DE69614659T2

DE69614659T2 - Schaltung mit Überstromschutz für Leistungstransistoren

Info

Publication number: DE69614659T2
Application number: DE69614659T
Authority: DE
Inventors: Francesco Pulvirenti; Gregorio Bontempo
Original assignee: CORIMME Consorzio per Ricerca Sulla Microelettronica nel Mezzogiorno
Current assignee: CORIMME Consorzio per Ricerca Sulla Microelettronica nel Mezzogiorno
Priority date: 1996-02-09
Filing date: 1996-02-09
Publication date: 2004-04-08
Anticipated expiration: 2016-02-10
Also published as: EP0789458A1; DE69614659D1; EP0789458B1

Description

Gebiet der Anmeldung
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Schaltkreis zum Schützen der Ausgangsstufe eines intelligenten bzw. programmierbaren Leistungsstellantriebes vor Überladungen bzw. Überlasten und Kurzschlüssen. Der Bedarf an einem Schutz dieser Vorrichtungen, die Schalter, Verstärker und Spannungs- oder Stromregler sein können, ist offensichtlich, wenn die eingesetzte Leistung hoch ist, da eine Überlast oder ein versehentlicher Kurzschluß sowohl die Last als auch die Vorrichtung selbst irreversibel beschädigen könnte.
Stand der Technik
Die Ausgangsstufe der gattungsgemäßen Vorrichtungen ist durch einen Leistungstransistor gegeben und die verwendete Technik zum Begrenzen des Stroms ist, den betreffenden Transistor mit einem negativen Rückkopplungsnetzwerk zu betreiben, das dazu tendiert, den Transistor selbst zu sperren, wenn der darin fließende Strom eine bestimmte vordefinierte Schwelle überschreitet. Die einfachste Art den Strom zu erfassen ist, den Spannungsabfall an einem Widerstand, der als "Meß" bzw. "Prüf"-Widerstand bezeichnet wird, zu messen, der in Reihe mit dem Leistungstransistor angeordnet ist.
1 zeigt eine bekannte Schaltkreislösung für einen Strombegrenzungsschaltkreis in einer Endstufe eines Leistungstransistors. Ein Leistungstransistor PW hat einen Hauptleitungspfad D-S, der in Reihe mit einem Meßwiderstand RS zwischen einem positiven Pol Vcc eines Spannungsversorgungsgenerators und einem Ausgangsanschluß OUT der Endstufe angeordnet ist. Ein Komparator 3 ist hier mittels eines Operationsverstärkers vorgesehen und vergleicht den Spannungsabfall an dem Meßwiderstand RS, proportional zu dem in dem Hauptleitungspfad D-S des Leistungstransistors PW mit einer Referenzspannung VR fließenden Strom. Der Komparator 3 bildet zusammen mit dem Meßwiderstand RS und der Referenzspannung VR ein negatives Rückkopplungsnetzwerk, das dazu neigt, den Leistungstransistor PW zu sperren, wenn der Strom Iout auf dem Ausgangszweig eine gewisse vordefinierte Schwelle übersteigt, die als Kurzschlußstrom Icc bezeichnet wird.
Der Wert des Kurzschlußstromes Icc kann leicht durch Ausgleichen der Eingangsspannungen des operationalen OP erhalten werden, da im Falle des Kurzschlusses der operationale OP im Gleichgewicht ist:
Der Wert des Stromes bleibt im gesamten Intervall des Ausgangsanschlusses konstant und selbst im Falle von Überladungen bzw. Überlasten ist der durch PW gelieferte maximale Strom Icc.
Diese Schaltkreislösung vergegenwärtigt das ernsthafte Problem des Anwachsens des Widerstandes der Ausgangsstufe aufgrund des Vorliegens des Meßwiderstandes RS.
Die anwachsende Anforderung in den letzten Jahren für Vorrichtungen mit immer höheren Ausgangsströmen und immer niedrigeren Spannungsabfällen an dem Ausgangszweig hat dazu angeregt, MOS-Transistoren anstelle von Bipolar-Transistoren für die Ausgangsstufe zu verwenden, da diese die Verringerung auf das Minimum des Spannungsabfalls gestatten, was die Minimierung des Leistungsverlustes erlaubt.
