DE69024914T2

DE69024914T2 - Verstärkungsschaltung mit verbesserter Linearität

Info

Publication number: DE69024914T2
Application number: DE69024914T
Authority: DE
Inventors: Kazuhisa Ishiguro; Yasunori Sato
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1989-10-31
Filing date: 1990-10-30
Publication date: 1996-09-05
Anticipated expiration: 2010-10-31
Also published as: EP0426120A3; DE69024914D1; US5065112A; KR910008938A; EP0426120A2; EP0426120B1; KR970003778B1

Description

Erfindungsgebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein eine Verstärkungsschaltung und insbesondere eine Verstärkungsschaltung mit verbesserter Linearität. Diese Erfindung ist insbesondere bei einer Verstärkungsschaltung anwendbar, bei der ein Differenzverstärker verwendet wird.

Beschreibung des Standes der Technik

Allgemein ist bei einer Verstärkungsschaltung die Linearität zwischen einem Eingangssignal und einem Ausgangssignal in einem breiten Bereich des Eingangssignalpegels erforderlich. Beispielsweise ist eine Empfangsschaltung zur Verwendung in einem schnurlosen Telefon, in einem Sende-Empfangsgerät und dergleichen mit einer Verstärkungsschaltung zur Verstärkung der empfangenen Sprachsignale versehen.
Allgemein ist in einer empfangenen Funkwelle ein gewisses Rauschen, das sich von einem Sprachsignal unterscheidet, enthalten. Das heißt, daß, wenn der Pegel des Sprachsignals niedrig ist, das Rauschen, verglichen mit dem Sprachsignal, relativ hervorsticht. Es ist daher notwendig, das Sprachsignal mittels der Verstärkungsschaltung zu verstärken. Insbesondere, wenn das Sprachsignal über einen breiten Bereich des Signalpegels wechselt, muß die Verstärkungsschaltung einen breiten, dynamischen Bereich, d.h. eine Linearität zwischen Eingang und Ausgang haben.
In einer Verstärkungsschaltung für verschiedene elektrische Signale wird häufig ein Differenzverstärker verwendet und er wird in der Verstärkungsschaltung für das vorstehend erwähnte Sprachsignal verwendet. Da jedoch der Differenzverstärker selbst zwischen Eingangssignal und Ausgangssignal nichtlinear ist, ist es oft der Fall, daß das verstärkte Sprachsignal eine Verzerrung hat. Bezüglich dieses Punktes wird mit der Beschreibung angefangen.
Fig. 1 ist ein Schaltbild einer herkömmlichen Verstärkungsschaltung. Bezugnehmend auf Fig. 1 hat diese Verstärkungsschaltung einen ersten Differenzverstärker, bestehend aus npn-Transistoren 1 und 2, den Konstantstromquellen 3 und 4 und dem Widerstand 5, einen zweiten Differenzverstärker, bestehend aus Dioden 6 und 7 zum Umwandeln eines Ausgangssignals, das am Differenzverstärker erzeugt worden ist, in ein logarithmisches Signal, npn-Transistoren 8 und 9 und einer variablen Stromquelle 10, und eine Stromspiegelschaltung&sub1; bestehend aus den pnp-Transistoren 11 und 12. Der zweite Differenzverstärker und die Stromspiegelschaltung bilden eine exponentielle Umwandlungsschaltung für die Exponentumwandlung eines logarithmisch umgewandelten Signals.
Der Transistor 1 ist so geschaltet, daß er an seiner Basis ein Eingangssignal V empfängt. Der Transistor 2 ist so geschaltet, daß er an seiner Basis eine vorbestimmte Konstantspannung VB empfängt. Der Transistor 1 ist über eine Konstantstromquelle 3 an Masse gelegt, wobei der Emitter einen Konstantstrom ID durchlassen kann. Der Transistor 2 ist über eine Konstantstromquelle 4 an Masse gelegt, wobei der Emitter einen Konstantstrom ID durchlassen kann. Der Widerstand 5 ist zwischen die Emitter der Transistoren 1 und 2 geschaltet. Der Widerstand 5 ist vorgesehen, um den Verstärkungsfaktor des ersten Differenzverstärkers zu erhöhen.
Jede der Dioden 6 und 7 ist zwischen einer Versorgungsspannung Vcc und dem Kollektor des Transistors 1 bzw. 2 geschaltet. Der Transistor 8 ist mit seiner Basis an den Kollektor des Transistors 2 angeschlossen. Der Transistor 9 ist mit seiner Basis an den Kollektor des Transistors 1 angeschlossen. Die Transistoren 8 und 9 haben miteinander verbundene Emitter und zwischen dem gemeinsamen Verbindungsknoten und der Masse ist die variable Stromquelle 10 geschaltet, die einen variablen Strom IG passieren lassen kann. Der Transistor 11 ist mit einer Diode verbunden und ist zwischen der Stromversorgung Vcc und dem Kollektor des Transistors 8 geschaltet. Der Transistor 12 ist zwischen der Stromversorgung Vcc und dem Transistor 9 geschaltet. Ein Ausgangsstrom 10 wird durch den gemeinsamen Verbindungsknoten der Transistoren 9 und 12 erzeugt.
Im Betrieb wird ein Eingangssignal V an die Basis des Transistors 1 angelegt und dann wird das angelegte Eingangssignal V durch die Transistoren 1 und 2 in ein Stromsignal umgewandelt. Das umgewandelte Stromsignal wird durch die Dioden 6 und 7 in ein logarithmisches Signal umgewandelt. Die zwei logarithmisch umgewandelten Signale werden an die Basen der Transistoren 8 und 9 angelegt. Der Ausgangsstrom IO, der basierend auf dem Produkt der Spannung zwischen den Basen der Transistoren 8 und 9 und dem variablen Strom IG bestimmt worden ist, wird somit über den Kollektor des Transistors 9 ausgegeben.
