DE3035272C2 - - Google Patents
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
- H03F3/3066—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the collectors of complementary power transistors being connected to the output
-
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- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
- H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
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Description
Die Erfindung betrifft einen Operations-Transkonduktanzver
stärker mit den im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen
Merkmalen.
Ein derartiger Verstärker ist aus der britischen Patentanmel
dung Nr. 15 29 068 bekannt. Er verwendet als Stromverstärker
übliche Stromspiegel mit konstantem Stromübersetzungsverhält
nis, wobei je ein solcher Stromspiegel eingangsseitig an je
einen der beiden Ausgänge eines Eingangs-Differenzverstärkers
angeschlossen ist und der Verstärkung von dessen Ausgangs
strömen dient. Die Verstärkung des Differenzverstärkers selbst
wird durch eine ihn speisende Stromquelle bestimmt. Die Aus
gangsströme der beiden Stromspiegel werden mit Hilfe eines
dritten Stromspiegels kombiniert, indem dessen Eingang der
Ausgangsstrom des einen der beiden erstgenannten Stromspiegel
zugeführt wird und sein eigener Ausgangsstrom mit demjenigen
des anderen der beiden erstgenannten Stromspiegel einer Aus
gangsklemme zugeführt wird, an welche auch die Last ange
schlossen ist. Die Differenz dieser beiden zusammengefaßten
Ströme, welche für die Last als Quellen- oder Senkenströme
erscheinen, bilden den Laststrom.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei niedrigem Ruhe
strom eines solchen Operations-Transkonduktanzverstärkers
höhere Quellen- und/oder Senkenströme zu ermöglichen. Diese
Aufgabe wird durch die im Kennzeichenteil des Anspruchs 1
angegebenen Merkmale gelöst.
Der Grundgedanke der Erfindung besteht darin, anstelle von
Stromspiegeln mit konstantem Stromübersetzungsverhältnis
nichtlineare Stromverstärker zu benutzen, deren Stromverstär
kung mit zunehmendem Eingangsstrom anwächst. Dies steht im
Gegensatz zu üblichen Operations-Transkonduktanzverstärkern
(im folgenden kurz OTA genannt), wie sie z. B. aus der DE-OS
23 22 466 bekannt sind, bei denen die symmetrischen Ausgangs
ströme einer vorausgehenden Verstärkerstufe den Eingangsan
schlüssen je eines Stromverstärkertransistors fester Strom
verstärkung zugeführt werden, deren Kollektorausgangsströme
wiederum mit einem Stromspiegel mit festem Stromspiegelver
hältnis zum Ausgangsstrom der Schaltung kombiniert werden.
Die Operations-Transkonduktanzverstärker sind in ihrer Grund
form eines Operationsverstärkers mit sehr niedriger Eingangs
impedanz und sehr hoher Ausgangsimpedanz (bzw. Stromquellen
ausgang) zuerst in der US-PS 36 14 645 beschrieben worden.
Es ist zwar aus der US-PS 35 50 024 bekannt, bei einem Gegen
taktverstärker mit zwei Bipolar-Gegentakttransistoren glei
chen Leitungstyps die Phasenumkehrstufe für den einen Gegen
takttransistor in Form eines vorgeschalteten weiteren Transi
stors auszubilden, zu dessen Basis-Emitter-Strecke die Reihen
schaltung einer Diode mit einem Widerstand parallel liegt,
jedoch dient diese Schaltungsmaßnahme dem Zweck, die effek
tive Stromverstärkung des einen Gegentakttransistors samt
seiner Phasenumkehrstufe derjenigen des anderen Gegentakt
transistors anzugleichen, um symmetrische Ausgangssignale zu
erhalten, bei welchen für beide Polaritäten gleiche Stromver
stärkungen wirksam sind.
Durch die erfindungsgemäße Maßnahme werden dagegen bei Opera
tions-Transkonduktanzverstärkern höhere Quellen- und Senken
ströme am Ausgangsanschluß bei vorgegebenem Ruhestrom möglich
durch den Ersatz mindestens eines der drei Stromspiegelver
stärker durch einen nichtlinearen Stromverstärker. Diese
Eigenschaften sind von besonderem Nutzen bei Spannungsfolge
anwendungen, wo der Ausgangssignalanschluß des OTA unmittel
bar mit seinem invertierenden Eingangssignalanschluß verbun
den ist.
