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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine
Konstantstromschaltung, die zum Beispiel verwendet werden
kann, um einen Schwingkreis zum Vorsehen eines
Taktgenerators mit variabler Frequenz in einem batteriebetriebenen
Computer zu steuern.
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Verschiedene Verfahren zum Einsparen elektrischer
Energie sind in batteriebetriebenen Computern implementiert.
Zum Beispiel wird die Betriebsspannung bei Betriebsmodi, die
keine hohe Geschwindigkeit erfordern, z. B. Modusauswahl vor
arithmetischer Verarbeitung, zusammen mit dem Verringern der
Taktsignalfrequenz reduziert. Die niedrigere
Betriebsspannung und niedrigere Taktsignalfrequenz tragen beide dazu
bei, den Energieverbrauch zu reduzieren.
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In herkömmlichen batteriebetriebenen Computern wird
eine der folgenden Techniken zum Verändern der
Taktsignalfrequenz verwendet. Die erste besteht darin, mehrere
Oszillatoren zum Erzeugen von Taktsignalen mit verschiedenen
Frequenzen vorzusehen und einen geeigneten der Oszillatoren
auszuwählen, wenn zum Beispiel eine
Hochgeschwindigkeitsoperation wie arithmetische Verarbeitung oder eine
Niedergeschwindigkeitsoperation wie Modusauswahl ausgeführt wird.
Die zweite ist die, einen einzelnen Oszillator mit relativ
hoher Frequenz vorzusehen und eine gewünschte niedrige
Frequenz durch Herabsetzen der hohen Frequenz zu erhalten.
Jedoch enthalten diese beiden Techniken Nachteile der
Erfordernis von Extrahardware, wie Oszillatoren und
Selektionsschaltungen, und der Erhöhung der Kosten der Computer.
Ein anderer Nachteil der herkömmlichen Techniken ist der,
daß die Taktfrequenz nicht kontinuierlich verändert werden
kann.
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In Electronics Letters, Bd. 26, Nr. 10, 1. Mai 1990,
Seiten 619 - 621, ist ein bipolarer linearer Transkonduktor
offenbart, der die Merkmale der Präambel des beiliegenden
Anspruches 1 hat. Der Transkonduktor empfängt eine
Eingangsspannung
unabhängig von einer Energiespannung.
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Das IBM Technical Disclosure Bulletin, Bd. 19, Nr. 4,
September 1976, Seiten 1375 - 1376, offenbart einen
Spannungs-Strom-Wandler, in dem ein Ausgangsstrom mit einer
Eingangsspannungsdifferenz linear in Beziehung steht. Die
Eingangsspannung ist zum Beispiel eine Differenz zwischen
einer Videoausgangsspannung von einem optischen Scanner und
einer Schwarzspitzenreferenzspannung.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine
Konstantstromschaltung vorgesehen, mit einer Quelle zum Zuführen
einer Energiespannung, einem Konstantstromzuführmittel, das
wenigstens eine Konstantstromzuführquelle enthält, ersten
und zweiten Transistoren, die zwischen der
Energiespannungszuführquelle und dem Konstantstromzuführmittel verbunden
sind, von welchen Transistoren jeder eine Steuerelektrode
hat, und einem Widerstandsmittel, das wenigstens einen
Widerstand enthält und zwischen jeweiligen Knoten der ersten
und zweiten Transistoren verbunden ist und mit dem
Konstantstromzuführmittel verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß
die Steuerelektrode des ersten Transistors mit einer
Referenzspannung versehen ist und die Konstantstromschaltung
ferner einen Spannungsteiler umfaßt, der eine geteilte
Spannung der Energiespannung für die Steuerelektrode des
zweiten Transistors vorsieht, wodurch der Strom, der in dem
zweiten Transistor fließt, gemäß der Größe der genannten
Energiespannung gesteuert wird und die Veränderungsrate des
Stromes bezüglich der Veränderung der Energiespannung von
dem Widerstand des Widerstandsmittels abhängt, welcher
Widerstand so gewählt ist, daß der zweite Transistor einen
Strom ausgibt, der sich mit der Energiespannung linear
verändert.