Die in der Fig. 1 gezeigte Verstärkungsschaltung führt den vorstehend erwähnte Vorgang durch, der die folgenden Probleme bezogen auf seine Linearität bringt. Das heißt, wenn der Widerstand 5 zwischen die Emitter der Transistoren 1 und 2 geschaltet ist, kann der nichtlineare, interne Widerstand des Emitters der Transistoren 1 und 2 nicht ignoriert werden, wenn das Eingangssignal V in ein Stromsignal umgewandelt wird. Genauer gesagt, wenn der Emitterstrom des Transistors 1 IE ist, ist der Emitterwiderstand der Transistoren 1 und 2 rE und der Widerstandswert des Widerstandes 5 ist R, wobei IE durch die folgende Gleichung repräsentiert wird:
IE = (V - VB)/(R + 2 re) ... (1)
Um die Linearität der Stromumwandlung, die durch die Transistoren 1 und 2 durchgeführt wird, zu verbessern, ist es notwendig, die Wirkung des internen Widerstandes des Emitters re auf den Emitterstrom IE zu verringern. Es ist daher notwendig, den internen Widerstand des Emitters re dadurch zu reduzieren, indem entweder der Wert R des Widerstandes 5, repräsentiert durch R » 2 re gemacht wird oder indem der Emitterstrom IE erhöht wird. Die erste Annäherung vermindert jedoch den Verstärkungsfaktor, der in der Fig. 1 angegebenen Verstärkungsschaltung. Die zuletzt genannte Annäherung bewirkt andererseits die Erhöhung des Stromverbrauches. Als Ergebnis war es nicht möglich, die Linearität zu verbessern wie auch den breiten dynamischen Bereich sicherzustellen, ohne die Verminderung des Verstärkungsfaktors der in der Fig. 1 gezeigten Schaltung oder die Erhöhung des Stromverbrauches zu bewirken.
Fig. 2 ist ein Schaltbild einer herkömmlichen Multiplizierschaltung, bei der der Differenzverstärker, wie in der Fig. 1 angegeben, verwendet wird. Wie aus der Fig. 2 zu ersehen ist, hat diese Multiplizierschaltung einen ersten Differenzverstärker, bestehend aus npn-Transistoren 103, 104, 106 und 107 und einem Widerstand 108, eine Stromspiegelschaltung, bestehend aus pnp-Transistoren 109 und 110, eine Stromspiegelschaltung, bestehend aus pnp-Transistoren 111 und 112, einen Vervielfacher, bestehend aus pnp-Transistoren 121, 122, 123 und 124, und einen zweiten Differenzverstärker, bestehend aus pnp-Transistoren 116 und 117 und einem Widerstand 118. Diese Multiplizierschaltung empfängt die Eingangssignale VL und VR, um einen Ausgangsstrom IOUT zu erzeugen, der durch die Multiplikation von VL und VR bestimmt ist.
Wenn im Betrieb das Eingangssignal VL an die Basis des Transistors 106 angelegt wird, wird das Eingangssignal VL durch die Transistoren 106, 107 und einen Widerstand 108 in ein Stromsignal umgewandelt. Der Kollektorstrom des Transistors 106 wird an die Emitter der Transistoren 121 und 122 über die Transistoren 109 und 110 angelegt. Der Kollektorstrom des Transistors 107 wird über die Transistoren 111 und 112 an die Emitter der Transistoren 123 und 124 angelegt.
Wenn das Eingangssignal VR an die Basis des Transistors 116 angelegt wird, wird das Eingangssignal VR durch die Transistoren 116, 117 und den Widerstand 118 in ein Stromsignal umgewandelt. Die jeweiligen Kollektorströme der Transistoren 116 und 117 werden durch die Dioden 119 bzw. 120 in logarithmische Signale umgewandelt. Die zwei umgewandelten Signale werden an die Basen der Transistoren 122 und 123 bzw. an die Basen der Transistoren 121 und 124 angelegt. Als ein Ergebnis wird durch die Transistoren 121, 122, 123 und 124 eine Multiplikation von VL und VR durchgeführt, wobei der Strom IOUT erhalten wird.
Die in der Fig. 2 gezeigte Multiplikationsschaltung erzeugt ebenfalls ein ähnliches Problem, wie dies bei der Verstärkungsschaltung gemäß Fig. 1 beobachtet worden ist. Auf diesen Punkt wird in der folgenden Beschreibung Bezug genommen. Bei der in der Fig. 2 gezeigten Multiplikationsschaltung ist der Widerstand 108 zwischen die Emitter der Transistoren 106 und 107 geschaltet, die den ersten Differenzverstärker bilden. Der nichtlineare Emitterwiderstand der Transistoren 106 und 107, der in diesen enthalten ist, kann daher nicht ignoriert werden, wenn das Eingangssignal VL in ein Stromsignal umgewandelt wird. Da der Widerstand 118 zwischen die Emitter der Transistoren 116 und 117 geschaltet ist, kann bei der Stromumwandlung des Eingangssignals VR in gleicher Weise der nichtlineare Emitterwiderstand der Transistoren 116 und 117 nicht ignoriert werden.
Praxisnäher gesagt, wenn der Emitterstrom der Transistoren 106 und 116 IE1 bzw. IE2 ist, ist jeder interne Widerstand der Emitter der Transistoren 106, 107, 116 und 117 re, und jeder Widerstandswert der Widerstände 108 und 118 beträgt R1 bzw. R2, wobei IE1, IE2 und IOUT durch die folgenden Gleichungen repräsentiert ist.
IE1 = (VL - VB)/(Rl + 2 r ) ... (2)
IE2 = (VR - VB)/(R2 + 2 re) ... (3)
IOUT = 2 IE1 IE2/ID ... (4)
Wenn die Gleichungen (2) und (3) in die Gleichung (4) substituiert werden, kann die folgende Gleichung erhalten werden.
IOUT = 2 {(VL - VB)/R1 + 2 re)} {(VR - VB)/(R2 + 2 re)}.(1/ID) ... (5)
Wie bei dem Fall gemäß der Verstärkungsschaltung, wie in der Fig. 1 gezeigt, ist es vorzuziehen, daß der Wert 2 re vernachläßigbar ist, um eine gute Nicht-Linearität der in der Fig. 2 gezeigten Multiplikationsschaltung sicherzustellen.
