DE2725719A1

DE2725719A1 - Mikrowellensignalverstaerker

Info

Publication number: DE2725719A1
Application number: DE19772725719
Authority: DE
Inventors: Yoshikazu Dipl Ing Doi; Nagahisa Dipl Ing Furutani; Kazuo Takahara; Haruo Dipl Ing Yokouchi
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1976-06-15
Filing date: 1977-06-07
Publication date: 1977-12-22
Also published as: JPS5620721B2; DE2725719C3; GB1577467A; DE2725719B2; FR2355398B1; IT1084319B; JPS52153364A; US4107621A; FR2355398A1

Description

Hintergrund der Erfindung Anwendungsgebiet der Erfindung

Die Erfindung betrifft einen Mikrowellensignalverstärker unter Verwendung von Transistoren und bezieht sich im einzelnen auf eine Schaltungsanordnung eines Mikrowellensignalverstärkers mit ausgezeichneten Ubertragungseigenschaften und guter Stabilität bei ein- oder mehrstufiger Verstärkeranordnung.

Beschreibung des Standes der Technik

Im allgemeinen zeigt ein einstufiger Transistorverstärker für das Gigahertz-Band einen Abfall in der Frequenzcharakteristik (Frequenz/Verstärkerkennlinie) von -6dB/0ktave, wenn Eigang und Ausgang eines derartigen Verstärkers innerhalb des gewünschten Frequenzbandes angepaßt sind.

Derzeit wird ein derartiger Verstärkungsabfall innerhalb des gewünschten Frequenzbandes durch folgende Methoden kompensiert:

1. Es gibt ein Verfahren, bei dem der Frequenzverlauf durch angepaßten Dämpfungsverlauf erreicht wird, in dem eine Fehlanpassung (Reduktion der Verstärkung im unteren Frequenzbereich) durch passende Anpassungsschaltung im Ein- und Ausgang zwischen den Transistorverstärkerstufen innerhalb des gewünschten Frequenzbandes vorgesehen ist.

2. Ein weiteres Verfahren besteht darin, durch Anpassungsschaltungen die Ein- und Ausgänge innerhalb des gewünschten Frequenzbandes anzupassen und dem einzelnen Verstärker mit einem Verstärkungsabfall von -6dB/0ktave ein zusätzliches Widerstandsglied zur Amplitudenkompensation zuzuordnen.

Das oben unter 1. genannte Verfahren hat jedoch den Nachteil, daß die Fehlanpassung zwischen Transistor und den Ein- und Ausgangsanpassungsgliedern sowohl innerhalb des gewünschten Frequenzbandes als auch außerhalb des gewünschten Frequenzbereiches erheblich ist. Bei der oben unter 2. genannten Methode besteht ebenfalls eine beträchtliche Fehlanpassung zwischen Transistor und

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den Anpassungsschaltungen im Ein- und Ausgang außerhalb des gewünschten Frequenzbandes. Eine derartige Fehlanpassung bewirkt eine !Instabilität des Verstärkers. In anderen Worten neigt die Schaltung leicht zu Schwingungen infolge thermischen Rauschens oder anderer Störgeräusche. Bei einem Mikrowellensignalverstärker, der einen Transistor verwendet, wird, wie oben beschrieben, der Verstärker unstabil, wenn der Betrag der Fehlanpassung zwischen Transistor und Eingangsschaltung, (die allgemein die Eingangsanpassungsschaltung enthält), und der Ausgangsschaltung, (die allgemein die Ausgangsanpassungsschaltung enthält), innerhalb des gewünschten Frequenzbandes groß ist. Dieser Zusammenhang wird zunächst erläutert.