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Die vorliegende Erfindung kann auf die Steuerung eines
Schwingkreises angewendet werden, der Taktsignale mit
höherer Frequenz für Operationen wie arithmetische
Verarbeitung
und mit niedrigerer Frequenz für Operationen wie
Modusauswahl mit einer einfachen Schaltungskonfiguration und
bei niedrigen Kosten erzeugen kann, und/oder auf einen
Schwingkreis, der als Reaktion auf eine Veränderung der
Energiequellenspannung Taktsignale mit höherer oder
niedrigerer Frequenz erzeugt und zum Beispiel eine Schwingfrequenz
hat, die durch Verändern der Energiequellenspannung
kontinuierlich verändert werden kann.
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Als Beispiel wird nun Bezug auf die beiliegenden
Zeichnungen genommen, in denen:-
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Fig. 1 ein Diagramm ist, das die
Grundkonfiguration einer Konstantstromschaltung der vorliegenden Erfindung
zeigt;
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Fig. 2 ein Diagramm ist, das die
Grundkonfiguration eines Schwingkreises zeigt, der mittels der
vorliegenden Erfindung gesteuert werden kann;
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Fig. 3 eine grafische Darstellung ist, die die
Beziehung zwischen der Energiespannung Vcc und dem Strom I&sub2;
in der Konstantstromschaltung von Fig. 1 zeigt;
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Fig. 4 eine grafische Darstellung zum Erläutern
der Veränderung des Anstiegs der Vcc-I&sub2;-Charakteristikkurve
von Fig. 3 mit der Veränderung von R&sub4; ist;
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Fig. 5 Wellenformen der Signalausgabe von dem
Schwingkreis von Fig. 2 zeigt, die verschiedenen
Energiespannungen Vcc in der Konstantstromschaltung von Fig. 1
entsprechen;
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Fig. 6 eine grafische Darstellung ist, die die
Beziehung zwischen der Energiespannung Vcc in der Schaltung
von Fig. 1 und der Schwingfrequenz fin Fig. 2 zeigt;
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Fig. 7 eine grafische Darstellung ist, die die
Veränderung des Anstiegs der Vcc-f-Kurve von Fig. 6 mit der
Veränderung von R&sub4; zeigt;
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Fig. 8 eine grafische Darstellung zum Erläutern
einer erweiterten Veränderung von I&sub2; in der
Vcc-I&sub2;-Charakteristik von Fig. 3 ist;
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Fig. 9 eine grafische Darstellung zum Erläutern
einer erweiterten Veränderung von fin der
Vcc-f-Charakteristik von Fig. 6 ist;
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Fig. 10 ein Diagramm ist, das die
Grundkonfiguration einer anderen Konstantstromschaltung der vorliegenden
Erfindung zeigt;
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Fig. 11 ein Diagramm ist, das eine erste
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
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Fig. 12 eine grafische Darstellung zum Erläutern
der Verschiebung von I&sub4; in der Schaltung von Fig. 11 ist;
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Fig. 13 eine grafische Darstellung zum Erläutern
der Verschiebung der Frequenz fin der Schaltung von Fig. 11
ist;
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Fig. 14 Wellenformen der Signalausgabe von der
Schaltung von Fig. 11 zeigt, die verschiedenen Werten von
Vcc entsprechen;
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Fig. 15 ein Diagramm ist, das eine zweite
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
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Fig. 16 Wellenformen der Signalausgabe von der
Schaltung von Fig. 15 zeigt, die verschiedenen Werten von
Vcc entsprechen;
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Fig. 17 ein Diagramm ist, das eine dritte
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
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Fig. 18 eine grafische Darstellung ist, die die
Vcc-I&sub4;-Charakteristik der Schaltung von Fig. 17 zeigt;
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Fig. 19 eine grafische Darstellung ist, die die
Vcc-f-Charakteristik der Schaltung von Fig. 17 zeigt; und
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Fig. 20 Wellenformen der Signalausgabe von der
Schaltung von Fig. 17 für verschiedene Werte von Vcc zeigt.