Daher ist es notwendig, daß jeder interne Widerstand des Emitters re der Transistoren 106, 107, 116 und 117 verringert wird, indem die Relation der Werte gleich der Repräsentation R1 » 2 re und R2 » 2 re gemacht wird oder indem die Emitterströme IE1 und IE2 erhöht werden. Im ersteren Fall kann die Verschlechterung des Verstärkungsfaktors der Multiplikationsschaltung, wie in der Fig. 2 gezeigt, nicht vermieden werden. Im letzteren Fall kann die Erhöhung des Stromverbrauches auch nicht verhindert werden.
In der US-A-3 849 735 ist eine Verstärkungsschaltung beschrieben, bei der die Linearität verbessert ist, indem die Vorspannungsströme der verschiedenen Differenzverstärker seiten eingestellt sind. Dabei wird eine enge Anpassung der Verstärkertransistoren sichergestellt.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, die Linearität einer Verstärkungsschaltung zu verbessern, die einen Differenzverstärker enthält, um den breiten dynamischen Bereich sicherzustellen.
Eine zusätzliche Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, die Linearität einer Verstärkungsschaltung mit einem Differenzverstärker zu verbessern, ohne daß eine Verringerung des Verstärkungsfaktors verursacht wird.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, die Linearität einer Verstärkungsschaltung mit einem Differenzverstärker zu verbessern, ohne daß eine Erhöhung des Stromverbrauchs verursacht wird.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, die Linearität einer Multiplikationsschaltung mit einem Differenzverstärker zu verbessern, ohne daß eine Verminderung des Verstärkungsfaktors verursacht wird.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, die Linearität einer Multiplikationsschaltung mit einem Differenzverstärker zu verbessern, ohne daß eine Erhöhung des Stromverbrauchs verursacht wird.
Die Verstärkungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung weist eine Stromumwandlungsschaltung auf zum Umwandeln eines angelegten Eingangssignals in ein Stromsignal und einen ersten Differenzverstärker mit ersten und zweiten Bipolar- Transistoren. Die ersten und zweiten Bipolar-Transistoren sind mit ihren Emittern zusammengeschaltet. Der erste Bipolar-Transistor ist mit seiner Basis so geschaltet, daß er das Stromsignal empfängt, welches durch die Stromumwandlungsschaltung umgewandelt ist. Diese Verstärkungsschaltung weist weiterhin eine Vergleichsschaltung auf zum Vergleichen des Basispotentials des ersten Bipolar-Transistors mit einem vorbestimmten Potential, und eine Spannungssteuerschaltung zum Steuern der Spannung zwischen Basis und Emitter des ersten Bipolar-Transistors. Der zweite Bipolar- Transistor ist mit seiner Basis so geschaltet, daß er ein Ausgangssignal empfängt, welches von der Vergleichsschaltung erzeugt worden ist.
Im Betrieb spricht die Spannungssteuerschaltung auf die Vergleichsschaltung an und steuert dann die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des ersten Bipolar-Transistors, wobei der erste Differenzverstärker gebildet wird und dabei der Emitterwiderstand des ersten Bipolar-Transistors konstant gehalten wird. Da der erste Bipolar-Transistor nur auf das Stromsignal anspricht, welches durch die Stromumwandlungsschaltung umgewandelt ist, um in Betrieb gesetzt zu werden, kann die Linearität zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal verbessert werden.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung weist die Multiplikationsschaltung die Stromumwandlungsschaltung zum Umwandeln eines ersten Eingangssignals in ein Stromsignal auf und den ersten Differenzverstärker mit den ersten und zweiten Bipolar-Transistoren. Die ersten und zweiten Bipolar-Transistoren sind mit ihren Emittern zusammengeschaltet. Der erste Bipolar-Transistor ist mit seiner Basis so geschaltet, daß er das Stromsignal empfängt, welches durch die Stromumwandlungsschaltung umgewandelt ist. Diese Multiplikationsschaltung weist weiterhin eine Vergleichsschaltung auf zum Vergleichen des Basispotentials des ersten Bipolar-Transistors mit einem vorbestimmten Potential, eine Spannungssteuerschaltung zum Steuern der Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des ersten Bipolar-Transistors, und einen zweiten Differenzverstärker mit dritten und vierten Bipolar-Transistoren. Der zweite Bipolar-Transistor ist mit seiner Basis so geschaltet, daß er ein Ausgangssignal empfängt, das von der Vergleichsschaltung erzeugt worden ist. Der dritte Bipolar-Transistor ist mit seiner Basis so geschaltet, daß er ein zweites Eingangssignal empfängt. Der vierte Bipolar-Transistor ist mit seiner Basis an das vorbestimmte Potential angeschlossen. Diese Multiplikationsschaltung weist weiterhin eine Multiplikationsschaltung auf zum Multiplizieren der Ausgangssignale, die von den ersten und zweiten Differenzverstärkern erzeugt werden.
Die vorstehenden und andere Ziele, Merkmale, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung gehen aus der folgenden detaillierten Beschreibung der vorliegenden Erfindung anhand der begleitenden Figuren hervor.