Hierzu kann der Eingangsreflexionskoeffizient P. und der Ausgangsreflexionskoeffizient P . eines Mikrowellensignalverstärkers mit Transistoren durch den S-Parameter eines einzelnen Transistors ausgedrückt werden

Hierbei bedeuten:

S₁^: Eingangsreflexionskoeffizient bei reflexionsfrei abgeschlossenem Ausgang,

S₂₂^ Ausgangsreflexionskoeffizient bei reflexionsfrei abgeschlossenem Eingang,

S^₂: Ubertragungskoeffizient in Gegenrichtung, wenn der Eingang reflexionsfrei abgeschlossen ist,

^S21^: ^^ber'^traS^unS^{skoe:f>:£<iz}i^en'^{t in} Vorwärtsrichtung, wenn der Ausgang reflexionsfrei abgeschlossen ist, r*
' _g: Reflexionskoeffizient der Eingangsschaltung (Stromverscrgungsseite)

ι ^: Reflexionskoeffizient der Ausgangsschaltung (Belastungsseite)

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ORIGINAL INSPECTED

Dabei können die Ein- und Ausgangsreflexionskoeffizienten Γ.

in

und i . des vorstehend genannten Mikrowellensignalverstärkers für den stabilen Bereich als ( P_1nJ₁ j Γ _Qut)<1 und | ^_1n)Jf _QUt >1 für den unstabilen Bereich klassifiziert werden.

Aus den obigen Gleichungen läßt sich ableiten, daß die Reflexionskoeffizienten Po und <L der Ein- und Ausgangsschaltungen die Stabilität des Mikrowellensignalverstärkers beeinflussen. Vornehmlich, wenn die Anpassung der Ein- und Ausgangsschaltungen schlecht ist, (dabei sind die Absolutwerte für I <·, und / _L groß), so wird 'f. i oder If⁷ 4_|>1, das heißt mindestens einer der Absolutwerte i ■ in I ι out I

wird groß, und damit wird der Verstärker unstabil.

Wenn bei einem Mikrowellenverstärker die Frequenz ansteigt, so sinkt die Verstärkung eines Verstärkers, zum Beispiel wird der Übertragungskoeffizient in Vorwärtsrichtung S_p- klein, und es zeigt sich, daß die Möglichkeit des Auftretens eines unstabilen Zustande des Verstärkers gering ist, was für den Frequenzbereich mit Fehlanpassung gilt, der höher als das gewünschte Frequenzband liegt. Dagegen wird in dem Frequenzbereich unterhalb des gewünschten Frequenzbandes mit Fehlanpassung zwischen Transistor und Ein- und Ausgangsschaltungen die Möglichkeit einer unstabilen Arbeitsweise des Verstärkers groß, da mit Absinken der Frequenz der Koeffizient Sp,. des Transistors groß wird.

Im Falle eines Verstärkers hoher Leistung wird oft ausgenutzt, daß bei einem Eingangspegel in der Größe der Verstärkung eine Kompression beginnt. Wird jedoch ein bipolarer Transistor, beispielsweise mit gemeinsamen Emitter verwendet, und die Eingangsleistung übersteigt einen bestimmten Pegel, so wird eine Eingangskapazität zwischen Emitter und Basis durch das Eingangssignal gepumpt, und die Impedanz des Transistors zeigt manchmal einen negativen Widerstandswert (in diesen Fall| P. ^ 1|) für eine Frequenz, die der Hälfte oder einem Drittel des Eingangssignals entspricht. Wenn in einem derartigen Fall die Impedanz der Eingangsanpassungsschaltung im Frequenzbereich von der Hälfte oder

( Γ"¹ ι ο I

groß ist, so ist oftmals die Schwingungsbedingung erfüllt.

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ORIGINAL INSPECTED

Bei Mikrowellensignalverstärkern mit Transistoren, wie oben beschrieben, wird der Verstärker oft unstabil, wenn die Werte/ _g und ["⁷T, das heißt das Maß der Fehlanpassung zwischen Transistor und Ein- und Ausgangsschaltungen groß sind. Jedoch wurde bisher dieser Art von unstabiler Arbeitsweise des Verstärkers noch keine besondere Aufmerksamkeit geschenkt.