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Eine Konstantstromschaltung der vorliegenden Erfindung
ist in Fig. 1 gezeigt, die einen
Referenzspannungsquellenblock 1 umfaßt, einen Differenzverstärkerblock 3 mit einem
Konstantstromzuführquellenblock 2 und einem Widerstand R&sub4;,
und einen Spannungsteilerblock 4 zum Teilen einer
Energiequellenspannung Vcc.
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Der Differenzverstärkerblock 3 umfaßt Transistoren Q&sub3;
und Q&sub5;, z. B. Bipolartransistoren, die jeweils einen
Kollektor haben, der mit der Energiequellenspannung Vcc verbunden
ist, und einen Emitter, der mit einer der
Konstantstromzuführquellen IA und IB verbunden ist. Der Basis
(Steuerelektrode) des Transistors Q&sub3; wird eine Referenzspannung V&sub1;
von dem Referenzspannungsquellenblock 1 zugeführt, und der
Basis des Transistors Q&sub5; wird eine geteilte Spannung V&sub2; der
Energiequellenspannung Vcc von dem Knoten der Widerstände R&sub2;
und R&sub3; zugeführt, die den Spannungsteilerblock 4 bilden. Der
Widerstand R&sub4; ist zwischen den Emittern der Transistoren Q&sub3;
und Q&sub5; verbunden. Daher fließt ein Strom I&sub2; der von der
Differenz zwischen den Spannungen V&sub1; und V&sub2; abhängig ist,
durch den Kollektor des Transistors Q&sub5;. Der Transistor Q&sub4;,
der zwischen der Energiespannungsquelle Vcc und dem
Kollektor des Transistors Q&sub5; vorgesehen ist, bildet einen
Stromspiegel in Kooperation mit dem Transistor Q&sub6;. Die
Transistoren Q&sub4; und Q&sub6; sind Bipolartransistoren, die zum Beispiel
jeweils einen Emitter haben, der mit der
Energiespannungsquelle Vcc verbunden ist, und deren Basen miteinander
verbunden sind. Die Basis des Transistors Q&sub4; ist auch mit
seinem Kollektor verbunden.
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Charakteristiken und die Operation der
Konstantstromschaltung von Fig. 1 sind später beschrieben.
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Um eine Anwendung der Konstantstromschaltung der
Erfindung zu erläutern, ist die Grundkonfiguration eines
Schwingkreises in Figur 2 gezeigt, die einen
Stromintegrationsblock 6 und einen Lade-Entlade-Steuerblock 7 umfaßt.
Der Stromintegrationsblock 6 enthält einen zuvor genannten
Transistor Q&sub6;, der einen Stromspiegel 5 bildet, und einen
Kondensator C&sub0;, der zwischen dem Kollektor des Transistors
Q&sub6; und der Erdpotentialquelle verbunden ist. Der Kondensator
C&sub0; wird mit einem Strom I&sub4; geladen, der im wesentlichen
gleich dem Strom I&sub2; ist, der durch den Transistor Q&sub4; fließt,
und das Potential V&sub0; an einem Anschluß des Kondensators C&sub0;
steigt mit der Ladung an. Der Lade-Entlade-Steuerblock 7
enthält eine Spannungsdetektionsschaltung D&sub1; und ein
Schaltmittel SW. Die Spannungsdetektionsschaltung D&sub1; detektiert
die Spannung V&sub0; des Kondensators C&sub0; und instruiert das
Schaltmittel SW, bei Detektion von V&sub0; höher als eine erste
vorbestimmte Spannung (VS1) zu schließen und bei Detektion
von V&sub0; niedriger als eine zweite vorbestimmte Spannung (VS2)
zu öffnen. Daher wird der Kondensator C&sub0; einhergehend mit
der EIN-AUS-Operation des Schaltmittels SW dem Laden oder
Entladen unterzogen, und V&sub0; verändert sich als Dreieckwelle
mit konstanter Frequenz. Die Frequenz kann durch Verändern
der Energiequellenspannung Vcc verändert werden, wie später
beschrieben wird.
