DE3016092C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einer Begrenzerschaltung mit den im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen. eine solche Schaltung ist aus der US-PS 40 08 440 bekannt.

In Phasenverriegelungssystem (PLL-Systemen) wird die Phase eines externen periodischen Signals mit der Phase eines lokal erzeugten periodischen Signals unter Bildung eines Fehlersignals verglichen, das zur Regelung der Frequenz des lokal erzeugten Signals im Sinne einer Phasenverriegelung des Systems benutzt wird. Wenn das von der Phasenvergleichsschaltung erzeugte Fehlersignal proportional dem Phasenunterschied zwischen den beiden verglichenen Signalen ist, dann sollte es möglichst von Amplitudenveränderungen, welche das externe Signal aufweisen kann, unbeeinflußt bleiben. In vielen PLL- Anwendungen ist die Verwendung einer digitalen Vergleichsschaltung wünschenwert, weil solche Vergleichsschaltungen sich besonders gut in integrierter Form herstellen lassen. Jedoch liefert eine digitale Phasenvergleichsschaltung typischerweise ein Ausgangssignal, in dem sich Amplitudenänderungen der Eingangssignale widerspiegeln. Eine allgemeine Lösung eines solchen Amplitudenempfindlichkeitsproblems in PLL- Systemen mit digitalen Vergleichsschaltungen besteht in der Einfügung eines Amplitudenbegrenzers im äußeren Signalweg, um sicherzustellen, daß der Phasenvergleichsschaltung Eingangssignale praktisch konstanter Amplitude zugeführt werden.

Eine solche Schaltungsweise ist aus der US-PS 40 04 235 bekannt.

Bei einer aus der DE 28 45 841 A1 bekannten Begrenzerschaltung werden die Begrenzungspegel durch je eine Bezugsspannung festgelegt, die mit dem zu begrenzenden Signal verglichen wird, wobei die Ausgangssignale der Vergleichsschaltungen jeweils einen Schalter steuern, der das Eingangssignal zum Ausgang durchschaltet, solange es sich zwischen den beiden Bezugsspannungen befindet. Bei Überschreiten der Bezugsspannung wird diese auf den Ausgang geschaltet und das Eingangssignal solange vom Ausgang abgetrennt.

Bei geeigneter Wahl der Begrenzungsparameter hinsichtlich der zu erwartenden Größe des externen Signals kann ein üblicher Amplitudenbegrenzer Eingangssignale relativ konstanter Amplitude trotz Amplitudenänderungen des externen Signals an eine digitale Vergleichsschaltung liefern, doch können bei höheren Anforderungen nachteilige Effekte von Amplitudenschwankungen des externen Signals auf die Regelspannungserzeugung durch die Phasenvergleichsschaltung nicht ausgeschlossen werden. So hat es sich beispielsweise einerseits gezeigt, daß ein üblicher Amplitudenbegrenzer ein gewisses Maß an Unsymmetrie bei der Begrenzung bewirken kann mit der Folge, daß das Tastverhältnis im Begrenzerausgangssignal in Abhängigkeit von Amplitudenänderungen des Begrenzereingangssignals Schwankungen unterworfen ist, während andererseits die von der digitalen Phasenvergleichsschaltung erzeugte Fehlerspannung infolge von Tastverhältnisschwankungen eines zugeführten Eingangssignals Schwankungen unterworfen ist (wie es beispielsweise bei den digitalen Phasenvergleichsschaltungen der exklusiven ODER-Schaltung der Fall ist, welche in der RCA Veröffentlichung RCA Digital Integrated Circuits Application Note No. ICAN-6101 beschrieben ist).

Aus der US-PS 40 08 440 ist eine geregelte Begrenzerschaltung mit einem Operationsverstärker bekannt, dessen einem Eingang die zu begrenzende Spannung zugeführt wird und von dessen Ausgang nach Gleichrichtung eine mit einer festen Vorspannung kombinierte Regelspannung für den anderen Eingang abgeleitet wird, mit deren Hilfe das Tastverhältnis der Ausgangsspannung des Begrenzers unabhängig von einem Absinken der Amplitude der Eingangswechselspannung konstantgehalten wird.

