DE69132085T2

DE69132085T2 - Kompensationsfilter

Info

Publication number: DE69132085T2
Application number: DE69132085T
Authority: DE
Inventors: Peter Graham Craven; Michael Anthony Gerzon
Original assignee: B&W Loudspeakers Ltd
Current assignee: B&W Loudspeakers Ltd
Priority date: 1990-12-11
Filing date: 1991-12-11
Publication date: 2000-12-21
Anticipated expiration: 2011-12-12
Also published as: GB9026906D0; HK1000722A1; DE69819090T2; CA2098190C; HK1018990A1; EP0561881A1; EP0561881B1; DE69819090D1; US5627899A; WO1992010876A1; DE69132085D1; EP0898364A3; KR100312636B1; US5511129A; US5815580A; EP0898364B1; CA2098190A1; EP0898364A2

Description

Diese Erfindung betrifft das Filtern von Audiosignalen, um die Auswirkungen akustischer und/oder elektrischer Stadien (Stationen) im Signalweg von der ursprünglichen Schallquelle zum menschlichen Ohr zu kompensieren.
Im allgemeinen umfasst dieser Signalweg einen Aufnehmer, der den Schall empfängt und ihn typischerweise in ein elektrisches Signal konvertiert; Signalübertragungskanäle; Signalverarbeitung (z. B. Filtern, Tonsteuerung oder Rauschminderung); Signalübertragung oder alternativ Aufzeichnung auf einen Tonträger; Signalempfang oder alternativ Abspielen vom Tonträger; eine weitere Übertragungsverbindung; und Rückwandlung in ein Audiosignal über einen elektroakustischen Wandler. Wenn der Wandler ein Lautsprecher ist, ist die letzte Station im Weg eine Übertragung durch eine Akustikumgebung (typischerweise einen Raum) zum menschlichen Ohr.
Mit jeder Station bzw. Stufe des Signalwegs ist eine Übertragungscharakteristik verbunden, und bei verschiedenen Stationen im Weg können Versuche unternommen werden, das Signal zu filtern, um die Auswirkungen dieser Übertragungscharakteristiken zu kompensieren. Die Kompensation erfolgt allgemein an einer Station im Signalweg, die nach den zu kompensierenden Stationen folgt. Beispielsweise wird im Falle einer Ton- bzw. Schallaufzeichnung das Signal an den Misch- und Schneidstationen gefiltert, um falls nötig, für die Aufzeichnungsumgebung und Aufzeichnungsgeräte (unter anderem) zu kompensieren.
An der Wiedergabestation ist es heutzutage üblich, einen sogenannten "graphischen Entzerrer" (graphic equalizer) vorzusehen, der eine Vielzahl von Bandpassfiltern umfasst, jeder mit eigener Verstärkungssteuerung, durch die das Signal durchgeleitet wird, um einem Hörer ein erneutes Entzerren des wiedergegebenen Schallsignals zu ermöglichen. Der graphische Entzerrer ist allgemein zwischen dem Tonträgerlesegerät (z. B. Plattenspieler oder CD-Spieler) und dem Leistungsverstärker, der den elektroakustischen Wandler (Lautsprecher) antreibt, angeordnet.
Da solche Entzerrer von Hand eingestellt werden, ist ihre Einstellung eine Frage des persönlichen Geschmacks des Hörers, aber sie können verwendet werden (und sind zur Benutzung vorgesehen), um grosse Unregelmässigkeiten im Amplitudengang über die Frequenz des elektroakustischen Wandlers oder der Akustikumgebung zu kompensieren, in der der Wandler positioniert ist.
Bei modernen Audiogeräten hoher Wiedergabetreue sind tatsächlich die meisten Schwankungen in der Schallwiedergabequalität durch die Übertragungsfunktionen des Lautsprechers und der akustischen Umgebung bedingt, in der der Lautsprecher positioniert ist.
Der Lautsprecher umfasst oft verschiedene separate Wandler, die auf unterschiedliche Frequenzbereiche ansprechen, wobei das Lautsprechereingabesignal durch eine Frequenzteilerschaltung bzw. Frequenzweiche (allgemein ein Analogfilter) in die Bereiche aufgespalten wird, und wobei die Wandler in einem Gehäuse angebracht sind. Die Übertragungsfunktion des Lautsprechers hängt daher von den elektrischen Eigenschaften der Frequenzweiche und der Wandler ab, von relevanten Positionen der Wandler, und von den mechanischen Resonanzen des Gehäuses.
Die Übertragungsfunktion der akustischen Umgebung kann veranschaulicht werden durch Berücksichtigen, dass das Signal auf zahlreichen Wegen zwischen dem Lautsprecher und dem menschlichen Ohr läuft, sowie auf dem direkten Weg durch die Luft zwischen den beiden, es gibt generell einen Weg durch den Boden, auf dem der Lautsprecher und Benutzer stehen und reflektierte Wege von den (mindestens) vier Wänden, der Decke und dem Boden. Dies führt zu konstruktiver und destruktiver akustischer Interferenz und zu stehenden Wellenmustern beträchtlicher Komplexität im Raum, so dass die Wege vom Lautsprecher zu verschiedenen Punkten im Raum unterschiedliche Übertragungscharakteristiken aufweisen - wo der Raum ausgeprägte Resonanzen zeigt, können diese Übertragungscharakteristiken äusserst verschieden sein, mit vollständiger Auslöschung bei manchen Frequenzen, wobei die Frequenzen zwischen verschiedenen Punkten unterschiedlich sind. Diese Auswirkungen sind hörbar als Kolorationen des wiedergegebenen Schalls und als relativ langes Nachhallen.
Es wäre im Prinzip wünschenswert, einen Kompensationsfilter und Mittel zum Ableiten der Parameter des Filters zur Verfügung zu stellen, so dass eine gegebene Schallquelle durch jeden Lautsprecher und/oder akustische Umgebung im wesentlichen identisch wiedergegeben wird, so dass der Hörer von der Notwendigkeit befreit ist, gewisse Lautsprecher sorgfältig auszuwählen und auf ihre Position in einem Raum und die akustischen Eigenschaften des Raumes zu achten.
JP 63,234,699 offenbart einen digitalen Entzerrer mit FIR- Filter, dessen Eigenschaften durch Eingeben eines bestimmten Signals von einem Signalerzeuger und Prüfen (Überwachung) des am Hörpunkt erhaltenen Audiosignals bestimmt werden, um akustische Auswirkungen der akustischen Umgebung zu kompensieren.
Ein anderes Beispiel eines Vorschlags, um exakt dies zu erreichen, ist in US 4458362 und der entsprechenden EP 0094762A beschrieben, in denen vorgeschlagen wird, einen digitalen FIR-Filter (finite impulse response) im Signalweg vor dem Lautsprecher vorzusehen (implementiert durch einen Mikrocomputer und einen Direktzugriffspeicher). Die Koeffizienten des Filters werden in einer Anfangsphase hergeleitet, in der ein Hörer sich an seinem gewünschten Hörplatz in einem Raum positioniert und den Mikroprozessor anweist, ein Testsignal zu erzeugen, das über den Lautsprecher durch den Raum zur Hörerposition ausgestrahlt und von einem Mikrophon aufgenommen wird, das der Hörer trägt. Aus dem Testsignal und dem vom Mikrophon aufgefangenen Signal werden der Impulsgang der dazwischenliegenden Teile des Signalweges (z. B. der Lautsprecher und der akustische Weg durch den Raum zu der Hörerposition) hergeleitet und die Koeffizienten eines FIR-Filters, der die inverse Übertragungscharakteristik an die des Signalweges annähert, berechnet und beim anschliessenden Filtern verwendet.
Diese verlockend einfache Idee leidet jedoch in der Praxis an grossen Nachteilen. Erstens, da die Übertragungscharakteristik des Signalweges nur für einen einzigen Hörerpunkt in einem Raum hergeleitet wird, und da (wie oben diskutiert) die Übertragungscharakteristiken der Signalwege zu nahe beieinander liegenden Punkten im Raum, wegen des Vorhandenseins zahlreicher Raumresonanzen sehr unterschiedliche Übertragungscharakteristiken aufweisen können, wenn der Hörer sich im Raum bewegt, dann wird die für den Filter hergeleitete Übertragungscharakteristik ungeeignet, so dass statt die Auswirkungen des Raums zu kompensieren, der Filter den vom Hörer an seiner neuen Position gehörten Schall tatsächlich noch weiter verschlechtern kann.
Die Offenbarung von US 4458362 betrifft ferner nur die Kompensation des Frequenzgangs von Elementen des Signalweges und vernachlässigt die Phasengänge dieser Elemente. Obwohl allgemein angenommen wird, dass das menschliche Ohr relativ unempfindlich für Phasen ist, wurde gefunden, dass Phasen laufzeitverzerrungen, selbst geringen Ausmasses, für die Wahrnehmung eines Hörers bedeutend sein können.
Unterschiedliche Elemente des Signalweges zeigen unterschiedliches Phasenverhalten; das Verhalten von Lautsprechern hängt auf verschiedene Weise von der Frequenzweiche, den Wandlern und den Gehäuseabmessungen ab. Der Phasengang der akustischen Umgebung kann jedoch bedingt durch die Reflexion oder Resonanzen von den Raumbegrenzungen äusserst komplex sein. Dies führt zu scharfen Veränderungen im Phasengang des Weges zu einem einzelnen Punkt im Raum.
Ein anderes Problem ist, dass es an einigen Punkten im Raum möglich ist, dass Schall einen Hörer auf einem ersten Weg mit relativ geringem Pegel erreicht und dann auf einem zweiten Weg mit relativ höherem Pegel; der erste Weg könnte beispielsweise durch den Boden des Raums erfolgen; oder der erste Weg könnte ein direkter Weg vom Lautsprecher durch die Luft und der zweite eine Reflexion grösserer Stärke sein (die auftreten kann, wenn zwei Reflexionen sich in Amplitude und Phase aufaddieren). Der Effekt ist in jedem Fall, dass der Hörer statt eines Schalls gefolgt von einem schwächeren Echo, ein "Vorecho" gefolgt von einem lauteren Schall hört, was als äusserst unnatürlich empfunden wird.
Es ist relativ einfach, ein Echo zu löschen; ein IIR-Filter mit einem Verzögerungsäquivalent für die Echolänge und ein Rückkopplungsschleifenverstärkungsäquivalent von -1mal der Dämpfung des Echos kann verwendet werden oder es kann ein FIR-Filter von einer ausreichenden Länge, um einen solchen IIR-Filter anzunähern, mit geeigneten Abgreifwerten eingesetzt werden. Kompensieren eines Vorechos ist jedoch beträchtlich schwieriger. Eine direkte Kompensation ist unmöglich, da der entsprechende IIR-Filter instabil wäre und es nötig ist, eine grosse Verzögerung im Kompensationsfilter zu verwenden, so dass der Impulsgang des Kompensationsfilters selbst unwirksam gemacht werden kann.
Es ist daher klar, dass solche Filter selbst Vorecho einbringen, das so berechnet ist, dass es das von der akustischen Umgebung eingebrachte kompensiert. Weil jedoch die Dauer und Höhe des Vorechos selbst empfindliche Funktionen der Hörerposition im Raum sind, versagt ein zur Kompensation an einem Punkt berechneter Filter nicht nur beim Kompensieren eines Vorechos an einem anderen Punkt, sondern wird seinerseits ein weiteres Vorecho einbringen, das für den Hörer äusserst unnatürlich klingt. Selbst wenn kein deutliches Echo hörbar ist, tritt ein geringer Ansprechpegel vor der Ankunft des Hauptteils des Impulsgangs auf.
Die Erfindung ist durch die beigefügten Ansprüche definiert.
Gemäss der vorliegenden Erfindung umfasst ein Verfahren zur Konditionierung einer programmierbaren Filtereinrichtung (5) zum Filtern eines Signals, das einem in einer Akustikumgebung (2) angeordneten akustischen Wandler (1) zugeführt wird, mit Zuführung, zur Speicherung in der Einrichtung, von Filterparametern, die durch ein Verfahren hergeleitet werden, das die Schritte aufweist:
(a) Herleitung erster Daten, die mit einer Wandlerkompensations-Signalantwort ( L&supmin;¹) zusammenhängen, die in Kombination mit der Signalantwort ( L) des Wandlers (1) die Abweichung der Wandler-Signalantwort (FL) von Gleichmässigkeit wesentlich reduziert;
(b) Herleitung zweiter Daten, die mit einer Akustikumgebungs-Kompensationssignalantwort ( R&supmin;¹) zusammenhängen, die in Kombination mit der Signalantwort der Akustikumgebung (2) über einen Weg durch diese zu einem vorbestimmten Ort in dieser, die Abweichung der Akustikumgebungs-Signalantwort (FR) von Gleichmässigkeit wesentlich reduziert; und
(c) Herleitung von Daten, die mit Parametern des Filters (5) zusammenhängen, aus ersten und zweiten Daten.
Die Erfindung wird nun, nur als Beispiel, mit Bezug zu den begleitenden Zeichnungen erläutert, in denen:
die Fig. 1a und 1b schematisch die Anordnung von Elementen der Erfindung und der Umgebung darstellen,
Fig. 2 ein schematisches Blockdiagramm des erfindungsgemässen Geräts darstellt,
Fig. 3 schematisch ein Verfahren zum Herleiten von Charakteristiken eines Filters zur Verwendung im Gerät von Fig. 2 darstellt,
Fig. 4 das Verfahren von Fig. 3 ausführlicher darstellt,
Fig. 5 das Verfahren zum Herleiten von Lautsprecherparametern im Verfahren von Fig. 4 ausführlicher darstellt,
Fig. 6 das Verfahren zum Herleiten von Raumparametern im Verfahren von Fig. 4 ausführlicher darstellt,
Fig. 7 eine Modifikation des Verfahrens von Fig. 6 darstellt,
Fig. 8 schematisch das Verfahren zur Kombination der Fig. 5 und 6 in Fig. 4 darstellt,
Fig. 9 einen Schritt im Verfahren von Fig. 7 darstellt,
Fig. 10 einen weiteren Schritt im Verfahren von Fig. 7 darstellt,
Fig. 11a einen Schritt im Verfahren von Fig. 10 darstellt,
Fig. 11b ein zu den in den Fig. 10 und 11a gezeigten alternatives Verfahren darstellt,
Fig. 12 die Form eines Filters 5 in Fig. 2 gemäss einer ersten Ausführungsform der Erfindung darstellt,
Fig. 13 eine Modifikation des Verfahrens von Fig. 6 oder Fig. 7 zur Verwendung in dieser ersten Ausführungsform der Erfindung darstellt,
Fig. 14 schematisch die Form eines Filters 5 gemäss der Technik in Bezug auf die Erfindung darstellt,
Fig. 15 schematisch das Verfahren zum Herleiten von Parametern des Filters von Fig. 14 darstellt,
die Fig. 16a-16c ausführlicher Schritte des Verfahrens von Fig. 15 darstellen,
Fig. 17 ein Beispiel des Verfahrens von Fig. 15 ausführlich darstellt,
Fig. 18 schematisch eine Variation des Verfahrens von Fig. 17 darstellt,
Fig. 19 schematisch die Struktur eines Filters gemäss einem zweiten Aspekt der Erfindung darstellt,
Fig. 20 schematisch die Funktion des Filters von Fig. 12 unter Einschluss dieser Ausführungsform zeigt,
Fig. 21 schematisch die Verstärkung der weiteren Komponente des Filters von Fig. 20 darstellt,
die Fig. 22a und 22b schematisch das Amplituden- und Frequenzverhalten eines bekannten Testsignals gegen die Zeit darstellen,
die Fig. 22c und 22d entsprechend das Verhalten eines Testsignals gemäss einer ersten Ausführungsform der Erfindung darstellen,
die Fig. 22e und 22f entsprechend das Verhalten eines Testsignals gemäss einer zweiten Ausführungsform der Erfindung darstellen,
Fig. 23 schematisch die Struktur eines Testsignalgenerators zum Erzeugen von Signalen von Fig. 22 darstellt,
Fig. 24 schematisch die Elemente einer Stereoausführungsform der Erfindung entsprechend Fig. 2 darstellt,
die Fig. 25a und 25b schematisch ein alternatives Verfahren zum Herleiten von Parametern zum Entzerren der Stereokanäle des Systems von Fig. 24 darstellen,
Fig. 26 schematisch eine Variante eines Teils des Systems von Fig. 24 darstellt,
die Fig. 27a und 27b schematisch Gerät gemäss einem weiteren Aspekt der Erfindung darstellen,
Fig. 28 schematisch ein Verfahren zum Herleiten von Charakteristiken eines Filters von Fig. 27b darstellt,
Fig. 29 schematisch eine Anordnung zum Messen des Ansprechens einer Frequenzweiche darstellt,
Fig. 30 schematisch den inversen Impulsgang einer Frequenzweiche darstellt,
Fig. 31 die Anwendung der Erfindung auf Audiowiedergabesysteme in Automobilen zeigt,
Fig. 32 schematisch die äussere Erscheinung eines Geräts für die Audiowiedergabe zu Hause darstellt,
Fig. 33 schematisch die Struktur eines Prozessors darstellt, der Teil des Geräts für Fig. 32 ist,
Fig. 34 ein Blockdiagramm des Geräts von Fig. 32 darstellt,
Fig. 35 schematisch eine Ausführungsform der Erfindung für audiovisuelle Wiedergabe darstellt,
Fig. 36 schematisch die Struktur eines Filters in Bezug auf die Erfindung darstellt,
die Fig. 37a-c schematisch Modifizierung des Impulsgangs eines Phasenvoreilungskorrekturfilters gemäss der Technik in Bezug auf die Erfindung darstellt,
Fig. 38 ein Blockdiagramm darstellt, das schematisch die Struktur eines Testsystems gemäss einem weiteren Aspekt der Erfindung zeigt,
Fig. 39 ein Flussdiagramm darstellt, das den Betrieb des Systems von Fig. 38 zeigt,
Fig. 40 ein Blockdiagramm darstellt, das einen Teil des Testsignalgenerators von Fig. 38 ausführlicher zeigt,
Fig. 41 ein Blockdiagramm darstellt, das einen Teil des Testsignalanalysators von Fig. 38 ausführlicher zeigt,
die Fig. 42a-f Diagramme darstellen, die Spektren des Fourierbereichs von Signalen in verschiedenen Stadien des Systems der Fig. 38, 40 und 41 zeigen.

Physikalisches Modell

In Fig. 1a ist ein Lautsprecher 1 in einem Raum oder einer anderen akustischen Umgebung 2 positioniert. Ebenso befindet sich in dem Raum 2 ein Hörpunkt 3; an diesem Punkt ist ein Mikrophon dargestellt, aber bei Anwendung nimmt ein menschliches Ohr diesen Platz ein. Dem Lautsprecher 1 wird von einer Signalquelle 4 ein elektrisches Signal zugeführt, das ein Schallsignal darstellt, das vom Lautsprecher 1 wiedergegeben werden soll. Im elektrischen Weg zwischen der Quelle 4 und dem Lautsprecher 1 ist ein Kompensationsfiltergerät 5 der Gegenstand der vorliegenden Erfindung.
Das vom Lautsprecher als Antwort auf das von ihm empfangene elektrische Signal erzeugte akustische Signal durchquert die akustische Umgebung 2 auf verschiedenen Wegen; durch den Boden, direkt durch die Luft und über zahlreiche Reflexionen von den Wänden, Boden und Decke. Die Wände, Boden und Decke dämpfen bei jeder Reflexion das akustische Signal in gewissem Masse. Wenn das Ausmass der Dämpfung relativ gering ist, können sich in Abhängigkeit von den Abmessungen des Raums 2 lange Resonanzen aufbauen, die einige Sekunden andauern, was zu scharfen Peaks und Mulden im Frequenzspektrum des Raums 2 führt.
Die Peakhöhe ist ein Mass für die Resonanzamplitude, während die Schärfe oder Schmalheit des Spektralbereichs ein Mass für die Zeitdauer des Nachhalls oder der Resonanz oder des damit verbundenen Q-Faktors ist. Hohes Q, langdauernde Resonanzen, selbst bei geringer Amplitude, sind psychoakustisch unerwünscht. Im Niederfrequenzbereich unter ungefähr 600 kHz können komplizierte dreidimensionale stehende Wellenmuster vorhanden sein.