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Unter erneuter Bezugnahme auf Fig. 1 zusammen mit Fig.
3 sind die Widerstände R&sub2; und R&sub3; so ausgewählt, daß V&sub2;
gleich V&sub1; ist, wenn die Energiequellenspannung Vcc V&sub4; ist,
daher ist I&sub2; = IB, und der Strom I&sub3;, der durch den
Widerstand R&sub4; fließt, ist null. Falls unter dieser Bedingung die
Energiequellenspannung Vcc über V&sub3; erhöht wird, wird V&sub2;
größer als V&sub1;, daher nimmt der Strom I&sub2; zu, während der
Strom I&sub1; abnimmt. Demzufolge fließt der Strom I&sub3; von dem
Transistor Q&sub5; durch den Widerstand R&sub4; zu der
Konstantstromzuführquelle IA Bei einer höheren Energiequellenspannung V&sub5;
wird der Strom I&sub1;, der durch den Transistor Q&sub3; fließt, fast
null, daher ist I&sub2; = IA + IB Falls die
Energiequellenspannung Vcc unter V&sub4; verringert wird, wird V&sub2; kleiner als V&sub1;,
somit nimmt der Strom I&sub1; zu, während der Strom I&sub2; abnimmt.
Dementsprechend fließt der Strom I&sub3; von dem Transistor Q&sub3;
durch den Widerstand R&sub4; zu der Konstantstromzuführquelle IB
Bei einer niedrigeren Energiequellenspannung V&sub3; wird der
Strom I&sub2; der durch den Transistor Q&sub5; fließt, fast null,
daher ist I&sub2; = 0. Wie oben beschrieben, wird die Richtung
von I&sub3;, der durch R&sub4; fließt, bei einem Vcc bei dem Vcc = V&sub4;
ist, umgekehrt, und I&sub2; kann mit Vcc kontinuierlich verändert
werden, um in einem Bereich, in dem Vcc > V&sub4; ist, größer als
IB zu sein und in einem Bereich, in dem Vcc < V&sub4; ist,
kleiner als IB zu sein. Falls Vcc in dem Bereich von V&sub3; < Vcc <
V&sub4; liegt, wird I&sub2; dargestellt durch I&sub2; = IB - I&sub3;, daher ist
I&sub2; = IB - (V&sub1; - V&sub2;)/R&sub4;, während I&sub2;, falls Vcc in dem Bereich
von V&sub4; < Vcc < V&sub5; liegt, dargestellt wird durch I&sub2; = IB + I&sub3;,
daher ist I&sub2; = IB + (V&sub2; - V&sub1;)/R&sub4;. Je größer der
Widerstandswert des Widerstandes R&sub4; ist, desto größer ist demzufolge
der Strom I&sub2; in dem Bereich von V&sub3; < Vcc < V&sub4;, während der
Strom I&sub2; in dem Bereich von V&sub4; < Vcc < V&sub5; desto kleiner ist,
je größer der Widerstandswert des Widerstandes R&sub4; ist. So
wird der Anstieg der Vcc -I&sub2;-Charakteristikkurve, die in
Figur 3 gezeigt ist, bezüglich der Erhöhung von R&sub4;
gemildert. Solch eine Veränderung der Vcc-I&sub2;-Charakteristikkurve
durch den Widerstandswert des Widerstandes R&sub4; ist in Figur 4
gezeigt. Demzufolge kann I&sub2; mit der Veränderung von
kontinuierlich verändert werden, falls der Widerstand R&sub4;
ausgewählt ist, um einen ausreichend großen Widerstandswert
zu haben. Dieses Merkmal ermöglicht es, daß der Schwingkreis
von Figur 2 ein Oszillator mit variabler Frequenz sein kann.
