DE2453924C2

DE2453924C2 - Schaltung zur Erzeugung eines offenen Magnetfeldes

Info

Publication number: DE2453924C2
Application number: DE19742453924
Authority: DE
Inventors: Hans-Peter 8581 Neudrossenfeld Doetsch; Klaus Dipl.-Ing. 8581 Ahorntal Thiele
Original assignee: Sachs Systemtechnik GmbH
Current assignee: Sachs Systemtechnik GmbH
Priority date: 1974-11-14
Filing date: 1974-11-14
Publication date: 1985-12-05
Also published as: DE2453924A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Erzeugung eines offenen Magnetfeldes gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.
Ein offenes Magnetfeld kann zur induktiven Obertragung von elektrischer Energie von einem die Schaltung enthaltenden Primärgerät über einigen räumlichen Abstand hinweg auf entsprechend ausgestattete bzw. ausgebildete Sekundärgeräte dienen, die in den Wirkungsbereich dieses offenen Magnetfeldes eingebracht werden. Art und Weise, vor allem Leistungsumsatz und Wirkungsgrad der Gleichstrom-Wechselstrom-Umformung sind von Frequenz und/oder Wellenform des das offene Magnetwechselfeld erzeugenden elektrischen Stromes und der hierbei eintretenden Spannungsform abhängig.

Aus der FR-PS 12 92 970 ist eine Schaltungsanordnung bekannt bestehend aus vier in Brückenschaltung angeordneten Halbleiterschaltern, wobei in der Brükkendiagonale eine Serienschaltung aus einem Parallelschwingkreis und einem Serienschwingkreis angeordnet ist Serienschwingkreis und Parallelschwingkreis sind auf dieselbe Grundfrequenz abgestimmt.

Die Wechselstrom-Ausgangsleistung wird am Parallelschwingkreis transformatorisch abgenommen. Der Serienschwingkreis in der Brückendiagonale begünstigt die Ausbildung eines zur Rechteckform hin verzerrten zeitlichen Verlaufes der Gesamtspannung in der Brükkendiagonale und verringert dadurch die Schaltverlustc in den Transistoren. Die geänderte Phasenlage verringert jedoch die Ausgangsspannung am Ausgangstransformator, so daß eine Steigerung des Leistungsumsatzes nicht zustande kommt.

Eine weitere Schaltung für einen Gleichstrom-Wechselstrom-Umformer ist in der GB-PS 10 93 741 beschrieben. Um die Schaltverluste im Transistor zu vcrringern, werden die geradzahligen Harmonischen im Ausgangsstrom durch parallele zum Transistor geschaltete Serienschwingkreise, ungeradzahlige Harmonische durch als Sperrkreise wirkende Parallelschwingkreise vom Grundwellenverbraucherwiderstand ferngehalten.

Die in den Oberwellen vorhandene Energie gelangt nicht zum Verbrauchswiderstand, so daß der gesamte Umformungswirkungsgrad gering bleibt.

Rs ist bekannt, daß bei Gleichstrom-Wechselstrom-

Umformern mit Transistoren sich ein hoher Leistungsumsatz bei geringen Schaltverlusten nur dann erreichen IaBt, wenn Kollcklorstrom und Kollektorspannung nahezu rcchteckförmig sind und zueinander in Gegenphase verlaufen. Dann sind Wirkungsgrade bis zu 85% erreichbar. Wird ein solcher Umformer jedoch nicht rein ohmseh, sondern induktiv oder kapazitiv belastet, so sinkt der Wirkungsgrad erheblich ab.

Soll die Übertragung der Wechselenergie auf eben Verbraucher mit Hilfe der induktiven Ankopplung vorgenommen werden, so tritt die Streuinduktivität der offenen Primärspule störend in Erscheinung, so daß selbst bei Verwendung eines reinen ohmschen Verbrauchers der Umformer immer induktiv belastet ist, wodurch sein Wirkungsgrad absinkt

Bei Leistungsumformern, beispielsweise für Induktionsöfen, ist es bekannt, die induktive Komponente der Primärspule mit Hilfe von zu- und abschaltbaren Parallelkondensatoren zu kompensieren, so daß — angepaßt an das jeweils zu erhitzende Gut — eine günstige, phasenreine Last für die Generatorfrequenz eingestellt werden kann. Das bedeutet jedoch, daß jedesmal, wenn sich die elektrischen Eigenschaften des zu erhitzenden Gutes verändern, Parallelkondensatoren zu- oder abgeschaltet werden müssen, um phasenreine Belastung des Generators zu gewährleisten.

Um die Kompensation durch Zu- und Abschalten von Parallelkondensatoren vermeiden zu können, wurde bereits vorgeschlagen, den Verbraucher in geeigneter Weise auszubilden. So sind beispielsweise schon induktiv zu erwärmende Kochtöpfe mit kombinierten Topfböden aus Eisen- und Kupferblech vorgeschlagen worden, wobei der ferromagnetische Eisenanteil frequenzerniedrigend, der nicht ferromagnetische Kupferanteil dagegen frequenzerhöhend wirkt Derartige Töpfe sind dann von den wechselnden Ankopplungsbedingungen weniger abhängig, so daß bei fester Generatorfrequenz eine wenigstens einigermaßen gleichbleibende Sinusbelastung erreichbar ist.