Signalmodell

In Fig. 1b erreicht der von einem Audiosignal verfolgte Weg den Hörer an der Hörerposition 3 wie folgt. Die das Signal an den Lautsprecher 1 liefernde Quelle 4 entspricht einer ursprünglichen Schallquelle wie einem sprechenden Menschen oder einem Musikinstrument, bezeichnet als 4a, die ein elektrisches Wiedergabesystem durchlaufen hat, wie ein Mikrophon, ein Aufzeichnungsstudio, einen Plattenspieler oder Bandgerät zur Wiedergabe und zugehörige Verbindungsleitungen, allgemein als 4b bezeichnet. Das ursprüngliche Ton- oder Audiosignal wird als S bezeichnet und die Übertragungsfunktion der elektrischen Wiedergabestation 4b wird als Fs bezeichnet, so dass das von der Quelle 4 zugeführte elektrische Signal X S*Fs umfasst (wobei * Multiplikation im Frequenzbereich oder entsprechend Faltung in der Zeitdomäne bezeichnet).
Das Signal X durchläuft danach den Kompensationsfilter 5 und wird von ihm gefiltert, dessen Übertragungsfunktion als F&supmin;¹ bezeichnet wird, wie nachfolgend diskutiert wird. Danach wird das gefilterte Signal Y dem Lautsprecher 1 zugeführt (gegebenenfalls durch einen Leistungsverstärker). Der Lautsprecher 1 umfasst allgemein eine elektrische Frequenzweiche 1a, typischerweise einen Passivfilter vierter Ordnung, der das Signal in verschiedene Frequenzbereiche aufspaltet - typischerweise einen Bassfrequenzbereich (unter 300 Hz), einen mittleren Frequenzbereich (zwischen letzterem und 3000 Hz) und einem Hochfrequenzbereich (darüber). Die Übertragungsfunktion der Frequenzweiche 1a wird als Fx bezeichnet. Jedes gefilterte Signal wird dann zu einem entsprechenden Wandler zugeführt; typischerweise einem Spulenwandler für die Bassfrequenzen und gewölbten Spulen- oder Piezokeramikwandlern für mittlere und hohe Frequenzen. Diese sind in einem Lautsprechergehäuse angebracht.
Diese Elemente des Lautsprechers können so betrachtet werden, dass sie eine Übertragungsfunktion FL zeigen, die teilweise durch die elektrischen Parameter der Wandler bedingt sind und teilweise durch die geometrische Anordnung der Wandler und die mechanischen Eigenschaften des Gehäuses. Allgemein sind diese letzteren Parameter gerichtet, so dass in der Tat die Übertragungsfunktion des Lautsprechers von der Position des Hörers relativ zur Vorwärtsachse des Lautsprechers abhängt (d. h. der Achse entlang der die Wandler schwingen). Jedoch ist für die hier betrachteten Zwecke die Übertragungsfunktion des Lautsprechers in dieser Beschreibung allgemein so zu verstehen, dass sie sich auf die Übertragungsfunktion entlang der Lautsprecherachse bezieht und in einem ausreichend grossen Abstand, dass Nahfeldwirkungen nicht übermässig sind.
Das vom Lautsprecher 1 erzeugte Audiosignal verläuft zum Hörpunkt 3 durch die akustische Umgebung 2, was dem Audiosignal eine Übertragungsfunktion aufgibt, die allgemein eine Anzahl unterschiedlicher Signalwege mit unterschiedlichen Dämpfungen umfasst und im allgemeinen auch Resonanzen. Für jeden gegebenen Hörerpunkt 3 kann eine Raumübertragungsfunktion Fr bezeichnet und gemessen werden, aber insgesamt betrachtet, kann die akustische Umgebung 2 nicht durch eine einzige Übertragungsfunktion beschrieben werden. Wenn im folgenden der Ausdruck "Raumübertragungsfunktion" verwendet wird, soll er eine Übertragungsfunktion angeben, die über ein zusammenhängendes Volumen des Raumes gültig ist als Annäherung an die Übertragungsfunktion zwischen dem Lautsprecher 1 und verschiedenen Hörerpositionen 3 innerhalb dieses Volumens.
Der gesamte Signalweg zwischen der Quelle 4 und der Hörerposition 3 kann daher so betrachtet werden, dass er eine konzentrierte Übertragungsfunktion F zeigt, die Fx*F&sub1;*Fr, umfasst (oder FL*FR wobei FL = Fx*F&sub1; das Ansprechverhalten (response) der gesamten Lautsprechereinheit ist) und der Kompensationsfilter 5 sollte eine Übertragungsfunktion F&supmin;¹ zeigen, die zur Abflachung oder Reduzierung zum Einheitswert der konzentrierten Übertragungsfunktion F des Signalweges tendiert.

Beschreibung der Hardware

Filter 5

Es ist stark bevorzugt, den Filter 5 als einen digitalen Filter auszuführen, indem ein digitaler Input bzw. eine digitale Eingabe gekoppelt mit einem digitalen Hochgeschwindigkeitsprozessor vorgesehen ist, um ein gespeichertes Programm auszuführen, wobei ein Pufferspeicher genutzt wird, um frühere Eingabewerte und/oder frühere Ausgabewerte zu speichern.
Wie bekannt ist, funktioniert ein digitaler Filter durch Erzeugen einer Reihe von Ausgabe- bzw. Outputwerten in Abhängigkeit von Kombinationen früherer Eingabe- bzw. Input- und/oder Ausgabe- bzw. Outputwerte, die im Pufferspeicher gespeichert sind, multipliziert mit digitalen Koeffizienten, die auf diese Weise den Filter charakterisieren.
Ein Digitalsignalprozessor (DSP, digital signal processor) umfassend einen Programmspeicher, arithmetische Logik, einen Multiplier und schnellen Datenspeicher wird als Filter 5 eingesetzt.

Testsignalgenerator 8

Ebenso ist in dieser Ausführungsform ein Testsignalgenerator 8 vorgesehen, der ein elektrisches Testsignal an den Eingang des Lautsprechers 1 direkt zuführt (d. h. nicht über den Filter 5). Das Testsignal umfasst Signalfrequenzkomponenten über den Bereich, in dem die konzentrierte Übertragungsfunktion F entzerrt werden soll (wie nachfolgend ausführlicher diskutiert wird).

Koeffizientenrechner 6

Es ist ein Koeffizientenrechner 6 vorgesehen, der mit einem Mikrophon 7 verbindbar ist und so angeordnet ist, dass er aus dem Signal vom Mikrophon 7 die Koeffizienten für den Filter 5 berechnet und sie dem Filter zuführt. Da in dieser Ausführungsform der Filter 5 und der Koeffizientenrechner 6 nicht gleichzeitig eingesetzt werden, kann die Prozessorvorrichtung, die den Filter 5 umfasst auch den Koeffizientenrechner 6 umfassen, wobei ein anderes gespeichertes Programm ausgeführt wird.

Allgemeine Arbeitsweise der Erfindung

Ein wesentliches Merkmal der Erfindung ergibt sich aus der Erkenntnis, dass die Übertragungsfunktionen des Lautsprechers 1 und der akustischen Umgebung 2 qualitativ unterschiedlich sind, und dass es vorteilhaft ist, die beiden getrennt zu modellieren und zu kompensieren (obwohl natürlich bevorzugt dieselbe Filterhardware 5 verwendet wird, um die beiden zu kompensieren). Es gibt jedoch in der Praxis sehr beträchtliche Schwierigkeiten beim getrennten Messen der beiden Übertragungsfunktionen, da ein Lautsprecher erforderlich ist, um ein Audiosignal in die akustische Umgebung abzugeben und ein Fernfeldlautsprecheransprechverhalten nicht gemessen werden kann, ausser in einer akustischen Umgebung. Es ist möglich, eine mathematische Näherung für die verschiedenen Übertragungsfunktionen zu berechnen. Wenn beispielsweise Typ und Abschneidefrequenz der Frequenzweiche spezifiziert sind, sollte ihre Übertragungsfunktion leicht zu berechnen sein. Dies trifft auch auf die elektrischen Teile (z. B. die bewegliche Spule) des Lautsprechers zu. Jedoch ist Modellieren des mechanischen Verhaltens des Lautsprechers komplex und Modellieren des akustischen Verhaltens einer Umgebung wie eines Raums ist äusserst komplex, wegen der sehr grossen Zahl an möglichen Resonanzen. Es ist daher bevorzugt, die Übertragungsfunktionen des Lautsprechers und des Raums aus Messungen herzuleiten.
Die Antwort einer Komponente auf ein Signal kann auf viele Arten beschrieben werden; Zeitdomänenbeschreibungen wie Impulsantwort oder Autokorrelationsspektrum, und Spektralantwortbeschreibungen, wie z. B. das komplexe Frequenzspektrum oder das Leistungsspektrum sind darunter. Die verschiedenen Verfahren zum Messen der Lautsprecher- und Raumantworten, Verarbeiten der Antworten und Konstruktion von Parametern eines Filters zur Kompensation können daher auf viele Arten durchgeführt werden. Im folgenden wird der Einfachheit halber die Ansprechverhaltensmessung und Filterkonstruktion unter Verwendung von Frequenzdomänenverfahren beschrieben, zu denen für den Fachmann alternative Methoden erkennbar sind.
In Fig. 3 ist es die allgemeine Arbeitsweise des Koeffizientenrechners 8, getrennt ein Modell des Lautsprecheransprechverhaltens im wesentlichen unabhängig von der Umgebung zu erhalten und ein Modell des Umgebungsansprechverhaltens (die über eine Zone innerhalb der Umgebung gültig ist), die im wesentlichen unabhängig ist von dem Lautsprecheransprechverhalten. Der Koeffizientenrechner 6 berechnet dann die Koeffizienten eines Filters, der den Lautsprecher und die Umgebung auf unterschiedliche Arten kompensiert, wobei die unterschiedlichen physikalischen Naturen des Lautsprechers und der Umgebung berücksichtigt werden. Die Phasenantwort des Lautsprechers kann so kompensiert werden, dass im wesentlichen die vom Lautsprecher eingebrachten Phasenverzerrungen eliminiert werden, da das Lautsprecherverhalten grossenteils unabhängig ist von Richtung und Position des Hörers in Bezug auf den Lautsprecher. Die akustische Umgebung (z. B. Raum) wird kompensiert, um ihre Amplitudenantwort zu entzerren, aber ohne ihre Phasenantwort vollständig zu entzerren, um ein Einbringen weiterer Phasenfehler zu vermeiden. Die Koeffizienten des Signalfilters, der beide Kompensationen kombiniert, werden dem Filter 5 zugeführt, um anschliessend gefilterte Audiowiedergabe über den Lautsprecher 1 zu ermöglichen.
In Fig. 4 ist das Verfahren von Fig. 3 ausführlicher beschrieben. Das Ansprechverhalten des Lautsprechers 1 wird durch Anordnen des Lautsprechers in einer echofreien Umgebung gemessen, wobei ein Testsignal durch den Lautsprecher geschickt und das wiedergegebene Audiosignal über ein Mikrophon aufgenommen wird. Aus dem vom Mikrophon gemessenen Signal wird ein geeignetes Modell des Lautsprecheransprechverhaltens hergeleitet. Aus diesem Modell wird die zum Kompensieren des Lautsprechers nötige Antwort hergeleitet; in einem einfachen Fall ist dies nur die spektrale Inversion des Lautsprecheransprechverhaltens selbst. Das Modellautsprecheransprechverhalten und die Lautsprecherkompensationsansprechdaten werden dann für spätere Verwendung gespeichert.
Der Lautsprecher 1 wird dann in der akustischen Umgebung positioniert, in der er verwendet werden soll, und das Mikrophon 7 wird in einer Hörerposition in der Umgebung platziert. Ein elektrisches Testsignal aus dem Testsignalgenerator 8 wird dem Lautsprecher 1 zugeführt und das resultierende, am Mikrophon 7 empfangene Audiosignal wird gemessen und gespei chert. Das Mikrophon 7 wird dann an einen anderen Punkt bewegt und der Vorgang wiederholt. Sobald ausreichend Messungen vorgenommen wurden, berechnet der Koeffizientenrechner 6 ein Raumansprechverhalten aus einer Kombination der gespeicherten Messungen, die gemeinsam für alle Punkte, an denen Messungen vorgenommen wurden, repräsentativ sind. Dieses Ansprechverhalten umfasst das durch den Lautsprecher 1 bedingte Verhalten. Der Koeffizientenrechner 6 verwendet daher ein gespeichertes Modellautsprecherverhalten L gemeinsam mit der kombinierten gemessenen Antwort, um nur das Ansprechverhalten R der akustischen Umgebung 2 herzuleiten, wobei die Abhängigkeit von Lautsprecher 1 eliminiert wird. Es wird ein Kompensationsansprechverhalten (Kompensationsantwort) R&supmin;¹ hergeleitet, um das Raumverhalten im wesentlichen zu kompensieren, und kombiniert mit dem Lautsprecherkompensationsverhalten FL&supmin;¹. Aus dem kombinierten Kompensationsverhalten werden die Koeffizienten des digitalen Filters 5 zum Ausführen der kombinierten Kompensation hergeleitet und dem Filter 5 zur Verwendung in anschliessender Audiowiedergabe zugeführt.

Lautsprecherkompensation

Um das Lautsprecheransprechverhalten zu messen, wie es in Fig. 4 gezeigt ist, wird der Lautsprecher in einer echofreien Kammer bzw. einem schalltoten Raum platziert, die einen Raum mit Wänden und Decken umfasst, die akustisch stark gedämmt sind, das Mikrophon 7 (beispielsweise eine Elektretmikrophon mit einem Ansprechverhalten bis herunter auf ungefähr 20 Hz) wird auf der Lautsprecherachse vor dem Lautsprecher in einem Abstand weg vom Nahfeld der Basseinheit (beispielsweise 20 bis 30 cm vom Bass) positioniert und dem Lautsprecher 1 wird vom Testsignalgenerator 8 ein Testsignal zugeführt. Das vom Mikrophon 7 empfangene Signal wird antialias gefiltert, abgetaste und digitalisiert mit einem her kömmlichen AD-Wandler (nicht gezeigt) und das digitale Signal wird dem Koeffizientenrechner 6 zugeführt.
In Fig. 5 umfasst das Verfahren zum Herleiten der Übertragungsfunktion oder des Ansprechverhaltens des Lautsprechers vom gemessenen Signal zuerst den Schritt, eine Fouriertransformation des Signals vorzunehmen.
Der Einfachheit halber werden im folgenden die Auswirkungen eines einzelnen Impulstestsignals diskutiert; das vom Mikrophon 7 gemessene Signal ergibt daher direkt das Impulsansprechverhalten des Lautsprechers. Wenn andere Testsignale verwendet werden, ist es notwendig, das Impulsansprechverhalten des Lautsprechers vom gemessenen Signal herzuleiten, indem die Testsignalantwort aus dem gemessenen Ansprechverhalten entfaltet wird, wie es nachfolgend ausführlicher diskutiert wird.
Das gemessene Ansprechverhalten kann durch Verwenden anderer Kenntnis über das erwartete Ansprechverhalten verbessert werden; beispielsweise besitzen viele Lautsprecher einen loglinearen Niederfrequenzablauf mit einer Neigung von sechs, 12 oder 24 dB/Oktave und eine mathematisch berechnete Kurve kann daher an die gemessenen Daten im Niederfrequenzbereich des Ansprechverhaltens angepasst werden. Alternativ kann das Ansprechverhalten von Messungen der Dimensionen und der Masse der Lautsprecherkomponenten berechnet werden.
Es ist auch bevorzugt, dass schnelle Veränderungen der Phase mit der Frequenz (ausgedrückt als logarithmischer Massstab) unkompensiert bleiben, so dass der Kompensationsfilter nur breite Trends in Phasengang (und Amplitude) des Lautsprechers korrigiert. Dies liegt daran, dass diese schnellen Veränderungen der Phase wahrscheinlich durch mechanische Resonanzen des Lautsprechergehäuses bedingt sind und folglich in ver schiedenen Richtungen um den Lautsprecher unterschiedlich klingen - exakte Kompensation für eine Mikrophonposition würde daher das Verhalten an anderen Hörerpositionen verschlechtern. Um dies zu erreichen, wird auf den hergeleiteten Fourierübertragungskoeffizienten (Fourier transfer coefficients) ein Glättungsvorgang vorgenommen.
Der nächste Schritt ist, aus dem gemessenen Ansprechverhalten das Antwortverhalten eines Kompensationsfilters zu erzeugen, das wenn es mit dem Lautsprecheransprechverhalten in der Frequenzdomäne multipliziert wird (oder in der Zeitdomäne damit gefaltet wird), ein gewünschtes Zielansprechverhalten erreicht. Das gewünschte Zielansprechverhalten für einen "idealen" Lautsprecher weist die folgenden Merkmale auf; sein Amplitudenspektrum sollte über den hörbaren Bereich im wesentlichen flach sein; es sollte jedoch bei sehr niederen Frequenzen sanft auslaufen, um eine Überlastung des Lautsprechers zu vermeiden; und seine Phasenantwort sollte linear sein (im Passband bei jeder Geschwindigkeit), um Phasenverzerrung zu vermeiden (und eine konstante Gruppenlaufzeit (Gruppenverzögerung) zu ergeben). Nur Herleiten des Inversen des gemessenen Lautsprecheransprechverhaltens (d. h. Einstellen des Zielverhaltens als Einheitswert) würde dazu führen, dass der Filter den Amplitudengang bei niederen Frequenzen verstärkt (gegebenenfalls um 12 oder 24 dB/Oktave), was zu möglicher Lautsprecherüberlastung führt.
Es ist besonders wichtig, die Phasenantwort des Lautsprechers bei niederen Frequenzen, einschliesslich der Ablauffrequenzen zu entzerren und Phasenanomalien über ungefähr 300-500 Hz sind weniger bemerkbar.
Die spektrale Beschreibung des Zielansprechverhaltens (z. B. flaches Amplitudenspektrum herunter bis 100 Hz, Verjüngung in linearen Niederfrequenzablauf von 12 dB/Oktave, linearer Pha sengang mindestens über niedere Frequenzen) wird permanent gespeichert im Koeffizientenrechner 6. Das gemessene, geglättete Lautsprecherverhalten wird in dieses Zielansprechverhalten geteilt, um eine spektrale Beschreibung FL&supmin;¹ des Lautsprecherkompensationsfilteransprechverhaltens zu ergeben. Der Koeffizientenrechner 6 kann dann, in einer späteren Stufe, entsprechende Filterkoeffizienten aus dieser Beschreibung herleiten, wobei jeder zweckmässige Algorithmus für den gewünschten Filtertyp verwendet wird. Für einen FIR-Filter ist es nur notwendig, eine inverse Fouriertransformation anzuwenden, um direkt die Impulsantwort (z. B. die Koeffizienten) des Filters herzuleiten.

Messung der akustischen Umgebung

Es wäre möglich, das Verhalten einer akustischem Umgebung 2 unter Verwendung eines anderen Lautsprechers zu messen, beispielsweise einen mit einem im wesentlichen idealen Ansprechverhalten. Es ist jedoch bevorzugt, den im Raum zu verwendenden Lautsprecher einzusetzen, wie in Fig. 4 gezeigt, so dass die nicht vom Lautsprecherkompensationsfilter &supmin;¹L kompensierten Elemente des Lautsprecheransprechverhaltens in den Raumkompensationsfilter &supmin;¹R konzentriert und von ihm kompensiert werden können.
Dies ist besonders günstig, weil die schnell fluktuierenden Komponenten des Lautsprecheransprechverhaltens FL, die richtungs- und positionsabhängig sind, und folglich beim Herleiten des Lautsprecherkompensationsverhaltens L&supmin;¹ nicht berücksichtigt wurden, auf dieselbe Weise wie die akustische Umgebung kompensiert werden können.
Nachdem beschlossen ist, denselben Lautsprecher einzusetzen, um das Raumansprechverhalten zu messen, ist das naheliegende Verfahren dafür, dem Lautsprecher 1 ein kompensierte Signal zuzuführen, das den Lautsprecherkompensationsfilter durchlaufen hat, so dass das in die akustische Umgebung 2 eingebrachte akustische Testsignal nicht vom Ansprechverhalten des Lautsprechers selbst beeinflusst wird. Es wurde jedoch gefunden, dass dieses Verfahren durch die Anwesenheit elektrischen und akustischen Rauschens im Weg beeinflusst werden kann. Schwerwiegender ist, dass die vom Lautsprecherkompensationsfilter eingebrachte Dämpfung (rolloff) dann durch die Raumkompensation kompensiert wird. Ausserdem tendiert dieses Verfahren allgemein zu einem längeren Filter (umfassend eine Kaskade des Lautsprecherkompensationsfilters und des Raumkompensationsfilters), was zu mehr notwendigen Berechnungen bei der Echtzeitfilterung führt.
In den Fig. 4 und 5 wird das Umgebungsverhalten daher wie folgt gemessen. Der Lautsprecher 1 wird wie gewünscht in der akustischem Umgebung 2 (z. B. Raum) positioniert. Ein kompensiertes Volumen oder eine Zone wird im Raum bezeichnet; dies ist typischerweise eine Couch oder ein anderer Bereich des Raums, wo ein Hörer sich wahrscheinlich aufhält. Das Mikrophon 7 wird an einem ersten Punkt im kompensierten Volumen positioniert. Der Testsignalgenerator 8 erzeugt ein Testsignal, das direkt dem Lautsprecher 1 zugführt wird, der entsprechend ein Audiosignal erzeugt (äquivalent zum Testsignal beeinflusst vom Lautsprecherantwortverhalten) im Raum 2. Das Audiosignal wandert über zahlreiche Wege durch den Raum 2 und erreicht das Mikrophon 7, das entsprechend ein Messignal erzeugt, das wie zuvor digitalisiert wird und dem Koeffizientenrechner 6 zugeführt wird.
Das Mikrophon wird dann an eine andere Position im Kompensationsvolumen bewegt und der Vorgang wird wiederholt. Der Koeffizientenrechner 6 speichert das Signal vom Mikrophon für jede Position. Wenn an einer geeigneten Zahl von Positionen Messungen vorgenommen sind, erzeugt der Koeffizienten rechner 6 dann ein gemitteltes (in lockerem Sinne) Systemantwortverhalten aus dem gemessenen Signal und erhält daraus das gemittelte Raumverhalten Fr, indem das schon gemessene Lautsprecheransprechverhalten FL berücksichtigt wird. Nach Einstellen des hergeleiteten Raumansprechverhaltens Fr (wie nachfolgend ausführlicher beschrieben) wird ein gewünschtes Korrekturverhalten daraus berechnet und daraus und dem für den Lautsprecher hergeleiteten Kompensationsverhalten FL&supmin;¹ werden Koeffizienten für einen Filter F&supmin;¹ berechnet, die, wenn sie vom Filter 5 ausgeführt werden, sowohl den Lautsprecher 1 als auch den Raum 2 kompensieren. Die Filterkoeffizienten dafür werden dann dem Filter 5 für späteres Verarbeiten von Audiosignalen von der Quelle 4 zugeführt.
In Fig. 6 wird das Verfahren, nach dem der Koeffizientenrechner 6 das Raumverhalten Fr, und das Raumkompensationsansprechverhalten Fr&supmin;¹ herleitet, ausführlicher beschrieben. Wie oben angegeben weist das gespeicherte Zielansprechverhalten für den Raum ein breites flaches Amplitudenspektrum auf.
Der erste Schritt ist, die Antworten des gemessenen Signals zu kombinieren; ist wird zweckmässigerweise in der Spektraldomäne vorgenommen, indem eine Fouriertransformation an der aus den gemessenen Signalen erhaltenen Impulsantwort durchgeführt, die Fouriertransformationsspektren aller Messpunkte im Raum gemittelt und die Fourierspektren unter Verwendung eines zweckmässigen Mittelwerts (nicht notwendigerweise das arithmetische Mittel) gemittelt werden, so dass sich ein gemitteltes Spektrum ergibt. Dieses Mittelungsverfahren im Spektralbereich reduziert die lokalen Amplitudenantwortdifferenzen bedingt durch stehende Wellenmuster und Reflexionen in der akustischem Umgebung 2. Es ist bevorzugt, nur die Amplitudenspektren zu mitteln, statt Amplituden- und Phasenspektren; Mitteln der Leistungsspektren ist ein zweckmässiges amplitudenbezogenes Verfahren.
Es ist gewünscht, dass das Ansprecherhalten des Kompensationsfilters r&supmin;¹ ein minimales Phasenverhalten zeigt, um die Möglichkeit des Einbringens von Vorechos zu vermeiden.
Ein minimaler Phasenfilter ist ein kausaler Filter mit der geringsten Abweichung vom Nullphasengang, der für ein gegebenes Amplitudenansprechverhalten erreichbar ist. Folglich ist die Umhüllende seiner Impulsantwort eng um t = 0 (z. B. die anfängliche) Impulsantwortkomponente beschränkt.
Es ist mathematisch zu beweisen, dass die Phasenantwort eines minimalen Phasenfilters direkt mit der Amplitudenantwort des Filters zusammenhängt. Er ist tatsächlich durch Berechnen des Logarithmus des Spektralleistungsansprechverhaltens, Berechnen der Hilberttransformation des Ergebnisses und dann Ableiten eines Filters mit einer Amplitude gleich der Quadratwurzel des Spektralleistungsverhaltens und einer Phase gleich der berechneten Hilberttransformation gegeben.
Der Koeffizientenrechner 6 berechnet daher für jedes der gespeicherten Mikrophonsignale das Spektralleistungsansprechverhalten; in geeigneter Weise wird dies erreicht durch Ausführen einer diskreten Fouriertransformation und dann Verwenden des Moduls (quadratisch) jedes komplexen Terms. Die entsprechenden Terme für jedes gespeicherte Signal werden dann summiert, so dass sich ein mittleres Spektralleistungsansprechverhalten ergibt, das das Spektralleistungsansprechverhalten über das gesamte Kompensationsvolumen darstellt. Fig. 7 stellt das Verfahren von Fig. 6 geeignet für ein minimales Phasenraumkompensationsansprechverhalten dar.
Der nächste Schritt ist das Herausdividieren des Beitrags der Übertragungsfunktion bedingt durch den Lautsprecher 1 aus dem gemessenen Ansprechverhalten. Das Lautsprecheransprechverhal ten FL ist schon verfügbar, da es wie oben beschrieben gemessen wurde, obwohl es bevorzugt ist, das geglättete Ansprechverhalten L zu verwenden (das schnellwechselnde Phasenkomponenten weglässt), da die Position des Mikrophons 7 im Raum 2 unausweichlich anders ist als die Mikrophonposition, bei der die Messungen des Lautsprecheransprechverhaltens vorgenommen wurden, und die unkompensierten Teile des Lautsprecherverhaltens daher im gewünschten Raumverhalten FR verblieben sind. Das gemittelte gemessene Spektrum wird daher durch den Modul des Spektralansprechverhaltens des Lautsprechers geteilt, um ein Ansprechverhalten zu erzeugen, das dem das Raums angenähert ist.