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Im folgenden wird die Operation des Schwingkreises von
Figur 2 mit der Veränderung der Energiequellenspannung Vcc
beschrieben.
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Der Strom I&sub4; zum Laden des Kondensators C&sub0; des
Schwingkreises ist auf Grund der Funktion des Stromspiegels mit den
Transistoren Q&sub4; und Q&sub6; gleich I&sub2;, der durch den Transistor
Q&sub4; in der Konstantstromschaltung von Figur 1 fließt. Somit
hängt die Rate des Ladens des Kondensators C&sub0; von dem Strom
I&sub2; ab, der durch Verändern der Energiequellenspannung Vcc
gesteuert werden kann. Andererseits ist die Rate des
Entladens des Kondensators C&sub0; ungeachtet der Veränderung von
Vcc konstant. Deshalb verändert sich die Frequenz des
Schwingkreises von Figur 2 gemäß der Veränderung der
Energiequellenspannung Vcc Figur 5 zeigt exemplarische
Wellenformen der Signalausgabe von dem Schwingkreis von Figur 2,
die den zuvor genannten spezifischen Vccs von V&sub3;, V&sub4; und V&sub5;
entsprechen, und Figur 6 zeigt die Veränderung der Frequenz
des Ausgangssignals bezüglich der Veränderung von Vcc. In
Fig. 5 stellen VS1 und VS2 das Maximum bzw. Minimum der
Spannungen V&sub0; an einem Ende des Kondensators C&sub0; dar, die
durch die Spannungsdetektionsschaltung D&sub1; detektiert werden,
wie oben unter Bezugnahme auf Figur 2 beschrieben. Mit
anderen Worten, VS1 ist eine Spannung V&sub0;, bei der das
Entladen des Kondensators C&sub0; beginnt, und VS2 ist eine Spannung
V&sub0;, bei der das Laden des Kondensators C&sub0; beginnt. Wie in
Figur 5 gezeigt, nimmt die Anstiegszeit des Ausgangssignals
ab, so wie Vcc zunimmt, während die Abfallzeit des Signals
konstant ist, da sie nur von dem Widerstand abhängt, der in
dem Schaltmittel SW inhärent ist, wie in Figur 2 gezeigt.
Bei einer Energiequellenspannung, bei der Vcc = V&sub3; ist, ist
die Frequenz des Ausgangssignals null, wie in Figuren 5 und
6 gezeigt, da der Strom I&sub4; null wird und der Kondensator C
nicht geladen wird.
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Wie zuvor unter Bezugnahme auf Figur 4 erwähnt, wird
der Anstieg der Vcc-I&sub2;-Charakteristikkurve durch die Zunahme
des Widerstandswertes des Widerstandes R&sub4; gemildert. Daher
wird der Anstieg der Vcc-f-Charakteristikkurve, die in Figur
6 gezeigt ist, mit der Zunahme von R&sub4; gemildert, wie in
Figur 7 gezeigt. Somit ist es möglich, eine Feinabstimmung
der Schwingfrequenz f durch Verändern der
Energiequellenspannung Vcc zu erhalten, und die Schaltung von Figur 2 kann
ein Oszillator mit variabler Frequenz sein. Falls R&sub4; auf
null verringert wird, ist offensichtlich, daß der Anstieg
der Vcc-I&sub2;-Charakteristikkurve von Figur 4, und daher der
Anstieg der Vcc-f-Charakteristikkurve von Figur 7, so steil
werden, daß die Schaltung von Figur 2 nicht als Oszillator
mit variabler Frequenz verwendet werden könnte.