Es ist daher offensichtlich, daß ein Messen des Stromes direkt am Ausgangszweig mit einem Meßwiderstand den Nachteil hat, daß der Spannungsabfall ansteigt und sich die thermischen sowie die elektrischen Eigenschaften der Vorrichtung verschlechtern.
Um diesen Nachteil zu vermeiden, ist ein weiterer Stand der Technik, der in diesen Fällen viel verwendet wird, der des Messens, wieder durch einen Meßwiderstand, eines Stromes proportional zu dem Ausgangsstrom, der durch Teilen des Leistungstransistors erhalten wird, wie in dem Diagramm der 2 gezeigt.
In der Schaltkreislösung der 2 wird der Ausgangsstrom Iout geteilt und lediglich ein Teil davon wird durch einen Meßwiderstand RS gemessen, der in Reihe mit einem Meßtransistor PS verbunden ist, mit dem offensichtlichen Vorteil, daß der Ausgangswiderstand nicht verändert wird.
Der Transistor PS (bezeichnet als "power sense") muß gut mit dem Leistungstransistor PW gekoppelt sein und ist mit einer Fläche dimensioniert, die n-mal kleiner ist als die gesamte Fläche, die durch beide Transistoren besetzt ist. Auf diese Weise hat, wenn beide Transistoren PW und PS im Sättigungsbereich arbeiten, der in dem PW fließende Strom einen Wert von Is = Iout/n.
Im Falle eines Kurzschlusses kann der Strom Icc durch Ausgleichen der Eingangsspannungen der Operationsverstärker berechnet werden und hat folgenden Wert:
Die Referenzspannung VR wird in diesem Schaltkreis durch Durchleiten des Stromes des Generators IR in dem Referenzwiderstand RR erhalten. Natürlich hat diese Lösung nicht den Nachteil des Erhöhens des Widerstandes der Ausgangsstufe aber in diesem Fall zeigt sich die Messung als anfällig für Fehler, wenn die Transistoren PS und PW in einer Widerstands- bzw. ohmschen Zone arbeiten. Dieses Phänomen ist in dem Schaubild in 3 gezeigt, in dem das Verhalten des Kurzschlusses Icc als eine Funktion der Ausgangsspannung Vout verdeutlicht ist.
Dieses Phänomen kann durch die Tatsache erklärt werden, daß wenn die Spannung Vout an dem Ausgangsanschluß nahe der Leistungsversorgungsspannung ist, die beide Transistoren PW und PS von dem Sättigungsbereich, in dem diese sich wie Stromgeneratoren verhalten, zu der Widerstandszone übergehen und der Spannungsabfall an RS den Arbeitspunkt von PS ändert, um den Wert des gespiegelten Stromes Is zu modifizieren.
Unter diesen Arbeitsbedingungen wird der gespiegelte Strom Is.
wobei RD der Sättigungswiderstand des Leistungstransistors PW ist und nR_D der Sättigungswiderstand des Meßtransistors PS ist.
Es folgt, daß der Wert des Begrenzungsstromes nicht konstant im gesamten Intervall der Ausgangsspannung bleibt, sondern eine Spitze nahe der Widerstandsregion zeigt, die in bestimmten Fällen mehr als das doppelte des Wertes des Kurzschlußstromes sein kann.
Der Spitzenwert Ip, den der Strom Iout erreichen kann, ist leicht zu berechnen, für den angenommenen Wert von Is, wenn beide Transistoren im Widerstandsbereich arbeiten, durch Ausgleichen der Eingangsspannungen des operationalen 3 und ist durch folgende Gleichung gegeben:
Im Falle einer Überlast kann der Begrenzungsstrom weg von dem Kurzschlußstrom um einen Betrag gebracht werden, der abhängig vom Meßwiderstand RS und dem Sättigungswiderstand des Ausgangstransistors ist, und erreicht einen maximalen Wert Ip, der anhand praktischer Anwendungen als das doppelte des Stromes Icc gesehen wurde.
Die Schaltkreise, die unter Bezugnahme auf die 1 und 2 beschrieben wurden, sind vereinfachte Schemata entsprechend Begrenzungsstrom-Schaltkreisen, die beispielsweise in den folgenden Druckschriften beschrieben sind:

– DE 3 821 065 A betrifft eine "MOS-Feldeffekttransistor-Einrichtung", Mihara et al, 5-1-89.
– US 5 184 272 A betrifft einen "High-Side-Schalter mit einem Überstromschutzschaltkreis", Koichi Suda et al, 2. Februar 1993.
– EP 647 026 A betrifft eine "Überstromschutzvorrichtung für einen Transistor" Fujihara et al, 05-04-95.

Das der vorliegenden Erfindung zu Grunde liegende technische Problem ist, den Endtransistor eines Leistungsstellantriebes vor Kurzschlüssen und Überlasten mit einer vollständig integrierten Schaltkreislösung zu schützen, die die Ausgangsimpedanz des Stellantriebes nicht beeinflußt und es gestattet, einen konstanten Begrenzungsstrom unabhängig von dem Ausgangsspannungswert des Stellantriebes zu haben.
Das technische Problem wird durch einen Begrenzungsschaltkreis für den maximalen Strom gelöst, der durch einen Leistungstransistor des gezeigten Typs geliefert wird, und ist in den Ansprüchen 1 bis 3 definiert.
Das technische Problem wird ebenfalls mit einem Leistungsstellantrieb gelöst, der am Ausgang vor Überlasten und Kurzschlüssen geschützt ist, von der gezeigten Art ist und in den Ansprüchen 4 bis 7 definiert ist.
Die Eigenschaften und Merkmale der vorliegenden Erfindung sind in der ausführlichen Beschreibung verdeutlicht, die nachfolgend anhand praktischer Ausführungsbeispiele gegeben ist, die anhand nicht begrenzender Beispiele in den beigefügten Zeichnungen verdeutlicht sind.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 zeigt eine erste Schaltkreislösung eines Strombegrenzungsschaltkreises bekannter Art.
2 zeigt eine zweite Schaltkreislösung eines Strombegrenzungsschaltkreises bekannter Art.
3 zeigt in einem Spannungs-Stromdiagramm das Verhalten des Schaltkreises aus 2.
4 zeigt ein Schaltkreisdiagramm eines erfindungsgemäßen Strombegrenzungsschaltkreises.
5 zeigt ein Schaltkreisdiagramm einer Endstufe eines Leistungsstellantriebes, der einen erfindungsgemäßen Strombegrenzungsschaltkreis umfaßt.
6 zeigt in einem Spannungs-Stromdiagramm das Verhalten des Schaltkreises aus 5 im Vergleich zu dem Verhalten eines bekannten Schaltkreises.
Ausführliche Beschreibung
4 zeigt einen Ausgangsstrombegrenzungs-Schaltkreis eines Leistungsstellantriebes gemäß der vorliegenden Erfindung.
Dieser Schaltkreis wird in einer Endstufe eines "high-side" Stellantriebes verwendet, in dem ein Leistungstransistor PW zur Versorgung einer Last mit einer positiven Spannung verwendet wird.
Der Leistungstransistor PW hat einen Steueranschluß G, der als "gate" bezeichnet wird, einen ersten Hauptleitungsanschluß D, der als "drain" bezeichnet wird, und einen zweiten Hauptleitungsanschluß S, der als "source" bezeichnet wird.
Der erste Hauptleitungsanschluß D und der zweite Hauptleitungsanschluß S legen einen Hauptleitungspfad D-S fest, der zwischen einem positiven Pol Vcc eines Leistungsversorgungsgenerators und dem Ausgangsknoten OUT des Stellantriebes verbunden ist. Parallel mit dem Pfad D-S ist in der Figur eine Diode DP gezeigt. Diese Diode ist üblicherweise in den integrierten MOS-Leistungstransistoren gegeben, da sie in der Struktur selbst intrinsisch ist.
Ein Netzwerk zum Erfassen des durch den Leistungstransistor PW gelieferten Stromes umfaßt einen Meßtransistor PS und einen Meßwiderstand RS.
Der Meßtransistor PS hat einen Hauptleitungspfad, der in Reihe mit dem Widerstand RS parallel mit dem Hauptleitungspfad D-S des Leistungstransistors PW zwischen dem positiven Pol Vcc und dem Ausgangsknoten OUT des Stellantriebes verbunden ist.