Ferner ist aus der DE 24 03 799 A1 ein regelbarer linearer Verstärker bekannt, bei dem die Regelspannung an einem Kondensator entsteht, der mit einer Lade- und einer Entladeschaltung verbunden ist, wobei entweder der Ladestrom oder der Entladestrom schaltbar ist und das Tastverhältnis der Ein- und Ausschaltphasen von der Größe der Verstärkerausgangsspannung derart abhängig ist, daß die Ausgangsspannung bei Schwankungen der Eingangsspannung möglichst konstantgehalten wird.

Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung einer speziellen Ausführung einer Begrenzerschaltung, welche unabhängig von Amplitudenänderungen der Eingangswechselspannung ein begrenztes Ausgangssignal mit demselben Tastverhältnis liefert, wie es bei der Eingangswechselspannung vorliegt und durch die Spannungsdurchgänge durch die Mittellinie definiert ist.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Gemäß den Prinzipien der hier zu beschreibenden Erfindung enthält die Amplitudenbegrenzerschaltung eine Vorspannungserzeugungsschaltung, welche eine Vorspannung erzeugt, deren Höhe durch das Verhältnis zwischen den Ein- und Ausschaltphasen eines Schalters bestimmt wird, welche dem Tastverhältnis des Begrenzerausgangssignals entsprechen, so daß die Begrenzervorspannung in einem Sinne nachgeregelt wird, der unerwünschten Abweichungen des Begrenzerausgangstastverhältnisses von einem ge­ wählten Normzustand entgegenwirkt. Bei einem PLL-System mit einer digitalen Phasenvergleichsschaltung stellt die Einfügung der erfindungsgemäßen Amplitudenbegrenzerschaltung im externen Signalweg sicher, daß die Fehlerausgangsspannung der Phasenvergleichsschaltung praktisch unabhängig von Amplitudenänderungen des externen Signals ist, indem man die Erzeugung von Eingangssignalen der Phasenvergleichsschaltung mit praktisch konstanter Amplitude ebenso wie konstantem Tastverhältnis erreicht. Die Aufrechterhaltung des gewünschten Ausgangstastverhältnisses durch die erfindungsgemäße Anordnung stellt weiterhin praktisch sicher, daß im Falle kleiner Eingangsamplituden fehlerhafte Betriebszustände des Begrenzers vermieden werden, in denen ein unsymmetrischer Betrieb das Ausgangssignal ständig auf einem Klemmpegel festhalten würde.

Entsprechend einer nachfolgend beschriebenen Ausführungsform der Erfindung wird die Begrenzervorspannung über einer Kapazität erzeugt, der ein Ladeweg und ein Entladeweg zugeordnet ist. Durch abwechselndes Aus- bzw. Einschalten eines dieser Wege unter Steuerung durch einen Schalter mit einem Tastverhältnis, welches gleich dem durch die Mittelpegeldurchgänge der Begrenzerausgangsspannung definierten Tastverhältnis ist, verändert sich die mittlere Spannung an der Kapazität entsprechend den Änderungen im Tastverhältnis der Begrenzerausgangsspannung, und zwar so, daß die resultierenden Verschiebungen des Arbeitspunktes des Begrenzers Abweichungen des Tastverhältnisses von einem gewählten Normwert entgegenwirken.

Bei einer veranschaulichten Anwendung der Erfindung wird die oben erwähnte Begrenzerschaltung vorzugsweise benutzt zur Verarbeitung eines externen Signals in einem PLL-System, welches eine Frequenzvervielfacherfunktion ausübt. Bei einem solchen PLL-System wird das Ausgangssignal eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) durch einen Frequenzteiler herabgeteilt. Das Ausgangssignal des Frequenzteilers wird in seiner Phase mit einem äußeren Bezugssignal verglichen, das durch die oben erwähnte Begrenzerschaltung verarbeitet wird. Das sich daraus ergebende Fehlerausgangssignal der Vergleichsschaltung wird benutzt zur Steuerung der Oszillatorfrequenz derart, daß die herabgeteilte Frequenz in Synchronismus mit dem Bezugssignal gebracht wird. Der so gesteuerte Oszillator liefert das Frequenzvervielfacherausgangssignal.