Verarbeitung des Raumspektrums

Obwohl ein Mitteln des gemessenen Ansprechverhaltens aus einer Anzahl von Punkten hilft, den Einfluss der Raumresonanzeffekte bei niederen Frequenzen etwas zu reduzieren, kann das gemittelte Raumansprechverhalten noch scharfe Peaks enthalten, die bestimmten Resonanzen und tiefen Mulden entsprechen. Tiefe Mulden sind besonders problematisch, da ein einfacher Kompensationsfilter das Signal bei Frequenzen, die der Mulde entsprechen, stark verstärken würde, was zur Lautsprecherüberlastung führen kann. Zusätzlich kann in anderen Bereichen des Raums die ursprüngliche Mulde nicht bemerkbar sein, aber die auf das Signal aufgebrachte Verstärkung ist es sicherlich. Es wurde gefunden, dass die psychoakustische Wirkung von Mulden in einem Frequenzgang für einen Hörer viel weniger bemerkbar ist als die von Peaks. Es wird daher aus diesem Grund bevorzugt, auch keine grossen Peaks in die Antwort des Korrekturfilters einzubringen, so dass der Korrekturfilter im gemessenen Raumverhalten weniger auf Mulden anspricht als auf Peaks.
Die Schärfe von Mulden ist auch von Bedeutung, da ein entsprechend scharfes Merkmal im Kompensationsfilteransprechverhalten einen hohen Q-Faktor impliziert und gefunden wurde, dass die psychoakustischen Wirkungen solch hoher Q-Filterung für einen Hörer subjektiv äusserst unerwünscht sein können. Selbst ziemlich geringe Resonanzen können, wenn sie über lange Zeit andauern, für den Hörer störend sein.
Statt einen Kompensationsfilter zu erzeugen, der der Spektralinversion des gemessenen Raumansprechverhaltens entspricht, ist es daher bevorzugt, den Kompensationsfilter so auszubilden, dass er einer bearbeiteten Version des Raumansprechverhaltens entspricht.
Die Bearbeitung glättet (d. h. reduziert Amplitude und/oder Schärfe bzw. Spitzigkeit) von Peaks und insbesondere Mulden im Raumansprechverhaltensspektrum wie es nachfolgend ausführlicher besprochen wird. Nach Erzeugen eines geglätteten Raumantwortverhaltens R ist der nächste Schritt, das Ansprechverhalten R&supmin;¹ eines Filters zu berechnen, der das Raumansprechverhalten kompensiert. Das gewünschte Filteramplitudenansprechverhalten wird einfach erhalten durch Ziehen der Quadratwurzel jedes Terms im Leistungsspektrum und Teilen des Ergebnisses in Einheit (oder im Prinzip ein anderes Raumzielansprechverhalten). Die gewünschte Phasenantwort wird, für einen minimalen Phasenfilter, direkt aus dem Amplitudenspektrum berechnet als Hilberttransformation des Logarithmus des Amplitudenspektrums. Aus den Phasen- und Amplitudenspektren können die erforderlichen Filterkoeffizienten durch eine inverse Fouriertransformation zurück zur Zeitdomäne mit geeignetem Fenster zur Begrenzung der Filterlänge abgeleitet werden. Obwohl es möglich wäre, den Raumkorrekturfilter separat abzuleiten, ist es bevorzugt, dass wie in Fig. 8 gezeigt, wenn die Phasen- und Amplitudenspektren des gewünschten Raumkorrekturfilters berechnet sind, sie mit den Spektren multipliziert werden, die schon für den Lautsprecherkorrekturfilter hergeleitet wurden, um eine Frequenzdomänenbeschreibung für einen kombinierten Korrekturfilter zu erhalten, der zum Kompensieren von Lautsprecher und Raum berechnet wurde; für einen FIR-Filter werden dann Koeffizienten des kombinierten Filters durch inverse Fouriertransformation der kombinierten Spektralantwort hergeleitet.
Die auf diese Weise berechneten Filterkoeffizienten werden dann zur Verwendung durch den digitalen Filter 5 in nachfolgender Audioreproduktion gespeichert.
In Fig. 9 umfasst die Verarbeitung zwei Vorgänge; einen Amplitudeneinstellschritt, bei dem die Amplitude von spektralen Komponenten in Abhängigkeit von ihrem eigenen Wert nichtlinear eingestellt wird, so dass die Tiefe der Mulden reduziert wird und ein Glättungsschritt, bei dem die Amplitude jeder Spektralkomponente in Abhängigkeit von der ihrer Nachbarkomponenten eingestellt wird, um ein gewisses Mass an Glättung, Mittelung oder Tiefpassfilterung des spektralen Leistungsverhaltens zu erreichen, das die Schärfe von Peaks und Mulden reduziert. Dies kann einfach erreicht werden durch gleitende Mittelwertbildung über eine Anzahl von Abtastungen (einem rechtwinkligen Glättungskern oder -fenster) oder durch Anwenden eines komplizierteren Glättungskerns wie einem dreieckigen oder quadratischen Kern. Die Form des Kerns hat auch einen gewissen Einfluss auf das Abschneiden der Länge des gebildeten Filters; je glatter das Spektrum, je kürzer der Filter.
Die Wahl der Form der Einstellung hängt primär von der Grösse des Hörbereichs oder Kompensationsvolumens im Raum ab, der kompensiert werden soll. Zur Abgleichung an einem einzelnen Punkt ist es möglich, selbst die tiefste Mulde oder den höchsten Peak exakt ohne unerwünschte psychoakustische Effekte zu kompensieren. Für ein kleines Kompensationsvolumen vermeidet eine relativ kleine Anpassung starke psychoakustische Auswirkungen, ergibt aber ausführliche Entzerrung von Senken, während eine grössere Anpassung, die für eine grössere Kompensationszone nötig ist, einen Kompensationsfilter erzeugt, der tiefe oder schmale Antwortmulden nicht kompensiert. In der Tat wurde gefunden, dass das Volumen, über das ein Kompensationsfilter mit einem gegebenen Mass an Anpassung arbeitet, in der Grössenordnung einer bestimmten Anzahl von Wellenlängen ungeachtet der Frequenz liegt; mit anderen Worten, um über ein gegebenes Volumen für alle Frequenzen zu kompensieren, ist es nötig, ein frequenzabhängiges Mass an Anpassung des Ansprechspektrums zu verwenden, um Peaks und Mulden bei höheren Frequenzen in stärkerem Masse zu glätten als bei niederen Frequenzen.
Es wurde gefunden, dass bei sehr niedrigen Frequenzen (unter 20 Hz oder 30 Hz) Verkehrs- und Maschinenlärm, zusammen mit hochfrequenten Komponenten von atmosphärischen Druckschwankungen bedingt durch meteorologische Erscheinungen, vom Mikrophon 7 gemessen werden und daher fälschlicherweise als Teil des Raumansprechverhaltensspektrums auftauchen. Es ist daher bevorzugt, das gemessene Raumatwortverhalten unterhalb einer minimalen Frequenz um 20-30 Hz sehr stark zu glätten.
Es ist jedoch nicht wünschenswert, dass scharfe Übergänge zwischen verschiedenen spektralen Bearbeitungen auftreten, da dies unausweichlich für den Hörer unnatürlich klingt. Die verwendete Amplitudeneinstellfunktion hat daher die folgenden Wirkungen auf das abgeleitet Kompensationsfilteransprechverhalten:
1. Sie macht das Kompensationsfilteransprechverhalten im wesentlichen unabhängig von grossen Mulden im Raumansprechverhalten bei sehr niederen Frequenzen.
2. Sie macht das Kompensationsfilteransprechverhalten zunehmend weniger abhängig von Mulden im Raumansprechverhalten, die bei zunehmend höheren Frequenzen über einem Frequenzschwellenwert auftreten.
3. Sie bringt ein ungefähr konstantes Mass an Amplitudenanpassung über den Spektralbereich zwischen sehr niederen Frequenzen und dem Schwellenwert; und
4. Es gibt keine scharfen Übergänge zwischen den drei oben genannten Bereichen.
Eine geeignete Amplitudeneinstellfunktion ist wie folgt:
S(f) + k(f)²/K + k(f)² = (f)
wobei die Funktion k(f)² ist:
k(f)² = (fnied/f)&sup4; + e + (f/fhoch)&sup4;
Die Konstanten e und K werden empirisch auf einen geeigneten Wert gesetzt. Es ist zu sehen, dass diese Funktion die obigen Ziele erreicht, aber viele andere Amplitudeneinstellfunktionen - beispielsweise unter Verwendung anderer Potenzen als 4 - können eingesetzt werden. Der Koeffizientenrechner 6 nimmt daher die gespeicherten Spektralkoeffizienten und ersetzt jeden durch einen modifizierten Spektralkoeffizienten, um einen amplitudenbearbeiteten Koeffizientensatz zu erhalten. Jeder amplitudenbearbeitete Koeffizient wird dann, wie oben angegeben, bearbeitet, indem er durch ein lokales Mittel ersetzt wird, das die normalisierte Summe dieses Koeffizienten und seiner unmittelbaren Nachbarn umfasst. Die Zahl der unmittelbaren Nachbarn und daher die erhaltene spektrale Glättung ist auch bevorzugt eine Funktion der Frequenz, um die oben gestellten drei breiten Kriterien zu erfüllen.
Die beiden Vorgänge müssen nicht nacheinander ausgeführt werden, sondern können kombiniert werden. Ferner kann jeder Vorgang vom anderen abhängig gemacht werden; auf diese Weise kann das Ausmass der Glättung (d. h. das Mass, in dem der modifizierte Wert jedes Koeffizienten von seinen Nachbarn abhängt) in Abhägigkeit von der Amplitude eines Koeffizienten verändert werden, oder umgekehrt, so dass scharfe Mulden sowohl geglättet als auch in der Amplitude reduziert werden, aber andere Koeffizienten nicht.

Begrenzte Vorechofilterung

Oben wurde die Korrektur der Raumakustik unter Verwendung eines Minimalphasenfilters vorgeschlagen. Es wurde gefunden, dass bei Verwendung dieser Art von Korrektur die Raumnachhallzeiten (definiert als die Zeit, die eine Impulsamplitude braucht, um auf einen geringen Wert abzuklingen, beispielsweise -60 dB) wesentlich reduziert werden und das Ansprechverhalten des gesamten Filters, Lautsprechers und des Weges in der akustischen Umgebung selbst über das Kompensationsvolumen keine Vorechos aufweist.
Es wurde jedoch gefunden, dass die Raumnachhallzeit mit geringen oder ohne Nachteile in der psychoakustischen Akzeptanz weiter reduziert werden kann, indem der Filter 5 ein etwas nichtminimales Phasenverhalten zeigen kann. Da das Ansprechverhalten der akustischen Umgebung nicht über das gesamte Kompensationsvolumen exakt korrigiert werden kann, ist ein gewisses Mass an Phasenfehler an manchen Punkten messbar, aber es wurde gefunden, dass durch Beschränken des vom Filter 5 gezeigten Masses an Voransprechverhalten auf einen viel geringeren Wert als es bei linearer Phasenkompensation des Raums der Fall wäre, das Ergebnis noch für den Hörer akzeptabel ist.
Typische akzeptable Voransprechzeiten sind 20 ms bis 50 ms; als nützliche (aber nicht strikte) Konstruktionsregel wurde gefunden, dass die maximal zulässige Voransprechzeit des Filters 5 (oder genauer, des Raumkompensationsfilterelements des Filters 5) die Differenz zwischen der Ankunftszeit eines Schalls vom Lautsprecher am Kompensationsvolumen und der Ankunftszeit der ersten Reflexion dieses Schalls in der Kompensationszone von der entferntesten Reflexionsfläche des Raums nicht deutlich übersteigen sollte.
Dieses Mass kann natürlich für alle gegebenen Raumabmessungen und Lautsprecher- und Hörerpositionen berechnet werden, oder alternativ könnte es aus der Impulsantwort des vom Mikrophon 7 empfangenen Signals abgeschätzt werden, aber im allgemeinen ist es bevorzugt, das Maximum des Voransprechens für den Filter so anzusetzen, dass er die akustische Umgebung bei einem bestimmten Niveau von typischerweise weniger als 50 ms kompensiert.
In diesem Zusammenhang bedeutet "Voransprechen" allgemein den Teil der Hülle der Impulsantwort, der vor dem Peakwert der Impulsantwort auftritt. Wo eine messbare Definition nötig ist, kann das Voransprechen eines Filters als die Zeit definiert werden, von der ersten Komponente der Impulsantwort des Allpassteils des Filteransprechverhaltens zum "Schwerpunkt" der Allpassimpulsantwort.
Σat²*t/Σat²,
wo at die Amplitude der Impulsantwort zur Zeit t ist.
Es ist auch möglich, einige qualitative Angaben über die Form der Impulsantwort des Filters zu machen; es sollte keinen diskreten Peak vor oder unter dem höchsten Peak in der Impulsantwort geben, da dieser allgemein als Vorecho hörbar ist, wenn er nicht in sehr geringem Abstand auftritt. Es wurde jedoch auch entdeckt, dass das Ohr mehr auf frühe Teile von Einschwingvorgängen anzusprechen scheint, so dass nur das Fehlen von frühen Peaks nicht genügt, um Vorecho zu eliminieren; ein scharf ansteigendes Voransprechen (verglichen mit den späteren Teilen der Impulsantwort) wird noch hörbar unakzeptabel klingen, aber ein ausgedehntes und langsames ansteigendes Voransprechen vermeidet allgemein Vorechos.
In Fig. 10 und unter Berücksichtigung, dass es möglich ist, jedes gegebene Ansprechverhalten als Faltung (d. h. äquivalent einer Kaskade) eines Minimalphasenfilters und eines Allpassfilters zu betrachten, ist es daher ersichtlich, dass der durch den Vorgang von Fig. 7 hergeleitete Minimalphasenkorrekturfilter eine Allpasskomponente der Akustikumgebungsfunktion unkorrigiert lässt.
Ein gewisses Mass an Korrektur dieser Komponente wird erreicht durch Ableiten einer repräsentativen Allpassübertragungsfunktion A der akustischen Umgebung; Abtrennen der Länge der Impulsantwort der Allpasskomponente A auf einen bestimmten Grenzwert (z. B. 50 ms); Zeitumkehrung der Impulsantwort (zur Erinnerung, dass die Faltung einer Impulsantwort und ihrer Zeitumkehrung eine lineare Phase ergeben); Ableiten eines Allpassteils A&supmin;¹ des zeitumgekehrten Ansprechverhaltens; und seine Faltung mit dem Minimalphasenraumkorrekturverhalten, das gemäss dem Verfahren von Fig. 7 erzeugt wurde.
Der Vorgang zum Ableiten eines Allpassteils eines Ansprechverhaltens kann auf verschiedenen Wegen erreicht werden;
beispielsweise in der Frequenzdomäne, indem die minimale Phasenkomponente des Spektrums abgeleitet und dann in das ursprüngliche Spektrum geteilt wird. Um eine Teilung durch Nullanomalien zu vermeiden, kann die minimale Phasenkomponente zuerst wie oben geglättet werden.
Die Allpasskomponente A des Raumansprechverhaltens, die zur Korrektur ausgewählt wird, kann durch Ableiten der Allpasskomponenten für jedes Mikrophonmessignal getrennt hergeleitet werden, und wobei dann eine der berechneten Allpassantworten als repräsentativ ausgewählt wird. Das könnte eine sein, die einer zentralen Mikrophonposition in der Kompensationszone entspricht oder es könnte eine sein, die die geringste Abweichung vom Mittelwert aller Antworten zeigt.
Als Alternative zum obigen Verfahren zum Ableiten des Ansprechverhaltens des begrenzten Voransprechfilters, wird in Fig. 11b die Impulsantwort an jeder Mikrophonposition gemessen (bei ihrem Anfang, t = 0 sind alle Komponenten ausgerichtet) kann gemittelt werden und die gemittelte Impulsantwort wird Fouriertransformiert. Das erhaltene Spektrum wird wie oben diskutiert unter Verwendung eines lokalen Mittelungskerns stark geglättet und das reziproke Spektrum wird abgeleitet - oder speziell das "regularisierte reziproke" wie definiert als c*(f) (K + k(f))/c(f)c*(f) + k(f), wobei c* das konjugiert Komplexe von c ist, K ist so gewählt, dass es annähernd denselben Mittelwert aufweist wie cc*, und k(f) ist eine Amplitudenvariationsfunktion der oben diskutierten Art.
Wie in Fig. 11b gezeigt ist, wird der für jedes Spektrum des inversen Spektrums auf diese Weise hergeleitete RMS-Term mit dem wie in Fig. 7 hergeleiteten RMS-Leistungsspektrum multipliziert, und eine Minimalphasenantwort wird zum Kompensieren dieses kombinierten Ansprechverhaltens hergeleitet. Das in verse Spekturm selbst wird dann als der begrenzte Voransprechallpass verwendet, der mit der Minimalphasenkorrektur multipliziert wird und das erhaltene Korrekturspektrum wird in der Zeitdomäne invers Fouriertransformiert, um die gewünschten Filterkoeffizienten zu erhalten.
Durch die Verwendung der begrenzten Voransprechkorrektur dieser Art mit einem geeigneten Grenzwert auf die Länge des Voransprechenverhaltens (im allgemeinen weniger als 50 ms; bevorzugt weniger als 20 ms und mit Vorteil weniger als 10 ms) können Reflexionen aus dem Lautsprechergehäuse und von den Wänden im Bereich des Lautsprechers gelöscht werden, ohne dass sich ein hörbares Vorecho ergibt. Die Voransprechgrenzen sind, das sollte betont werden, sehr viel kürzer als das Ausmass des Voransprechens, das normalerweise erforderlich ist, um eine lineare Phasenkorrektur für den gesamten Raum zu erreichen (typischerweise in der Grössenordnung von einigen Sekunden).

Implementierung

Es wurde gefunden, dass bei niederen Frequenzen ein Filter mit einer Frequenzauflösung bis herunter zu 1 Hz für eine akzeptable Kompensation wünschenswert ist. Es ist auch bei niederen Frequenzen, dass einige der am wenigsten akzeptablen Lautsprecher- und Raumphasenverzerrungen auftreten. Ein Filter, der eine Auflösung von 1 Hz über die volle Audiobandbreite von 0-15 kHz ergibt, würde jedoch einen Filter erfordern, der eine Länge in der Grössenordnung von 30000 Stufen aufweist und bei einer Abtastrate von 30 kHz daher 30000 mal 30000 = 900 Megaflops Verarbeitungskapazität erforderlich - was derzeit nicht praktikabel ist.