Zusammenfassung der Erfindung

Im Hinblick auf die obengeschilderten Nachteile liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen Mikrowellensignalverstärker zu schaffen, der sowohl innerhalb des gewünschten Frequenzbandes als auch außerhalb stabil arbeitet. Hierzu ist der Mikrowellensignalverstärker gemäß der Erfindung mit Eingangs- und Ausgangsanpassungsschaltungen versehen, die jeweils durch Hochpaßfilter gebildet sind, die mit einer Kapazität in Serienschaltung gesehen vom Transistor beginnen und dadurch gekennzeichnet, daß der Stromversorgungskreis ein Tiefpaßfilter enthält, welches sit einer Induktivität in Serie beginnt und mit einem Widerstand abgeschlossen ist, der parallel zwischen Transistor und den Einganers- und Ausgangsabschlußschaltungen jeweils angeordnet ist.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Fig.1 zeigt die Schaltung eines bekannten einzelnen Mikrowellensignalverstärkers ,

Fig.2(a), (b)sind Schaltbilder eines einzelnen Mikrowellensignalverstärkers als Ausführungsform der Erfindung,

Fig.3(a), (b) zeigt Beispiele besonderer Schaltungsausführungen nach der Erfindung, wobei zwei einzelne Verstärker jeweils als zwei Stufen hintereinander geschaltet sind.

Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen

Fig.1 zeigt die Schaltung eines bekannten diskreten Mikrowellensignalverstärkers .

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In Fig.1 sind mit 5 und 12 die Eingangs- und Ausgangsanpassungsschaltungen bezeichnet. 6 und 11 stellen Induktivitäten dar. Mit 7·und 10 sind Kapazitäten bezeichnet, während mit 8 der Transistor bezeichnet ist. Der Gleichstromversorgungskreis trägt die Bezeichnung 9. Ferner sind 1, 1¹ die Eingangsklemmen; 2, 2* die Verbindungsklemmen der Eingangsanpassungsschaltung 5 zum Transistor 8. 3,3' sind die Verbindungsklemmen des Transistors 8 und der Ausgangsanpassungsschaltung 12. Mit 4-, 4¹ sind die Ausgangsklemmen bezeichnet.

In Fig.1 bilden die Induktivitäten 6 und 11 und die Kapazitäten 7 und 10 den Stromversorgungskreis, der ein Tiefpaßfilter enthält. Dieses Filter trennt den Gleichstromkreis 9 von den Eingangsund Ausgangs anpassungsschaltungen 5 und 12. Die Mikrowellenverstärkerschaltung besteht aus dem Transistor 8 vom Hochfrequenzgesichtspunkt aus gesehen. In anderen Worten ist der Stromversorgungskreis derart ausgebildet, daß er unter dem Gesichtspunkt der hohen Frequenzen des zu verstärkenden Frequenzbandes abgetrennt ist.

Der Transistor 8 ist gegenüber den Eingangsklemmen 1, 1' angepaßt oder in bestimmter Weise fehlangepaßt. Das gilt für die Ausgangsklemmen 4-, 4' in gleicher Weise für das gewünschte Frequenzband des Verstärkers, und dies wird mittels der Eingangsund Ausgangsanpassungsschaltung 5 und 12 erreicht. Aus den obenerwähnten Gründen jedoch kann die Stabilität des Verstärkers innerhalb oder außerhalb des gewünschten Frequenzbandes des Verstärkers beeinträchtigt werden.

Ist vornehmlich die Anpassung der Eingangs- und Ausgangsanpassungsschaltungen außerhalb des gewünschten Frequenzbereiches des Verstärkers oder auch innerhalb des gewünschten Frequenzbereiches schlecht, so werden die Absolutwerte von Ig und f,- hoch, was folgende Beziehung ermöglicht:

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Derzeit werden allgemein als Eingangs- und Ausgangsanpassungsschaltungen 5» 12 Hochpaßfilter verwendet, und bei einer Anpassung innerhalb des gewünschten, d.h. zu verstärkenden, Frequenzbandes des Verstärkers wird dem niedrigeren Frequenzband außerhalb des zu verstärkenden Frequenzbereiches keine besondere Eeachtung geschenkt.