Zusammenfassend ist jedoch festzuhalten, daß Umformer mit Sinusbelastung auch theoretisch einen maximalen Wirkungsgrad von 64% bei Rechteckstromsteuerung, bzw. 77% bei Halbwellensinussteuerung erreichen.

Höhere Wirkungsgrade lassen sich erreichen, wenn mit periodischen Stromimpulsen gearbeitet wird, die sehr kurz gegen eine Sinushalbwelle sind. Allerdings ergibt sich dabei gleichzeitig ein stark eingeschränkter Leistungsumsatz, da die Stromergiebigkeit der Schaltiransistoren schlecht ausgenutzt wird. Außerdem müssen Hochspannungstransistoren verwendet werden, wenn man die theoretisch möglichen Grenzwirkungsgrade erreichen will, weil nur dann die nichtnutzbare Kollektorsättigungsspannung im Vergleich zur Betriebsspannung vernachlässigbar klein bleibt

Bekannt sind weiterhin sogenannte Transistor-Treppenspannungsumformer, bei welchen eine Vielzahl von Transistoren mit Hilfe eines taktgesteuerten Ringzählcrs stufenweise auf- und absteigend abwechselnd an die Anzapfungen eines ferromagnetischen, geschlossenen Ausgangstransformators geschaltet werden. Je nach Zahl der verwendeten Schalttransistoren läßt sich die sinusförmige Ausgangsspannung durch eine Treppenspannung annähern. Da bei den in Frage stehenden Geräten die Frequenz der Ausgangsspannung bereits im Ultraschallbereich liegen muß, um akustische Belästigungen zu vermeiden, muß die Schaltfrequenz für die Transistoren mindestens das sechsfache der Ausgangsfrequenz betragen. Dadurch ergeben sich jedoch wiederum kurze Transistorschaltperioden mit entsprechend schlechter Ausnutzung der Transistor-Stromergiebigkeit

Schließlich ist auch schon ein Gleichstrom-Wechselstrom-Umformer zur Wirbelstrombehci/.ung von Kochtöpfen bekannt, in welchem mit Hilfe von Thyristoren ein Reihenschwingkreis aus Induktionsspule und Kondensator nach Art einer Kippschaltung periodisch angestoßen wird. Als Speisespannung für diesen Generator wird eine ungesiebte gleichgerichtete Netzwechselspannung mit doppelter Netzfrequenz verwendet, welche vom Thyristor in hochfrequente Spannungsimpulse zerhackt wird und in der offenen Magnetspule einen Sinusstrom erzeugt Damit ist also auch bei diesem Umformer nur ein maximaler Wirkungsgrad von 64% zu erwarten. Im übrigen benötigt dieser Umformer einen nicht unbeträchtlichen Aufwand an zusätzlichen elektronischen Steuerorganen, um das schlechte Regelverhaften des Thyristorumformers bei veränderlicher Wirbelstrombelastung wenigstens einigermaßen zu beherrschen.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, den eingangs beschriebenen Gleichstrom-Wechselstrom-Umformer mit Schalttransistoren so weiterzubilden, daß er bei jeder Art von Belastung sowohl einen hohlen Wirkungsgrad als auch einen ebenso hohen und damit befriedigenden Leistungsumsatz ermöglicht Darüber hinaus soll dies mit dem geringstmöglichen schaltungstechnischen Aufwand erreicht werden.

Diese Aufgabe wird gelöst durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches 1.

Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Damit ergeben sich die Vorteile, daß bei geeignetem zeitlichem Kollektorstromverlauf sich die beiden entstehenden Resonanzspannungen zu einem angenähert rechteckigen Spannungsverlauf addieren, daß die Leistung weitgehend ungedämpft an die angekoppelten Sekundärgeräte abgegeben wird, daß ein Nachstimmen der Umformerschaltung nicht nötig ist und daß alle Voraussetzungen für einen hohen Wirkungsgrad der Transistoren und damit eine gute wirtschaftliche Ausnutzung derselben gegeben sind.

Weitere Merkmale der Erfindung und Einzelheiten der durch dieselbe erzielten Vorteile ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von in den Zeichnungen dargestellten verschiedenen Schaltungsmöglichkeiten und Ausbildungsformen der Spulen.