KURZBESCHREIBUNG DER FIGUREN

Es zeigt:
Fig. 1 ein Schaltbild einer herkömmlichen verstärkungsschaltung;
Fig. 2 ein Schaltbild einer herkömmlichen Multiplikationsschaltung;
Fig. 3 ein Schaltbild einer Verstärkungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung; und
Fig. 4 ein Schaltbild einer Multiplikationsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Bezugnehmend auf die Fig. 3 hat die Verstärkungsschaltung, die eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung angibt, einen ersten Differenzverstärker, bestehend aus npn-Transistoren 20, 21 und 22, einen zweiten Differenzverstärker, bestehend aus npn-Transistoren 18, 19 und 22, eine logarithmische Umwandlungsschaltung, bestehend aus Dioden 31 und 32, einen dritten Differenzverstärker, bestehend aus npn-Transistoren 33, 34 und eine variable Stromquelle 35, die einen variablen Strom IG durchläßt, einen vierten Differenzverstärker, bestehend aus npn-Transistoren 24, 25 und 28. Eine Stromspiegelschaltung ist aus npn-Transistoren 13, 14, 22, 28 und 30 zusammengesetzt.
Eine Konstantstromquelle 15, die einen vorbestimmten Konstantstrom ID durchläßt, und ein diodengeschalteter npn- Transistor 13 sind in Reihe zwischen der Netzteilspannung VCC und der Masse geschaltet. Die Emitter der Transistoren 13 und 14 sind an Masse gelegt. Die pnp-Transistoren 16 und 17, aus denen eine Stromspiegelschaltung zusammengesetzt ist, sind mit der Netzteilspannung VCC zusammengeschaltet. Der diodengeschaltete Transistor 16 ist mit seinem Kollektor an den Kollektor des Transistors 14 geschaltet. Der Strom ID fließt daher durch den Kollektor des Transistors 17.
Der Transistor 18 ist mit seinem Kollektor an den Kollektor des Transistors 17 geschaltet. Der Transistor 19 ist mit seinem Kollektor an die Netzteilspannung VCC geschaltet. Da der Transistor 18 mit seinem Kollektor und seiner Basis zusammengeschaltet ist, wird der Kollektorausgang insgesamt auf die Basis zurückgeführt. Die Basen der Transistoren 18 und 20 sind zusammengeschaltet und der gemeinsame Verbindungsknoten derselben ist so geschaltet, daß er über einen Widerstand 23 ein Eingangssignal V empfängt. Die Transistoren 18, 19, 20 und 21 sind mit den Emittern zusammengeschaltet, und der Transistor 22 ist zwischen den gemeinsamen Verbindungsknoten und die Masse geschaltet. Der Transistor 22 hat eine vierfache Transistorgröße, wie die des Transistors 14, und dient als eine Konstantstromquelle. Der Transistor 22 ist mit seiner Basis an die Basis des Transistors 14 geschaltet.
Der Transistor 24 ist mit seiner Basis an die Basis des Transistors 18 geschaltet. Der Transistor 25 ist mit seiner Basis so geschaltet, daß er eine vorbestimmte Konstantspannung VB empfängt. Die Transistoren 24 und 25 sind mit ihren Emittern zusammengeschaltet und ein Transistor 28 ist zwischen den gemeinsamen Verbindungsknoten und die Masse geschaltet. Der Transistor 28 ist mit seiner Basis an die Basis des Transistors 14 geschaltet. Der Transistor 28 dient daher als eine Konstantstromquelle. Eine Stromspiegelschaltung ist aus pnp-Transistoren 26 und 27 zusammengesetzt. Der diodengeschaltete Transistor 26 ist zwischen die Netzteilspannung VCC und den Kollektor des Transistors 24 geschaltet. Der Transistor 27 ist zwischen die Netzteilspannung VCC und den Kollektor des Transistors 25 geschaltet.
Zwischen die Netzteilspannung VCC und den Kollektor des Transistors 30 ist ein pnp-Transistor 29 geschaltet, wodurch eine negative Rückkopplungsschaltung gebildet ist. Das heißt, der Transistor 29 ist mit seiner Basis an den Kollektor des Transistors 25 geschaltet, sein Emitter ist an die Netzteilspannung geschaltet und sein Kollektor ist an die Basis des Transistors 19 geschaltet.
Eine Diode 31 ist zwischen die Netzteilspannung und den Kollektor des Transistors 20 geschaltet. Eine Diode 32 ist zwischen die Netzteilspannung VCC und den Kollektor des Transistors 21 geschaltet. Jede Basis des Transistors 33 bzw. 34 ist an die Kathode der Diode 32 bzw. 31 geschaltet. Eine Stromspiegelschaltung ist aus pnp-Transistoren 36 und 37 zusammengesetzt. Der diodengeschaltete Transistor 36 ist zwischen die Netzteilspannung VCC und den Kollektor des Transistors 33 geschaltet. Der Transistor 37 ist zwischen die Netzteilspannung VCC an den Kollektor des Transistors 34 geschaltet.
Nun wird die Beschreibung des Betriebs gegeben. Ein Eingangssignal V wird durch den Widerstand 23 in ein Stromsignal umgewandelt. Der erste Differenzverstärker, zusammengesetzt aus den Transistoren 20, 21 und 22 spricht auf das umgewandelte Stromsignal an und arbeitet. Das Ausgangssignal vom ersten Differenzverstärker wird durch die Dioden 31 und 32 in logarithmische Signale umgewandelt, und die umgewandelten Signale werden den Basen der Transistoren 33 bzw. 34 zugeführt. Als ein Ergebnis wandelt der dritte Differenzverstärker, zusammengesetzt aus den Transistoren 33, 34 und der variablen Stromquelle 35 das logarithmische Signal in eine Exponentialfunktion um. Der Ausgangsstrom 10, der keine logarithmischen und Exponentialfunktionen enthält, wird so erzeugt.