Fig.2(a), (b) zeigt Schaltungsanordnungen einzelner Mikrowellensignalverstärker als Ausführungsform der Erfindung. In diesen Figuren sind den Blöcken die gleichen Bezugszeichen wie in Fig.1 gegeben. In Fig.2(a), (b) sind mit 13 und 16 die Eingangs- und Ausgangsanpassungsschaltungen bezeichnet. 14 und 15 bezeichnen die Stromversorgungskreise. Mit 17 und 20 sind Widerstände, mit 18, 19» 22 und 2$ Kondensatoren bezeichnet, während mit 21 und 24 jeweils Induktivitäten bezeichnet sind.

Die Eingangs- und Ausgangsanpassungsschaltungen 13 und 16 bestehen jeweils aus Hochpaßfiltern 22, 21 und 23, 24, die aus einer Spule und einem Kondensator bestehen. Bei der vorliegenden Erfindung beginnt ein Hochpaßfilter mit einer Kapazität (£2, 23 in Fig.2) vom Transistor 8 aus gesehen. Gleichzeitig ist die Kapazität derart bemessen, daß unterhalb einer bestimmten Frequenz eine Sperrung eintritt. Somit sind vom Transistor her gesehen bei einer Frequenz, die unterhalb des zu verstärkenden Frequenzbandes liegt, die Eingangs- und Ausgangsanpassungsschaltungen 13, 16 geöffnet. Im vorliegenden Falle kann jede Art von Hochpaßfilter mit einer anderen Schaltungsausführung wie in Fig.2 verwendet werden, sofern die obengenannte Bedingung erfüllt wird.

Zusätzlich können diese Hochpaßfilter im gewünschten Frequenzband des Verstärkers angepaßt oder auch fehlangepaßt werden, (um einen flachen Verlauf der Verstärkungskennlinie über die Frequenz zu erreichen), und die Anordnung kann so getroffen werden, daß eine dem erstrebten Ziel angepaßte Dämpfung erreicht wird.

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Die Stromversorgungskreise 14, 15 besitzten zunächst am Transistor 8 Induktivitäten 6, 11, die jeweils in Kombination mit Kondensatoren 7 und 10 ein Tiefpaßfilter bilden, und dieses Tiefpaßfilter ist mit Abschlußwiderständen 17 und 20 belastet.

Die Stromversorgungskreise 14 und 15, die mit den Induktivitäten 6, 11 beginnen, sind innerhalb des zu verstärkenden Frequenzbandes aus hochfrequenztechnischer Sicht offen und vom Verstärker abgetrennt.

Die erwähnten Widerstände 17 und 20 werden hinsichtlich des Widerstandswertes (Ro) gleich dem Wellenwiderstand der (Zo) der Leitung oder einem anderen festen Wert bemessen. Im Falle einer Bemessung des Widerstandswertes gleich dem Wellenwiderstandswert der Leitung wird das Mikrowellencignal im niedrigen Frequenzband außerhalb des zu verstärkenden Frequenzbereiches, welches das Tiefpaßfilter durchläuft, ohne Reflexion durch die Widerstände 17 und 20 geschluckt.

In diesem Falle ist es möglich,, daß die Impedanz der Eingangsschaltung^ gesehen von den Klemmen 2, 2' und der Ausgangsschaltung, gesehen von den Klemmen 3, 3' jeweils einen;etwa konstanten Widerstandswert bei einer niedrigen Frequenz darstellen, wenn eine spezielle Frequenz betrachtet wird, und dementsprechend kann die Unstabilität des Verstärkers aufgrund einer Fehlanpassung im Fehlanpassungsfrequenzbereich zwischen Transistor 8 und Eingangs- und Ausgangsanpassungsschaltung 13, 16 vermieden werden.

Somit gilt in diesem Falle ' g = O, /^=O und schließlich Ρ- '« S-^, P . '=_t Spo· Daher ist es schwierig, die Beziehung, wie zum Beispiel j f"⁷. j > 1 oder Jf¹ . />1 zu erhalten.