Beispielsweise kann ein solcher Frequenzvervielfacher in einem Farbfernsehempfänger verwendet werden, um von äußeren Bezugsschwingungen der Farbträgerfrequenz (beispielsweise etwa 3,58 MHz) geeignete Taktsignale einer höheren Frequenz (beispielsweise etwa 10,74 MHz) zur Steuerung von ladungsgekoppelten Kammfiltern abzuleiten, wie sie in einer parallelen Anmeldung (DE 29 31 415 A1) beschrieben sind. In einem solchen Fall können die PLL-Systemelemente (Begrenzer, spannungsgesteuerter Oszillator, Frequenzteiler, Phasenvergleichsschaltung) vorteilhafterweise in integrierter Form in ein und demselben integrierten Schaltungsplättchen mit den CCD-Kammfilterelementen ausgebildet werden.

Anhand der beiliegenden Figuren werden Ausführungsbeispiele erläutert. Es zeigt

Fig. 1 teilweise in Blockdarstellung eine Signalbegrenzerschaltung;

Fig. 2 eine Schaltungsausführung eines Begrenzers, der sich zur Ausbildung in integrierter Schaltung in N-Kanal-Metalloxid-Halbleitertechnik (NMOS-Technik) eignet und

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Phasensynchronisierschleife, in welcher der Begrenzer gemäß Fig. 2 mit Vorteil verwendet werden kann.

In Fig. 1 ist ein Spannungsverstärker 16 mit einem invertierenden und einem nichtinvertierenden Eingangsanschluß (15 I bzw. 15 N) und einem Ausgangsanschluß 21 veranschaulicht. Der Verstärker 16 hat zweckmäßigerweise eine hohe Eingangsimpedanz und belastet die mit seinen Eingangsanschlüssen verbundene Spannungsquelle praktisch nicht. Außerdem hat er zweckmäßigerweise eine niedrige Ausgangsimpedanz, so daß seine Spannungsverstärkung hoch bleibt, wenn eine Last 22 zwischen seinen Ausgangsanschluß 21 und einen gemeinsamen Bezugspotentialpunkt, der hier als Masse gezeigt ist, geschaltet wird.

Die Übertragungskennlinie des Verstärkers 16 verläuft so, daß eine hohe Verstärkung für Eingangssignale unterhalb eines bestimmten Amplitudenschwellwertes vorliegt, während für diese Schwelle übersteigende Eingangssignale das Verstärkerausgangssignal bei relativ extremen Amplitudenpegeln geklemmt bleibt. Wenn also eine Wechselspannung ausreichender Amplitude den Eingangsanschlüssen zugeführt wird, dann erhält man am Ausgang eine amplitudenbegrenzte Ausgangskurvenform mit abwechselnden Abschnitten konstanten Wertes bei den betreffenden Klemmpegeln und zwischen diesen beiden Zuständen relativ schnelle Übergänge. Dies entspricht der bekannten Wirkung eines Signalbegrenzers.

Die Signalquelle 11 liefert eine Wechselspannung genügender Amplitude, um den Verstärker 16 in dem soeben erwähnten Begrenzerbetrieb zu betreiben. Sie ist über den Begrenzereingangsanschluß 12 und einen Kondensator 13 mit dem invertierenden Eingang 15 I gekoppelt und liegt mit ihrem anderen Ende ebenso wie der nichtinvertierende Eingang des Verstärkers 16 an Masse.

Der invertierende Eingang des Verstärkers 16 ist außerdem über einen Widerstand 14 mit einem Belag eines Mittelwertbildungskondensators 15 verbunden, dessen anderer Belag an Masse liegt, so daß die mittlere Spannung am Kondensator 15 den Arbeits- oder Vorspannunspunkt des Verstärkers 16 bestimmen kann. Eine elektrische Ladung wird dem Kondensator 15 mit Hilfe einer Stromquelle 17 zugeführt, welche ständig über den Kondensator 15 geschaltet ist. Eine Stromsenke 20 bildet eine Entladungsstrecke und wird diskontinuierlich mit Hilfe eines elektronischen Schalters 19 (der hier symbolisch als einpoliger Umschalter dargestellt ist) an den Kondensator 15 geschaltet.

