Primärwicklung des Transformators (T2), wobei der zweite Schalter
(Q4) einen zweiten Arbeitszyklus hat, und wobei der erste und der zweite
Arbeitszyklus die Ausgangsspannung (Vo) oder den Ausgangsstrom bestim
men, und ein Steuerungsschaltkreis, der an den ersten (Q3) und den zwei
ten Schalter (Q4) gekoppelt und so ausgelegt ist, daß er den ersten und
den zweiten Arbeitszyklus und damit die Ausgangsspannung (Vo) oder den
Ausgangsstrom steuert, vorgesehen sind, und daß der Welligkeitssteue
rungsschaltkreis auf der Eingangsseite realisiert und an den ersten (Q3)
und den zweiten Schalter (Q4) gekoppelt ist.
12. Wandler nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der
Steuerungsschaltkreis so ausgelegt ist, daß er den ersten (Q3) und den
zweiten Schalter (Q4) so steuert, daß dieser zyklisch eine vierphasige
Sequenz durchläuft mit einer ersten Phase, in der der erste Schalter
(Q3) geschlossen und der zweite Schalter offenen ist, einer zweiten Pha
se, in der der erste und der zweite Schalter (Q4) offen sind, einer
dritten Phase, in der der erste Schalter (Q3) offen und der zweite
Schalter (Q4) geschlossen ist, und einer vierten Phase, in der der erste
(Q3) und der zweite Schalter (Q4) offen sind, und daß während der ersten
Phase ein Strom durch den ersten, aber nicht durch den zweiten Zweig
fließt, während der dritten Phase ein Strom durch den zweiten, aber
nicht durch den ersten Zweig fließt, und während der zweiten und vierten
Phase die Welligkeitssteuerungsschaltung einen Weg für den Stromfluß
schafft.
13. Wandler nach Anspruch 2, 3 oder 5, dadurch gekennzeichnet,
daß der Wandler ein SEPIC-Wandler ist, daß ein Schalter (Q7) auf der
Eingangsseite, dessen Arbeitszyklus die Ausgangsspannung (Vo) oder den
Ausgangsstrom steuert, und ein an den Schalter (Q7) gekoppelter Steue
rungsschaltkreis, der zur Steuerung des Arbeitszyklus und damit der Aus
gangsspannung (Vo) oder des Ausgangsstroms ausgelegt ist, vorgesehen
sind, und das der Welligkeitssteuerungsschaltkreis auf Eingangs- und
Ausgangsseite realisiert ist.
14. Wandler nach einem der Ansprüche 2 bis 13, dadurch gekenn
zeichnet, daß die Eingangsseite von der Ausgangsseite durch einen Opto-
Koppler elektrisch isoliert ist.
15. Wandler nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die
Ausgangsspannung (Vo) an einem Knoten auf der Ausgangsseite anliegt, wo
bei ein Steuerungsschaltkreis zur Steuerung des Arbeitszyklus und damit
der Ausgangsspannung oder des -stromes an den Knoten gekoppelt und so
ausgelegt ist, daß er eine Steuerspannung in Antwort auf ein Rückkopp
lungssignal erzeugt, welches die momentane Amplitude der Ausgangsspan
nung (Vo) anzeigt und den Arbeitszyklus in Antwort auf die Steuerspan
nung steuert.
16. Wandler nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der
Opto-Koppler den Steuerungsschaltkreis an den Knoten koppelt.
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