Niederfrequenzentzerrung

Wegen vieler der Merkmale der Ansprechverhalten ist es gewünscht, das Auftreten bei relativ niederen Frequenzen (unter 1 kHz oder speziell unter 500 oder 300 kHz) zu korrigieren, ist es möglich, nur die Raum- und Lautsprecheransprechverhalten in diesen Frequenzbereichen zu kompensieren. Durchführung nur bei niederen Frequenzbereichen kann natürlich bei einer viel geringeren Abtastrate und für eine gegebene Frequenzauflösung, einem kürzeren Filter erreicht werden. Weil jedoch das Ohr auf plötzliche Sprünge oder Veränderungen im Spektralgang besonders empfindlich ist, ist es besonders notwendig, grosse Sorgfalt aufzuwenden, dass der Übergang zwischen den kompensierten und unkompensierten Frequenzbereichen glatt und gleitend ohne Diskontinuitäten ist.
In Fig. 12 kann in einer Ausführungsform der Erfindung zum Kompensieren bei niederen Frequenzen der Filter 5 so dargestellt sein, dass er zwei separate Signalwege umfasst. Der erste Weg 51 umfasst eine Verzögerungsstufe 52, die durch eine Verzögerungszeit 1 gekennzeichnet ist, die vom Koeffizientenrechner 6 zugeführt wird, wie nachfolgend diskutiert wird. Der zweite Weg 53 umfasst einen Downsampler oder Untersetzungsfilter 54, der Eingabeabtastungen in einer bestimmten Rate empfängt (beispielsweise 44,1 kHz) und Ausgabeabtastungen in einer stark reduzierten Rate erzeugt, die der Abtastrate für den zu kompensierenden Frequenzbereich äquivalent ist (d. h. das Doppelte der höchsten vorhandenen Frequenz); für einen Kompensationsbereich bis zu 500 Hz ist die Ausgabeabtastrate daher 1 kHz.
Um Verfälschungen zu vermeiden, umfasst der Downsampler 54 Tiefpassfilterung; typischerweise stellt jede Ausgabeabtastung den Mittelwert einer Vielzahl von Eingabeabtastungen dar. Das im Downsampler bearbeitete und bandbegrenzte Signal wird durch einen digitalen Kompensationsfilter 55 gefiltert, um die gewünschte Raum-/Lautsprecherkompensation zu bewirken und die Bitrate des gefilterten Signals wird dann durch einen Upsampler 56 zurück auf die Eingabefrequenz erhöht (z. B. 44,1 kHz). Der Upsampler 56 ist ein Interpolationsfilter, der aufeinanderfolgende Signalabtastungen empfängt und eine Vielzahl von interpolierten Abtastwerten dazwischen erzeugt.
Die Länge der Verzögerung 1 an der Verzögerungsstufe 52 im ersten Weg 51 ist äquivalent zu den Längen der Verzögerungen, die vom Downkonverter 54 und dem Upkonverter 56 ausgelöst werden (die bestimmt und konstant sind) zusammen mit der Filterverzögerung D, die vom Voransprechen des Filters 55 ausgelöst wird (das durch den Koeffizientenrechner 6 berechnet ist).
In einem herkömmlichen Aufspaltungsbandfilter (split band filter) umfasst der erste Weg 51 einen Hochpassfilter, um die Tiefpasseffekte des Downsamplers 54 anzupassen. Es wurde jedoch gefunden, dass dies beides unerwünscht und unnötig ist. Stattdessen wird vor dem Abtasten durch den Upsampler 56, das vom Downsampler bearbeitete aber ungefilterte Signal, das von der Filterverzögerung D verzögert ist, vom gefilterten Output des Filters 55 subtrahiert. Auf diese Weise wird, statt eine Komponente, die den gefilterten Niederfrequenzteil enthält, zum ursprünglichen Bandbreitensignal hinzuzuaddieren, die Differenz zurückaddiert, die durch den Kompensationsfilter 55 selbst erzeugt ist, unabhängig von den Auswirkungen des Downsamplers 54 (die durch Subtraktion gelöscht werden). Auf diese Weise ist im Weg 51 kein Filtern der Signalkomponenten des hohen und mittleren Bereichs notwendig.
In der Tat besteht keine Notwendigkeit, das ungefilterte Signal vom Downsamgler getrennt zu subtrahieren, indem ein extra Signalverzögerungsweg 57 vorgesehen ist. Statt dessen kann dieser Weg berücksichtigt werden, indem er Teil des Filters 55 bildet und im Falle eines FIR-Filter, einfach durch Reduzieren des Wertes des t = 0 Filterkoeffizienten durch den Einheitswert bewirkt wird. Der Filterkoeffizientenrechner 6 führt daher diese Subtraktion als die letzte Stufe beim Ableiten der Filterkoeffizienten des Filters 55 durch.
Um die Filterkoeffizienten abzuleiten, wird der zweite Signalweg 53 vor und nach dem Filter 55 an den Punkten X bzw. Y unterbrochen. Ein Testsignal (bei einer Abtastrate von 1 kHz) und mit den Frequenzen zwischen 0 und 500 Hz wird am Punkt Y aufgebracht und interpoliert, um die Abtastrate durch den Upsampler 56 zu erhöhen und wird zum Lautsprecher 1 geleitet. Das Mikrophon 7 ist mit dem Filterinput verbunden und der bearbeitete Output vom Downsampler 54 wird vom Punkt X zum Koeffizientenrechner 6 zugeführt. Das Signal vom Mikrophon 7 wird auf diese Weise bei der Abtastrate gemessen, bei der der Filter 55 arbeitet.
In Fig. 13 arbeitet der Koeffizientenrechner 6 in dieser Ausführungsform wie es oben mit Bezug zu den Fig. 3 bis 11 beschreiben ist, mit der Ausnahme, dass weil das vom Mikrophon 7 gemessene Raumansprechverhalten von der Tiefpasscharakteristik des Downsamplers 54 bewirkt ist, das gemessene Raumansprechverhalten bei 500 Hz auf null fällt. Der gewünschte Kompensationsfilter sollte jedoch ein Ansprechverhalten vom Einheitswert bei exakt 500 Hz und darüber aufweisen, um nicht mit dem ungefilterten Signal durch die Verzögerungssufe 52 zu interferieren. Nur einen Kompensationsfilter zum gemessenen Ansprechverhalten einschliesslich des Abfalls bei 500 Hz bedingt durch den Downsampler 54 herzuleiten, würde deshalb zu einem Kompensationsfilter mit stark verstärkten Frequenzen direkt unter 500 Hz führen, was klar unakzeptabel wäre. Der Bearbeitungsschritt für das Raumansprechverhalten in Fig. 6 umfasst daher den Schritt, das gemessene Raumansprechverhalten zu einem Einheitswert und direkt unter 500 Hz zu verjüngen, wobei eine Funktion verwendet wird, die mit der Frequenz fortschreitet, um Diskontinuitäten im Kompensationsansprechverhalten zu vermeiden. Das exakte Verfahren, nach dem dies erreicht wird ist nicht relevant, aber ein mögliches Verfahren ist, jeden spektralen Term oberhalb einer gegebenen Frequenz (beispielsweise 350 Hz) mit einer Funktion zu multiplizieren, die sanft und monoton vom Einheitswert bei 350 Hz zu null bei 500 Hz abnimmt, und dann den Einheitswert minus den Wert der Funktion zu addieren, d. h.
S'(f) = S(f) * L(f) + (1 - L(f))

Mehrbandfilter

Es ist auch möglich, einen praktischen Filter 5 zur Verfügung zu stellen, der in der Lage ist, das gesamte Audiospektrum zu filtern. Bei höheren Frequenzen ist die spektrale Auflösung des Filters weniger kritisch und das Ansprechverhalten des Kompensationsfilters hat sich in stärkerem Masse geglättet als oben beschrieben. Es ist deshalb möglich, zusätzlich zu dem Filter 55 mit relativ hoher Auflösung, der bei einer geringen Abtastrate arbeitet, kürzere Filter 58, 59 zu verwenden, die bei höheren Raten und daher höheren Frequenzen, aber mit geringerer Auflösung arbeiten wie es in Fig. 14 dargestellt ist. Als Beispiel waren unter Verwendung zweier digitaler Signalprozessoren Texas Instruments TMS 320 (ein erster implementiert den Filter mit hoher Rate und ein zweiter implementiert die Filter mittlerer und geringer Rate) die Filterabmessungen von FIR-Filtern wie folgt:
In Fig. 14 wird das digitale Inputsignal durch den Filter 59 mit hoher Rate gefiltert. Das Inputsignal wird auch von einem ersten Downsampler 60 mit einem Faktor 3 bearbeitet, und dem Filter 58 mittlerer Rate zugeführt. Das gefilterte Signal wird dann von einem Upsampler 61 mit einem Faktor von drei interpoliert und dem bei hoher Rate gefilterten Signal vom Filter 59 hinzuaddiert. Das vom Downsampler 60 bearbeitete Inputsignal wird von einem zweiten Downsampler 54 mit einem Faktor von 8 weiter untersetzt und von einem Niederbereichsfilter 55 gefiltert. Das im Niederbereich gefilterte Signal wird dann mit einem Faktor 8 vom Upsampler 56 interpoliert und dem gefilterten Signal aus dem Filter 58 des mittleren Bereichs hinzuaddiert.
Wie in der Ausführungsform von Fig. 14 braucht der Filter 59 hoher Rate keine niedere Abschneidefrequenz zu umfassen, da (wie unten erläutert) die Koeffizienten der Filter geringer Rate die Effekte der Filter hoher Rate in den mittleren und niederen Frequenzbereichen berücksichtigen.

Ableitung von Aufspaltundsbandfiltern

Obwohl die Struktur des Filters 5 in diesem Falle einfach ist, verkompliziert die Bandaufspaltung den Vorgang der Filterherleitung.
Wenn die Koeffizienten der Filter 55, 58, 59 getrennt abgeleitet werden, kann dies zu Anomalien im Gesamtansprechverhalten an den Übergangsfrequenzen führen. In Fig. 15 ist es daher bevorzugt, dass das Ansprechverhalten für jeden Kompensationsfilter unter Kenntnis des Filters des (der) benachbarten Band oder Bänder abgeleitet werden soll. Insbesondere indem zuerst das Ansprechverhalten für den Filter 59 der hohen Rate abgeleitet wird, dann das Ansprechverhalten des Filters 58 mittlerer Rate abgeleitet wird, unter Berücksichtigung dessen des Filters 59 der hohen Rate, und dann das Ansprechverhalten des Filters 55 der niederen Rate unter Berücksichtigung beider, werden sanfte Übergänge zwischen den Ansprechverhalten der drei Filter erhalten.
In Fig. 16a wird in einem ersten Verfahren zur Berücksichtigung der Filter höherer Bandrate beim Berechnen der Filter niederer Bandrate das vom Mikrophon 7 gemessene Signal bei seiner ursprünglichen Bandrate bearbeitet und es wird eine Spektralantwort erhalten (z. B. durch Ausführung einer Fouriertransformation). Das gemessene Signal wird auch durch einen Downsampler untersetzt, um die Abtastrate zu reduzieren und folglich das Band auf die Hälfte der untersetzten Abtastrate begrenzt. Es wird auch die Spektralantwort des gemessenen Signals nach Downsamplerbearbeitung erhalten. Wie oben angegeben ist dieses Band auf die Hälfte der Abtastrate begrenzt.
In Fig. 13 war der Vorgang des Verjüngens oder Zusammenführens der Spektralantwort zum Einheitswert an der Nyquistfrequenz erläutert. Wenn jedoch Daten höherer Bandrate verfügbar sind, kann der Vorgang durch Zusammenführen des Antwortspektrums zu dem des entsprechenden Spektralbereichs des höheren Frequenzfilters bei der Nyquistfrequenz verbessert werden, wie es in Fig. 16A gezeigt ist. Wenn die Spektralantworten bei verschiedenen Raten durch Transformationen unter Verwendung unterschiedlicher Anzahlen von Termen über die Arbeitsbandbreite erhalten wurden, erfordert ein Spektrum (typischerweise des Spektrum der höheren Bandrate) Interpolation der zusätzlichen Terme, um die vorhandenen Terme einzustreuen, so dass sie zu den Termen des Spektrums mit der niederen Rate passen. Der Vorgang des Zusammenführens der beiden Spektren an der Nyquistfrequenz ist äquivalent zu dem in Fig. 13 angegebenen; der entsprechende Ausdruck ist:
S'(f) = SL(f)L(f) + SF(f)(1 - L(f))
Wenn die Spektralantworten bei unterschiedlichen Raten durch Transformationen unter Verwendung einer unterschiedlichen Anzahl von Termen über die Arbeitsbandbreite erhalten wurden, und damit eine unterschiedliche Auflösung aufweisen, ist es vorteilhaft, die Spektren unter Verwendung eines frequenzabhängigen Glättungskerns zu glätten, um das Spektrum höherer Auflösung so zu glätten, dass es an den Übergängen zwischen den beiden zu dem Spektrum geringerer Auflösung passt.
Das zweite Verfahren, in dem die Kompensation in Bändern höherer Frequenz berücksichtigt ist, ist in Fig. 16B dargestellt. Beim Ableiten der Koeffizienten des Kompensationsansprechverhaltens hoher Rate ist es im allgemeinen notwendig, zumindest wenn ein finiter Impulsantwortfilter verwendet wird, einen Filter zu erzeugen, der eine kürzere Länge aufweist als es erforderlich wäre, damit er exakt das berechnete Kompensationsanprechverhalten besitzt. Dies wird zweckmässigerweise erreicht durch Fensterbildung des durch Anwenden der inversen Spektraltransformation erhaltenen Impulsgangs auf die Kompensationsspektralantwort. Reduzieren der Filterlänge beeinflusst jedoch unweigerlich die Spektralant wort und kann einige Antwort im Niederfrequenzbereich wieder einführen, die die Filter niederer Rate kompensieren sollen.
Tatsächlich ist der Niederfrequenzschnitt im Zielansprechverhalten für die Hochfrequenzfilter relativ sanft und so kann in jedem Fall der Filter hoher Rate ein wesentliches Ansprechverhalten in den Bereichen niederer und mittlerer Rate aufweisen.
Um das Ansprechverhalten des Filters hoher Rate in den niederen Frequenzbereichen zu berücksichtigen, wird das Spektrum des tatsächlichen Ansprechverhaltens des Filters hoher Rate durch eine weitere Fouriertransformation erhalten und entsprechende Frequenzterme werden ausgerichtet oder angepasst an die des Kompensationsansprechverhaltens niederer Rate, bevor der Kompensationsfilter niederer Rate abgeleitet wird.
Die Werte der Koeffizienten des Filteransprechspektrums hoher Rate, die in das Passband des Antwortspektrums der niederen Rate fallen, werden dann von ihren Äquivalenten niederer Rate subtrahiert, so dass der Filter niederer Rate das schon durch den Filter hoher Rate durchgeführte Filtern ausschliesst. Die Ähnlichkeit mit dem Verfahren, das verwendet wurde, um den Filter der Ausführungsform von Fig. 12 abzuleiten, ist ersichtlich.
Danach werden die Koeffizienten des Filters niederer Rate abgeleitet, z. B. durch inverse Fouriertransformation. Wo drei oder mehr Filteransprechverhalten in verschiedenen Bändern berechnet werden, wie in Fig. 16C gezeigt, werden die für jeden Filter erhaltenen entsprechenden Teile der spektralen Korrekturantwort von denen jedes Filters subtrahiert, der bei einer niederen Rate arbeitet; mit anderen Worten, die Spektralantwort des abgeleiteten Filters hoher Rate wird von der Spektralantwort der berechneten Mittelbandkompensation sub trahiert, von der das Ansprechverhalten für den Mittelbandkompensationsfilter berechnet wird. Die Spektralantworten des Mittelbandkompensationsfilters und des Hochbandkompensationsfilters im Niederbandfrequenzbereich werden beide vom berechneten Kompensationsansprechverhalten für die Niederfrequenzbandfilter subtrahiert und vom Ergebnis wird der Kompensationsfilter niederer Rate berechnet.
Der Vollständigkeit halber stellt Fig. 17 eine Art dar, auf die beispielsweise das Lautsprecherverhalten hergeleitet werden kann. Das Vollbandratensignal wird Fouriertransformiert, beginnend mit einer Fensteroperation unter Verwendung eines geeigneten oben flachen Fensters, um Frequenzverlust zu vermeiden, dann in das Hochfrequenzziel geteilt, das ein bestimmtes berechnetes Ansprechverhalten umfasst, erstens um Kompensation für das Antialias im Tiefpass und Abtastfiltern im Messgerät zu vermeiden, und zweitens, um einen weichen Niederfrequenzschnitt unterhalb des oberen Frequenzlimits des Mittelratenfilters, z. B. 4 kHz einzubringen.
Der auf diese Weise abgeleitete Kompensationsfilter erfährt eine inverse Fouriertransformation und die erhaltene Impulsantwort wird nochmals durch Fensterbildung behandelt, um die Filterlänge auf einen praktischen Wert zu begrenzen (z. B. 75 Abtastungen). Das gemessene Signal wird auch durch einen Faktor von, beispielsweise, drei untersetzt, um die Mittelratenfilterkoeffizienten zu berechnen. Das untersetzte Signal wird durch Fensterbildung und Fouriertransformation behandelt wie zuvor. Da die Untersetzung das Spektrum im Band begrenzt hat, wird es um die Nyquistfreguenz zusammengeführt mit dem entsprechenden Teil des zuvor abgeleiteten Spektrums hoher Rate. Das resultierende zusammengeführte Spektrum wird in das Mittelfrequenzziel geteilt, das einen Niederfrequenzschnitt unter der oberen Frequenzgrenze des Filters niederer Rate aufweist, beispielsweise 900 Hz.
Wie oben mit Bezug zu den Fig. 16B und C diskutiert, wird das Spektrum des tatsächlichen Filters hoher Rate durch eine Fouriertransformation abgeleitet und vom Mittelfrequenzkompensationsspektrum subtrahiert und das Ergebnis einer inversen Fouriertransformation und Fensterbildung unterzogen, um die Koeffizienten des Filters 58 mittlerer Rate zu ergeben.
Das gemessene Signal wird weiter dezimiert bzw. untersetzt, um ein Signal niederer Rate zu erhalten, das wie zuvor einer Fensterbildung und Fouriertransformation unterzogen wird. Um den Fehler um die Nyquistfrequenz zu korrigieren, wird das auf diese Weise abgeleitete Spektrum mit dem entsprechenden Teil des zuvor abgeleiteten Mittelfrequenzspektrums zusammengeführt, und das Ergebnis wird in das Niederfrequenzzielspektrum geteilt. Vom resultierenden berechneten Kompensationsspektrum werden die Spektren der tatsächlichen Filter 59 und 58 der hohen und mittleren Rate subtrahiert und das resultierende korrigierte Spektrum wird einer inversen Fouriertransformation und Fensterbildung unterzogen, um die Koeffizienten des Filters 55 niederer Rate zu ergeben.
Dieser Vorgang auf einige Arten angepasst werden; beispielsweise kann der Filter mittlerer Rate ohne Untersetzung vom Vollratensignal abgeleitet werden, in welchem Fall, wie in Fig. 18 gezeigt, die entsprechenden Koeffizienten des Hochfrequenzfilters von denen der Vollratenimpulsantwort subtrahiert werden können, die durch inverse Fouriertransformation des Mittelfrequenzkorrekturansprechens abgeleitet wurden. Diese Zeitdomänensubtraktion dient dazu, zu vermeiden, dass der Mittelbereichfilter nochmals die Aspekte des Mittelbereichansprechverhaltens korrigiert, die schon vom Filter hoher Rate berücksichtigt wurden. Die Mittelbereichscharakteristik des Hochbereichsfilters. Um Koeffizienten eines Filters zu erhalten, der bei der für den Filter 58 mittlerer Rate erforderlichen geringen Abtastrate arbeitet, wird diese Impulsantwort dann untersetzt (z. B. um einen Faktor von drei). Es kann weitere Fensterbildung vorgenommen werden, um diese Länge der Impulsantwort zu reduzieren.
Derselbe Vorgang kann natürlich in Analogie eingesetzt werden, um den Filter 55 niederer Rate abzuleiten, wobei der Filter 58 mittlerer Rate berücksichtigt wird.
Beim Berechnen des Raumansprechverhaltens werden die gemessenen Sigale von jeder Mikrophonposition getrennt einer Fensterbildung und Transformation unterzogen (mit Untersetzung wie notwendig) und die Spektren werden vor den nachfolgenden Schritten der Fig. 17 oder 18 gemittelt. Auf dieser Stufe wird die entsprechende Bandantwort für den Lautsprecher herausdividiert, so dass sich das Ansprechverhalten des Raums ergibt.

Kompensierung von Quellenphasenfehlern

Das dem Filter 5 zugeführte elektrische Quellensignal ist, wie mit Bezug zu Fig. 1B diskutiert, üblicherweise das Ergebnis eines ursprünglichen Audioquellensignals S. das durch eine elektrische Schaltung wie Verstärker, Filter, Transformatoren und so weiter bearbeitet wurde, die eine Gesamtübertragungsfunktion Fs aufweisen. Da das ursprüngliche Audioquellensignal selbst nicht verfügbar ist, ist es im allgemeinen nicht möglich, das Quellensignal und die Übertragungsfunktion Fs getrennt zu identifizieren.
Eine moderne Schallaufzeichnung hoher Wiedergabetreue kann viele Verarbeitungsstufen durchlaufen haben, einschliesslich Wechselstromkopplungen und jede umfasst z. B. RC-Hochpassschaltungen. Bei niederen Frequenzen können die durch diese Filter induzierten Phasenvoreilungen zu merklichen Phasenver zerrungen führen. Weil das ursprüngliche Quellensignal nicht verfügbar ist, kann der Koeffizientenrechner 6 nicht automatisch die Auswirkungen dieser Phasenfehler kompensieren. Es ist auch nicht möglich, solche Phasenvoreilungen unter Verwendung eines passiven Analogfilters zu kompensieren, da ein akausaler Filter nötig ist: dieser kann jedoch durch einen digitalen Filter mit einer grossen Verzögerung oder einen FIR-Filter bereitgestellt werden.
In der mit der Erfindung in Bezug stehenden Technik wird ein Allpassfilter zur Verfügung gestellt, der vom Benutzer zum Kompensieren dieser Phasenfehler ausgewählt werden kann; dies kann erreicht werden mit einem Filter mit einem einfachen Ansprechverhalten, bei dem die Phase (mindestens grob) auf 1/f über die Bassfrequenzen anspricht. Die Proportionalitätskonstante wird vom Benutzer ausgewählt, beispielsweise durch eine getrennt vorgesehene Phasensteuerung auf dem Gehäuse des Filters 5.
Es kann gezeigt werden, dass über die mittleren Bassfrequenzen der Effekt der kaskadierenden RC-Hochpasselemente durch einen Filter mit einer Übertragungsfunktion der Form e-ik/w ungefähr kompensiert werden kann, wobei k eine Konstante ist, die vom Hörer für eine optimale Einstellung angepasst werden kann, und W ist die Kreisfrequenz bzw. Winkelfrequenz in Winkelgraden. Die Gruppenlaufzeit eines solchen Filters ist gleich -K/W², was einen Zeitvorsprung darstellt, der bei sehr niederen Frequenzen unbegrenzt grösser wird. Dies direkt zu implementieren würde eine unendliche Bearbeitungsverzögerung erfordern, daher wird die Korrektur in einer modifizierten Form implementiert, die im wesentlichen die korrekte Form über den hörbaren Frequenzbereich aufweist (über etwa 16 Hz).