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Unter erneuter Bezugnahme auf Figur 1 wird, falls die
Konstantstromzuführquellen IA und IB durch entsprechende
ersetzt werden, die größere Stromkapazitäten IA' bzw. IB'
haben, die Veränderung von I&sub2; in der
Vcc-I&sub2;-Charakteristikkurve von Figur 3 erweitert, wie in Figur 8 gezeigt, daher
wird die Veränderung von fin der Vcc-f-Charakteristikkurve
von Figur 6 erweitert, wie in Figur 9 gezeigt. In den
Figuren 8 und 9 stellen gestrichelte Linien eine
ursprüngliche Vcc-I&sub2;-Charakteristikkurve dar, die der in Figur 3
entspricht, bzw. eine Vcc-f-Charakteristikkurve, die der in
Figur 6 entspricht, und f&sub4;' und f&sub5;' bezeichnen die
Frequenzen f&sub4; bzw. f&sub5;, die gemäß der Erhöhung von IA und IB
verändert werden.
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Figur 10 ist ein Diagramm, das die Grundkonfigurationen
einer anderen Konstantstromschaltung der vorliegenden
Erfindung zeigt. Die Schaltung, die eine
Referenzspannungsquelle 1, einen Differenzverstärkerblock 3 und einen
Spannungsteilerblock 4 zum Teilen der Energiequellenspannung Vcc
umfaßt, ist fast dieselbe wie die Schaltung von Figur 1,
außer daß die Schaltung von Figur 10 nur eine
Konstantstromzuführquelle ID enthält, die mit einem Punkt an dem
Widerstand R&sub4; verbunden ist, welcher Punkt R&sub4; in zwei Teile
R&sub4;&sub1; und R&sub4;&sub2; teilt. Falls R&sub4; gleichmäßig geteilt ist, d. h.,
R&sub4;&sub1; = R&sub4;&sub2;, hat die Konstantstromschaltung von Figur 10
dieselben Charakteristiken wie jene der Schaltung von Figur
1. Das Merkmal von R&sub4; zum Verändern des Anstieges der Vcc-
I&sub2;-Charakteristiken wird auch vorgesehen. Wenn R&sub4; nicht
gleichmäßig geteilt ist, d. h. R&sub4;&sub1; ≠ R&sub4;&sub2;, verschiebt sich
die Vcc-I&sub2;-Charakteristikkurve bezüglich der Schaltung längs
der Vcc-Achse, wobei die Richtung und der Betrag der
Verschiebung von dem Verhältnis R&sub4;&sub1;/R&sub4;&sub2; abhängen.
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Die erste Ausführungsform der Konstantstromschaltung
der vorliegenden Erfindung ist in Figur 11 gezeigt. Die
Konstantstromschaltung hat eine Konfiguration auf der Basis
jener von Figur 1 und wird auf die Steuerung eines
Schwingkreises mit einer Konfiguration auf der Basis von Figur 2
angewendet. Die Schaltung dieser Ausführungsform ist mit
einem zusätzlichen Konstantstromzuführblock 8 versehen, der
einen Stromspiegel mit den Transistoren Q&sub7; und Q&sub8; enthält,
die zum Beispiel beide Bipolartransistoren sind, und eine
Konstantstromzuführquelle IC, die mit dem Kollektor des
Transistors Q&sub8; verbunden ist. Der Strom I&sub4; zum Laden des
Kondensators C&sub0; wird durch den Strom IC so erhöht, wie durch
I&sub4; I&sub2; + IC dargestellt wird. Somit wird der Strom I&sub4; durch
IC größer gestellt, wie in Figur I&sub2; gezeigt, in der die
gestrichelte Linie die ursprüngliche
Vcc-I&sub4;-Charakteristikkurve darstellt, die der in Figur 3 entspricht. Als Resultat
der Verschiebung ist I&sub4; bei Vcc = V&sub3; nicht null sondern IC,
im Unterschied zu der Vcc-I&sub2;-Charakteristikkurve, die jener
der in Figur 1 gezeigten Schaltung entspricht, in der I&sub2;
gleich I&sub4; ist, wodurch I&sub4; bei Vcc = V&sub3; null ist. Demgemäß
wird der Bereich der Schwingfrequenz der Schaltung von Figur
11 um Δf höher gestellt, wie in Figur 13 gezeigt, in der die
Frequenz f bei Vcc = V&sub3; nicht null sondern f&sub3; ist. Die
gestrichelte Linie in Figur 13 stellt die ursprüngliche Vcc-
f-Charakteristikkurve dar, die Figur 6 entspricht.