Die gate-Anschlüsse der Transistoren PW und PS sind beide mit dem Ausgang eines Operationsverstärkers 3 verbunden, der als ein Spannungskomparator verwendet wird. Ein nicht-invertierender Eingang des Verstärkers 3 ist mit dem gemeinsamen Knoten zwischen dem Meßtransistor PS und dem Meßwiderstand RS verbunden, während ein invertierender Eingang mit dem gemeinsamen Knoten zwischen einem Referenzstromgenerator Ir und einem Widerstand RR verbunden ist. Der Widerstand RR und der Generator Ir, die ein Referenznetzwerk bilden, sind in Reihe zwischen dem positiven Pol Vcc des Leistungsversorgungsgenerators und einer Referenz GND des Schaltkreises verbunden, um so eine Referenzspannung VR zu erzeugen. Parallel zu dem Widerstand RR ist der Leitungspfad eines Transistors PR angeordnet, der ein Steueranschluß – oder "gate" – hat, der ebenfalls mit dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 3 verbunden ist.
Nun wird die Funktionsweise des Schaltkreises aus 4 beschrieben.
Die grundlegende Idee der innovativen Lösung zur Eliminierung der Begrenzungsstromspitze ist, daß der Effekt, der durch den Meßwiderstand RS auf den Meßtransistor PS eingeführt ist, kompensiert wird, wenn der letztere im Widerstandsbereich arbeitet, und dabei sich auf die Referenzspannung VR am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 3 auswirkt.
Um die Erklärung dieses Konzepts zu vereinfachen werden wir den Wert der Spannung VS am nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 3, wenn die beiden Transistoren im Widerstandsbereich arbeiten, folgendermaßen angeben:
Folglich ist die Spannung Vs eine Funktion aus R_S||nR_D, daß heißt, der Meßwiderstand Rs parallel mit dem Sättigungswiderstand des Meßtransistors PS ist gleich n-mal dem Sättigungswiderstand RD des Leistungstransistors PW.
Um den Effekt der Veränderung des Sättigungswiderstandes des Meßtransistors PS zu kompensieren, fordert der erfindungsgemäße Schaltkreis eine Reproduktion des gleichen Widerstandes an dem anderen Eingang des Operationsverstärkers 3, indem parallel mit dem Referenzwiderstand RR ein MOS-Transistors PR angeordnet wird, der geeignet dimensioniert und mit dem Transistoren PS und PW gekoppelt ist.
Um eine optimale Kopplung zu erreichen, kann der Transistor PR in demselben Fach (pocket) wie der Leistungstransistor PW gestaltet sein, da beide einen gemeinsamen "drain"-Anschluß haben und ein Feld belegen müssen, das m-mal kleiner ist, als das des Transistors PS. Zusätzlich muß das Verhältnis des Widerstandes RR zu dem Widerstand RS gleich m sein, wie nachfolgend aufgeführt:
Der Sättigungswiderstand des Transistors PR ist daher gleich nmRD, was m-mal dem Sättigungswiderstand des Transi stors PS entspricht, was wiederum n-mal der Sättigung des Transistors PW entsprach.
Wenn wir die Spannung Vr am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 3 berechnen, finden wir folgenden Wert: VR = (RR||nmRD)·IR = (mRS||nmRD)·IR = m·(RS||nRD)·IR
Wir können die Stromspitze Ip im Falle einer Überlast durch Ausgleichen der Eingangsspannungen VS und VR des Operationsverstärkers 3 wie folgt berechnen:
das ist:
In 6 ist das Verhalten des Kurzschlußstromes Icc als eine Funktion der Ausgangsspannung Vout für den Schaltkreis aus 4 als Kurve 21 gezeigt und für den Schaltkreis nach dem Stand der Technik mit der Kurve 20.
Es ist deutlich zu sehen, daß die Stromspitze des Wertes Ip, die in der Kurve 20 für den Schaltkreis nach dem Stand der Technik gegeben ist, vollständig eliminiert ist und der Kurzschlußstrom Icc virtuell konstant über das gesamte Intervall bleibt.
Die in dem Schaltkreis aus 4 vorgeschlagene Lösung wurde in einen intelligenten bzw. programmierbaren Lei stungsstellantrieb implementiert – oder in einem intelligenten "High-Side"-Schalter – der gemäß dem elektrischen Diagramm aus 5 vorgesehen ist.
In dem Anwendungsschaltkreis aus 5 kann zwischen den folgenden Schaltkreisteilen unterschieden werden:

– einem Leistungstransistor PW mit einem Steueranschluß G, einem ersten Hauptleitungsanschluß D und einem zweiten Hauptleitungsanschluß S,
– einer Eingangsstufe 12,
– einer Treiber-Stufe 13 eines Leistungstransistors PW,
– einem Begrenzungsschaltkreis für den maximalen durch den Leistungstransistor PW gelieferten Strom, der gemäß dem Prinzip des in 4 beschriebenen Schaltkreises vorgesehen ist.

Die Eingangsstufe 12 empfängt ein Eingangssignal IN und steuert die Treiber-Stufe 13.
Der Steueranschluß G des Transistors PW ist durch einen ersten Schalter SW1 mit einem ersten Stromgenerator Ion und durch einen zweiten Schalter SW2 mit einem zweiten Stromgenerator Ioff verbunden. Die Schalter SW1 und SW2 sind elektronische Schalter, die durch zwei gegenseitig komplementäre Zündungssignale gesteuert werden, die aus der Eingangsstufe 12 kommen.
Der erste Haupleitungsanschluß D und der zweite Hauptleitungsanschluß S des Leistungstransistors PW legen einen Hauptleitungspfad D-S fest, der zwischen einem positiven Pol Vcc eines Leistungsversorgungsgenerators und dem Ausgangsknoten OUT des Stellantriebs selbst verbunden sind.
Ein Meßtransistor PS hat einen Hauptleitungspfad, der in Reihe mit einem Widerstand RS, parallel mit dem Hauptleitungspfad (D-S) des Leistungstransistors PW zwischen dem positiven Pol Vcc und dem Ausgangsknoten OUT des Stellantriebes verbunden ist.
Die gate-Anschlüsse der Transistoren PW und PS sind beide mit dem Ausgang der Pilotstufe 13 und mit dem Ausgang eines Operationsverstärkers 3 verbunden, der als ein Spannungskomparator verwendet wird. Der Operationsverstärker 3 umfaßt einen differenziellen Eingangsabschnitt 11 und einen MOS-Ausgangstransistor 10.
Ein nicht-invertierender Eingang des Verstärkers 3 ist mit dem gemeinsamen Knoten zwischen dem Meßtransistor PS und dem Meßwiderstand RS verbunden, während ein invertierender Eingang mit dem gemeinsamen Knoten zwischen einem Referenzstromgenerator Ir und einem Widerstand RR verbunden ist. Der Widerstand RR und der Generator Ir sind in Reihe zwischen dem positiven Pol Vcc des Leistungsversorgungsgenerators und einer Grundreferenz GND des Schaltkreises verbunden, um so eine Referenzspannung VR zu erzeugen.
Parallel mit dem Widerstand RR ist der Leitungspfad eines Transistors PR verbunden, der einen Steueranschluß hat – oder gate-Anschluß – der durch den Leitungspfad eines weiteren Transistors P1 mit dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 3 verbunden ist und dann mit den Steueranschlüssen der Transistoren PW und PS.
Die Funktion des Transistors P1 ist die des Schützens des Steueranschlusses des Transistors PR vor Überspannungen. Dieser begrenzt die an diesem Anschluß anliegende Spannung, um diesen davon abzuhalten unter eine bestimmte Spannung zu fallen, die durch die Referenzspannung VL gesetzt ist, die an den Steueranschluß angelegt ist.
Die Funktionsweise des Strombegrenzungsschaltkreises, der in dem intelligenten Leistungsstellantrieb aus 5 verwendet wird, ist ähnlich der für den Schaltkreis aus 4 vorstehend beschriebenen Funktionsweise.
Das Verhalten des Kurzschlußstromes Icc als eine Funktion der Ausgangsspannung Vout für den Schaltkreis aus 5 ist in dem Diagramm der 6 gezeigt. Dieses Diagramm zeigt deutlich den Unterschied zwischen einem Stellantrieb des bekannten Typs, Kurve 20, und einem Stellantrieb gemäß der vorliegenden Erfindung, Kurve 21. In der Tat wird die Stromspitze gegenüber den Ausgangsspannungen nahe des positiven Pols Vcc eliminiert.
Bei einer praktischen Ausführungsform des Stellantriebes aus 5 wurden folgende Werte für die Transistoren PW, PS und PR, für die Widerstände RS und RR und für den Stromgenerator IR verwendet.