Das am Ausgangsanschluß 21 des Verstärkers 16 erscheinende amplitudenbegrenzte Ausgangssignal dient der Steuerung des elektronischen Schalters 19, so daß dieser schließt und die Stromsenke 20 an den Kondensator 15 anschließt, wenn das amplitudenbegrenzte Ausgangssignal einen seiner Extremwerte annimmt, während der Schalter 19 geöffnet ist und die Stromsenke 20 vom Kondensator abtrennt, wenn das Ausgangssignal seinen anderen Extremwert hat. Die Größe des von der Stromsenke 20 aufgenommenen Stromes hat einen bestimmten größeren Wert als die Größe des von der Stromquelle 17 zur Verfügung gestellten Stromes. Während der Öffnungszeit des Schalters 19 lädt sich demzufolge der Kondensator 15 auf, und bei geschlossenem Schalter 19 entlädt sich der Kondensator 15. So bewirkt die Ausgangswechselspannung des Verstärkers 16 Abschnitte eines Entladungsstromflusses vom ungeerdeten Kondensatoranschluß nach Masse über die Stromsenke 20 abwechselnd mit Abschnitten der Kondensatoraufladung. Die Mittelwerte der entsprechenden Lade- und Entladeströme hängen vom Tastverhältnis des Schalterbetriebes 19 ab.

Hat das Ausgangssignal des Verstärkers 16 eine konstante Frequenz, dann besteht ein Gleichgewicht der mittleren Spannung zwischen den Belägen des Kondensators 15, wenn die mittlere resultierende Änderung der Ladung Null ist. Dies ist der Fall, wenn die algebraische Summe des infolge der Quelle 17 fließenden Stromes und des von der Stromsenke 20 aufgenommenen mittleren Stromes Null ist.

Sind alle anderen Parameter konstant, dann ergibt eine Änderung des Tastverhältnisses beim Betrieb des Schalters 19, welches gleich dem durch die Mittelpegeldurchgänge der Ausgangsspannung des Verstärkers 16 definierten Tastverhältnis ist, eine Änderung der mittleren Potentialdifferenz an den Belägen des Kondensators 15 auf einen anderen Gleichgewichtspunkt.

Allgemein läßt sich ein Vorspannungspunkt für ein gegebenes, sich periodisch veränderndes Eingangssignal finden, bei dem eine Begrenzung für einen vorgegebenen Begrenzerverstärker mit einem Unsymmetriegrad eintritt, bei welchem das Tastverhältnis des Ausgangssignals ½ oder irgendein gewählter Wert in der Nähe von ½ ist. Für bestimmte Typen von Eingangssignalschwingungsformen lassen sich auch wesentlich andere Werte hiervon erreichen.

Bestimmt man das Tastverhältnis für die Ausgangsspannung des Verstärkers 16 und damit für den Schalter 19 bei dem in Fig. 1 dargestellten Begrenzer, dann kann man die Ströme der Stromquelle 17 und der Stromsenke 20 so wählen, daß das Potential am nichtgeerdeten Belag des Kondensators 15 gleich der Vorspannung ist, die notwendig ist, damit der Verstärker 19 eine Ausgangsspannung mit dem gewünschten Tastverhältnis hat. Die Richtung der Polaritäten der Stromquelle und der Stromsenke ebenso wie das Verhältnis ihrer Ströme sind derart gewählt, daß jegliche Abweichung des Ausgangsspannungstastverhältnisses vom gewünschten Wert eine Änderung der dem Verstärker 16 zugeführten Vorspannung in einer solchen Richtung zur Folge hat, daß diese Abweichung verringert wird. Um beispielsweise ein Tastverhältnis von 1 : 1 (50%) zu erhalten, ist die Größe des von der Stromsenke 20 aufgenommenen Stromes doppelt so groß wie der von der Stromquelle 17 gelieferte Strom.