Wellenformen der Signalausgabe von der Schaltung von Figur 11
entsprechen den spezifischen Vccs von V&sub3;, V&sub4; und V&sub5;.
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Die zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung
ist in Figur 15 gezeigt. Die Konstantstromschaltung hat
wieder eine Konfiguration auf der Basis jener von Figur 1
und wird zum Steuern eines Schwingkreises des Typs von Figur
2 verwendet.
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Der Oszillator ist mit einer zusätzlichen
Konstantstromzuführquelle 10 versehen, die mit dem Schaltmittel SW
in dem Lade-Entlade-Steuerblock 7 seriell verbunden ist. Mit
dem Hinzufügen der Konstantstromzuführquelle I&sub0; wird der
Strom, der während des Entladens des Kondensators C&sub0; durch
das Schaltmittel SW fließt, erhöht oder verringert.
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Falls der Strom I&sub0; als I&sub0; = nI&sub4; gewählt wird, wird das
Verhältnis der Zeit zum Entladen zu der Zeit zum Laden des
Kondensators C&sub0; dargestellt durch 1/(n-1), wobei n eine
positive Zahl größer als 1 darstellt. Somit kann das
Verhältnis der Anstiegszeit zu der Abfallzeit des Signals, das
von der Schaltung von Figur 15 ausgegeben wird, in
Abhängigkeit von der Stromkapazität der Konstantstromzuführquelle I&sub0;
gesteuert werden. Wellenformen der Signalausgabe von der
Schaltung von Figur 15, in der die Konstantstromzuführquelle
I&sub0; eine Stromkapazität von I&sub0; = 2 I&sub4; hat, sind in Figur 16
gezeigt und entsprechen den spezifischen Vccs von V&sub3;, V&sub4; und
V&sub5;. Wie in Figur 16 ersichtlich ist, beträgt die relative
Einschaltdauer von jeder Wellenform 50 %.
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Die dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung
ist in Figur 17 gezeigt, in der die Konstantstromschaltung
wieder eine Konfiguration auf der Basis von Figur 1 hat und
mit einem Schwingkreis des Typs von Figur 2 gezeigt ist.
Konstantstromzuführquellen IC und I&sub0; sind vorgesehen, wie
oben unter Bezugnahme auf Figuren 11 und 15 erläutert. In
der Schaltung von Figur 17 bilden die Transistoren Q&sub1; und
Q&sub2;, die zum Beispiel beide Bipolartransistoren sind, und ein
Widerstand R&sub1; eine Referenzspannungsquelle V&sub1;. Die Basis-
Emitter-Übergangsspannung der Transistoren Q&sub1; und Q&sub2;, die
seriell miteinander verbunden sind und denen ein
Vorspannungsstrom zugeführt wird, wird als Konstantspannungsquelle
verwendet. Ein Transistor Q&sub3; in Figur 17 wird als Schalt
mittel verwendet, und eine Schmitt-Schaltung D&sub2; wird als
Spannungsdetektionsschaltung verwendet, und sie entsprechen
jeweilig denen, die durch Bezugszeichen SW und D&sub1; in Figur
11 und 15 bezeichnet sind. Die Schmitt-Schaltung D&sub2;
konvertiert Dreieckimpulssignale in Rechteckimpulssignale auf
Grund ihrer Wellenformungsfunktion auf der Basis der
inhärenten Hysterese-Charakteristiken zwischen dem Eingang und
dem Ausgang. Die Vcc-I&sub4;-Charakteristiken und die Vcc-f-
Charakteristiken der Schaltung von Figur 17 sind so wie in
den Figuren 18 bzw. 19 gezeigt.