Die Eingangs- und Ausgangsimpedanzen aus der Sicht der genannten Klemmen 2, 2' und 3, 3' werden jeweils zu einem konstanten Impedanzwert außerhalb und innerhalb des zuverstärkenden gewünschten Frequenzbandes des Verstärkers, wenn die Eingangsanpassungsschaltung 13 und der Stromversorgungskreis 14, gesehen von den Klemmen 2, 2' eine konstante Spannungsteilerschaltung bilden, und

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wenn die Ausgangsanpassungsschaltung 16 und der Stromversorgungskreis 15 aus Sicht der Klemmen 3, 3' ebenfalls einen Spannungsteiler mit konstantem Widerstandswert darstellen. In anderen Worten kann zum Beispiel der Eingangswiderstand der Eingangsanpassungsschaltung 13 als Wellenwiderstand Z,. angesehen werden, und der Eingangswiderstand des Stromversorgungskreises 14 als Wellenwiderstand Zp. Ferner sei der Widerstandswert, der gleich dem Wellenwiderstand der Leitung ist, mit Rq angenommen. Den obigen Erfordernissen genügen die folgenden Beziehungen:

Z^, Zp = Rq (inverses Netzwerk)

Z- + Zp= Rq (komplementäres Netzwerk)

Sogar, wenn diese Bedingungen nicht vollständig erfüllt sind, läßt sich eine ausreichende Wirkung für die Stabilität des Verstärkers mit Hilfe der in Fig.2 dargestellten Anordnung gemäß der Erfindung erreichen.

Wenn andererseits ein bipolarer Transistor, beispielsweise in einer Schaltung mit geerdetem Emitter (common emitter), verwendet wird, und die EingangsIeistung einen bestimmten Pegel übersteigt, so wird die Eingangskapazität zwischen Emitter und Basis durch das Eingangssignal gepumpt, und die Impedanz des Transistors zeigt einen negativen Widerstandswert für Frequenzen, die dem Halben oder einem Drittel der Eingangssignale entsprechen, was dazu führt, daß j ι . (>1 wird. Dabei ist es nötig, den Wert der Widerstände 17 und 20 derart zu bemessen, daß die Impedanz der Eingangs- und Ausgangsschaltungen der Transistoren 39 und nicht gleich dem negativen Widerstandswert wird.

In Fig. 2(a) und Fig.2(b) sind die Verbindungsfolgen von Widerständen und Kondensatoren 17 und 18 bzw. 20 und 19 umgekehrt. Es besteht jedoch kein wesentlicher Unterschied zwischen diesen Figuren, außer daß im Falle von Fig.2(a) ein Abfall der Gleichstromkomponente verhältnismäßig groß ist, ,jedoch kann der Nebenschluß der Hochfrequenzkomponente über die Speisestromschaltung 9 vermie-

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den werden, während im Falle von Fig.2(b) der Verlust der Gleichspannungskomponente nahezu null ist, während die Hochfrequenzkomponente ziemlich über die Stromversorgungsschaltung 9 abfließt.

Die Fig.3(a) und 3(b) zeigen besondere Ausführungsbeispiele der Erfindung, bei denen ein zweistufiger Verstärker vorgesehen ist. In Fig.3(a) und (b) sind mit 26, 4-0, 44, 58 Kondensatoren bezeichnet, von denen jeder das Anpassungshochpaßfilter bildet, welches eine passende Dämpfung im gewünschten Frequenzband des Verstärkers jeweils in Kombination mit den Induktivitäten 25, 41, 43 und 59 herstellt. Mit 27, 38, 45 und 56 sind Induktivitäten bezeichnet, von denen jede jeweils ein Tiefpaßfilter in Kombination mit den Kondensatoren 28, 37, 46 und 55 bildet.