Ein solcher Ansatz ist wie folgt:

Der Bessel-Filter 1/Bn(s) ist ein Tiefpassfilter n-ter Ordnung, dessen Phasenantwort eine maximal flache Annäherung an die Einheitsverzögerung ist. Daher ist Bn(-s/2)/Bn(s/2) ein Allpass n-ter Ordnung mit derselben Eigenschaft. Daher ist Bn(K/(2s))/Bn(-K/(2s)) ein akausaler Allpass n-ter Ordnung, dessen Phasenantwort eine maximal flache Annäherung an -K/w für grosse w ist.
Man kann deshalb die entsprechende Funktion w (s = iw) in der Frequenzdomäne berechnen und die Fouriertransformation nehmen, um das entsprechende Impulsansprechverhalten zu erhalten. Dieses wird akausal sein, aber exponentielle Flankenabfälle mit Zeitumkehr enthalten, die bei einer vernünftigen Rate abklingen, so dass ein verfügbares Voransprechen von etwa 0,25 s angemessen ist.
Ein Nachteil dieser Technik ist, dass alle Koeffizienten des Transversalfilters jedesmal, wenn der Benutzer einen neuen K-Wert anfordert, erneut berechnet werden müssen, und dies macht "kontinuierliche" Handeinstellung mit einem Knopf sehr schwierig.
Um diese Schwierigkeit zu überwinden, kann man Kmax, den wahrscheinlich benötigten maximalen Wert von K, bestimmen, ein entsprechendes akausales Ansprechverhalten als Transversalfilter 62a implementieren, dann die unerwünschte Phasenverschiebung entsprechend Kmax - K mittels eines kausalen Allpassfilters 62b wegsubtrahieren, der rekursiv implementiert und leicht angepasst werden kann. Der Transversalfilter 62a implementiert Bn(Kmax/(2s)/Bn(-Kmax/(25)) (akausal Allpass) und der rekursive Allpassfilter 62b implementiert Bn(-(Kmax - K)/(2s))/Bn((Kmax - K)/(25)) (kausal).
Diese Struktur ist schematisch in Fig. 19 dargestellt; die Transversalfilterkoeffizienten werden in der Praxis vorbe stimmt und bilden Teil des Filters 5, während die Koeffizienten des kausalen unendlichen Impulsantwortfilters (typischerweise ein Filter dritter Ordnung) schnell vom Koeffizientenrechner 6 in Echtzeit berechnet werden, in Reaktion auf Veränderung im Wert von K, der als Steuersignal von einem vom Hörer betätigten Phasensteuerknopf gegeben ist. Fig. 20 stellt die Anordnung des Phasensteuerfilters 62 in der Ausführungsform von Fig. 12 dar. Es ist anzumerken, dass in diesem Fall, der Verzögerungsweg 57 explizit erforderlich ist.
Verschiedene voreingestellte Kmax-Werte können zugeführt werden, was es dem Benutzer ermöglicht, verschiedene Korrekturbereiche auszuwählen.
Wie oben angegeben ist es bevorzugt, dass die Phasenantwort des Kompensationsfilters in den Mittel- und Bassfrequenzbereichen invers proportional zur Frequenz sein sollte. Abweichungen von dieser Proportionalität sind jedoch akzeptabel. In der Tat ist die Phasenantwort von Lautsprechern im Bassbereich allgemein nicht exakt proportional zu 1/f, sondern weicht oft von der exakten Proportionalität durch einen Phasenwinkel von ein paar Graden ab, so dass entsprechende Schwankungen in der Korrektur des Filters nicht von Bedeutung sind.
Es kann auch aus anderen Gründen wünschenswert sein, einen Filter vorzusehen, der die invers proportionale Phasenantwort annähert, aber Auslenkungen oder Wellungen davon aufweist. Beispielsweise ist es, wie später diskutiert wird, in vielen Anwendungen (wie einer audiovisuellen Wiedergabe, wo Synchronisation mit einem Videosignal eingehalten werden muss) wünschenswert, lange Verzögerungen in der Audiowiedergabekette zu vermeiden. Um die Phasenantwort des Filters auf eine gute Annäherung an das gewünschte invers proportionale Frequenz verhältnis jedoch präzise zu spezifizieren, ist eine grosse Anzahl von Filterstufen erforderlich und daher, weil der Phasenkorrekturfilter akausal ist, ein langes Voransprechen und entsprechende Filterverzögerung, vielleicht bis zu einigen hundert Millisekunden. Dementsprechend wird in einer Ausführungsform der Erfindung in Anwendungen (wie audiovisuellen Wiedergaben), wo es wünschenswert ist, lange Verzögerungen zu vermeiden, ein Filter vorgesehen, der von der Proportionalität abweicht, aber ein geringeres Filtervoransprechen und damit Verzögerung aufweist.
Eine besonders bevorzugte Art eines solchen Filters weist eine Phasenantwort auf, die inverse Proportionalität zur Frequenz über die mittleren Bassfrequenzbereiche eng annähert, aber in progressiv zunehmenden Abweichungen bei progressiv niedrigeren Frequenzen davon abweicht; der Filter ist auf diese Weise über den Audiobereich linear, wo Bassphasenfehler besonders spürbar sind (um 200 oder 300 Hz).
Nun wird einige Diskussion der geeigneten Filter und ihrer Ableitung gegeben.
Ein Beispiel eines Phasenkompensations- oder -korrekturfilters besitzt das Ansprechverhalten (g - z)/(1 - gz), wo wie üblich, z&supmin;¹ die Einheitswertabtastverzögerung angibt. Dieser Filter definiert ein akausales Allpassnetzwerk, wenn die Grössenordnung von g weniger als 1 beträgt, und sein Phasenverhalten kompensiert die Phasenantwort eines Lautsprechers von beispielsweise einer Niederfrequenzdämpfung bei 12 dB pro Oktave unterhalb ihrer Bassgrenzfrequenz und eine Phasenantwort entsprechend der des Allpassfilters (g - z&supmin;¹)/(1 - gz&supmin;¹).
Dieser Korrekturfilter kann mit einer Impulsantwort einer realistischen Länge implementiert werden, wenn Impulsantwortterme bei einem ausreichend niedrigen Niveau (beispiels weise unter -100 dB) weggelassen werden. Wo diese Zahl genommen wird, beträgt die Voransprechlänge des Filters 11,5/(1 - g) Abtastungen.
Die Phasenantwort des akausalen Filters (g - z)/(1 - gz) ist bei Frequenzen über der Abschneidefrequenz des Lautsprechers nicht exakt invers proportional zu 1/f. Für g mit einem Wert sehr nahe 1 nähert sich die Phasenantwort des akausalen Phasenkompensationsfilters der von -(1 + jwτ)/(1 - jwτ), wo w die Winkelfrequenz und τ die Zeitkonstante (gleich 1/(1 - g) Abtastungen) des Filters ist, der eine Phasenantwort, bei Winkelfrequenz w von 2cot&supmin;¹ (wτ) = 2wτ (Winkelgrad im Bogenmass), bei höheren Frequenzen aufweist. Für wτ = 1 jedoch 2 cot&supmin;¹(1) = 2π/4 = 1,57 Winkelgrad bzw. Radiant, was vom Idealwert 2/wτ um 0,43 Winkelgrad abweicht. Für wτ = 2, 2cot&supmin;¹(wτ) - 2/wt = -0,073 Winkelgrad = -4,17º. Auf diese Weise beträgt die Abweichung vom idealen inversen Frequenzgesetz weniger als 0,1 Winkelgrad über ungefähr die doppelte Abschneidefrequenz des Lautsprechers (typischerweise über etwa 70 Hz), wobei die Abweichung schnell mit zunehmender Frequenz abnimmt.
Obwohl der akausale Phasenkompensationsfilter (g - z)/(1 - gz) ein kürzeres Voransprechen (von 11,5 τ) aufweist als Filter, die eine Phasenantwort proportional zu 1/f exakter kompensieren, ist es auch möglich, ausgefeiltere akausale Phasenkompensationsfilter zu verwenden, mit einem noch kürzeren Voransprechverhalten von etwa 3τ oder 4τ (typischerweise entsprechend einem Voransprechverhalten von etwa 10 oder 15 ms für eine Lautsprecherabschneidefrequenz von 50 Hz).
In Fig. 37a entspricht die Impulsantwort des oben beschriebenen Bassphasenkorrekturfilters allgemein einer zeitumgekehrten Version des Allpassteils (d. h. nur Phasenteils) des oben beschriebenen Besselkorrekturfilters, und weist daher die allgemeine Form eines Exponentialeingriffs unendlicher Länge vor dem "t = 0" oder Hauptterm der Impulsantwort auf. Abschneiden dieses unendlichen Voransprechverhaltens führt zu Wellungen in der Phasenantwort, führt aber auch zu Wellungen bzw. Brummen in der Amplitudenantwort, so dass der Filter nicht länger ein Allpassfilter ist. Wie oben angegeben ist jedoch Abschneiden von Termen äusserst geringer Grösse allgemein akustisch akzeptabel.
In der Technik wird jedoch ein neues Verfahren zum Abschneiden des Voransprechverhaltens eines Allpasskorrekturfilters dieser Art zur Verfügung gestellt, während seine Amplitudenantwort noch intakt bleibt. Dies ermöglicht die Verwirklichung eines Filters mit einer kürzeren Hauptverzögerung (d. h. Voransprechverhalten). Dies wird erreicht durch Verwenden eines Filters, der einer Kaskade der oben beschriebenen Filter und einem weiteren Allpassfilter entspricht, der die Wirkung besitzt, das Voransprechverhalten abzuschneiden; da beide Filter Allpassfilter sind, muss auch der Filter der ihrer Kaskade entspricht, Allpassfilter sein und damit wird Verzerrung der Amplitudenantwort vermieden.
Ein erstes, relativ rohes, Verfahren dies zu tun, verwendet einen kausalen Allpassabschnittsfilter wie folgt:
(g - z)(1 - gnzn)z-n/(1 - gz)(1 - gnz-n) = (z-n - gn)(g - z)/(1 - gnz-n)/(1 - gz)
wo der Wert von n so ausgewählt ist, dass gn klein ist (sagen wir < 0,1) der Term (1 - gnzn) durch den Term (1 - gZ) in Faktoren zerlegbar ist, wobei einfache Arithmetik verwendet wird, so dass die kombinierte Filterantwort ist:
z-n(g - z)(1 + gz + g²z² + ..... + gn-1zn-1)/(1 - gnz-n)
In diesem Filter ist der Nenner kausal und ebenso der Zähler. Die Impulsantwort dieses Filters ist in Fig. 37b angegeben und das Voransprechverhalten ist auf n Abtastungen abgeschnitten zu sehen. Als Folge des Abschneidens werden in einem Abstand angeordnete Komponenten niedrigen Niveaus in das Nachansprechverhalten eingeführt; diese machen den Nachansprechbereich der Impulsantwort beträchtlich länger, dehnen die Verzögerung des Filters dabei aber nicht aus (was durch das Voransprechverhalten diktiert ist) und können in der Praxis leicht verwirklicht werden, indem eine einfache rekursive Filterstruktur verwendet wird.
Der Faktor (z - n - gn)/(1 - gnz-n) = z-n (1 - gnzn)/(1 - gnz-n) erzeugt eine gesamte Zeitverzögerung z - n von n Abtastungen, plus Phasenabweichungen der Grössenordnung von ± 2gn Winkelgraden für kleine Werte von n, da der Zähler und Nenner beide einen Fehler von bis zu ±gn Winkelgraden aufweisen können.
Eine bevorzugte Implementierung dieses Filters ergibt einen endlichen Impulsantwortfilter zum Implementieren des Zählers (wobei die zur Verwirklichung des Voransprechverhaltens nötige Hauptverzögerung erreicht wird) und einen rekursiven Filter zur Verwirklichung des Nenners, wobei die beiden Filter als Kaskade in Serie vorhanden sind; wie oben beschrieben können die rekursiven Filterkoeffizienten bei der Benutzung variiert werden, um die Phasenkorrektur zu verändern.
Während diese Technik zum Reduzieren des Voransprechverhaltens dies vornimmt, ohne die Amplitudenantwort des Filters zu ändern, kann in einigen Anwendungen die scharfe Stufe in der Impulsantwort, wie an anderer Stelle in diesem Patent angegeben, psychoakustisch hörbar sein. Dementsprechend wird nun eine besonders bevorzugte Ausführungsform beschrieben, die dies vermeidet.
In Fig. 37c kann ein sanfter Übergang in der Impulsantwort zwischen dem Wert bei einer Abtastung -n der Antwort von Fig. 37a und 0 bei einer Abtastung -(m + n) durch Mittelwertbildung der n + 1 Impulsantworten erzeugt werden, die denen entsprechen, die durch Abschneiden der Impulsantworten von Fig. 37a erzeugt werden durch Multiplizieren mit einem Abschneideallpassfilter des obigen Typs, bei dem n durch (n + i) ersetzt ist, wo i jede ganze Zahl von 0 bis m sein kann. Es wäre im Prinzip möglich, eine Bank von Filtern zur Verfügung zu stellen, deren jeder die Impulsantwort bei einem Wert eine Abtastung weiter als die anderen, zwischen (-n) und -(n + n) abschneidet und Summieren ihrer Ausgaben. Derselbe Effekt kann jedoch erreicht werden durch Verwendung eines komplexeren kausalen Allpassabschneidefilters:
Die Koeffizienten aj sind zum Summieren auf den Einheitswert normalisiert, so dass der Zähler durch (1 - gz) teilbar ist; in einem Beispiel sind alle Werte von aj gleich 1/(m + 1), was im Voransprechverhalten einen sanften Eingriff ergibt, wie es in Fig. 37c dargestellt ist.
In diesem besonderen Beispiel ist die resultierende Phasenwelligkeit bedingt durch den Faktor:
und nimmt folglich mit der Frequenz ab.
Im allgemeinen wird gefunden, dass akausale Phasenkompensation akzeptabel von der Proportionalität zu 1/f im Audioband abweichen kann, wenn die Abweichung weniger als ungefähr 0,1 Winkelgrad über einer Frequenz entsprechend ungefähr der doppelten Lautsprecherbassabschneidefrequenz beträgt, und wenn die Phasenabweichung in zunehmender Frequenz f schneller abnimmt als 1/f (oder allgemein einer Konstante mal 1/f).
In Fig. 37c können in der Praxis die Werte von n und m so ausgewählt werden, dass m = n/2 oder in dem Bereich liegen, so dass sich ein ziemlich schnelles, aber sanftes Abklingen in der Impulsantwort ergibt. Die Auswahl der Werte von g, n und m ist teilweise bestimmt durch die maximal akzeptable Verzögerung (n + m) und teilweise durch die maximal akzeptable Phasenwelligkeit. Unter Berücksichtigung, dass τ, die Zeitkonstante des akausalen Allpassfilters, dessen Voransprechverhalten abgeschnitten werden soll, (gezeigt in Fig. 37a) gleich 1/(1 - g) ist, wenn beispielsweise gn = 0,05 ist, dann ist n + m = 4,5 τ.
Die oben beschriebene Technik, nach der zuerst ein Filter mit einer bestimmten Amplituden- und Phasenantwort genommen wird und die eine Impulsantwort mit einem wesentlichen Voransprechverhalten zeigt, und dann daraus ein zweiter Filter mit einem abgekürzten Voransprechverhalten erzeugt wird, der aber dieselbe Amplitudenantwort zeigt (auf Kosten einiger Phasenverzerrung), wobei der erste Filter mit einem kausalen Allpassnetzwerk multipliziert wird, kann auf andere Probleme als die im Zusammenhang mit Lautsprecherkompensation beschriebenen ausgedehnt werden. Im allgemeinen umfasst die erfindungsgemässe Technik hierzu vorzusehen, dass der Zähler des Abschneideallpassfilters derart ist, dass er exakt durch den Nenner des ersten Filters der Impulsantwort in Faktoren zerlegt werden kann, für den ein Abschneiden gewünscht ist. Dies kann allgemein ausgedrückt werden als:
wo Pk und Qn+m Polynome der Grade k bzw. n + m sind. Der erste Faktor ist ein zeitumgekehrter (und damit akausaler) Allpass kter Ordnung, dessen Phasenantwort so ausgelegt ist, dass sie im Audioband oberhalb der Lautsprecherabschneidefrequenz weitgehend proportional zu 1/f ist, und der zweite Faktor ist ein kausales Allpassnetzwerk (n+m)ter Ordnung, dessen Antwort einen Amplitudenimpuls nahe dem Einheitswert plus Vor- und Nachansprechflankenabfälle relativ niedrigen Niveaus, so dass Pk(z&supmin;¹)Qn+m(z)z-m-n exakt faktoriert. Im allgemeinen kann der erste Faktor (Pk(z)/(-z)Pk(z&supmin;¹) in k Terme der Form (gjz)/(1 - gjzj) (j = 1 bis k) faktoriert werden, wo gj ein komplexwertiger Faktor ist, und der zweite Faktor kann in k Terme der Form faktoriert werden:
für j = 1 bis k, wo für jedes j,
Σ l = 1
und wo n&sub1; + ..... nk = n
m&sub1; + ..... mk = m
wo n + m Abtastungen die gesamte Latenz oder das Voransprechverhalten des gesamten Produkts ist.
Auf diese Weise kann im allgemeinen eine komplexe akausale Allpassantwort kter Ordnung Pk(z)/(-z)kPk(z&supmin;¹) ihr Voransprechverhalten durch Multiplizieren mit einem Allpassfaktor abgeschnitten bekommen, das das Produkt von k kausalen Allpassfaktoren ist, deren jeder die Wirkung besitzt, einen der k Faktoren erster Ordnung von (13) der Allpassantworten kter Ordnung abzuschneiden.
Eine solche modifizierte Allpasskompensation, mit einem begrenzten Voransprechverhalten und Latenz, weicht von der idealen Phasenantwort proportional zu 1/f in einem begrenzten Masse ab, behält aber noch die wesentlichen Vorteile einer Phasenkompensation proportional zu 1/f.
Durch Reduzieren des Voransprechverhaltens und damit der Latenz auf eine Zahl bevorzugt unter 50 ms, kann der Effekt der Zeitverzögerungen, die einen Verlust an Synchronisation zwischen Schall und einem zugehörigen Bild verursachen, minimiert werden, ohne einen Bildspeicher oder ähnliche Zeitverzögerungen für das Bild zu verwenden. Ebenso kann in Studioüberwachungsanwendungen der Effekt einer Modifikation eines Tons ohne übermässige Zeitverzögerung zwischen Einstellen einer Steuerung und Hören ihrer Wirkung gehört werden.

Filterleistungsbegrenzer

Es ist von beträchtlicher Bedeutung, dass es unmöglich sein sollte, dass der Filter 5 Bassfrequenzen auf einen Wert verstärkt, bei dem sie einen Lautsprecher überlasten und schliesslich beschädigen können. Um zu gewährleisten, dass dies unmöglich ist, umfasst eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung eine Leistungsbegrenzungsstufe 63 nach dem Filter 5. Wo ein separater Niederfrequenzentzerrfilter 55 vorgesehen ist, wie in Fig. 20 gezeigt, ist der Begrenzer 63 nach dem Filter 55 vorgesehen.
In Fig. 21 wirkt der Begrenzer 63 als variabler Verstärker im gefilterten Signalweg, wobei die Verstärkung für akzeptable Signalamplituden dem Einheitswert entspricht. Für Signalamplituden, die jenseits eines bestimmten maximalen Schwellenwerts als unakzeptabel angesehen werden, ist die Verstärkung derart, dass das Signal gedämpft wird. Der Begrenzer könnte nur eine Begrenzungsanordnung umfassen, aber es ist bevorzugt, eine Übertragungscharakteristik der in Fig. 21 gezeigten Form vorzusehen, mit einer Einheitswertverstärkung und einem sanften Übergang über einem ersten Schwellenwert T1 zu einer flachen Charakteristik an einem zweiten Schwellenwert T2. Dies reduziert die Nichtakzeptierbarkeit der durch den Begrenzer 63 eingeführten Verzerrung.
Statt einen Begrenzer zu verwenden, der auf den momentanen Wert des Signals anspricht, kann eine variable Verstärkersteuerungsschaltung eingesetzt werden, die auf den Signalumhüllungswert anspricht, was eine geringere Verzerrung ergibt.