Bei der vorstehend erwähnten Verstärkung ist zu betonen, daß die Basis des Transistors 20 mit einer negativen Rückkopplung versehen ist, und das Basispotential des Transistors 20 auf einem virtuellen Massepotential gehalten bleibt. Dieser Punkt wird im folgenden beschrieben. Wenn der Basisstrom des Transistors 20, d.h. der Basisstrom des Transistors 18, steigt, steigt der Basisstrom des Transistors 24 entsprechend. Da durch die Transistoren 26 und 27 in Abhängigkeit von dem Anstieg des Basisstroms des Transistors 24 sehr viel mehr Kollektorstrom fließt, ist der Basisstrom des Transistors 29 erhöht. Der Basisstrom des Transistors 19 wird gesenkt und der Basisstrom des Transistors 18 wird demgemäß gesenkt. Wenn andererseits der Basisstrom des Transistors 18 sinkt, sinkt der Basisstrom des Transistors 24 entsprechend. Da durch die Transistoren 26 und 27 sehr viel weniger Kollektorstrom durchgeht, ist der Basisstrom des Transistors 29 gesenkt. Der Basisstrom des Transistors 19 ist damit erhöht, und der Basisstrom des Transistors 18 ist entsprechend erhöht. Aus der vorstehenden Beschreibung ist zu verstehen, daß der erste Differenzverstärker aus den Transistoren 18, 19 und 22 zusammengesetzt ist, die immer mit negativer Rückkopplung versehen sind. Der Basisstrom des Transistors 20 wird somit auf einem konstanten Potential, d.h. einem virtuellen Massepotential gehalten. Als ein Ergebnis wird, da der Kollektorstrom des Transistors 18 konstant wird, die Spannung VBE zwischen der Basis und den Emittern der Transistoren 18 und 20 auf einem konstanten Wert gehalten. Der interne Widerstand des Emitters re der Transistoren 18 und 20 wird dementsprechend konstant gehalten. Das Eingangssignal V wird nur durch den Widerstand 23 in ein Stromsignal umgewandelt, ohne daß der nichtlineare, interne Widerstand des Emitters re der Transistoren 18 und 20 berücksichtigt wird. Wie aus der vorstehenden Gleichung (1) zu ersehen ist, ändert sich, wenn re auf einem konstanten Wert gehalten wird, der Emitterstrom IE proportional zum Eingangssignal V. Als ein Ergebnis kann eine Verbesserung der Linearität zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal des ersten Differenzverstärkers, zusammengesetzt aus den Transistoren 20, 21 und 22, erzielt werden, wodurch die Gesamtlinearität der Verstär kungsschaltung, wie sie in der Fig. 3 gezeigt ist, verglichen mit der herkömmlichen Schaltung, wie sie in der Fig. 1 gezeigt ist, verbessert werden kann.
Nun wird die spezifische Betriebweise der anderen Schaltungsteile der in der Fig. 3 gezeigten Verstärkungsschaltung gegeben. Wie vorstehend erwähnt, hat die Verstärkungsschaltung, wie in der Fig. 3 angegeben, die logarithmische Umwandlungsschaltung, die aus den Dioden 31 und 32 zusammengesetzt ist, und die Exponent-Umwandlungsschaltung, die aus den Transistoren 33, 34, 36 und 37m zusammengesetzt ist, und die variable Stromquelle 35. Jede der Dioden 31 und 32 wandelt jeweils den Kollektorstrom des Transistors 20 bzw. 21 in logarithmische Signale. Wenn die Spannung zwischen den Kathoden der Dioden 31 und 32 ΔVBE ist, wird ΔVBE durch die folgende Gleichung repräsentiert.
ΔVBE = 2 VT log (IE1/IS) ... (6),
wobei VT eine Konstante, IE1 ein Ausgangsstrom und IS ein Rückwärts-Sättigungsstrom der Dioden 31 und 32 ist.
Das logarithmische Signal, welches durch die Dioden 31 und 32 umgewandelt ist, d.h. die Spannung ΔVBE wird zwischen die Basen der Transistoren 33 und 34 zugeführt. Wenn der Ausgangsstrom des Transistors 36 IE2 ist, wird IE2 durch die folgende Gleichung repräsentiert.
IE2 = IS exp (ΔVBE/2 VT) ... (7)
Wenn in die Gleichung (7) die Gleichung (6) eingesetzt wird, wird die Spannung IE2 repräsentiert, ohne daß sie logarithmische und exponentielle Funktionen enthält. Somit wird der Ausgangsstrom Io, repräsentiert durch die folgende Gleichung, erzeugt.
Io = (V - VB)/R IG/ID ... (8),
wobei R den Widerstandswert des Widerstandes 23 repräsentiert.
Der Ausgangsstrom Io in Übereinstimmung mit dem Produkt (lineare Multiplikation) des Eingangssignals V und des Stromwertes IG kann erhalten werden, indem der Stromwert IG geändert wird, der von der variablen Stromquelle 35 erzeugt wird.