F i g. 1 zeigt rein schematisch die Anordnung von

Grundwellen- und drittem Oberwellenkreis in einer Einfach-Brückenschaltung mit Komplementärtransistoren, F i g. 2 gibt die elektrischen Gegebenheiten dieses Schaltkreises wieder,

F i g. 3 ist die Prinzipschaltung eines Gegentakt-Transistorgenerators mit phasenreiner Rückkopplung durch Phasenumkehrstufe^

Fig.4 zeigt die gleiche Schaltung mit Rückkopplungsübertrager und Phasenkorrektur,

F i g. 5 ist eine abgewandelte Schaltung nach F i g. 4, zur Herstellung trapezförmiger Kollektorströme,

F i ?. 6 gibt den zeitlichen Verlauf einer solchen günstigen Trapezform des Kollektorstromes wieder,
F i g. 7 zeigt eine Schaltung mit Übertrager- und Impulsanordnung für eine Kollektorstromform nach,

Fig. 8 mit verkürztem Rechleckstromverlauf und einem Vorimpuls,

Fig.9 dient als Beispiel für eine Doppelbrückenschaltung mit Komplementärtransistoren und Übertragerrückkopplung,

Fig. 10 ist eine Abwandlung der Schaltung nach F i g. 9 mit gleichsinnig leitenden Transistoren, schließlich zeigt,

F i g. 11 ein Schaltungsbeispiel für einen Grundwellen- und dritten Oberwellenkreis in Gegenkontaktschaltung,

Fig. 12 ist die schematische Darstellung der räumlichen Ausbildung und Zuordnung der Induktionsspulen für die Grundwelle und dritte Oberwelle,

F i g. 13 gibt eine Flachspulenbauart wieder,

Fig. 14 zeigt ebenfalls eine Flachspulenbauart mit kreisförmig angeordneten Spulen.

Die Schaltung nach F i g. 1 weist zwei Schalttransistoren t und 2, zwei in Serie geschaltete Parallelschwingkreise 3,4 für die Grundfrequenz und 5,6 für die dritte Oberwellenfrequenz auf. Die Spulen 3 und 5 der beiden Schwingkreise sind zugleich die das offene Magnetfeld erzeugenden Induktionsspulen, in welche ein Verbraucher, z. B. in Gestalt einer einzigen geschlossenen Spulenwindung 7 eingebracht wird. Zur Schaltung gehören des weiteren zwei Sperrdioden 8 und 9 an den Kollektoren der Transistoren 1 und 2. Während das Schaltbild nach F i g. 1 im Zusammenhang mit F i g. 2 im wesentlichen der Erläuterung der Erfindung dient, sind für die Praxis vorgesehene Schaltungen in den weiteren F i g. 3 bis 11 dargestellt

Die durch die erfindungsgemäße Schaltung gewonnene rechteckähnliche Summenspannung ist besonders vorteilhaft. Die Energieanteile der Frequenzen /und 3f, die in zeitlich rechteckig gesteuerten Kollektorströmen + Ic und — I_c der Schalttransistoren 1 und 2 enthalten sind, werden durch die Parallelschwingkreise 3,4 und 5, 6 aufgenommen und können auf den Schwingkreisspulen 3 und 5 über induktive Ankopplung an den durch das Sekundärgerät 7 dargestellten Verbraucher abgegeben werden.

Der an den Komplementärtransistoren t und 2 größtzulässige Spannungsbereich zwischen den Betriebsgleichspannungen + U- bzw. — U- abzüglich der Kollektor Emitter Sättigungsspannungen U_5S, ist bei rechteckähnlichem Verlauf der Kollektorwechselspannung U~ sehr viel besser ausnutzbar, als vergleichsweise bei einer Sinusspannung. Die Amplitude der Grundwellenspannung kann bis zum l,27fachen dieses Gleichspannungsbereiches betragen. Hinzu kommt ein Amplitudenanteil von etwa 0,43 der dritten Oberwelle, ohne daß der Spannungsbereich überschritten wird. Gleiches gilt aber auch für den rechteckigen Kollektorstrom. Das Produkt aller Ströme und diesen zugehörigen Spannungen ergibt daher eine Wechselstromleistung von etwa 90% der zugeführten Gleichstromleistung.

Daneben ist die Kollektor-Emitter-Spannung an dem betreffenden stromführenden Transistor über die größte Zeit einer Halbwelle niedrig. Sie erreicht nur während der kurzen Anstiegs- und Abfallzeiten der rechteckähnlichen Summenspannung hohe Spitzenwerte. Die Summe aller Produkte aus Kollektorstrom mal Kollektor-Emitter-Spannung ergibt daher über die Gesamtzeit einer Periode eine sehr niedrige Kollektorverlustleistung Mc- Auch dies trägt zum erreichten hohen Transistorwirkungsgrad bei.

Des weiteren bedeutet voller Kollektorstrom I_c während einer Halbwelle und weitgehender Ausnutzung der Betriebsgleichspannung U- einen großen Leistungsumsatz. Es sind deshalb nur verhältnismäßig kleine Transistoren notwendig, was die bei großen Transistoren bei hohen Frequenzen nachteiligen Schaltverzögerungen ausschließt und zu einer entsprechend wirtschaftlichen Arbeitsweise beiträgt.