Testsignal

Nun wird der Betrieb des Testsignalgenerators 8 in der diesbezüglichen Technik diskutiert. Im Prinzip kann der Testsignalgenerator 8 jede Art von Signal erzeugen, das ein bestimmtes Ansprechverhalten oder eine bestimmte Übertragungsfunktion aufweist, und das am Mikrophon 7 gemessene Ansprechverhalten kann durch die Signalantwort geteilt werden, so dass sich eine Antwort des Lautsprecher-/Raumweges ergibt. Die Bearbeitung ist jedoch natürlich viel einfacher, wenn die Antwort des vom Testsignalgenerator 8 erzeugten Signals einheitlich ist, d. h. über das Frequenzspektrum gleichmässig verteilt ist.
Bei Betrachtung des Problems in der Zeitdomäne ist das einfachste Testsignal ein einzelner Impuls; dies ermöglicht, dass die Impulsantwort des Signalweges direkt gemessen werden kann. Da jedoch die Auswirkung des Weges derart ist, dass die Energie des Impulses über eine beträchtliche Zeit verteilt wird (bis zu einigen Sekunden), muss die Amplitude des Testimpulses extrem hoch sein, was mit realen Verstärkern und Lautsprechern nicht wünschenswert ist. Es wurden alternative Testsignale entwickelt, die grössere Energie besitzen, aber ein ähnliches Frequenzspektrum; es sind einerseits verschiedene Arten von pseudo-statistischen Sequenzen bekannt, und andererseits ist es bekannt, ein sogenanntes "Trillersignal" zu verwenden, das ein kontinuierliches Signal mit linear ansteigender Frequenz umfasst, der allgemeinen Form cos/sin(2 π Kt²), wie es in Fig. 22a und 22b gezeigt ist. Zum Zeitpunkt t beträgt die momentane Frequenz des Signals 2K.
Weil die Nachhallperiode des Raums lang sein kann ist es notwendig, eine Absetzperiode abzuwarten, nachdem der Frequenzschub beendet ist, um sicherzustellen, dass die Raumantwort abgeklungen ist, bevor mit einem zweiten Schub begonnen wird. Typischerweise kann die Warteperiode bis zu siebenmal die Länge der Frequenzschubperiode ausmachen. Dieses diskrete Frequenzschubsignal ist daher nicht ideal, da beträchtliche Zeit vergeudet wird oder anders gesehen, die Energie des Signals wieder über eine lange Periode verteilt wird.
Eine Alternative zu einem diskreten Frequenzschub wäre, ein Signal vorzusehen, das in der Frequenz kontinuierlich auf und dann wieder ab läuft, wie es in Fig. 22c gezeigt ist. Ein einfaches Verfahren hierfür ist die Verwendung eines kontinuierlich zunehmenden Frequenzschubs der Form cos (oder sin) (πt²/n), in einem abgetasteten System, wo Zeit in Einheitsstufen abgetastet wird. Es tritt Verfälschung (aliasing) auf, beginnend bei t = n/2, wonach die momentane Frequenz wieder abfällt, bis sie bei t = n null erreicht, wie es in Fig. 22d gezeigt ist.
Ein Problem mit jeder dieser Arten von Trillertestsignal ist, dass um die komplexe Fouriertransformation abzuleiten, die für eine vollständige Amplituden- und Phasenbeschreibung der Systemantwort erforderlich ist, es nötig ist, ein komplexes Testsignal eπit2/n zu erzeugen. Leider ist dies physikalisch nicht möglich; man muss entweder ein Sinus- oder Cosinussignal verwenden und das gemessene Ansprechverhalten entsprechend bearbeiten.
Bevorzugt erzeugt deshalb der Testsignalgenerator in einem Aspekt ein Testsignal der Form cos (oder sin) (πt²/n + πt/2n) wie es in Fig. 22e und 22f gezeigt ist. Es ist leicht zu zeigen, dass bei t = 0 dieses Signal eine Frequenz von 1/4n und eine Phase von null aufweist. Bei t = n ist die Frequenz wiederum 1/4n, aber die Phase ist π/2. Allgemein sind die zweiten n Abtastungen eine Wiederholung der ersten, aber mit einer Phasenverschiebung von 90º, und die dritten Abtastungen sind eine Wiederholung der ersten, aber mit einer Phasenverschiebung von 180º. Der vierte Block weist eine Phasenverschiebung von 270º auf und der fünfte Block von n Abtastungen wiederholt die ersten.
Dieses Testsignal ergibt deshalb zwei Quadraturkomponenten (d. h. sinus und cosinus), von denen das komplexe Fourierspektrum reproduziert werden kann, erreicht dies aber ohne Diskontinuität, so dass es unnötig ist, abzuwarten, bis zwischen zwei Quadraturkomponenten Nachhallungen abgeklungen sind.
Ein weiterer Vorteil ist, dass weil das Signal über den dritten Block von n Abtastungen die phasenumgekehrte Version des Signals über den ersten Block von n Abtastungen darstellt, ein Subtrahieren der entsprechenden Blocks von gemessenen Signalabtastungen den Wert der gemessenen Signalkomponenten verdoppelt, aber alle Nichtlinearitäten zweiter Ordnung (erzeugt beispielsweise durch Lautsprecherüberlastung bei niederen Frequenzen, bedingt durch Schwingspulenwanderung ausserhalb des Magnetspalts oder Rektifikationseffekte) werden ausgelöscht. Es ist auch demonstrierbar, dass durch ähnliche Bearbeitung Auswirkungen von harmonischen Verzerrungen bzw. Klirrverzerrungen der dritten und vierten Ordnung reduziert werden können.
Im allgemeinen können die Auswirkungen der Klirrverzerrungen höherer Ordnung reduziert werden unter Verwendung eines Testsignals der Form:
cos(πt²/n + 2πt/qn + φ),
wo φ eine konstante Phasenabweichung ist und q die Ordnung des auszulöschenden Obertons, und Anwenden geeigneter Bearbeitung auf das empfangene Signal. Noch allgemeiner kann der Term 1/q ersetzt werden durch p/q, wo p und q relativ teilerfremde ganze Zahlen sind.
Ein alternatives Signal mit einer ähnlichen Wirkung weist die Form cos (πt²*m/n) auf, wo m eine ganze Zahl relativ teilerfremd zu n ist. Angenommen zum Beispiel, n = 1024 und m = 5, so ist die Frequenzzunahmerate fünfmal so schnell wie die des Signals in den Fig. 22a und 22b. Bei t = 0 beträgt die Signalfrequenz null, aber weil m nicht durch n teilbar ist, tritt der nächste Punkt, an dem das Signal null durchläuft nach einer nicht ganzzahligen Anzahl von Abtastungen auf (204,8). Selbst Interpolieren zwischen Abtastpunkt 204 und 205 bringt die Phase nicht auf null zurück. Obwohl die Frequenz sich nach 204,8 Abtastungen zu wiederholen scheint, wiederholt sich die Phase erst nach 1024 Abtastungen. Weil im Vergleich zum Fall der Fig. 22a die niedere Frequenzenergie des Signals über die Zeit verteilt ist, tritt weniger nichtlineare Verzerrung bei niederer Frequenz auf.
Besonders nützliche Werte von m/n sind die, die am weitesten von einfachen Verhältnissen entfernt sind (mit anderen Worten in hohem Masse unvergleichlich bzw. inkommensurabel); der sogenannte "goldene Schnitt" ist ein Beispiel eines solchen Verhältnisses, und andere werden aus aufeinanderfolgenden Termen einer Fibonacci-Serie erhalten. Solche Verhältnise führen zu einem Testsignal, das die Eigenschaften eines pseudo-statistischen Signals annähert, das das oben genannte nichtlineare Verzerrungsproblem minimiert.
In Fig. 23 ist eine Art, einen Testsignalgenerator 8 zur Verfügung zu stellen, die in digitaler Form gespeicherten aufeinanderfolgenden Signalwerte, die als aufeinanderfolgende Zeitabtastungen ausgegeben werden sollen, in aufeinanderfolgenden Adressen eines Lesespeichers (ROM, read only memory) 8a vorzusehen. Der Datenbus des ROM 8a ist mit dem digitalen Ausgabebus des Signalgenerators 8 verbunden, und auf den Adressenbus des ROM 8a wird vom Ausgang einer Vorwärtszählerschaltung 8b zugegriffen, die vom Systemtaktgeber 8c getaktet wird, so dass auf zunehmend höhere Adressen im ROM 8a zugegriffen wird. Es ist in der Praxis nicht nötig, die Zählerschaltung 8b und den Taktgeber 8c als getrennte Schaltkreiskomponenten vorzusehen; sie bilden bevorzugt einen Teil eines geeigneten digitalen Prozessors, wie der der digitales Filtern vornimmt, wobei er unter einem geeigneten gespeicherten Programm arbeitet. In ähnlicher Weise kann der ROM 8a einen abgetrennten Teil einer Allzweckspeichereinrichtung im Gerät bilden.
Die obigen Arten von Testsignal sind Beispiele eines allgemeineren Typs von Testsignal. Bei den obigen Testsignalen wird ein Signal erzeugt, das eine periodisch variierende Frequenz und eine periodische Phase aufweist, und die Phasenwiederholungsperiode übersteigt die Frequenzwiederholungsperiode, so dass der Koeffizientenrechner 6 auf zahlreiche gemessene Signalteile Bezug nehmen kann, die entsprechende Frequenzinformationen enthalten, aber um bestimmte Phaseninkremente gegeneinander verschoben sind. Es ist klar, dass es in der Tat keine Notwendigkeit gibt, dass das Signal eine periodisch variierende Frequenz aufweist, vorausgesetzt das Signal ist breitbandig (d. h. umfasst Frequenzkomponenten über den interessierenden Bereich) und wird periodisch wiederholt; die obigen Trillersignale sind spezielle Fälle dieser allgemeinen Klasse von Signalen.
In den Fig. 38 und 39 umfasst der Generator 8 dementsprechend in diesem Aspekt Mittel 8d zum Erzeugen eines Referenztestsignals, das breitbandig ist und Mittel 8e zum Erzeugen einer zeitabhängigen Phasenverschiebung des Testsignals 8d. Die Mittel 8d, 8e können natürlich durch eine einzige Verweis-oder Nachschlagetabelle ausgebildet sein, die aufeinanderfolgende Werte des phasenverschobenen Referenzsignals verkörpert, wie es in Fig. 23 vorgesehen ist.
Das vom Signalgenerator 8d erzeugte Referenztestsignal kann wie oben angegeben ein Trillersignal sein (d. h. ein Signal mit einer periodisch variierenden Frequenz), oder es kann ein Signal mit Gauss-Verteilung oder ein anderes Signal weissen Rauschens sein, oder es kann ein einzelner Impuls sein; ausserdem könnte es, obwohl diese Beispiele alle relativ konstante Amplitudenfrequenzkomponenten aufweisen, ein beliebiges anderes Signal sein, vorausgesetzt, dass es Frequenzkomponenten bekannter Amplituden über das Frequenzband enthält, in dem der Rechner 6 arbeiten soll. Der Referenzsignalgenerator 8d kann eine digitale oder analoge Ausgabe produzieren.
In Fig. 39 kann der Phasenverschieber 8e Mittel 8f, 8g umfassen, um ein Paar Signale zu erzeugen, die einen Phasenwinkel von 90 Grad dazwischen aufweisen, und Mittel (8h, 8i, 8j) zur Durchführung einer zeitvariablen Rotationstransformation der Signale durch Multiplizieren des einen mit einem zeitvariablen Sinusterm und des anderen mit einem entsprechenden zeitvariablen Cosinusterm und Summieren der beiden bei einer Addiereinrichtung 8j. Es ist üblicherweise zweckmässig, dass der konstante Phasenterm "θ" 0 beträgt, so dass eines der von den Mitteln 8f, 8g erzeugten Signale dem ursprünglichen Signal vom Signalgenerator 8d entspricht.
Wenn das Signal vom Signalgenerator 8d ein analoges Signal umfasst, können die Mittel 8f, 8g ein Paar analoger Phasenverschiebungsnetzwerke umfassen mit zueinander in Quadratur stehenden Ausgängen; solche Netzwerke weisen allgemein eine Frequenzabhängigkeit auf, was von einem Umkehrphasenverschieber 6a behandelt (umgekehrt) wird.
Wenn die Ausgabe des Signalgenerators 8d eine Serie von digitalen Abtastungen umfasst und der Signalgenerator 8 einen Speicher aufweist, der so dimensioniert ist, dass er Abtastungen für eine Periode des Referenzsignals enthält, kann das Phasenverschiebungsmittel 8f digitale Mittel zur Durchführung einer Hilberttransformation umfassen, um das phasenverschobene Signal deraus zu erzeugen.
In Fig. 40 kann der Umkehrphasenverschieber 6a Mittel 6d, 6e zum Erzeugen von ein paar Ausgabesignalen in Quadratur aufweisen; wie beim Phasenschieber 8e kann eines der Outputsignale dem vom getesteten System empfangenen Signal entsprechen oder alternativ kann eine konstante Phasenverschiebung θ vorhanden sein, die beiden Ausgaben gemeinsam ist (die nicht dieselbe wie die konstante Phasenverschiebung sein müssen, falls überhaupt, die von den Mitteln 8g, 8f im Phasenschieber 8e eingeführt sind).
Der Umkehrphasenverschieber 6a umfasst zweckmässigerweise Mittel 6f, 6g zum Ausbilden von ein paar quadraturphasenverschobenen Outputsignalen, die den äquivalenten Mittel 8f, 8g entsprechen, die im Signalgenerator 8 eingesetzt sind, und Cosinus- und Sinusgeneratoren 6h-6k, durch die die Ausgaben der Phasenverschiebungsmittel 6f, 6g multipliziert werden, um als Ausgaben 6d, 6e ein paar orthogonal umkehrphasenverschobener Signale mit Phasenverschiebungen (-φ(t)), (90-φ(t)) zu erzeugen.
Die Sinus- und Cosinusfunktionsgeneratoren 8h, 81, 6h-6k können alle zweckmässigerweise als Nachschlagetabellen vorgesehen sein, die von einem Taktsignal wie in Fig. 23 gezeigt adressiert werden, um zeitvariable digitale Ausgabesignale zu produzieren, die dann mit den Signalen von den Phasenverschiebungsmitteln 6f, 6g oder 8f, 8g multipliziert werden.
Ein Mittelwertbilder 6b umfasst Mittel zum Speichern von Signalabtastungen vom Umkehrphasenverschieber 6a, die einer vollständigen Wiederholungsperiode des Referenzsignals entsprechen, das vom Signalgenerator 8d erzeugt ist. In Fig. 39 wird dann, nachdem ein vollständiger Zyklus oder Periode des Referenzsignals auf des getestete System aufgebracht wurde, mindestens eine weitere solche Periode erzeugt; obwohl das vom Signalgenerator 8d erzeugte Referenzsignal dasselbe ist, weist es eine andere Phasenverschiebung auf, was durch den Phasenverschieber 8e bedingt ist. Die der zweiten Periode entsprechenden Abtastungen und so viele weitere Perioden wie erforderlich werden dann gleichermassen vom Mittelwertbilder 6b gespeichert.
Sobald die erforderliche Anzahl von Perioden des Referenzsignals erfolgt sind, werden die entsprechenden Abtastungen in jedem gespeicherten Teil gemittelt, um einen gemittelten Speicheranteil auszubilden. Beispielsweise kann die erste gespeicherte Abtastung von der ersten gespeicherten Periode des Referenzsignals zur ersten gespeicherten Abtastung für die zweite gespeicherte Periode des Referenzsignals hinzuaddiert werden und zur ersten gespeicherten Abtastung für jede weitere gespeicherte Periode, um einen arithmetischen Mittelwert über verschiedene Phasenverschiebungen für den Rest des Referenzsignalzyklus von die zeitgerichteten Abtastungen der ersten, zweiten und weiteren gespeicherten Teile abzuleiten.
Es kann in der Tat zweckmässig sein, einen laufenden Mittelwert oder eine Summe zu bilden, indem jede umkehrphasenverschobene Abtastung zu einem entsprechenden gespeicherten Wert aus früheren Referenzsignalperioden hinzugezählt wird, so dass der Mittelwertbilder 6b nur Speichermittel enthalten muss, die so dimensioniert sind, dass sie Abtastungen für einen einzigen Referenzsignalzyklus beinhalten. Gleichermassen können jedoch andere Arten von Mittelwerten als arithmetische Mittel verwendet werden.
In einem besonderen Aspekt der diesbezüglichen Technik wird die Funktion φ(t) so ausgewählt, dass die Phasenverschiebung sich nach einer ganzzahligen Anzahl von Zyklen des Referenzsignals wiederholt, das vom Referenzsignalgenerator 8d erzeugt ist; wo die Phase nach einer Anzahl q von Zyklen zurückkehrt zu ihrem Ursprungswert, so dass φ = A + 2πpt/nq, ist der Testsignalgenerator 6 so angeordnet, dass er q Zyklen erzeugt (oder ein ganzzahliges Vielfaches davon) und der Mittelwertbilder 6b ist so angeordnet, dass er Sequenzen von gemittelten Abtastwerten aus einer entsprechenden Anzahl von Zyklen erzeugt.
Es ist daher zu sehen, dass jede vom Mittelwertbilder 6b erzeugte gemittelte Abtastung einem entsprechenden Punkt im Referenzsignal entspricht, das das getestete System durchlaufen hat, gemittelt über Phasenverschiebungen von φ, φ + 2π/q, φ + 4π/q ... φ + 2πr/q.
Es kann gezeigt werden, dass dies Obertöne zweiter und höherer Ordnung löscht, in exakt derselben Weise wie das oben beschriebene Frequenzdurchlauftrillersignal (das einen speziellen Fall dieses Aspekts der Erfindung darstellt).
Eine Erklärung wie diese günstige Verzerrungslöschung stattfindet, wird am leichtesten in der Frequenz- oder Fourierdomäne beschrieben. Wenn n = 1 Sekunde und q = 10, umfasst der Referenzsignaloutput vom Signalgenerator 8d, wie in Fig. 41a gezeigt, Obertöne bei 1 Hz, 2 Hz ... Fig. 41b zeigt dass, wenn die orthogonal phasenverschobenen Ausgaben der Phasenverschiebungsmittel 8f, 8g als reale und imaginäre Teile eines komplexen Signals betrachtet werden, ("analytisches Signal"), werden auf diese Weise die negativen Frequenzkomponenten des Liniensgektrums entfernt.
Da die vom Phasenverschieber 8e erzeugte Phasenverschiebung sich alle 10 Zyklen wiederholt (d. h. alle 10 Sekunden) und die durch Multiplikationen mit den Sinus- und Cosinuswerten, die von Sinus- und Cosinusmultiplikatoren 8h, 8i produziert sind, erzeugte Phasenverschiebung einen fortschreitenden Phasenvorlauf ergibt, entsprechen die zeitvarianten Phasenverschiebungen einem Frequenzversatz von 0,1 Hz. Wie in Fig. 41c gezeigt ist, ist die komplexe Outputphase der Sinus- und Cosinusmultiplikatoren daher ein phasenverschobenes Signal, mit nur positiven Frequenzkomponenten. Da jedoch die Sinus- und Cosinuskomponenten von der Addiereinrichtung 8j zusammenaddiert werden, so dass sie ein reales Ergebnis ergeben, ist das tatsächlich auf das getestete System aufgebrachte Signal, wie in Fig. 41d gezeigt, ein Signal mit positiven und negativen Frequenzkomponentenlinien bei Frequenzen von +/- (n + 0,1 Hz).
Wenn das getestete System Obertonverzerrungen in das Testsignal einbringt, ist das Ergebnis in Fig. 41e gezeigt; die Linie bei 0,1 Hz weist Obertöne bei 0,2 Hz und 0,3 Hz etc. auf; Die Linie bei 1,1 Hz ergibt Obertöne bei 2,2 Hz, 3,3 Hz, 4,4 Hz etc.; Die Linie bei 2,1 ergibt Obertöne bei 4,2 Hz, 6,3 Hz etc. und so weiter. Auf diese Weise ist zu sehen, dass der Effekt des Aufbringens einer Phasenverschiebung auf das Referenzsignal darin liegt, ein Signal zu erzeugen, in dem Linienspektrenkomponenten nicht länger harmonisch verbunden sind, so dass die durch Verzerrung eingebrachten Obertöne in der Frequenzdomäne vom Linienspektrum des Testsignals abgetrennt werden können.
Wenn in Fig. 41f zwei Quadraturoutputs 6d, 6e als die realen und imaginären Komponenten eines komplexen gemessenen Signals genommen werden, ist der Effekt wiederum, negative Frequenzkomponenten zu unterdrücken. Der Effekt der Umkehrphasenverschiebung ist hier, die Frequenzen aller Komponenten um 0,1 Hz herunterzuverschieben, so dass die Spektrallinien des Referenzsignals auf 0, 1, 2 ... Hz zurückkommen und die Verzerrungsobertöne nun bei 0,1, 0,2 ..., 2,1, 3,2 ... Hz etc. liegen. Schliesslich eliminiert das vom Mittelwertbilder 6c durchgeführte Verfahren alle Komponenten (z. B. die durch Verzerrung eingebrachten Obertöne) mit Ausnahme derer bei einem ganzzahligen Vielfachen von 1 Hz. Die gemittelten Signalabtastungen können dann verwendet werden, um die Inpulsantwort des getesteten Systems zu finden, auf dieselbe Weise wie es oben beschrieben ist, mit der Ausnahme, dass die Tatsache berücksichtigt werden muss, das der gemittelte Signal frequenzgehalt um 0,1 Hz in Bezug auf das dem getesteten System zugeführte Signal nach unten verschoben ist.
Wenn beispielsweise der Analysator 6c eine Fouriertransformation bei den gespeicherten gemittelten Signalabtastungen durchführt, werden die Signalwerte bei 0, 1, 2, 3 .. Hz durch Interpolation von den von der Transformation abgeleiteten Peaks erzeugt, die tatsächlich mit Testsignalfrequenzen von 0,1, 1,1, 2,1... Hz in Beziehung stehen.
Die auf diese Weise hergeleiteten Transformationskoeffizienten werden durch die (bekannten) Koeffizienten geteilt, die der Fouriertransformation des Referenzsignals entsprechen, um die Impulsantwort des Referenzsignals zu entfalten und das des getesteten Systems übrigzulassen.
Es können verschiedene weitere Modifikationen der oben beschriebenen Technik vorgenommen werden. Beispielsweise können, obwohl es bevorzugt ist, dass die Phasenvariation φ(t) mit der Zeit linear ist (oder mindestens monoton), andere Funktionen verwendet werden, obwohl weniger glatte Funktionen (beispielsweise mit Stufen) unweigerlich in gewissem Masse zur Erzeugung falscher Frequenzen führen.
Ferner muss die Phasenwiederholungsperiode nicht ein exaktes Vielfaches der Periode des Referenzsignals sein; wenn es dies nicht ist, dann wird der Mittelwertbilder 6b so angeordnet, dass er "ergodische" Mittelwertbildung über eine ausreichend grosse Anzahl von Referenzsignalwiederholungszyklen durchführt. Das Mittelwertbildungsmittel 6c ist in dieser Ausführungsform so angeordnet, dass es vor der Mittelwertbildung eine Fensterfunktion auf die Abtastungen anwendet, um jede Abtastung durch eine Fensterkonstante zu gewichten; die Form der Fensterfunktion ist bevorzugt derart ausgewählt, dass die Summe der auf die Abtastungen angewendeten Fensterkon stanten, die zusammen gemittelt werden, um eine einzige gemittelte Abtastung zu erzeugen, Einheitswert besitzt. Bei Betrachtung der empfangenen Signalabtastungen über die gesamte Vielzahl von Referenzsignalzyklen, ist die Form der Fensterfunktion bevorzugt eine sanfte Kurve, die sich an jedem Ende auf 0 verjüngt und zur Mitte auf ein Maximum ansteigt; ein Beispiel einer Fensterfunktion, die dies erfüllt, ist eine B-Spline höherer Ordnung (beispielsweise eine kubische Spline), mit Kurvenkontrollpunkten ("Knoten") in gleichem Abstand von n Abtastungen voneinander (wobei n die Anzahl der Referenzsignalwiederholungsperioden ist), die mit einer Rechteckfunktion gefaltet sind.
Statt die oben beschriebene Mittelwertbildung durchzuführen, wäre es im Prinzip möglich, die Verzerrungsobertöne durch Einsetzen eines Kammfilters oder dergleichen von den Testsignalobertönen abzutrennen.