Eine andere Ausführungsform der Multiplikationsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung ist in der Fig. 4 gezeigt. Wie im Fall der Verstärkungsschaltung, wie in der Fig. 3 gezeigt, ist bei dieser Multiplikationsschaltung die Linearität verbessert, indem eine negative Rückkopplungs schaltung verwendet wird. Bezugnehmend auf Fig. 4 hat diese Multiplikationsschaltung einen ersten Differenzverstärker, zusammengesetzt aus npn-Transistoren 137, 138 und 129, einen zweiten Differenzverstärker, zusammengesetzt aus npn- Transistoren 135, 136 und 129, einen dritten Differenzverstärker, zusammengesetzt aus npn-Transistoren 141, 142 und 131, einen Multiplizierer, zusammengesetzt aus pnp-Transistoren 121, 122, 123 und 124, und einen vierten Differenzverstärker, zusammengesetzt aus pnp-Transistoren 114, 115, 116 und 117 und einem Widerstand 118. Eine Stromspiegelschaltung ist aus npn-Transistoren 127, 128, 129, 130, 131 und 132 gebildet. Zusätzlich hierzu ist eine Stromspiegelschaltung aus pnp-Transistoren 113, 114 und 115 zusammengesetzt.
Der diodengeschaltete Transistor 127 ist mit seinem Kollektor so geschaltet, daß er über eine Konstantstromquelle 101 einen Konstantstrom ID empfängt. Die Emitter der Transistoren 127 bis 131 sind an Masse gelegt. Der Transistor 129 hat einen viermal so großen Wert der Transistorgröße wie die Transistoren 127, 128, 130, 131 und 132. Eine Stromspiegeischaltung ist aus pnp-Transistoren 133 und 134 zusammengesetzt. Der diodengeschaltete Transistor 133 ist mit seinem Kollektor an den Kollektor des Transistors 128 geschaltet. Die Emitter der Transistoren 133 und 134 sind an die Netzteilspannung VCC geschaltet.
Der Transistor 135 ist mit seinem Kollektor an den Kollektor des Transistors 134 geschaltet. Der Transistor 136 ist mit seinem Kollektor an die Netzteilspannung VCC geschaltet. Da der Kollektor und die Basis des Transistors 135 zusammengeschaltet sind, wird der gesamte Kollektorausgang auf die Basis rückgeführt. Die Basis des Transistors 135 ist so geschaltet, daß sie ein erstes Eingangssignal VL über einen Widerstand 139 zur Stromumwandlung empfängt.
Die Basis des Transistors 137 ist an die Basis des Transistors 135 geschaltet.
Die Basis des Transistors 138 ist an die des Transistors 136 geschaltet. Die Transistoren 135, 136, 137 und 138 sind mit ihren Emittern zusammengeschaltet, und zwischen den gemeinsamen Verbindungsknoten und die Masse ist der Transistor 129 geschaltet.
Die Basis des Transistors 141 ist an den Kollektor des Transistors 135 geschaltet. Der Transistor 142 ist mit seiner Basis an eine vorbestimmte Konstantspannung VB geschaltet. Die Transistoren 141 und 142 sind mit ihren Emittern zusammengeschaltet und zwischen den gemeinsamen Verbindungsknoten und die Masse ist der Transistor 131 geschaltet. Die pnp-Transistoren 143 und 144 bilden eine Stromspiegelschaltung. Die Transistoren 143 und 144 sind jeweils mit ihrem Emitter an die Netzteilspannung VCC angeschlossen. Jeder Kollektor der Transistoren 143 und 144 ist jeweils an die Kollektoren der Transistoren 141 und 142 angeschlossen. Der pnp-Transistor 145 für die negative Rückkopplung ist mit seiner Basis an den Kollektor des Transistors 144 angeschlossen, sein Emitter ist an die Netzteilspannung VCC angeschlossen und sein Kollektor ist mit der Basis des Transistors 136 und dem Kollektor des Transistors 130 zusammengeschlossen.
Wie im Fall der Verstärkungsschaltung, die in der Fig. 3 gezeigt ist, wird nun im folgenden beschrieben, wie die negative Rückkopplung zur Verbesserung der Linearität arbeitet. Zuerst wird, wenn der Basisstrom des Transistors 135 erhöht ist, der Basisstrom des Transistors 141 erhöht. Da demgemäß durch die Transistoren 143 und 144 mehr Kollektorstrom den Transistor 142 passiert, wird der Basisstrom des Transistors 145 erhöht. Der Basisstrom des Transistors 136 wird somit verringert und der Basisstrom des Transistors 135 ist dementsprechend verringert. Im Gegensatz hierzu, wenn der Basisstrom des Transistors 135 verringert ist, ist der Basisstrom des Transistors 141 verringert. Wenn weniger Kollektorstrom durch die Transistoren 143 und 144 durchgeht, ist der Basisstrom des Transistors 145 verringert. Somit ist der Basisstrom des Transistors 136 erhöht, der Basisstrom des Transistors 135 wird dementsprechend erhöht.
Wie aus der vorstehenden Beschreibung zu ersehen ist, ist angegeben, daß die Transistoren 135 und 137 immer ihre Basen mit einer negativen Rückkopplung versehen haben. Weiterhin wird die Basis des Transistors 135 auf ein Konstantpotential, d.h. ein virtuelles Massepotential gebracht, da der Transistor 135 nicht nur einer negativen Rückkopplung, sondern auch einer totalen Rückkopplung unterzogen ist. Als ein Ergebnis kann die Zufuhr einer Wechselstromsignalkomponente an die Basis des Transistors 135 verhindert werden. Die Basisemitterspannung VBE des Transistors 137 wird daher durch die negative Rückkopplungsoperation auf einem konstanten Wert gehalten. Daher ändert sich der interne Widerstand des Emitters re des Transistors 137 nicht in Übereinstimmung mit der Änderung des Emitterstromes IE Da der Transistor 137 nur auf das Stromsignal anspricht, das durch den Widerstand 139 umgewandelt ist und in Betrieb gesetzt wird, kann eine gute Linearität zwischen dem Eingang und dem Ausgangs des ersten Differenzverstärkers, zusammengesetzt aus den Transistoren 137, 138 und 129, sichergestellt werden.