In den beiliegenden Zeichnungen zeigt
Fig. 1 ein Schaltbild eines Operations-Transkonduktanzverstär
kers gemäß der Erfindung mit nichtlinearen Stromverstär
kern als Komponenten;
Fig. 2 ein Schaltbild einer Stromversorgung, die sich besonders
gut für den in Fig. 1 gezeigten OTA eignet; und
Fig. 3 ein Schaltbild einer alternativen Type eines nichtlinea
ren Stromverstärkers, der beispielsweise für den in
Fig. 1 gezeigten nichtlinearen Stromverstärker verwendet
werden kann, so daß weitere OTA-Ausbildungen gemäß der
Erfindung entstehen.
Der OTA gemäß Fig. 1 eignet sich für die Ausbildung als mono
lithische integrierte Schaltung, beispielsweise unter Verwen
dung des BiMOS-Verfahrens der RCA Corporation. Den Anschlüssen
B+ und B- werden relativ positive bzw. negative Betriebsspan
nungen zugeführt. Die Anschlüsse IN und sind ein nichtinver
tierender bzw. ein invertierender Eingangssignalanschluß, wel
che in der Darstellung mit den Gateelektroden von p-Kanal-
Metall-Oxid-Feldeffekttransistoren Q 1 bzw. Q 2 verbunden sind.
Die Transistoren Q 1 und Q 2 sind als sogenanntes "long-tailed"-
Paar geschaltet, wobei ein Konstantstromgenerator IS 1 ihre ge
meinsamen Sourceströme zu einem Knotenpunkt N 1 zwischen ihren
Emitterelektroden liefert. Diese Schaltung als Long-Tail-Paar
arbeitet als vorausgehender Verstärker, der durch eine zwischen
den Anschlüssen und IN zugeführte Differenzeingangssignal
spannung gesteuert wird und an den Drainelektroden Q 1 bzw. Q 2
Stromänderungen liefert, die in entgegengesetzten Richtungen ver
laufen und gleichen Ruheströmen überlagert sind. (Diese Vorver
stärkerstufe kann natürlich auch anders ausgebildet sein, bei
spielsweise ähnlich der bekannten 741-Type einer Eingangsstufe,
wie sie bei integrierten Operationsverstärkern der die Zahl 741
enthaltenden Typennummern zu finden sind.)
Die Ausgangsströme mit den Signaländerungen von dem Vorverstär
ker, welche positive Ströme sind, werden entsprechenden Eingän
gen 11 und 21 eines ersten bzw. zweiten Stromverstärkers IA 1
bzw. IA 2 zugeführt. Die Bezugsanschlüsse 10 und 20 der Ver
stärker IA 1 und IA 2 sind beide mit der (relativ) negativen
Betriebsspannungsleitung am Anschluß B- verbunden. Der Stromver
stärker IA 1 liefert aufgrund des seinem Eingang 11 zugeführten
positiven Stromes einen negativen Strom an seinem Ausgang 12,
und dies entspricht einem Bedarf nach positivem Stromfluß an
seinem Ausgangsanschluß 12 von einem Knoten N 2 her. Der Strom
verstärker IA 2 liefert bei Zuführung eines positiven Stromes
an seinen Eingang 21 einen negativen Strom an seinem Ausgang 22
an den Eingang 31 eines dritten Stromverstärkers IA 3, und dies
entspricht einem Bedarf nach positivem Stromfluß vom Eingang 31
des Verstärkers IA 3. Der Bezugsanschluß des Verstärkers IA 3
ist an eine Leitung relativ positiver Betriebsspannung B+ ge
führt, und der Verstärker IA 3 liefert bei Stromfluß zu seinem
Eingang 31 einen positiven Strom an den Knoten N 2. Die Diffe
renz zwischen dem Strom, welcher dem Knoten N 2 vom Ausgang 32
des Verstärkers IA 3 zugeführt wird, und dem Strombedarf am Kno
ten N 2 durch den Ausgang 12 des Verstärkers IA 1 fließt vom
Knotenpunkt N 2 über den Ausgangssignalanschluß OUT zur nicht
dargestellten Last des OTA gemäß Fig. 1.