Mehrlautsprechersysteme

In der vorstehenden Beschreibung wurde das Problem der Entzerrung eines Lautsprechers in einer akustischen Umgebung beschrieben. Derzeit stellen jedoch viele Audiowiedergabesysteme zwei Lautsprecher 1a, 1b, ob das Quellenmaterial auch in Stereo gegeben ist oder nicht, und es wurde vorgeschlagen, eine grössere Anzahl von Lautsprechern zu verwenden (beispielsweise quadrophonische Systeme, die vier Lautsprecher einsetzen), um das Schallbild zu verbessern.
Wenn ein separater Entzerrungsfilter für jeden Lautsprecher-/Akustikumgebungsweg hergeleitet wird, dann ist es wahrscheinlich, dass die gesamte Verzögerung in den Filtern derart differiert, dass der Schall von verschiedenen Lautsprechern in der kompensierten Zone zu unterschiedlichen Zeiten ankommt, was ein unerwünschtes Echo schafft und den Stereo effekt zerstört. Es ist daher eine Form von Entzerrung für jeden Lautsprecher wünschenswert, die die Entzerrung für andere Lautsprecher berücksichtigt.

Verzögerungsentzerrung

In der in den Fig. 24 und 25a gezeigten Technik wird dies durch Herleiten eines separaten Kompensationsfilters 5a, 5b für jeden Lautsprecher-/Umgebungsweg, wie oben, und Einführen reiner Verzögerungsstufen 70a, 70b in den Signalweg erreicht, die so berechnet sind, dass sie die Zeit der Ankunft der ersten Einschwingungen des Schalls von jedem Lautsprecher in der Kompensationszone ausrichten.
Das Berechnen einer solchen Verzögerung kann beispielsweise durch Bereitstellen eines separaten Testsignals von jedem Lautsprecher 1a, 1b und Zeitbestimmung der Verzögerung über jeden Weg zum Mikrophon 7 erfolgen; Berechnen der Zeitdifferenzen zwischen der längsten und der oder jeder kürzeren Zeit; und Bereitstellen einer Verzögerungsstufe 70a, 70b, die ihrer Zeitdifferenz entspricht, im Kompensationsfilter für den oder jeden Lautsprecher 1a, 1b, der eine kürzere Ankunftszeit ergab.
Da die Kompensation der akustischen Umgebung 2 nicht linearphasig ist, differiert die Gruppenlaufzeit mit der Akustiksignalfrequenz. Obwohl eine einzelne Verzögerungsstufe beim Wiederherstellen des Stereoeffekts einigermassen wirksam ist, ist das Problem nicht vollständig gelöst, weil, da die Kompensation der akustischen Umgebung 2 nicht linear in der Phase ist, die Gruppenlaufzeit mit der Signalfrequenz schwankt.
Für Stereosysteme ist es in starkem Masse bevorzugt, dass die Kompensationsstufe der akustischen Umgebung ein begrenztes Voransprechverhalten aufweisen sollte, da dies die Phasenantwort des gesamten Signalweges mit der Frequenz etwas mehr linear machen sollte und, da die Signalwege von zwei Lautsprechern weniger von einem idealen Ansprechverhalten abweichen, sind sie einander ähnlicher, als wenn eine minimale Phasenkompensation für die akustische Umgebung verwendet wird.
In einem alternativen und bevorzugt zusätzlichen Schritt sind die Verzögerungen 70a, 70b so angeordnet, dass sie eine Frequenzabhängigkeit aufweisen, so dass sie ungeachtet der Signalfrequenz im wesentlichen gleiche Ankunftszeiten für Signale von zwei Lautsprechern 1a, 1b aufweisen. Dies impliziert nicht, dass der Signalweg vom jedem Lautsprecher zur Hörerposition 3 selbst linearphasig ist; nur dass das Ausmass der Abweichung von der linearen Phase im wesentlichen für jeden Weg gleich ist.
Die Gruppenlaufzeit bzw. Gruppenverzögerung als Funktion der Frequenz kann einfach bestimmt werden, indem eine Vielzahl von Testsignalen unterschiedlicher Frequenzen durch die Kombination von Filter 5, Lautsprecher 1 und akustischer Umgebung 2 zum Mikrophon 7 geschickt wird, und die Laufzeit jedes Signals bei jeder Frequenz für jeden Lautsprecher gemessen wird. Alternativ kann ein Frequenzdurchlauftestsignal der oben diskutierten Art verwendet werden. Die Gruppenlaufzeit wird bevorzugt über relativ breite Frequenzintervalle abgeleitet; beispielsweise ein Gruppenlaufzeitwert für jedes 1/3 einer Oktave.
Nachdem die Gruppenlaufzeit bei einer Anzahl von Frequenzen für jeden Lautsprecher hergeleitet ist, werden die entsprechenden Verzögerungen für die Lautsprecher für jede Frequenz subtrahiert, so dass sich die Zwischenkanallaufzeit als eine Funktion der Frequenz ergibt. Der Filterrechner 6 berechnet dann die Parameter eines Allpassfilters mit einer Gruppenlaufzeit gegen die Frequenzantwort, um die Zwischenkanallaufzeit im wesentlichen zu entzerren und die Verzögerung 70a oder 70b wird durch einen Allpassfilter ersetzt, der dieses Verhalten zeigt.

Matrixkompensationsfilter

In Fig. 24 ist mit polyphonem Quellenmaterial (d. h. stereo) der gewünschte Effekt der, dass für den Kopf eines Menschen an einem Hörpunkt 3 in einer akustischen Umgebung jedes Ohr ein bestimmtes Mass an Signal vom jedem Lautsprecher 1a, 1b empfangen sollte, wobei der bestimmte Teil für das linke Ohr des linken Lautsprechers grösser sein sollte als der für das rechte Ohr und umgekehrt.
Das Vorhandensein einer akustischen Umgebung 2 kann jedoch die Anteile der Signale von den entsprechenden Lautsprechern, die jedes Ohr erreichen, durcheinanderbringen und auf diese Weise das vom Hörer wahrgenommene Stereotonbild. Dies kann kompensiert werden, indem zusätzlich zu den Kompensationsfiltern in jedem der Lautsprecherwege Filter 50a, 50b vorgesehen werden, die die beiden Lautsprecherwege verknüpfen, so dass für jeden Lautsprecher 1a, 1b ein gefilterter Anteil des Signals vom anderen Lautsprecherweg bereitgestellt wird, wie es in Fig. 26 gezeigt ist.
Es kann zweckmässig sein, die Filter 50a, 50b zum Filtern der Ausgaben der Filter 5a, 5b so zu positionieren, dass es nicht nötig ist, in die Filter 50, 50b wesentliche Elemente der Lautsprecherkorrektur einzubringen (wobei angenommen wird, dass die Lautsprecher 1a, 1b wie üblich angepasst sind). Das kombinierte Filtersystem 5a, 5b, 50a, 50b kann jedoch als ein Matrixfilter mit zwei Eingängen und zwei Ausgängen betrachtet werden.

Nachhallverminderung

Eine bekannte Technik zur Rauschlöschung setzt einen Lautsprecher und ein Mikrophon ein, die nahe beieinander positioniert sind. Das Mikrophon empfängt Schall, der den auf den Lautsprecher einfallenden Schall darstellt, und eine Verarbeitungs- oder Filterschaltung erzeugt ein Signal, das dem Lautsprecher zugeführt wird, der zum auf das Mikrophon einfallenden Signal in Antiphase ist, so dass das Lautsprechersignal das einfallende Signal löscht. Diese Löschung ist über einen Bereich oder ein Volumen um den Lautsprecher wirksam. Diese Wirkung kann genutzt werden, um Nachhallungen in einer akustischen Umgebung zu reduzieren, wo der Lautsprecher an einer Reflexionsfläche positioniert ist, so dass eine einfallende Welle eher gelöscht wird, als reflektiert.
Es wurde gefunden, dass in einer solchen Anwendung ein separates Mikrophon bei der Verwendung nicht nötig ist, da das auf den Lautsprecher einfallende Signal im wesentlichen das durch das Ansprechverhalten der akustischen Umgebung gefilterte Quellensignal ist. In Fig. 27a kann daher ein Löschungslautsprecher 1c in einem Raum vorgesehen sein, der über einen Löschungsfilter 50c mit der Audioquelle 4 verbunden ist. Bei einem einzigen Löschungslautsprecher sollte das vom Lautsprecher 1c zu produzierende Signal im wesentlichen dem Signal entsprechen, das bei 1c empfangen wird, wie es durch den Filterweg über den Kompensationsfilter 5a, Lautsprecher 1a und akustische Umgebung 2 bearbeitet ist.
Wie oben diskutiert ist die Antwort des Lautsprechers 1a im wesentlichen durch den Filter 5a kompensiert; die Hauptkomponente des Filters 50c ist deshalb bedingt durch die Differenzen im Ansprechverhalten des Weges durch die Umgebung 2 zur Zone 3, für die der Filter 5a optimiert ist, und zum Lautsprecher 1c. Eine bedeutsame Komponente davon ist eine Laufzeitverzögerung, da der Lautsprecher 1c so funktioniert, dass er Schall löscht, der eine Reflexionsfläche jenseits der Hörposition 3 erreicht.
Im allgemeinen können einige oder alle Lautsprecher 1a, 1b, 1c sowohl als Schallwiedergabelautsprecher wie als Löschungslautsprecher wirken. Diese beiden Funktionen sind jedoch im Konzept unterschiedlich wie nachfolgend erläutert wird.
Wie oben angegeben wurde gefunden, dass lang anhaltende Nachhallungen, selbst wenn sie eine relativ geringe Amplitude aufweisen, für den Hörer bemerkbar sind. Wenn mehr als ein Löschungslautsprecher eingesetzt wird, gibt es keinen Grund, weshalb das oder jedes zum Ableiten der Parameter der Löschungsfilter verwendete Mikrophon nahe den Löschungslautsprechern positioniert werden sollte. Gewünscht ist, Löschungsfilter derart abzuleiten, dass die von einem Hörer in der Kompensationszone 3 wahrgenommenen Nachhallungen im Raum reduziert werden. Es kann daher angenommen werden, dass die beste Position für die Mikrophone in oder um die Kompensationszone 3 liegt. Es wurde jedoch gefunden, dass während dies dazu tendiert, die Amplitude früher Teile der Nachhallungsumhüllung zu reduzieren, es deutlich weniger Wirkung beim Reduzieren der langen Abfallflanke der Umhüllung aufweist, die in der Wahrnehmung merklicher ist. Es wurde überraschenderweise gefunden, dass es zu bevorzugen ist, die Mikrophone in Ecken des Raums zu positionieren und die Parameter der Löschungsfilter so herzuleiten, dass die von den Mikrophonen in diesen Positionen empfangenen Signale minimiert sind.
Sowohl Wiedergabelautsprecher 1a wie Löschungslautsprecher 1b und 1c können in einem Raum vorgesehen sein, obwohl im allgemeinen jeder Lautsprecher Schall wiedergeben und löschen kann. Die Audioquelle 4 ist direkt mit dem Wiedergabelautsprecher 1a verbunden und ist mit den Löschungslautsprechern 1b und 1c über entsprechende Löschungsfilter 50b und 50c verbunden. Beim Ableiten der Löschungsfilter sind vier Mikrophone 7a bis 7d nahe den Ecken des Raums vorgesehen, obwohl diametral gegenüberliegende Ecken eines kubischen Raums im wesentlichen identische Informationen beitragen, so dass nicht mehr als vier Mikrophone in Ecken nötig sind. Wenn weitere Mikrophone verfügbar sind, können sie im Inneren des Raums positioniert werden. Ein geeigneter Ort für die Mikrophone 7a bis 7d liegt praktisch physikalisch im Gehäuse der Lautsprecher 1a bis 1c; bei einigen Lautsprechen mit beweglicher Spule kann der Lautsprecher selbst als Mikrophon eingesetzt werden.
Der erste Schritt ist, die Impulsantwort von jedem der Lautsprecher 1a, 1b, 1c auf jedes der Mikrophone 7a bis 7d zu messen. Dies wird erreicht durch Erzeugen eines Testsignals durch jeden der Lautsprecher 1a bis 1c und Digitalisieren und Speichern des empfangenen Signals von jedem der Mikrophone 7a bis 7d über eine relativ lange Periode bis zu einer Sekunde oder mehr. Bezeichnet man die Impulsantwort des Weges vom Wiedergabemikrophon 1a als R&sub1; und die von den Löschungslautsprechern 1b und 1c als T&sub1;&sub1; und T&sub1;&sub2;, so ist die Antwort am Mikrophon 7a auf ein Impulstestsignal R&sub1; + T&sub1;&sub1;*F&sub1; + T&sub1;&sub2;*F&sub2;, wo F&sub1; und F&sub2; die Filterimpulsantworten (für einen FIR-Filter, die Koeffizientensätze) der Löschungsfilter 50b, 50c sind. Äquivalente Gleichungen können für die von jedem der anderen Mikrophone empfangenen Signale konstruiert werden. Die Impulsantworten R und T wurden schon gemessen. Unter Verwendung der von den Mikrophonen 7a bis 7d ausgewiesenen tatsächlichen Impulsantworten, leitet der Koeffizientenrechner 6 Werte der Impulsantworten F1, F2 der Filter 50b, 50c her, die zu der geringsten quadratischen Amplitude der Signale führen, die bei den Mikrophonpositionen auftreten und damit dem geringsten Mass an Audioenergie im Raum.
Da es gewünscht ist, die späteren Teile der Umhüllung zu reduzieren, um die Abklingflanke des Nachhallens zu reduzieren, können die Filterkoeffizienten in solcher Weise berechnet werden, dass dem Minimieren der Amplitude dieser späteren Teile des Nachhallens grösseres Gewicht gegeben wird als dem Minimieren der früheren Teile.
Ein Testsignal wird dem Raum durch einen Testsignalgenerator 8 über den oder jeden Wiedergabelautsprecher 1a zugeführt. Die bei den Lautsprechern 7a bis 7d gemessene Antwort wird digitalisiert und gespeichert vom Koeffizientenrechner 6, so dass sich eine Sequenz von Abtastungen ergibt, die von jedem Mikrophon bis zu einer Sekunde oder mehr dauern. Wenn das Testsignal keine Impulsantwort war, wird die Übertragungsfunktion des Testsignals mit den gemessenen Signalwerten entfaltet, so dass für jedes Mikrophon eine entsprechende Serie von Impulsantwortabtastungen erhalten wird. Der Einfachheit halber wird im folgenden eine Abtastrate von 1 kHz angenommen.
In Fig. 28 wird ein erster Satz von sagen wir sechzig Impulsantwortabtastungen aus dem Pufferspeicher gelesen, der die gemessenen Antworten für jedes Mikrophon enthält. Die Gsamtzahl solcher Daten beträgt dann 4 · 60 = 240. Bevorzugt werden die ersten Abtastungen der gemessenen Impulsantwortabtastungen beim Ableiten der Filterkoeffizienten gar nicht berücksichtigt, um ein Verzerren des frühen Teils der Raumantwort zu vermeiden. Beispielsweise kann der erste Satz die sechzig Abtastungen von 40 ms bis 200 ms nach dem Auslösen des Testsignals umfassen.
Unter Verwendung der bekannten gespeicherten Werte von R und T berechnet der Koeffizientenrechner 6 dann einen ersten Satz Transversalfilterkoeffizienten (beispielsweise die ersten 30) für jeden der Filter 50b, 50c, um den mittleren quadratischen Amplitudenwert des Signals (d. h. die Leistung oder Energie) zu minimieren, die vom Mikrophon 7a bis 7d gemessen werden, wobei die nachfolgenden Koeffizienten auf null gesetzt sind; dies ist einfach, da 240 Daten zum Lösen der 60 Unbekannten verfügbar sind, und jedes Standardverfahren zum Lösen eines linearen Problems kleinster Quadrate dieser Art angewendet werden kann (beispielsweise Normalgleichungen, Gram-Schmit- Orthogonalisierung, Householder-Transformation, Givens- Rotation etc.).
Das Ergebnis ist, dass ein erster Satz von Koeffizienten für jeden der Löschungsfilter abgeleitet ist, die die Energie in der Impulsantwort der akustischen Umgebung 2 (wie an den vier Mikrophonpositionen 7a bis 7d gemessen) zu einem späteren Zeitpunkt reduzieren.
Der nächste Schritt ist, die nächsten Filterkoeffizienten (d. h. die, die in der Impulsantwort an den Löschungsfiltern später auftreten) von einem späteren Teil der gemessenen Impulsantworten der Mikrophone 7a bis 7d zu berechnen. Bevorzugt wird dies durch Auswählen des nächsten Satzes von sechzig gemessenen Impulsantworten für jedes Mikrophon 7a bis 7d erreicht, um den ersten Satz zu überlappen; beispielsweise kann der zweite Satz Abtastugnen zwischen t = 50 ms und 110 ms liegen.
Die für jeden Filter hergeleiteten ersten zehn Koeffizienten werden entsprechend fixiert und der nächste Satz von zweihundertundvierzig gemessenen Signaldaten wird verwendet, um einen weiteren Satz von dreissig Koeffizienten für jeden der Filter 50b, 50c abzuleiten (die elften bis vierzigsten Koef fizienten). Sobald alle Koeffizienten (beispielsweise sechzig Koeffizienten) jedes Filters abgeleitet sind, kann wenn gewünscht, der Vorgang wiederholt werden, wobei die gerade abgeleiteten Koeffizientenwerte anstatt null als Ausgangswerte für Koeffizienten verwendet werden. Sobald die Koeffizientenwerte konvergiert sind (das heisst, die Differenz zwischen Werten, die zwischen einem Berechnungszyklus und dem vorhergehenden Zyklus berechnet sind, weniger als einen bestimmten Wert ausmacht) werden die Koeffizientenwerte den Löschungsfiltern 50b, 50c zur nachfolgenden Wiedergabe zugeführt.
Wie oben angegeben wird jeder der Löschungsfilter 50b, 50c so abgeleitet, dass er eine wesentliche Verzögerung enthält, so dass der Löschungsfilter kein wesentliches Ansprechverhalten zeigt, bevor Schall vom Wiedergabelautsprecher 1a den Löschungslautsprecher erreicht hat. Es ist daher möglich, die Löschungsfilter 50b, 50c mit Kompensationsfiltern 5 der oben diskutierten Art zu kombinieren, deren Antwort weitgehend vor der der Löschungsfilter auftritt. Um Konflikte zwischen den beiden getrennten Filtervorgängen zu vermeiden, kann es jedoch wünschenswert sein, den Entzerrungsteil des Filters 5 für die akustische Umgebung auf relativ hohe Frequenzen zu beschränken und die Antwort der Löschungsfilter 50 auf relativ niedere Frequenzen.

Übergangsentzerrung

Wie oben angegeben ist das Weichennetzwerk bzw. die Frequenzweiche des Lautsprechers 1 allgemein eine Analogfilterschaltung. Beim Erreichen gewünschter Amplitudencharakteristiken ist die Wirkung des Weichennetzwerks, wesentliche Phasenverzerrungen einzubringen. Es wurde überraschende Zunahme in der psychoakustischen Akzeptanz eines Signals gefunden, wenn ein digitaler Filter eingesetzt wird, der so berechnet ist, dass er die durch die Frequenzweiche bedingten Phasenverzerrungen linearisiert. Da ein solcher Filter akausal sein muss, wird er am besten als Transversalfilter ausgeführt, beispielsweise als digitaler FIR-Filter.
Um einen solchen Filter abzuleiten, wird die Fregenzweiche des Lautsprechers 1 abgeklemmt und seine Impulsantwort gemessen durch Zuführen eines elektrischen Signals an den Eingang und Aufsummieren der Ausgaben, wie es in Fig. 29 gezeigt ist. Wenn die gesamte Amplitude der Frequenzweiche im wesentlichen flach ist, enthält die Impulsantwort idealerweise im wesentlichen nur Phaseninformation. Um einen Filter zur Verfügung zu stellen, der, wenn er in Kaskade mit der Frequenzweiche steht, zu einem linearen Phasensystem führt, ist es auf diese Weise nur notwendig, die gemessene Impulsantwort umzukehren, so dass der letzte Koeffizient der gemessenen Antwort der erste Koeffizient der Kompensationsfilterantwort wird, wie es in Fig. 30 gezeigt ist.
Natürlich hat dieses Verfahren den Effekt, die Grösse der Amplitudenschwankungen in der tatsächlichen Weichenantwort zu verdoppeln; wenn die Wellungen in der Amplitudenantwort wesentlich sind, ist es bevorzugt, das Phasenspektrum oder die Allpasskomponente der Weichennetzwerkantwort abzuleiten und nur diese zu entzerren. Alternativ kann die Antwort der ganzen Lautsprechereinheit einschliesslich akustischer Teile über das Weichenfrequenzband entzerrt werden.
Sobald die Koeffizienten abgeleitet sind, kann ein entsprechender Filter entweder als Analogschieberegister (wie einem ladungsgeoppelten Bauelement) mit den Filterkoeffizienten als Abgreifwerte ausgebildet als Widerstände mit geeigneten Werten, oder als Digitalsignalverarbeitungseinrichtung eines geeigneten im Handel erhältlichen Typs hergestellt werden. Es kann ein vorprogrammierter Filter, der für die Verwendung mit einem speziellen Typ von Lautsprecher geeignet ist, zur Verfügung gestellt werden oder es können Koeffizienten zur Verfügung gestellt werden, die zum Charakterisieren verschiedener Typen von Weichen erforderlich sind, die vom Benutzer ausgewählt werden können, um seinen Lautsprecher anzupassen.