Schließlich ergibt die Anordnung vom Grundwellen- und dritten Oberwellenschwingkreis bei Abschwächung der Verbraucherankopplung ein besonders günstiges Regelverhalten des Generators. Mit dem Belastungswiderstand steigt nämlich die Summenspannung und überto schreitet mit ihren Höckern zeitweise die Kollektorsättigungsspannung U_ah so daß der Kollektorstrom zunächst in diesen Zeitbereichen ausbleibt. Mit fortschreitender Verbraucherentkopplung bis zum Leerlauf verbleiben im Kollektorstrom pro Halbwelle nur noch zwei kleinere Randzacken als Anstöße für den dritten Oberwellenschwingkreis und ein schwacher Mittelimpuls für den Grundwellenschwingkreis. Dabei können die Spannungshöcker nicht allein die Kollektorsättigungsspannung überschreiten, sondern auch erheblich über die Nullspannungsgrenze hinausgehen. Eine damit verbundene Umpolung der Transistoren wird mit den Sperrdioden 8 und 9 verhindert Ansonsten würden inverse Transistorströme eine unerwünschte Schwingungskreisdämpfung ausüben. Der Kollektorgleichstrom geht im Leerlauf auf wenige Prozente des Maximalstromes bei Voll-Last zurück und dient vorwiegend dazu, die geringen Eigenverluste der Schwingungskreise zu dekken.

Die Generatortransistoren mit fester Frequenz zu steuern, wäre jedoch in der Praxis ungünstig, weil sich die Resonanzlage der Schwingungskreise 3,4 und 5,6 je nach Verbraucher ändert, so daß bei Verstimmung gegen Festfrequenz die Transistoren nicht mehr phasenrein belastet sind und thermische Überlastungsgefahr besteht Durch Selbsterregung des Generators mit phasenreiner Rückkopplung kann dies vermieden werden. Es erregt sich dann stets diejenige Frequenz, die genau der jeweiligen Resonanzlage des Schwingungskreises einschließlich des durch das Sekundärgerät gegebenen Verbrauchers entspricht Bei der erfindungsgemäßen Schaltung bestehen sogar zwei Resonanzkreise und es könnten sich Selbsterregungsbedingungen für zwei verschiedene Frequenzen ergeben, wenn die Rückkopplungsspannung aus der rechteckähnlichen Kolleklor-Spannung gewonnen wird. In den nachstehend erläuterten Spannungen ist deshalb die Rückkopplungsspannung allein vom Grundwellenschwingkreis abgezweigt, bzw. mittels Übertrager herabtransformiert

Die phasenreine Rückkopplung erfordert, daß der Basiswechselstrom um genau 180° gegen die Kollektorspannung des Grundwellenschwingkreises gedreht ist.

Dies kann durch Einfügen einer Transistorumkehrstufc 30 jeweils zwischen Grundwellenkreis und Basis der Schalttransistoren 1 und 2 erfolgen, wie dies in F i g. 3 dargestellt ist Bei der wiedergegebenen Gegentaktschaltung der Transistoren werden entsprechend zwei getrennte Umkehrstufen 30 benötigt

Eine bessere, weil sparsamere Lösung, ist in F i g. 4 wiedergegeben, wo die Schaltung mit einem Übertrager 31 ausgestattet ist Hier wird nicht so viel Leistung in Vor- und Zusatzwiderständen verbraucht wie in den Umkehrstufen 30 nach F i g. 3. Die Herabsetzung der zumeist hohen Grundwellenspannung auf die zum Übersteuern der Basis der Schalttransistoren 1 und 2 ausreichenden Spannungswerte von etwa 2 bis 3 V ~ bedingt ein hohes Übersetzungsverhältnis des Übertragers und stellt demgemäß genügend Steuerstrom auf der Basisseite zur Verfügung. Um den Phasenfehler

möglichst klein zu halten, ist der Übertrager 31 mit einem geschlossenen ferromagnetischen Kern ausgestattet. Bei Basis-Wechselspannung über 3 V ~ ist es zweckmäßig, je einen Vorwiderstand 34 als Strombegrenzer zur Kleinhaltung von Obertragerlast und Phasenfehler vorzusehen. Zum Ausgleich des Phasenfehlers kann des weiteren ggf. ein primärseitiges, aus Widerstand 32 und Kondensator 33 bestehendes Phasenkorrekturglied vorgesehen sein. Ein Hochohm-Widerstand 35 dient als Anschwinghilfe.

Die Schaltung mit einem Übertrager nach F i g. 4 bietet den Vorteil mehrerer galvanisch getrennter Niederspannungswicklungen, z. B. für die Anwendung von Doppelbrücken-Transistorenschaitungen, bei weichen die Transistoren auf sehr verschiedenen Gleich- und Wechselspannungspotentialen liegen können. Des weiteren kann der Übertrager zur Impulsformung des KoI-lekiorstromes herangezogen werden, wie es nachstehend noch an entsprechenden Beispielen gezeigt werden wird.