Man sieht, daß eine Korrektur eintreten kann trotz ungenau definierten Begrenzungseigenschaften im Verstärker 16. Außerdem ist der genaue Wert der Kapazität 15 nicht von Bedeutung, es ist lediglich notwendig, daß man für die Lade- und Entladeströme einen geeigneten Mittelungswert erreicht.

Die Anordnung gemäß Fig. 1 stellt ein Regelsystem mit negativer Rückführung dar. Obwohl ein solches System grundsätzlich stabil ist, besteht häufig eine Neigung zur Instabilität infolge übermäßigen Phasenverschiebungs- und Verstärkungsänderungen mit der Frequenz, wie bei den meisten Rückkopplungsregelsystemen. Der Widerstand 14 in Verbindung mit dem Kondensator 13 bewirkt eine Filterung der dem Verstärker 16 zugeführten Vorspannung, um zu einem stabilen Betrieb beizutragen. Zu diesem Zweck soll die Zeitkonstante der Kombination von Widerstand 14 (plus Quellenwiderstand) und Kondensator 13 groß zur Periodenlänge für das von der Quelle 11 gelieferte Signal sein.

Fig. 2 zeigt eine Ausführungsform der Erfindung, welche sich als integrierte Schaltung in NMOS-Technologie eignet. Diese Herstellungstechnologie erlaubt dem Konstrukteur den Entwurf von N-Kanal-Feldeffekttransistoren mit sehr hoher Gate- Source-Impedanz. Solche Transistoren können innerhalb einer integrierten Schaltung mit sehr gut übereinstimmenden Eigenschaften hergestellt werden. Insbesondere können die gegenseitigen Konduktanzen oder Steilheiten der Transistoren in einem vorherbestimmbaren Verhältnis zueinander ausgelegt werden, in dem man die Geometrien der Elemente geeignet aufeinander bemißt.

Bei der Schaltung gemäß Fig. 2 liefert eine hier als Batterie 105 gezeigte Gleichspannungsquelle eine positive Betriebsspannung an eine Klemme 100 und eine negative Betriebsspannung an eine Klemme 102, die auch an ein gemeinsames Bezugspotential, hier als Masse dargestellt, geschaltet ist. Zwischen einen Eingangsanschluß 103 und Masse ist eine Wechselspannungsquelle 106 geschaltet. Vom Anschluß 104 wird ein Ausgangssignal an eine Last 107 geliefert, deren anderes Ende an Masse liegt.

Die gewünschte Verstärkung wird durch einen dreistufigen Verstärker bewirkt, in dem ein Transistor 110 der Verstärkertransistor der ersten Stufe ist. Seine Sourceelektrode liegt an Masse und seiner Gateelektrode wird über einen Kondensator 109 Eingangssignal vom Anschluß 103 zugeführt.

FETs 111, 112 und 113 sind in bekannter Weise zu einer Lastschaltung für den Transistor 110 zusammengeschaltet in einer Weise, daß schnelle Übergänge zwischen den begrenzungspegeln am Ausgang des Verstärkers möglich sind. Der FET 112 dient als aktive Last für den Transistor 110 und ist mit seiner Sourceelektrode an die Drainelektrode des Transistors 110 und mit seiner Drainelektrode an die Betriebsspannungsklemme 100 angeschlossen. Der FET 111 liegt mit seiner Gateelektrode an der Gateelektrode des Transistors 112 und mit seiner Source- und Drainelektrode zusammen an der Sourceelektrode des Transistors 112 und dient als Bootstrap-Kapazität zwischen Gate- und Sourceelektrode des Lasttransistors 112. Der FET 113 ist mit Drain- und Gatelektrode gemeinsam an die Spannungsklemme 100 angeschlossen und seine Sourceelektrode liegt an der Gateelektrode des Transistors 112, und es dient als nichtlinearer Widerstand mit Diodencharakteristik zur Vorspannung der Gateelektrode des Lasttransistors 112.