Die pnp-Transistoren 146 und 147 bilden eine Stromspiegelschaltung. Die Emitter der Transistoren 146 und 147 sind an die Netzteilspannung VCC angeschlossen. Der diodengeschaltete Transistor 146 ist mit seinem Kollektor an den Kollektor des Transistors 137 angeschlossen. Der Transistor 147 ist mit seinem Kollektor an die Emitter der Transistoren 121 und 122 angeschlossen. Der Kollektorstrom des Transistors 137 wird daher an die Emitter der Transistoren 121 und 122 über die Transistoren 146 und 147 angelegt.
Die pnp-Transistoren 148 und 149 bilden eine Stromspiegelschaltung. Die Transistoren 148 und 149 sind mit ihren Emittern an die Netzteilspannung VCC angeschlossen. Der diodengeschaltete Transistor 148 ist mit seinem Kollektor an den Kollektor des Transistors 138 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 149 ist an die Emitter der Transistoren 122 und 124 angeschlossen. Der Kollektorstrom des Transistors 138 wird daher über die Transistoren 148 und 149 an die Emitter der Transistoren 123 und 124 angelegt. Wenn der Emitterstrom der Transistoren 121, 122, 123 und 124 IE3 ist, wird IE3 durch die folgende Gleichung repräsentiert.
IE3 = IS exp (VBE/VT) ... (9),
wobei IS ein Rückwärts-Sättigungsstrom, VBE die Spannung zwischen Basis und Emitter und VT eine Konstante ist.
Wie aus der Gleichung (9) zu sehen ist, ist angegeben, daß der Emitterstrom IE3 in ein exponentielles Signal umgewandelt worden war.
Die Transistoren 114, 115, 116, 117, der Widerstand 118 und die Dioden 119 und 120 bilden eine logarithmische Umwandlungsschaltung. Wenn die Spannung zwischen beiden Anschlüssen der Dioden 119 und 120 ΔVBE' ist, wird ΔVBE' durch die folgende Gleichung repräsentiert.
ΔVBE' = 2 VT log (IE4/IS) ...(10),
wobei IE4 der Ausgangsstrom ist.
Da ein zweites Eingangssignal VR, das an die Basis des Transistors 116 angelegt ist, nach der Stromumwandlung in ein logarthmisches Signal umgewandelt ist, kann ein breiter dynamischer Bereich des Eingangssignals VR sichergestellt werden.
Ein fünfter Differenzverstärker, zusammengesetzt aus den Transistoren 121, 122, 123 und 124, wird mit dem Kollektorausgangssignal der Transistoren 147 und 149 und dem Kollektorausgangssignal der Transistoren 116 und 117 gespeist. Durch Einsetzen der Gleichung (10) in die Gleichung (9) wird bei dem Emitterstrom IE3 sowohl die logarithmische Funktion als auch die exponentielle Funktion entfernt. Der fünfte Differenzverstärker erzeugt daher einen Ausgangsstrom IOUT, der nicht der logarithmischen Funktion und der exponentiellen Funktion folgt. Der Ausgangsstrom IOUT kann erhalten werden, der durch die Multiplikation (lineare Multiplikation) des ersten Eingangssignals VL und des zweiten Eingangssignals VR bestimmt ist.
In der in der Fig. 4 gezeigten Multiplikationsschaltung ist die Linearität zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Differenzverstärkers durch die vorstehend beschriebene Art verbessert, um den dynamischen Bereich des ersten Eingangssignals VL auszuweiten. Um auch den dynamischen Bereich des zweiten Eingangssignals VR auszuweiten, ist andererseits eine Schaltung, die in der Fig. 4 durch eine strichpunktierte Linie umrandet ist, anstatt der Transistoren 116, 117 und des Widerstandes 118 vorgesehen.
Wie vorstehend erwähnt, ist in jeder der in den Fig. 3 und 4 gezeigten Schaltungen die Basis des Transistors, der den ersten Differenzverstärker bildet, auf einem Konstantpotential gehalten, d.h. einem virtuellen Massepotential, der Wert des internen Widerstandes des Emitters re ändert sich nicht in übereinstimmung mit der Anderung des Emitterstromes. Als ein Ergebnis ist die Linearität zwischen dem Eingang und dem Ausgang des ersten Differenzverstärkers verbessert, da der Transistor nur auf das Stromsignal, basierend auf dem Eingangssignal, anspricht. Als ein Ergebnis sind breite, dynamische Bereiche der Verstärkungsschaltung und der Multiplikationsschaltung, wie in den Fig. 3 und 4 angegeben, sichergestellt, wodurch die Linearität verbessert ist. Da der Strom nicht erhöht werden muß, um die Wirkung des internen Widerstandes des Emitters zu verringern, ist der Stromverbrauch nicht erhöht. Zusätzlich hierzu ist anzugeben, da die Nichtlinearitat infolge des internen Widerstandes des Emitters ignoriert werden kann, daß es nicht notwendig ist, die Widerstandswerte des Eingangswiderstandes 23, wie in der Fig. 2 gezeigt, und des Eingangswiderstandes 139, wie in der Fig. 4 gezeigt, zu erhöhen, wodurch verhindert wird, daß der Verstärkungsfaktor verringert wird.
Obwohl die vorliegenden Erfindung im einzelnen beschrieben und dargestellt worden ist, ist klar zu ersehen, daß dies nur zur Erläuterung und als Beispiel erfolgt ist und nicht als Begrenzung anzusehen ist, wobei der Umfang der vorliegenden Erfindung nur durch den Wortlaut der anhängigen Patentansprüche begrenzt ist.