Die durch über die volle Halbwellenzeit der Grundfrequenz andauernden rechteckverlaufenden Kollektorstromimpulse gegebene Wirkung auf die Summenspannung von Grundwellen- und dritten Oberwellenschwingkreis läßt sich noch verbessern, wenn es gelingt, den Kollektorstromimpulsen Trapezform zu geben. Eine solche Trapezform des Kollektorstromes läßt sich mit einer Schaltung nach Fig.5 mit sinusförmiger Basisspannung von 1,3 bis 1,5 V ~, angehoben um 0,6 bis 0,8 V., gegen Emitter aussteuern, wozu ein Vorwiderstand 38 mit Stabilisierungsdioden 39 dient.

Die dergestalt erzielten trapezförmig verlaufenden KollektorstromiiTipulse sind in F i g. 6 dargestellt. Mit solchen Impulsen kann innerhalb der kritischen Zeitintervalle der auf- und absteigenden Flanken der Summenspannung der Kollektorstrom kleiner als bei Rechteckverlauf gehalten werden. Damit werden die in F i g. 2 dargestellten Kollektorverlustspitzen N_c vermindert. Ein Optimum ist erreichbar bei Trapezströmen mit χ zwischen 15° und 20°. Die Amplituden von Grundwelle und dritter Oberwelle sind nur geringfügig kleiner als bei Rechteckstrom, jedoch geht der vom Generator aufgenommene Gleichstrom etwas zurück (entsprechend der Trapezfläche gegenüber der Rechteckfläche), so daß ein Maximalwirkungsgrad von etwa 95% als oberste Grenze errechenbar ist.

Weitere Umdrehungen haben ergeben, daß sich dagegen reine Rechteckimpulse, die gegenüber einer Halbwelle von 180° beidseitig merklich verkürzt sind, sich nicht so gut eignen, weil ihr dritter Oberwellengehalt zugunsten anderer Oberwellen zum Teil falsche Phasenlage aufweist und demgemäß nicht ausreicht, um am Grundwellen- und dritten Oberwellenschwingkreis die angestrebte rechteckähnliche Summenspannung herzustellen. Sie erweisen sich aber dann als brauchbar, wenn entweder die Schaltung zur Erzeugung eines einzelstehenden Vorimpulses (eines Vortrabanten) kurz nach erfolgtem Grundwellen-Nulldurchgang oder zur Erzeugung einer Stromlücke in der Mitte des Rechteckimpulses vorgesehen wird.

Der erwünschte Kollektorstromverlauf mit Vortrabant kann mit geringem technischen Aufwand mit einer Schaltung nach F i g. 7 mit Hilfe des Übertragers 31 und der Parallelschaltung je eines Widerstandes 40 mit einem Kondensator 41 zu den Transistoren herbeigeführt werden.

In Fig.8 ist der Kollektorstromverlauf dargestellt. Durch den einzelstehenden Vortrabanten kurz nach erfolgtem Grundwellen-Nulldurchgang wird der dritte Oberwellenschwingkreis energisch angestoßen, der für die Grundwellenleistung maßgeblich lange Rechteckimpuls wird getrennt nachgeliefert. Die Impulsform dieses Vortrabanten ist nicht kritisch. Es genügt eine Schaltvorgang-Zacke von etwa 18° bis 26° Dauer, worauf nach weiteren ca. 8° Zwischenpause der Hauptrechteckimpuls erfolgt. Dieser ist im Vergleich zu einer Halbwelle am Ende um etwa 26° verkürzt, damit der Ausräumvorgang noch zu einer Zeit erfolgt, in welcher die Summenspannung der Schwingkreise noch nicht wieder hohe Werte erreicht hat. Der Vortrabant versteuert auffallend die absteigende Spannungsflanke der Summenspannung und unterdrückt weitgehend das Zustandekommen einer nachteiligen Kollektorverlustspitze in diesem Intervall.

Bei dieser Schaltung wird die sekundäre Steuerspannung des Übertragers 31 verhältnismäßig hoch gewählt, um zu erreichen, daß mit aufsteigender Spannung die Transistorschwellgrenze zeitlich dicht auf den Spannungs-NuIldurchgang folgt. Dort setzt Basisstrom ein und löst basisseitig einen kurzen Einschwingvorgang aus. Durch entsprechende Bemessung der Streuinduktivität des Übertragers 31 und der Größen von Kondensator 40 und Widerstand 41 läßt sich ein etwa aperiodischer Verlauf erzielen. Eine Vollschwingung des Vorganges würde größenordnungsmäßig etwa der 10- bis 30fachen Frequenz der Grundwelle entsprechen. Ferner erzeugen Kondensator und Widerstand eine mit bestimmter Zeitkonstante ansteigende Basis-Gleichspannung, die sich der steuernden Basis-Wechselspannung entgegenwirkend überlagert, so daß sich eine erwünschte, gegenüber der Grundhalbwelle verfrühte Sperrung des Kollektorstromes erzielen läßt. Der Widerstand 35 dient wiederum als Anschwinghilfe beim Einschalten des Generators. Mit dieser Schaltung kann angenähert der Leistungsumsatz wie bei Trapezform des Kollektorstromes erreicht werden, zugleich ergeben sich wiederum Transistorwirkungsgrade von praktisch über 90%.