Automobilkompensation

In Fig. 31 ist ein Automobil ein Beispiel einer akustischen Umgebung, deren Ansprechverhalten im voraus charakterisiert werden kann. Mit anderen Worten, alle Fahrzeuge eines bestimmten Modells besitzen äquivalente Lautsprechermontagepositionen, (üblicherweise) äquivalente Lautsprecher, äquivalente Abmessungen und äquivalente Materialien. Es ist daher möglich, im voraus die Lautsprecher- und Umgebungskompensationen zu messen (oder sogar zu berechnen), die für jede Lautsprecher-/Fahrzeugkombination nötig sind, und gemäss dieser Ausführungsform den Testsignalgenerator 8, Mikrophon 7 und Koeffizientenrechner 6 wegzulassen.
Der Filter 5 ist permanent so konfiguriert, dass er Kompensation für den Fahrzeugtyp und Lautsprechertyp zur Verfügung stellt, für den er vorgesehen ist. Die Kompensationszone, für die der Filter 5 ausgelegt ist, um die Fahrzeugumgebung zu korrigieren, kann eine einzige Zone um die Kopfhöhe in der Fahrersitzposition sein. Alternativ kann die Zone alle Insassenpositionen in Kopfhöhe umfassen.
Da die Anwesenheit von Fahrgästen im Fahrzeug nicht nur die Auswahl der Zone beeinflusst, für die der Filter 5 kompensieren sollte, sondern auch das Ansprechverhalten der Fahrzeugumgebung selbst (gegebenefalls ziemlich radikal), kann in einer Modifikation der Filter 5 auf 2 oder mehr Einstellungen konfiguriert sein, die verschiedenen Anzahlen von Personen entsprechen - beispielsweise eine "Einzelfahrer"-Einstellung, wo die Koeffizienten des Filters 5 so abgeleitet sind, dass sie eine Zone um den Fahrer kompensieren und in einer Weise, dass die Anwesenheit nur des Fahrers in der Umgebung berücksichtigt ist, und eine "Fahrgast plus Fahrer"-Einstellung, bei der die Koeffizienten des Filters 5 zum Korrigieren über ein Volumen umfassend die Fahrer- und Fahrgastsitze und die akustische Umgebung, für die die Koeffizienten abgeleitet wurden, die Anwesenheit einer Anzahl von Passagieren berücksichtigen.
Der Filter 5 ist als eine separate Einheit vorgesehen, um einen CD-Spieler oder eine andere Audioquelle 4 zu begleiten.

Audiowiedergabegerät hoher Wiedergabetreue

In Fig. 32 umfasst ein Gerät gemäss der Technik der Erfindung zur Verwendung mit einer bestimmten Art von Lautsprecher eine Einheit 100 umfassend digitale und analoge Eingabeports 101, 102; digitale und analoge Überwachungsausgänge 103, 104 und ein paar analoger Lautsprecherausgänge 105, 106. Ebenso sind auf der Einheit eine Lautstärkesteuerung 107, ein Schalter 108 zum Wählen zwischen Filtern und Messen der Akustikumgebungsantwort vorgesehen; und eine Zustandsanzeige 109.
In Fig. 33 ist ein digitaler Eingang 101 mit einem digitalen Formatwandler 110 verbunden, der so angeordnet ist, dass er das digitale Signal auf ein Standardformat umwandelt (das SPDIF-Format). Es können separate Eingänge für verschiedene Arten von digitalen Signalen (z. B. von einer DAT-Quelle oder einer Compact-Disc) vorgesehen sein.
Das im Format umgewandelte digitale Signal wird einer Digitalsignalverarbeitungseinrichtung 111 zugeführt, die beispielsweise eine Prozessoreinrichtung TMS 320 C25 umfasst. Die Elemente einer solche Einrichtung sind schematisch in Fig. 34 angegeben; sie umfassst allgemein ein Programm-ROM lila und einen Daten-RAM 11b, die über Adressen- und Datenbusse verbunden sind (nicht gezeigt), um Elemente zu bearbeiten, die einen Multiplyer 111c, arithmetische Logikeinheit lud und Akkumulator 111e umfassen. Bestimmte Daten (beispielsweise für das Lautsprecheransprechverhalten) sind im ROM enthalten und der Programm-ROM 111a umfasst Unterprogramme zur Ausführung von Operationen wie schnellen Fouriertransformationen (an Blöcken von beispielsweise 1024 Signalwerten) und endliche Antwort- oder unendliche Impulsantwortfilterungsvorgänge gemäss den abgeleiteten und in den Daten- RAM 111b gespeicherten Koeffizienten.
Der analoge Eingang 102 ist über einen Pufferverstärker 112 mit einem Eingangsanschluss des Schalters 108 verbunden. Wenn der "Filtermodus" des Schalters ausgewählt ist, wird das analoge Inputsignal über den Schalter 108 zu einem analogen oder digitalen Konverter 113 geleitet, der eine höhere Auflösung besitzt (beispielsweise 18 Bit). Die digitale Signalabtastungskette wird dann quantifiziert, wobei das am wenigsten signifikante Bit gedithert wird, um durch einen Wandler die Anzahl der Bits, falls nötig, auf sagen wir 16 zu reduzieren.
Ein Schalter 115, der eingestellt werden kann, dass er in Reaktion auf einen in eine der Buchsen 101 oder 102 eingesetzten Stecker zwischen der digitalen Eingabe und dem digitalisierten analogen Eingabesignal wählt, das zum Dateneingangsbus der Digitalsignalverarbeitungseinrichtung 111 zugeführt werden soll. Der Ausgang der Digitalsignalverarbeitungseinrichtung 111 wird durch einen Digital-Analog- Wandler 116 in ein analoges Signal umgewandelt, durch einen Pufferverstärker 117 verstärkt und über das Lautstärkesteuerungspotentiometer 107 zur Lautsprecherausgangsbuchse 105 oder 106 geführt (Fig. 33 zeigt nur einen Lautsprecherkanal).
Der Output des Digitalsignalprozessors 111 wird über einen Digitalformatwandler 118 als digitaler Output zugeführt. Der digitalisierte analoge Input wird auch über einen digitalen Output über einen Digitalformatwandler 119 zum digitalen Outputport 103 zugeführt.
Der Digitalsignalprozessor 111 führt die Funktion des Filters 5 aus, wenn der Schalter 108 auf Filtermodus gesetzt ist und die Funktionen des Testsignalgenerators 8 und des Koeffizientenrechners 6, wenn der Schalter 108 auf "Messmodus" gesetzt ist. Eine Steuerung 120 umfassend einen Mikroprozessor oder eine Mikrosteuerungseinrichtung ist vorgesehen, um die Position des Schalters 108 zu erkennen, und den Betrieb des Digitalsignalprozessors 111 in Reaktion darauf zu steuern. Die Steuerung 120 kann auch die Statusanzeige 109 steuern, um den Benutzer des Geräts über den internen Zustand zu informieren.
Ein externes Mikrophon 7 kann mit einem Mikrophoneingang 121 verbunden werden, der über den anderen Schalterausgang 108 zum Analog-Digital-Wandler 113 führt, wenn der Schalter auf "Messung" gestellt ist.
Wenn das Gerät das erste Mal in eine akustische Umgebung eingesetzt wird, kann es für den Betrieb notwendig sein, das Ansprechverhalten der akustischen Umgebung zu messen. Das Statusdisplay 109 kann daher den Benutzer auffordern, den Schalter 108 auf Messung zu stellen (oder alternativ kann dieselbe Information von einer Bedienungsanleitung gegeben werden). Nachdem das Mikrophon 7 mit der Buchse 121 verbunden und an einer geeigneten Position im Raum positioniert ist, stellt der Benutzer den Schalter 108 auf die Stellung zum Messen. Dies wird von der Steuerung 120 erkannt, die den Digitalsignalprozessor 111 so einstellt, dass er als Testsignalgenerator 8 und Koeffizientenrechner 6 funktioniert, indem eine Anweisung zur Ausführung eines geeigneten Unterprogramms gegeben wird.
Das Unterprogramm veranlasst den Digitalsignalprozessor 111 zur Ausgabe einer Serie von digitalen Werten, die einem Testsignal entsprechen, die dem Lautsprecher 1 zugeführt werden, während aufeinanderfolgende digitalisierte Werte vom Mikrophon 7 eingelesen und gespeichert werden. Nachdem eine Messung an der Mikrophonposition vorgenommen wurde (die typischerweise einige Sekunden dauert, um lange Raumnachhallungen abklingen zu lassen) wird die Statusanzeige 109 von der Steuerung 120 so gestellt, dass sie das Ende der Messung anzeigt und dass der Benutzer das Mikrophon an einen anderen Punkt versetzen soll. Nachdem dies getan ist, wird der Vorgang wiederholt und die Mikrophonsignaldaten des zweiten Punkts gespeichert. Nach einer bestimmten Anzahl von Punkten weist die Steuerung 120 die Anzeige 109 an, anzuzeigen, dass die Messungen beendet sind. Das Mikrophon 7 kann dann ausgesteckt werden.
Die Steuerung 120 weist dann den Digitalsignalprozessor 111 an, ein Unterprogramm auszuführen, um eine Koeffizientenberechnung vorzunehmen. Die Lautsprecherantwort wird in einem Lesespeicher gespeichert und aus diesem und den gemessenen Signalen berechnet der Digitalsignalprozessor 111 die nötigen Koeffizienten, um ein Filtern eines eingegebenen Audiosignals zu ermöglichen. Die Steuerung 120 gibt dann den Schalter 108 in den Filtermodus frei, weist den Digitalsignalprozessor 111 an, unter Verwendung der abgeleiteten Koeffizienten als Digitalfilter zu wirken, und gibt auf der Statusanzeige 109 an, dass das Gerät für Audiowiedergabe bereit ist.
Andere herkömmliche Merkmale wie ein direkter Signalbypassweg zum Lautsprecher 1 (nicht gezeigt) sind auch vorgesehen. Die Steuerung 120 kann durch den Digitalsignalprozessor 111 vor genommen werden, indem, falls es gewünscht ist, eine Überwachungsroutine ausgeführt wird.

Audiovisuelle Wiedergabe

Wenn der Filter 5 akausal ist, was der Fall ist, wenn lineare Phasenkompensation des Lautsprechers verwendet wird, produziert der Filter 5 eine beträchtliche Signalverzögerung. Wenn Audiomaterial wiedergegeben wird, das ein zugehöriges Videobild besitzt tz. B. Abspielen eines Videobandes oder einer Videoplatte), führt dies zu einem Verlust an Synchronisation zwischen dem Ton und den Bildern; dies ist sehr spürbar und störend für den Zuschauer. In einer Ausführungsform der Erfindung zur Verwendung beim Abspielen von audiovisuellem Material, in Fig. 35 gezeigt, ist daher eine Videoverzögerung 501 wählbarer Länge vorgesehen, wobei die Länge von einem Steuersignal vom Koeffizientenrechner 6 gestellt wird, um die Verzögerung des Filters 5 anzupassen. Es kann jede zweckmässige Form einer Verzögerungsleitung verwendet werden; wenn das Signal in digitaler Form empfangen wird, kann die Verzögerung einen digitalen Bildpuffer und zugehörige Adressenlogik umfassen.

Modifikationen

Es können verschiedene Modifikationen der offenbarten Ausführungsformen vorgenommen werden, ohne vom Rahmen der Erfindung abzuweichen. Insbesondere ist erkennbar, dass die spezielle Abfolge der in den verschiedenen Flussdiagrammen gezeigten Vorgänge nur als Beispiel dient; Vorgänge, die in ihrer Natur linear sind, können kombiniert werden oder ihre Abfolge geändert werden, ohne das Ergebnis zu beeinflussen. Ferner kann jeder Multiplikationsvorgang in der Frequenzdomäne, wenn nötig, ersetzt werden durch eine Faltungsvorgang in der Zeitdomäne, obwohl im allgemeinen solche Faltungsvorgänge eine grössere Anzahl von arithmetischen Vorgängen erfordern.
Obwohl die Erfindung insbesondere mit Bezug zu digitalen Transversal- oder endlichen Impulsantwortfiltern beschrieben wurde, ist es gleichermassen möglich, die Erfindung unter Verwendung analoger Transversalfilter vom Typ der ladungsgekoppelten Bauelemente oder ähnlichem zu verwirklichen. Gleichermassen kann ein unendlicher Impulsantwort- oder rekursiver Filter verwendet werden, um die Erfindung zu implementieren; es sind Algorithmen bekannt, um geeignete Parameter eines unendlichen Impulsantwortfilters aus denen eines endlichen Impulsantwortfilters und umgekehrt zu erzeugen.
Eine wirtschaftliche Art, den in Fig. 36 gezeigten Filer 5 zu verwirklichen, ist als rekursiver Filter 500b umfassend eine endlichen Impulsantwortfilter in einem Feedbackweg, wobei der rekursive Filter 500b eine minimale Phasenantwort aufweist, die alle anderen Teile der Korrekturantwort einschliesst. Wenn eine lineare Phasenkorrektur des Lautsprechers mit minimaler Phasenkorrektur des Raums kombiniert wird, umfasst der Filter 500a die Lautsprecherkompensation und der Filter 500b die Raumkompensation. Wenn jedoch die Raumkompensation nicht minimaler Phase ist, können die Allpasselemente der Raumkompensation durch den Transversalfilter 500a gegeben werden (oder können alternativ durch einen zusätzlichen rekursiven Allpassfilter gegeben werden).

Claims

1. Verfahren der Konditionierung einer programmierbaren Filtereinrichtung (5) zum Filtern eines Signals, das einem in einer Akustikumgebung (2) angeordneten akustischen Wandler (1) zugeführt wird, mit Zuführung, zur Speicherung in der Einrichtung, von Filterparametern, die durch ein Verfahren hergeleitet werden, das die Schritte aufweist:

(a) Herleitung erster Daten, die mit einer Wandlerkompensations-Signalantwort ( L&supmin;¹) zusammenhängen, die in Kombination mit der Signalantwort ( L) des Wandlers (1) die Abweichung der Wandler-Signalantwort ( L) von Gleichmäßigkeit wesentlich reduziert;

(b) Herleitung zweiter Daten, die mit einer Akustikumgebungs-Kompensationssignalantwort ( L&supmin;¹) zusammenhängen, die in Kombination mit der Signalantwort der Akustikumgebung (2) über einen Weg durch diese zu einem vorbestimmten Ort in dieser die Abweichung der Akustikumgebungs-Signalantwort (FR) von Gleichmäßigkeit wesentlich reduziert; und

(c) Herleitung von Daten, die mit Parametern des Filters (5) zusammenhängen, aus ersten und zweiten Daten.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Wandlerkompensationsantwort ( L&supmin;¹) so abgeleitet wird, daß ihre Wirkung, in Kombination mit der Wandlerantwort (FL) so ist, daß eine im wesentlichen konstante Signalgruppenverzögerung geschaffen wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die Wandlerkompensationsantwort ( L&supmin;¹) so abgeleitet wird, daß ihre Wirkung, wenn sie in Kombination mit der Wandlerantwort (FL) ist, so ist, daß sie Phasenverzerrungen in der Wandlerantwort kompensiert, die im wesentlichen unabhängig von Position oder Richtung relativ zu dem Wandler (2) sind, während solche Phasenverzerrungen, die im wesentlichen abhängig davon sind, im wesentlichen unkompensiert gelassen werden.

4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Akustikumgebungs-Kompensationsantwort ( R&supmin;¹) durch folgende Schritte abgeleitet wird:

Erzeugung eines akustischen Signals innerhalb der Umgebung (2) über einen Wandler (1), für den die Wandlerkompensationsantwort ( R&supmin;¹) zur Kompensation abgeleitet wird;

Messung des Signals an einem Ort (3) in der Umgebung (2); und

Verarbeitung des gemessenen Signals zur Herleitung der Antwort (FR) der Akustikumgebung.

5. Verfahren nach Anspruch 4, bei dem die Signalverarbeitung auf Daten im Zusammenhang mit der Wandlerantwort (FL) anspricht und diese berücksichtigen soll.

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, umfassend den Schritt der Erzeugung spektraler Daten, die sich auf die Signalantwort (FL) der Akustikumgebung beziehen, und der Verarbeitung der Daten zur Erzeugung der zweiten Daten, wobei die Verarbeitung den Schritt der Anpassung der Amplitude spektraler Komponenten in Abhängigkeit ihres eigenen Wertes zur Reduktion der Tiefe von Mulden in der Akustikumgebungs-Kompensationssignalantwort umfaßt.

7. Verfahren nach Anspruch 6, bei dem die Verarbeitung weiterhin den Schritt der Glättung der Daten durch Anpassung der Amplitude von jeder spektralen Komponente in Abhängigkeit von denen der benachbarten Komponenten umfaßt.

8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, bei dem die Wirkung der Verarbeitung bei Frequenzen oberhalb einer vorbestimmten Schwelle (FHIGH) größer ist.

9. Verfahren nach einem der Ansprüche 6 bis 8, bei dem die Wirkung der Verarbeitung bei Frequenzen unterhalb einer vorbestimmten Schwelle (FLOW) größer ist.

10. Verfahren nach Anspruch 9, bei dem Grad der Glättung über das Signalspektrum variabel ist.

11. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Ableitung der zweiten Daten im Zusammenhang mit einer Akustikumgebungs-Kompensationssignalantwort den Schritt der Erzeugung eines sich periodisch wiederholenden Audiotestssignals mit Breitband-Frequenzinhalt und eines periodisch sich wiederholenden Signals mit einem Breitband-Frequenzinhalt und einer periodisch variierenden Phase beinhaltet, bei dem die Phasenwiederholungsperiode die Signalwiederholungsperiode übersteigt.

12. Verfahren nach Anspruch 11, bei dem die Phasenwiederholungsperiode ein ganzzahliges Vielfaches der Signalwiederholungsperiode ist.

13. Verfahren nach Anspruch 12, bei dem das ganzzahlige Vielfache gerade ist.

14. Verfahren nach einem der Ansprüche 11 oder 13, bei dem das ganzzahlige Vielfache durch 4 teilbar ist.

15. Verfahren nach Anspruch 12, bei den das Ausmaß von Phasendrehung während jeder Frequenzwiederholungsperiode 2 π p/q ist, wobei q/p keine ganze Zahl ist, so daß sich die Signalphase eine Vielzahl von Malen innerhalb jeder Phasenwiederholungsgeriode durch 2π drehen wird.

16. Verfahren nach Anspruch 15, bei den p/q im wesentlichen inkommensurabel ist.

17. Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 16, bei den die Phase des Audiotestsignals monoton mit der Zeit variiert.

18. Verfahren nach Anspruch 17, bei dem die Phase linear mit der Zeit variiert.

19. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Ableitung der zweiten Daten im Zusammenhang mit einer Akustikumgebungs-Kompensationssignalantwort den Schritt der Vornahme von Messungen an einer Vielzahl von Meßpositionen und die Ableitung eines spektralen Durchschnitts der Frequenzspektra der individuellen Messungen beinhaltet.

20. Verfahren nach Anspruch 19, bei dem der Schritt der Erzeugung der die Signalantwort der Akustikumgebung repräsentierenden Signaldaten den Schritt der Erzeugung einer repräsentativen Spektralantwort der erhaltenen Signale und Verarbeitung der Signalspektralantwort beeinhaltet, so daß die daraus abgeleiteten Parameter der Filtermittel wesentlich weniger scharfte Spektralspitzen enthalten, als sie im Inversen der erzeugten Signalantwort der Akustikumgebung vorhanden sind.

21. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Akustikumgebungs-Kompensationsantwort verarbeitet wird, um, möglicherweise als Funktion von Frequenz, die Dauer von Vor-Antworten zu begrenzen, um die hörbare Wirkung der Vor-Antworten zu minimieren.

22. Verfahren nach Anspruch 21, bei dem die Umgebungskompensationsantwort keine Vor-Antwort hat und dadurch minimalphasig ist.

23. Filter, konditioniert gemäß einem der Ansprüche 1 bis 22, mit Eingabemitteln zum Empfang einer ein erstes Signal bildenden Folge digitaler Abtastungen bei einer ersten Rate und Mitteln zur Herleitung einer ein zweites Signal bildenden zweiten Folge von Abtastungen bei einer zweiten, niedrigeren Rate aus diesen, wobei die Filterausgabe die Summe des, vorzugsweise einer Verzögerung unterworfenen, ersten Signals und eines dritten Signals aufweist, das aus dem zweiten durch dessen digitale Filterung abgeleitet ist.

24. Filter gemäß einem der Ansprüche 1 bis 22, mit Mitteln zum Empfang einer Folge digitaler Eingabeabtastungen bei einer ersten Rate, und Mitteln zur Erzeugung einer Vielzahl von weiteren Signalen aus dieser bei zunehmend niedrigeren Abtastraten, Filtermitteln zur Filterung von jedem der weiteren Signale und Mitteln zur Kombination der Ausgaben der Filtermittel zur Bereitstellung eines gefilterten Ausgabesignals.

25. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 22, bei dem die programmierbare Filtereinrichtung in Übereinstimmung mit Anspruch 24 oder 25 ist, weiterhin mit den Schritten: Bestimmung der Charakteristika des Filters, das ein Einheitsfilter sein kann, beim Betrieb mit der ersten Abtastrate; und

Ableitung von Daten, die mit der Antwort der ersten Abtastrate bei den Frequenzen zusammenhängen, die durch das Filter mit der nächstniedrigeren Rate gefiltert werden und Bestimmung der Charakteristika von zumindest dem Filter, das bei der nächstniedrigeren Abtastrate arbeitet, in Abhängigkeit der Daten.

26. Verfahren nach Anspruch 25, bei dem die Daten Daten aufweisen, die mit der Antwort des Filters mit der höchsten Rate bei Frequenzen zusammenhängen, die mit den Filtern der niedrigeren Rate gefiltert wurden.