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In der Schaltung von Figur 17 hat die Schmitt-Schaltung
D&sub2; zwei Schwellenwerte mit einem hohen Pegel SH und einem
niedrigen Pegel SL und läßt ihren Ausgang FOUT auf den hohen
Pegel VH springen, falls sich V&sub0; bis auf die Schwelle des
hohen Pegels SH erhöht. Daher schaltet sich der Transistor
Q&sub9; ein, und der Kondensator C&sub0; wird entladen. Demzufolge
verringert sich die Spannung V&sub0;, aber der Ausgang bleibt auf
dem hohen Pegel VH. Wenn die Spannung V&sub0; die Schwelle des
niedrigen Pegels SL erreicht, läßt die Schmitt-Schaltung D&sub2;
den Ausgang FOUT auf den niedrigen Pegel VL springen. Als
Resultat schaltet sich der Transistor Q&sub3; aus, und das
Entladen des Kondensators C&sub0; wird gestoppt, und das Laden durch
den Strom I&sub4; beginnt. Daher nimmt die Spannung V&sub0; zu, aber
der Ausgang bleibt auf dem niedrigen Pegel VL, bis die
Spannung V&sub0; die Schwelle des hohen Pegels SH erreicht.
Wellenformen der Signalausgabe von der Schaltung von Figur
17 sind in Figur 20 gezeigt, die den spezifischen
Energiequellenspannungen Vcc von V&sub3;, V&sub4; und V&sub5; entsprechen. Die
Wellenformen werden erhalten, wenn die
Konstantstromzuführquelle I&sub0;, die eine Stromkapazität von I&sub0; = 2 I&sub4; hat,
verwendet wird, und die Rechteckimpulse haben eine relative
Einschaltdauer von 50 %.
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Jede der Schaltungen der obigen Ausführungsformen kann
in einer monolithisch integrierten Schaltung inkorporiert
werden, deshalb werden sie geeigneterweise auf Computer wie
Personalcomputer von Notebook-Größe angewendet, die durch
Batterien betrieben werden, woraus Energieeinsparungen der
Computer resultieren, indem die Taktsignalfrequenz und die
Energiespannung während Operationen wie Modusauswahl
verringert
werden. Das Merkmal von Taktsignalen mit variabler
Frequenz bei Verwendung eines einzelnen Schwingkreises hat
auch die Reduzierung von Hardware und Produktionskosten zur
Folge, während die Zuverlässigkeit der Computer verbessert
wird.
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In der obigen Beschreibung sind Beispiele von
Schaltungen angegeben worden, bei denen Bipolartransistoren
eingesetzt werden. Jedoch ist die vorliegende Erfindung auch auf
Schaltungen anwendbar, bei denen andere Transistortypen
eingesetzt werden, wie z. B. FETS. Ferner beziehen sich die
Termini "Widerstand", "Kondensator" und so weiter auf jede
Vorrichtung oder jedes Schaltungselement (oder auf eine
Kombination von Elementen), die die gewünschte Eigenschaft
des Widerstandes, der Kapazität, etc., haben.
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Zusammenfassend betrifft die vorliegende Erfindung eine
Konstantstromschaltung, deren Ausgangsstrom I&sub2; mit der
Veränderung einer Energiequellenspannung Vcc verändert
werden kann und die zum Steuern eines Schwingkreises
verwendet werden kann, dessen Schwingfrequenz mit der
Veränderung des Konstantstromschaltungsausgangsstromes I&sub2;
verändert werden kann und der zur Verwendung in tragbaren
Computern geeignet ist. In einer Form umfaßt die
Konstantstromschaltung Bipolartransistoren, die gekoppelt sind, um
einen Differenzverstärker zu bilden, bei dem einem der
Transistoren eine Referenzspannung zugeführt wird und dem
anderen eine geteilte Spannung der Energiequellenspannung
Vcc zugeführt wird, und ein Widerstand, der die Emitter der
Transistoren verbindet, ist zum Steuern des Anstieges der
Vcc-I&sub2;-Charakteristikkurve der Konstantstromschaltung
vorgesehen.