Die F i g. 9 und 10 zeigen weitere Beispiele für Schaltungen mit einem Übertrager zur Steuerung mit Vortrabant und nachfolgendem gegenüber der Grundhalbzeitwelle zeitlich verkürztem Kollektorstrom. Es handelt sich um Vollbrückenschaltungen mit jeweils vierTransistören 1,2 und Γ, 2', von denen in der ersten Halbwelle der Grundfrequenz das erste Diagonalpaar 1, 2 gleichzeitig durchschaltet, während in der zweiten Halbwelle das zweite Diagonalpaar 1', 2' abwechselnd mit dem ersteren durchschaltet. Auch hier wird das vorstehend

so erläuterte Grundprinzip angewendet. Die Schaltung nach Fig.9 verwendet Komplementärtransistoren 1,2 und Y, 2'. Dies hat den Vorteil, daß die Höhe der Wechselspannung der Schwingkreise ausschließlich an den Kollektoren der Transistoren zunimmt, während deren Basis-Emitter-Steuerseiten, wenn auch auf positiver bzw. negativer Betriebsgleichspannung V_, so doch wechselspannungsmäßig auf Null liegen. Bei der Schaltung nach Fig. 10 mit Transistoren I₁ 2 und Γ, 2', von nur einer Leitfähigkeitsrichtung entfällt der Vorteil der Schaltung nach F i g. 9, so daß an Durchschlagsfestigkeit und geringere Kapazitäten zwischen den einzelnen Übertragerwicklungen erhöhte Anforderungen, vornehmlich bei hoher Generatorfrequenz, zu stellen sind. Diese Schaltung ist jedoch bei Generatoren größerer Leistungen, z. B. über ein Kilowatt, verwendbar, so lange auf dem Markt geeignete Hochspannungs-Komplementärtypenpaare von Transistoren noch nicht zur Verfugung stehen. Der Anschwinghilfswiderstand 35' erhält

zusätzlich eine hochinduktive Vorschaltdrossel 36, um zur Aufrechterhaltung der Schaltungssymmetrie dessen gegenkoppelnde Wirkung auf den oberen linken Schalttransistor 1 zu unterdrücken.

Schließlich kann nach F i g. 11 auch die klassische Gegentaktschaltung mit zwei Schalttransistoren 1 und 2 gewählt werden, falls Transistoren gleicher Leitfähigkeitsrichtung mit besonders hoher Kollektorspannungsfestigkeit zur Verfügung stehen. Diese Schaltung erlaubt die unmittelbare Stromversorgung über Gleichrichter aus dem 220 V --Netz. Hier erhält der Grundwellenschwingkreis 3,4 zwecks Zuführung der Gleichspannung eine Mittelanzapfung 50. Der dritte Oberwellenschwingkreis besteht aus zwei einzelnen abgestimmten Teilen 5', 6' und 5", 6", die zusammen gegen die Grundwelie entkoppelt sind. Bei geeigneter Dimensionierung des Kondensators 40 und des Widerstandes 41 sowie der Streuinduktivität des Übertragers 31 Vortrabantsteuerung nach F i g. 8 erzielbar. Es können aber auch trapezförmige Kollektorstromimpulse nach F i g. 6 ausgebildet werden, wenn der Kondensator 40 und der Widerstand 41 durch eine Diode entsprechend der Diode 39 nach F i g. 5 oder durch einen 0,8 V--Spannungskonstanthalter ersetzt werden.

Die mit den vorstehend beschriebenen Schaltungen unter Zugrundelegung des Transistor-Wechselrichter-Prinzips mit Grundwellen und dritten Oberwellen-Induktionskreisen unter Voraussetzung bestimmter Kollektorstromformen nicht nur theoretisch, sondern auch praktisch erreichbaren hohen Wirkungsgrad und Leistungsumsätze bedeuten gegenüber den bisher vorgeschlagenen und verwirklichten Möglichkeiten eine außerordentliche Verbesserung, die noch dazu überraschenderweise mit gegenüber dem bekannten Schaltungsaufwand einfachen und billigen Mitteln erzielt werden können.