Die Drainelektrode des Transistors 110 liegt an der Gateelektrode eines Transistors 114. Mit an Masse liegender Sourceelektrode und an eine Lastschaltung der oben erwähnten Art, bei welcher die Elemente 115, 116 und 117 die direkten Gegenstücke zu den FETs 111, 112 bzw. 113 sind, angeschlossener Drainelektrode dient der Transistor 114 als Verstärkertransistor der zweiten Stufe. Die Gateelektrode eines Transistors 118 liegt an der Drainelektrode des Transistors 114. Der Transistor 118 ist mit seiner Sourceelektrode an Masse angeschlossen, mit seiner Drainelektrode an eine Last der oben erwähnten Art, in welcher die FETs 119, 120 und 121 die direkten Gegenstücke zu den FETs 111, 112 und 113 sind. Der Transistor 118 dient als Verstärkertransistor der dritten Stufe.

Das Begrenzerausgangssignal erscheint an der Drainelektrode des Transistors 118 und wird über den Ausgangsanschluß 104 auf die Last 107 gekoppelt. Wegen der hohen Verstärkung und der schnellen Anstiegszeit des Verstärkers zeigt das Ausgangssignal schnell wechselnde Übergänge zwischen einem ersten Pegel, der praktisch gleich dem Potential der positiven Spannungsquelle ist, und einem zweiten Pegel von praktisch Massepotential.

Außer der Ansteuerung der Lastschaltung wird das Ausgangssignal weiterhin direkt der Gateelektrode eines FETs 122 zugeführt, dessen Sourceelektrode auf Masse liegt. Der Leitungskanal dieses FETs, das alternativ zwischen einem Zustand hoher Leitfähigkeit und einem Zustand hohen Widerstandes durch das Begrenzerausgangssignal umgeschaltet werden kann, ist durch den Leitungskanal eines FETs 123 überbrückt, dessen Sourceelektrode an Masse liegt und dessen Gate- und Drainelektrode zusammengeschaltet sind und an der Drainelektrode des FETs 122 liegen.

Drain- und Gateelektrode des FETs 124 liegen an der positiven Spannungsquelle 100 und seine Sourceelektrode ist mit den Drainelektroden der FETs 122 und 123 verbunden und dient für diese als Stromquelle. Ein FET 125 mit geerdeter Sourceelektrode und mit an den Verbindungspunkt der Gate- und Drainelektrode des FETs 123 angeschlossener Gateelektrode ist mit dem FET 123 in bekannter Weise zu einem Stromspiegel zusammengeschaltet.

Eine Stromquelle für den FET 125 wird durch einen nichtlinearen Widerstand dargestellt, der durch den Leitungskanal eines FETs 126 gebildet wird, dessen Gate- und Drainelektroden zusammen an die Spannungsquelle 100 angeschlossen sind und dessen Sourceelektrode mit der Drainelektrode des FETs 125 verbunden ist. Der Leitungskanal des FETs 126 ist durch die durch einen FET 127 gebildete Kapazität überbrückt, wobei die Gateelektrode des letzteren an der Klemme 100 liegt und seine Source- und Drainelektroden gemeinsam an der Sourceelektrode des FETs 126 liegen. Der Leitungskanal eines FETs 128 bildet einen Widerstandsweg zwischen einem Anschluß der durch den FET 127 gebildeten Kapazität und der Gateelektrode des Eingangsverstärkertransistors 100, wobei die Sourceelektrode des FETs 128 an die zusammengeschalteten Source- und Drainelektroden des FETs 127 angeschlossen sind. Bei zusammengeschalteten Gateelektroden der FETs 128 und 127 wird der durch den leitenden Kanal des FETs 128 gebildete Widerstand in einem geeigneten Bereich gehalten, um die Spannung an der durch den FET 127 gebildeten Kapazität zu filtern.

Wenn eine Ausgangssignalschwingung zum Massepotentialbegrenzungspegel den FET 122 in seinen Zustand hohen Widerstandes bringt, dann dient der von dem Stromquellen-FET 124 gelieferte Strom als Eingangsstrom für den Stromspiegel aus den FETs 123 und 125. Durch geeignete Bemessung der Geometrie der FET 123, 124 und 125 gegenüber der Geometrie des FETs 126 kann man erreichen, daß der Strombedarf der Drainelektrode des Stromspiegelausgangs-FETs 125 unter diesen Umständen den von dem FET 126 verfügbaren Strom um eine gewünschte Größe überschreitet. Beispielsweise sind die Abmessungsverhältnisse zur Aufrechterhaltung eines Ausgangssignal-Tastverhältnisses von 50% derart, daß der vom Transistor 125 benötigte Strom zweimal so groß wie der von der Stromquellen-FET 126 gelieferte Strom ist. Der Fehlbetrag wird hauptsächlich durch Abzweigung eines Stromes über die Kapazität des FETs 127 gedeckt, welche sich dabei auflädt.