Claims

1. Verstärkungsschaltung mit:

Stromumwandlungsmitteln (23, 139) zum Empfangen eines Eingangssignals (V, VL) und zum Umwandeln des Eingangssignals in ein Stromsignal,

ersten Differenzverstärkermitteln (20, 21, 22, 129, 137, 138) mit ersten und zweiten Bipolar-Transistoren, wobei der erste und zweite Bipolar-Transistor mit ihren Emittern zusammengeschaltet sind,

der erste Bipolar-Transistor mit seiner Basis so geschaltet ist, daß er das Stromsignal empfängt, welches durch die Stromumwandlungsmittel umgewandelt ist,

Vergleichermitteln (24-27, 141-144), die an die Basis des ersten Bipolar-Transistors angeschlossen sind, um das Potential der Basis des ersten Bipolar-Transistors und ein vorbestimmtes ersten Potential (VB) zu vergleichen,

wobei der zweite Bipolar-Transistor mit seiner Basis so geschaltet ist, daß er ein Ausgangssignal empfängt, welches von den Vergleichermitteln erzeugt wird, und

Spannungssteuermitteln (18, 19, 22, 29), die auf die Vergleichermittel ansprechen, um die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des ersten Bipolar-Transistors zu steuern.

2. Verstärkungsschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch

zweite Differenzverstärkermittel (114, 115, 116, 117, 118), mit dritten und vierten Bipolar-Transistoren (116, 117), wobei der dritten Bipolar-Transistor mit seiner Basis so geschaltet ist, daß er das zweite Eingangssignal (VR) empfängt, und der vierte Bipolar-Transistor mit seiner Basis an das vorbestimmte erste Potential (VB) angeschlossen ist, und

Multipliziermittel (121, 122, 123, 124), die zwischen den Ausgängen der ersten und zweiten Differenzverstärkermittel geschaltet sind, um die Ausgangssignale, welche an den ersten und zweiten Differenzverstärkermitteln erzeugt werden, zu multiplizieren.

3. Verstärkungsschaltung nach Anspruch 1, mit:

dritten Differenzverstärkermitteln (18, 19, 22) mit fünften und sechsten Transistoren, wobei der Eingang des fünften Transistors das Eingangssignal empfängt, der Eingang des sechsten Transistors ein negatives Rückkopplungssignal von den Spannungssteuermitteln empfängt und die Basen der ersten und fünften und zweiten und sechsten Transistoren miteinander verbunden sind;

Logarithmus-Umwandlungsmitteln (31, 32), die an den Ausgang der ersten Differenzverstärkermittel angeschlossen sind, um das Ausgangssignal der ersten Differenzverstärkermittel in ein logarithmisches Signal umzuwandeln, und

Exponent-Umwandlungsmitteln (33, 34, 35, 36, 37), die an den Ausgang der Logarithmus-Umwandlungsmittel angeschlossen sind, zum Exponentumwandeln des logarithmischen Signals.

4. Verstärkungsschaltung nach Anspruch 3, wobei die Logarithmus-Umwandlungsmittel aufweisen:

erste Diodenmittel (31), die zwischen die Stromzuführung und den Ausgang des ersten Transistors (20) geschaltet sind, und zweite Diodenmittel (32), die zwischen die Stromzuführung und den Ausgang des zweiten Transistors (21) geschaltet sind.

5. Verstärkungsschaltung nachanspruch 4, wobei die Exponent-Umwandlungsmittel aufweisen:

vierte Differenzverstärkermittel (33, 341 35), die siebte und achte Transistoren aufweisen,

wobei der siebte Transistor mit seinem Eingang an den Ausgang der ersten Diodenmittel und der achte Transistor mit seinem Eingang an den Ausgang der zweiten Diodenmittel angeschlossen ist.

6. Verstärkungsschaltung nach Anspruch 2, wobei die Stromumwandlungsmittel Widerstandsmittel (23), die an den Eingang des ersten Transistors angeschlossen sind, aufweisen, wobei der erste Transistor das Eingangssignal über diese Widerstandsmittel empfängt.

7. Verstärkungsschaltung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch

negative Rückkopplungsmittel (145) zum Empfangen des Ausgangssignals der Vergleichermittel und zum Durchführen der negativen Rückkopplung des negativen Rückkopplungssignals auf den Eingang des zweiten Transistors in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal der Vergleichermittel,

dritte Differenzverstärkermittel (129, 135, 136) mit fünften und sechsten Transistoren, wobei der Eingang des fünften Transistors das Stromsignal und der Eingang des sechsten Transistors das negative Rückkopplungssignal der negativen Rückkopplungsmittel empfängt.