Neben den beschriebenen Schaltungen und den angewandten Schaltmitteln spielt für Wirkungsgrad und Leistungsumsatz die Ausbildung der Spulen 3 und 5 der Schwingkreise 3,4,5,6 eine wichtige Rolle. Diese Spulen vom Grundwellenkreis und vom dritten Oberwellenkreis sollen ja gemeinsam auf das Sekundärgerät einwirken und dessen Dämpfung auf jeden der beiden Kreise bei den entsprechenden Resonanzfrequenzen in gleichen Maßen übertragen. Beim Verändern der Belastung durch das Sekundärgerät sollen die eintretenden Verschiebungen der Resonanzlagen nicht zu groß werden. Vor allem soll das Frequenzverhältnis von 1 :3 eingehalten werden, so daß stets eine rechteckähnliche Summenspannung zustande kommt Um die Frequenzverschiebung der Grundfrequenz abhängig vom speziellen Sekandärgcrät ir, annehmbaren Grenzen um etwa 15 bis 2ü% zu halten, muß das Verhältnis Sb = Rg/Rbi größer als 2, ggf. bis zu 5, gewählt werden, wobei Rg den kollektorseitigen Grundwiderstand und Ru den Spulenblindwiderstand bedeutet Ein großer Wert von Sb begünstigt bei den angewandten Kollektorstromimpuisformen die Schwungradeigenschaften eines Resonanzkreises. Damit auch am dritten Oberwellen-Schwingkreis eine gleiche relative Resonanzverschiebung durch den Verbraucher des Sekundärgerätes herbeigeführt wird, sind die Spulen so zu bemessen, daß sich die Selbstinduktion im Grundwellenschwingkreis zu der im dritten Oberwellenschwingkreis, desgleichen die zugehörigen Kapazitäten wie 3 :1 verhalten. Des weiteren müssen beide Spulen etwa mit gleicher Windungszahl ausgeführt werden, damit die Transformationsbedingungen erfüllt sind, die ein gleiches Obersetzungsverhältnis von primären Grund- und von dritter Oberwellenspule gegenüber der sekundären Last fordern. Das wird damit erreicht, daß die dritte Oberwellenspule räumlich mit ihrem Spulenfeld oder durch ihren Formfaktor so verkleinert wird, daß sie bei gleicher Windungszahl das vorstehend geforderte Drittel der Selbstinduktion der Grundwellenspulen aufweist.

Schließlich sind die Spulen von Grundwellen- und drittem Oberwellenschwingkreis so angeordnet daß die Kreise sich nicht gegenseitig dämpfen, im einfachsten Falle mit zueinander senkrecht stehenden Magnetfeldern. Eine beispielsweise Anordnung zeigt die F i g. 12, wo die Spulen konzentrisch einander zugeordnet sind. Diese Spulenanordnung e: zeagt am Sekundärteil, z. B.

einem zu erhitzenden Objekt 7, ein axiales und ein radiales Feld. Hierzu ist eine der Spulen, vorzugsweise die des dritten Oberwellenschwingkreises, in zwei Teile mit gegenläufig stromdurchflossenen Wicklungen 10 und 11 unterteilt so daß diese insgesamt gegen die Grundwellenschwingkreisspule 12 entkoppelt sind. Die Bemessung erfolgt nach oben gegebenen Anweisungen. Die der Grundwellenspule 12 zugeordnete Kapazität ist mit C, die der dritten Oberwellenspule zugeordnete Kapazität mit C/3 bezeichnet

In Fig. 13 ist eine einlagige Flachspule dargestellt, wie sie z. B. vorzugsweise für die Wirbelstrombchci zung eines entsprechend ausgebildeten Sekundärgerätes angewendet werden kann. Die ovale Grundwellenspule 15 umschließt zwei gleiche, gegenläufig stromdurchflossene halbkreisförmige Oberwellenwicklungen 16 und 17. Die elektrischen Daten bemessen sich selbstverständlich wiederum nach den vorstehend genannten Regeln.
Auch F i g. 14 zeigt eine Flachspule, deren Wicklungen nun alle in gleicher Wicklungsrichtung kreisförmig fortlaufen. Eine solche Flachspule eignet sich deshalb zur Herstellung auf einer normalen Wickelvorrichtung. Die Wicklungen beginnen mit dem Innenteil der Oberwellenspulen mit den Endpunkten 20, 21. Es folgt eine Isolierstoffauflage 22. Dann kommt die Grundwellenspule mit den Endpunkten 23,24. Das Wicklungsende 24 bildet zugleich den Anfangspunkt des Außenteils der Oberwellenspule mit den Endpunkten 24, 25. Mit einer Drahtverbindung 26 zwischen den Punkten 21 und 24 sind beide Spulen derart geschaltet daß die Oberwcllenspulenteile gegenläufigen Strom erhalten und insgesamt gegen die Grundwellenspule magnetisch entkoppelt sind. Zugleich bilden beide Spulen wie gehabt mit ihren zugehörigen Schwingkreiskondensatoren C und O3 die benötigte Schwingkreisserienschaltung.

Diese Flachspulen sind sowohl zur Wirbelstrom-Erhitzung entsprechender, in einigem Abstand befindlicher Sekundärgeräte, als auch zur kontaktlosen und berührungssicheren elektrischen Energieübertragung auf eine entsprechende Induktionsspule eines Strom weiterverarbeitenden Sekundärgerätes gleichermaßen geeignet Eine solche Induktionsspule würde z. B. einer primären Flachspule nach F i g. 14 nahe gegenüberstehend angeordnet, ebenfalls von ringförmiger Gestalt sein.

Wenn deren mittlerer Durchmesser ca. 63% des Primärspulensatz-Außendurchmessers beträgt ergibt sich ein Optimum des Verhältnisses von Windungsspannung zu Streuinduktivität also eine günstige Leistungsauskopplung. Weist die Sekundärspule den gleichen Aufbau und die gleiche Schaltung wie der Primärspulcnsatz auf, dann ermöglicht dies infolge geringerer Streuung eine besonders hohe Stromentnahme bei rechteckähnlicher Ausgangsspannung.