Tritt eine Ausgangssignalschwingung der entgegengesetzten Polarität auf den positiven Betriebsspannungsbegrenzungspegel zu auf, dann leitet der FET 122 stark und verringert die Gate-Source- Vorspannung der Stromspiegel-FETs 123 und 125 auf praktisch Null, wobei der Strombedarf an der Drainelektrode des FETs 125 praktisch auf Null geht. Bei einer solchen Signalausschwingung, wo der FET 125 praktisch gesperrt ist, entlädt sich der durch den FET 127 gebildete Kondensator über den Leitungskanal des FETs 126.

Man sieht also, daß Perioden der Aufladung der Kapazität des FETs 127 mit Perioden ihrer Entladung abwechseln. Die Mittelwerte der entsprechenden Lade- und Entladeströme hängen vom Tastverhältnis des Schalter-FETs 122 und damit vom Tastverhältnis des Ausgangssignals des Begrenzers ab.

Die resultierende Regelspannung, die am durch den FET 127 gebildeten Kondensator entsteht, wird durch die Wirkung des Widerstandes 128 und des Kondensators 109 weitergefiltert und stellt den Arbeitspunkt des dreistufigen Verstärkers so ein, daß eine Begrenzung mit einem Symmetrierungsmaß auftritt, welches für die Einstellung des gewünschten Wertes des Tastverhältnisses des Ausgangssignals (im hier beschriebenen Beispiel also 50%) geeignet ist.

Man sieht, daß die Ausführungsform der Erfindung gemäß Fig. 2 zwar eine Tastverhältnisregelung über eine Betriebsart entsprechend derjenigen der in Fig. 1 dargestellten Schaltung bewirkt, sich von dieser aber in einigen Details der Schaltungsausbildung unterscheidet. Beispielsweise sieht man, daß die Kapazität des FETs 127, welche sich periodisch auf- und entlädt, auf einen nicht an Masse liegenden Anschluß 100 der Stromversorgungsquelle gemäß Fig. 2 zurückgeführt ist, während der Kondensator 15 gemäß Fig. 1 auf Masse geführt ist. Zur Anpassung an diese Kapazitätsanordnung bewirkt der geschaltete Stromspiegel-FET 125 in Fig. 2 eine Aufladung der Kapazität des FET 127, wenn es mit dieser in Reihe geschaltet wird, und erlaubt eine Entladung dieser Kapazität, wenn es praktisch aus dem Stromkreis ausgeschaltet wird. Im Gegensatz dazu bewirkt der geschaltete Stromweg (Stromsenke 20) in Fig. 1 eine Entladung des Kondensators 15, wenn er mit dieser in Reihe geschaltet ist, und ermöglicht eine Aufladung des Kondensators 15, wenn er aus dessen Kreis ausgeschaltet ist.

Fig. 3 stellt ein Blockschaltbild eines PLL-Systems dar, welches eine Frequenzvervielfacherfunktion ausübt, und bei welcher die oben beschriebene Begrenzerschaltung mit Vorteil verwendet werden kann. Ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) 200 erzeugt gemäß Fig. 3 ein Ausgangssignal, welches einem Frequenzteiler 210 zugeführt wird. Der Ausgang des Frequenzteilers wird einem Eingang einer Phasenvergleichsschaltung 220 zugeführt, deren anderer Eingang über einen Begrenzer 230, beispielsweise von der in Fig. 2 gezeigten Art, gespeist wird, der ein am Eingangsanschluß 103 zugeführtes externes Bezugssignal verarbeitet. Die verarbeiteten Bezugssignale, die am Begrenzerausgangsanschluß 104 entstehen, zeichnen sich dadurch aus, daß sie im wesentlichen sowohl konstante Amplitude als auch konstantes Tastverhältnis haben trotz gegebenenfalls auftretenden Änderungen in der Amplitude der Bezugssignale, die dem Begrenzereingang zugeführt werden. Das Ausgangssignal der Phasenvergleichsschaltung 220 wird durch ein Tiefpaßfilter 240 gefiltert, so daß eine Regelspannung zur Zuführung zum Regeleingang des Oszillators 200 entsteht.