Mit 31, 34, 49 und 54 sind Kondensatoren bezeichnet, die eine so große Kapazität besitzen, daß sie als Trennkapazitäten innerhalb eines genügend breiten Frequenzbereiches innerhalb oder außerhalb des gewünschten Frequenzbandes des Verstärkers wirken. Mit 29, 36, 47 und 53 sind Drosselspulen bezeichnet, die eine genügend große Induktivität innerhalb eines genügend großen Frequenzbandes innerhalb und außerhalb des gewünschten Frequenzbereiches des Verstärkers aufweisen. Mit 32, 33, 50 und 51 sind Widerstände bezeichnet, deren Widerstandswert gleich der charakteristischen Impedanz bzw. dem Wellenwiderstand ist und jeweils dem Belastungswiderstand der Tiefpaßfilter (27, 28), (37, 38), (45, 46) und (55, 56) entspricht .

Mit den Bezugszeichen 30, 35, 48 und 52 sind die Gleichstromversorgungseingangsklemmen bezeichnet, die jeweils gegenüber dem Hochfrequenzsignal aus den Tiefpaßfiltern (27, 28), (37, 38), (45, 46) und (55, 56) mittels der genannten Drosselspulen 29, 36, 47 und 53 abgeriegelt sind.

Mit 60 ist die Signaleingangsklemme, mit 42 die Verbindungsklemme zwischen den Stufen, mit 61 die Signalausgangsklemme und mit 39 und 57 Transistoren bezeichnet. Die Eingangs- und Ausgangsimpedanzen von den Transistoren 39 und 57 her gesehen, werden auf ei-

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nem konstanten Wert bei einer Frequenz unterhalb einer Grenzfrequenz gehalten.

Bei der vorliegenden Erfindung ist eine nichtdargestellte Eingangsschaltung mit der Eingangsseite der Signaleingangsklemme 60 verbunden, und diese besitzt allgemein eine Impedanz für Frequenzen außerhalb des Bereiches (insbesondere für die Frequenz, die etwa die Hälfte oder ein Drittel der Eingangssignalfrequenz beträgt), welche von der charakteristischen Impedanz (Wellenwiderstand) Zq verschieden ist. Gemäß der Erfindung jedoch kann beobachtet werden, daß, was die Impedanz der Eingangsschaltung aus der Sicht des Transistors 39 in der ersten Stufe betrifft, die niedrigen Frequenzen außerhalb des gewünschten Frequenzbereiches durch den Kondensator 26 des Hochpaßfilters und den Widerstand 32 der Stromversorgungsschaltung abgetrennt werden. Daher ist für eine derartige Eingangsschaltung nicht erforderlich, die Übertragungskurve für die niedrigen Frequenzen außerhalb des Frequenzbandes auszulegen.

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FUJITSU LIMITED, Kawasaki, Japan

Mikroweliensignalverstärker

Priorität: Japan 15.Juni 1976 Nr. T 51-70120

Patentansprüche

:Λ J Mikrowellensignalverstärker, dadurch okonr.zeichnet, daß die Anpassungsschaltungen an der tin^an^s- und JUicf'T'-ngscei+" · oir.e: Transistors jeweils aus Hochpaßfiltern bestehen, die ve Transistor aus gesehen mit einem in Serie geschaltetem Kondensator beginnen, und daß eine Speisestromzuführungsscnaltung vorgesehen ist, die ein Tiefpaßfilter enthält, welches mit einer in Serie geschalteten Induktivität beginnt, und die durch einen Widerstand abgeschlossen ist, welcher parallel zwischen derr. genannten Transistor und der Eingangs- und Ausgangsanpassungsschaltung jeweils angeschlossen ist.
2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert des Abschlußwiderstandes R derart bemessen ist, daß dieser dem Wellenwiderstand Z der Übertragungsleitung entspricht.
3. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß wenn die Eingangsimpedanz des Hochpaßfilters, das mit dem Widerstand R abgeschlossen ist, mit Z^, angenommen ist, und die Eingangsimpedanz des Tiefpaßfilters, welches mit dem Widerstand

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R abgeschlossen ist, als Z~ angenommen wird, die Eemessung folgender Bedingung genügt:

R_Q und

^Z2 ■ V
4. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Hochpaßfilter aus einem Serienkondensetor und einer Faralleiinduktivität besteht, während das Tiefpaßfilter aus einer Serieninduktivität, einer Parallelkapazität und einem Abschlußwiderstand besteht.

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