Die spezielle Ausbildung der Primärspulen, die ja zugleich Teile der Schwingkreise sind und zur Erzeugung
der offenen Magnetfelder dienen, trägt also entscheidend zur Verbesserung von Wirkungsgrad und Leistungsumsatz der erfindungsgemäßen Schaltungen bei.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

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Claims

Patentansprüche:

1. Schaltung zur Erzeugung eines offenen Magnetfeldes, mit wenigstens zwei im Gegentakt gesteuerten Transistoren und diesen zugeschaltetem Schwingkreis, dessen Spule gleichzeitig die das offene Magnetfeld erzeugende Induktionsspule ist und durch eine Parallelkapazität auf eine Grundfrequenz abgestimmt ist sowie einer dieser ersten Spule in Serie zugeschalteten zweiten Spule, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Spule (5) durch eine zweite Parallelkapazität (6) in Resonanz mit der dritten Oberwelle der Grundfrequenz abgestimmt ist und zur Erzeugung des offenen Magnetfeldes beiträgt, wobei die beiden Spulen (3, 5) der zwei dergesialt auf die Grundwellen- und auf die dritte Oberwellenresonanz abgestimmten Schwingkreise in sich gegenseitig nicht dämpfender Zuordnung und Bemessung angeordnet sind und die Ansteuerung der Transistoren (1,2) derart erfolgt, daß sich ein zur Erzeugung eines angenähert rechteckigen Spannungsverlaufes durch Addition der entstehenden beiden Resonanzspannungen geeigneter zeitlicher Kollektorstromverlauf einstellt

2. Schaltung nach Anspruch I₁ dadurch gekennzeichnet daß eine phasenreine Rückkopplung über einen gesonderten Übertrager (31) zur Selbsterregung des Generators auf derjenigen Frequenz, die durch die jeweilige, von der Veränderung der Belastung durch das Sekundärgerät (7) abhängigen Resonanzlage des Grundwellenschwingkreises (3, 4) gegeben ist vorgesehen ist

3. Schaltung nach Anspruch 5 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zur Bestimmung des zeitlichen Kollektorstromverlaufes für die Lieferung von Kollektorstrompulsen in Trapezform ausgelegt sind.

4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet daß die Anstiegs- und Abfallzeiten des trapezförmigen Kollektorstrompulses von etwa 15° bis 20°, bezogen auf 180° Halbwellenzeit der Grundfrequenz, ausgelegt sind.

5. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet daß die Mittel zur Bestimmung des zeitlichen Kollektorstromverlaufes für die Lieferung von Kollektorstrompulsen in verkürzter Rechteckform mit Vorimpuls (Vortrabant) ausgelegt sind.

6. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zur Bestimmung des zeitlichen Kollektorstromverlaufes für die Lieferung von Kollektorstrompulsen in verkürzter Rechteckform mit Mittellücke ausgelegt sind.

7. Schaltung nach den Ansprüchen 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet daß die Werte der Induktivitäten (3,

5) und Kapazitäten (4, 6) des Grundwellenschwingkreises (3, 4) und des Oberwellenschwingkreises (5,

6) im Verhältnis 3 :1 ausgelegt sind, daß die beiden Spulen (3, 5) etwa gleiche Windungszahlen besitzen und daß die Blindwiderstände im Grundwellenschwingkreis (3, 4) und im Oberwellenschwingkreis (5, 6) eine ein Verhältnis von Wirkwiderstand zu Blindwiderstand des Verbrauchers (7) von größer als Zwei ergebende Bemessung aufweisen.

8. Schaltung nach den Ansprüchen 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet daß die zugleich als Magnetfeldspulcn dienenden Spulen von Grundwellcn- und Obcrwellenschwingkrcis konzentrisch zueinander ungc-

ordnet sind, wobei die Spule des Oberwellenschwingkreises in zwei gleiche Teile (10,11) mit gegenläufig stromdurchflossenen Wicklungen unterteilt ist

9. Schaltung nach den Ansprüchen 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet daß die Spulen von Grundwellen- und Oberwellenschwingkreis als Flachspulen ausgebildet sind, wobei eine ovale Grundwellenspule (15) zwei gleiche, gegenläufig stromdurchflossene, halbkreisförmige Oberwellenwicklungen (16, 17) umschließt

10. Schaltung nach den Ansprüchen 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet daß die Spulen von Grundwellen- und Oberwellenschwingkreis als Flachspulen ausgebildet sind, wobei alle Wicklungen in gleicher Wicklungsrichtung kreisförmig fortlaufen, die Grundwellenspule (23—24) zwischen einem Innenteil (20-21) und einem Außenteil (24-25) der Oberwellenspule angeordnet ist und die beiden Oberwellenspulenteile mit gegenläufigem Stromdurchfluß zusammengeschaltet sind.