Im Betrieb des PLL-Systems gemäß Fig. 3 erzeugt der Oszillator 200 an seinem Ausgangsanschluß O eine phasensynchronisierte und in der Frequenz vervielfachte Version der Eingangsbezugssignale. Es sei ein Anwendungsbeispiel des in Fig. 3 dargestellten PLL- Systems erwähnt: Die am Eingang 103 zugeführten Eingangsbezugssignale seien Bezugsschwingungen der Farbträgerfrequenz (beispielsweise etwa 3,58 MHz), die vom Farbträgeroszillator eines Farbfernsehempfängers abgeleitet werden. Der Teilerfaktor des Frequenzteilers 210 beträgt Drei. Das Ausgangssignal des Oszillators 200 kann Signale der dreifachen Farbträgerfrequenz (also etwa 10,74 MHz) sein, die als Taktsignale für ein CCD-Kammfilter dienen, mit Hilfe dessen die Leuchtdichte- und Farbsignale getrennt werden.

Claims (5)

1. Begrenzerschaltung für eine Eingangswechselspannung zur Ableitung einer Ausgangsspannung, deren Amplituden durch zwei beiderseits eines Mittelpegels liegende Begrenzungspegel begrenzt sind und deren Durchgänge durch den Mittelpegel ein Tastverhältnis definieren, und mit einer Regelschaltung zur Ausregelung von Abweichungen des Tastverhältnisses von einem entsprechend definierten Tastverhältnis der Eingangswechselspannung mit Hilfe einer Regelspannung, die einem Eingang der Begrenzerschaltung über eine Koppelschaltung zuführbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelspannung als Ladespannung einer Kapazität (Kondensator 15) erzeugt wird, die mit einer Ladeschaltung (17) und einer Entladeschaltung (20) für unterschiedliche Ströme gekoppelt ist, von denen der größere Strom zu- und abschaltbar ist (Schalter 19) und dieser Schaltzustand davon abhängt, auf welcher Seite des Mittelpegels die Ausgangsspannungsamplitude liegt.

2. Begrenzerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladeschaltung (17) ständig aktiviert ist.

3. Begrenzerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladeschaltung (17) einen mit der Kapazität (15) gekoppelten Ladekreis enthält, dessen Ladestromweg für einen ersten begrenzten Strom ausgelegt ist, und daß die Entladeschaltung (20) einen mit der Kapazität gekoppelten Entladekreis enthält, dessen Entladestromweg für einen begrenzten zweiten Strom ausgelegt ist, und daß einer der beiden Stromwege ständig aktiviert und der andere mit Unterbrechungen aktiviert ist.

4. Begrenzerschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Kombination mit einer Phasenverriegelungsschleifenschaltung mit einem spannungsgesteuerten Oszillator (200), einer Phasenvergleichsschaltung (220) und einer Rückkopplungsschaltung (210), die in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators der Phasenvergleichsschaltung ein Oszillatorschwingungssignal zuführt, deren anderem Eingang ein Bezugssignal über einen den Signalbegrenzer enthaltenden Signalweg zugeführt wird und deren Ausgangssignal als Fehlerspannung einer Regeleinrichtung zugeführt wird, welche das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators in einem solchen Sinne verändert, daß Abweichungen von einer vorbestimmten Phasenbeziehung zwischen dem Oszillatorsignal und dem Bezugssignal an den Eingängen der Phasenvergleichsschaltung entgegengewirkt wird.

5. Begrenzerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsschaltung einen Frequenzteiler (210) enthält, welche dem Eingang der Phasenvergleichsschaltung (220) ein frequenzgeteiltes Oszillatorsignal zuführt.