Leistungstransistor PW W = 190 mm

Meßtransistor PS W = 10 mm

Referenztransistor PR W = 0,1 mm

Meßwiderstand RS 4 Ω

Referenzwiderstand RR 400 Ω

Referenzstrom IR 1 mA
W ist dabei die Breite der MOS-Transistor-Kanäle. Die Kanalbreite des Transistors PW muß nicht als ein einzelner MOS-Transistor mit einer Breite von 190 mm genommen werden, sondern als ein Transistor, der aus verschiedenen MOS-Transistoren parallel und gegenseitig gekoppelt entworfen sein kann (beispielsweise 190 MOS Transistoren mit einer Breite von 1 mm). Dies kann durch wohlbekannte Layout-Technologien durch wechselweise überlagernde Source und Drain-Diffusionen erreicht werden.
Mit diesen Daten und mit n = 20 und m = 100 wurde ein Kurzschlußstrom Icc von 2 A erreicht und es wurde ein Spitzenstrom Ip von 7 A wurde eliminiert, wie in dem Schaubild aus 6 zu erkennen ist.

Claims

Schaltkreis zum Begrenzen des maximalen Stroms, der von einem Leistungstransistor (PW) mit zumindest einem Steueranschluß (G) und zwei Hauptleitungsanschlüssen (D, S), die einen Hauptleitungspfad (D-S) festlegen, abgegeben wird, mit: – einem Netzwerk zum Erfassen des von dem Leistungstransistor abgegebenen Stroms, das mit dem Hauptleitungspfad des Leistungstransistors (PW) gekoppelt ist, um ein erstes elektrisches Signal, das proportional zu dem Strom ist, zu erzeugen, wobei das Erfassungsnetzwerk einen ersten widerstand (RS) umfaßt sowie einen ersten Transistor (PS) mit einem Leitungspfad, der in Reihe mit dem ersten Widerstand (RS) zwischen den beiden Hauptleitungspfadanschlüssen (D-S) des Leistungstransistors (PW) angeordnet ist, und mit einem Steueranschluß, der mit dem Steueranschluß des Leistungstransistors (PW) verbunden ist, – einem Referenznetzwerk, das zwischen einem ersten (Vcc) und einem zweiten (GND) Energieversorgungspol eingefügt ist, um ein zweites elektrisches Referenzsignal zu erzeugen, – einem Operationsverstärker (3) mit einem ersten (+) und einem zweiten (–) Eingangsanschluß und einem Ausgangsanschluß, wobei der erste Eingangsanschluß (+) mit dem Er fassungsnetzwerk verbunden ist, der zweite Eingangsanschluß (–) mit dem Referenznetzwerk verbunden ist und der Ausgangsanschluß mit dem Steueranschluß (G) des Leistungstransistors (PW) gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgangsanschluß des Verstärkers (3) den Steueranschluß (G) des Leistungstransistors (PW) ansteuert und der Verstärker (3) auch mit dem Referenznetzwerk gekoppelt ist, um den Wert des zweiten elektrischen Referenzsignals zu regulieren.
Schaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Referenznetzwerk die Reihe von einem zweiten Widerstand (RR) und einem Referenzstromgenerator (IR) umfaßt, die zwischen dem ersten (Vcc) und dem zweiten (GND) Energieversorgungspol verbunden ist, wobei der gemeinsame Knotenpunkt zwischen dem zweiten Widerstand (RR) und dem Stromgenerator (IR) mit dem zweiten Eingangsanschluß des Verstärkers (3) verbunden ist, und daß das zweite elektrische Signal ein Referenzspannungssignal (VR) ist.
Schaltkreis nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgangsanschluß des Verstärkers (3) mit dem Referenznetzwerk durch einen zweiten Transistor (PR) gekoppelt ist, wobei der zweite Transistor (PR) seinen Leitungspfad parallel verbunden mit dem zweiten Widerstand (RR) hat und einen mit dem Ausgangsanschluß des Verstärkers (3) verbundenen Steueranschluß aufweist.
Leistungsstellantrieb der intelligenten Art mit: – zumindest einem Leistungstransistor (PW) mit mindestens einem Steueranschluß (G) und zwei Hauptleitungsan schlüssen (D, S), die einen Hauptleitungspfad (D-S) festlegen, – einer Eingangsstufe (12), – einer Pilotstufe (13) des Leistungstransistors (PW), dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungsstellantrieb weiterhin aufweist: – einen Schaltkreis zum Begrenzen des maximalen Stroms, der von einem Leistungstransistor (PW) gemäß Anspruch 1 abgegeben wird.
Leistungsstellantrieb nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Referenznetzwerk die Reihe von einem zweiten Widerstand (RR) und einem Referenzstromgenerator (IR) umfaßt, die zwischen dem ersten (Vcc) und dem zweiten (GND) Energieversorgunspol verbunden ist, wobei der gemeinsame Knotenpunkt zwischen dem zweiten Widerstand (RR) und dem Stromgenerator (IR) mit dem zweiten Eingangsanschluß des Verstärkers (3) verbunden ist, und daß das zweite elektrische Signal ein Referenzspannungssignal (VR) ist.
Leistungsstellantrieb nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgangsanschluß des Verstärkers (3) mit dem Referenznetzwerk durch einen zweiten Transistor (PR) gekoppelt ist, der einen parallel zu dem zweiten Widerstand (RR) verbundenen Leitungspfad und einen mit dem Ausgangsanschluß des Verstärkers (3) gekoppelten Steueranschluß aufweist.
Leistungsstellantrieb nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgangsanschluß des Verstärkers (3) mit dem Steueranschluß des zweiten Transistors (PR) durch einen dritten Transistor (P1) gekoppelt ist, der einen mit einer Referenzspannung (VL) verbundenen Steueranschluß und einen zwischen dem Steueranschluß des zweiten Transistors (PR) und dem Ausgangsanschluß des Verstärkers (3) verbundenen Leitungspfad aufweist.