Der Abfall des Amplitudenganges des OTA mit zunehmender Frequenz
wird hauptsächlich durch einen Kondensator C bestimmt, der zwi
schen den Anschluß OUT und einen Kompensationsanschluß COMP ge
schaltet ist, und dieser letzte Anschluß ist zum Eingang 11 des
Stromverstärkers IA 1 zurückgeführt. Der Kondensator C kann mit
dem übrigen Teil des OTA integriert sein oder kann auch ein ex
ternes diskretes Bauelement sein.
Der OTA gemäß Fig. 1 ist ähnlich wie der von Moeder beschriebene,
soweit als der Stromverstärker IA 3 als üblicher Stromspiegelver
stärker dargestellt ist, der zur Umwandlung der Ausgangsströme
der Stromverstärker von einem symmetrischen in ein unsymmetri
sches Signal benutzt wird, wobei der gelieferte unsymmetrische
Strom vom Knoten N 2 über den Anschluß OUT zur Last des OTA fließt.
Zu diesem Zweck ist der PNP-Transistor Q 31 des Verstärkers IA 3
mit einer Kollektor-Basis-Rückführungsverbindung versehen, wel
che ihn als Strom/Spannungs-Wandler arbeiten läßt, und der PNP-
Transistor Q 32 des Verstärkers IA 3 ist so geschaltet, daß er
als anschließender Spannungs/Strom-Wandler arbeitet.
Die Fähigkeit des OTA gemäß Fig. 1 als Stromsenke an seinem Aus
gangsanschluß OUT zu wirken, wenn das Potential am Eingang
positiv gegenüber am Eingang IN gemacht wird, wird verbessert,
wenn der Stromverstärker IA 1 ein Typ ist, dessen Stromverstär
kung zunimmt, wenn der seinem Eingang 11 zugeführte Strom an
wächst. Bei niedrigen Eingangsstromwerten, wo der Spannungsab
fall am Widerstand R 11 vernachlässigbar klein ist, arbeiten die
NPN-Transistoren Q 11 und Q 12 in gleicher Weise wie der Strom/Span
nungs-Wandlerteil bzw. der Spannungs/Strom-Wandlerteil eines
Stromspiegelverstärkers, dessen Stromverstärkung zwischen den
Anschlüssen 11 und 12 durch das Größenverhältnis ihrer Basis-
Emitter-Übergänge bestimmt wird (unter der Annahme, daß es sich
um Vertikalelemente gemäß üblicher Praxis handelt). Wenn zum
Eingang 11 des IA 1 erhöhte Eingangsstromwerte durch die Reihen
schaltung von R 11 und dem als Diode geschalteten Transistor Q 11
fließen, dann wächst die Emitter-Basis-Spannung des Transistors
Q 11 um den Spannungsabfall an R 11 über diejenige des Transistors
Q 12, und damit erhöht sich die Stromverstärkung über diejenige,
welche ein Stromspiegelverstärker liefert.
Die Fähigkeit des OTA gemäß Fig. 1, als Stromquelle am Anschluß
OUT zu wirken, wenn das Potential am Anschluß IN positiver als
am Anschluß gemacht wird, erhöht sich, weil der Stromverstär
ker IA 2 ein Typ ist, der bei Erhöhung des Eingangsstromes zu
seinem Eingang 21 seine Stromverstärkung vergrößert. Der Strom
verstärker IA 2 umfaßt einen NPN-Transistor Q 21, der als Strom/
Spannungs-Wandler geschaltet ist, einen Widerstand R 21, welcher
die Strom/Spannungs-Umwandlung verstärkt, und einen NPN-Transi
stor Q 22, der als Spannungs/Strom-Wandler geschaltet ist, ent
sprechend den Elementen Q 11, R 11 bzw. Q 12 des Stromverstärkers
IA 1
Um ein in vernünftigem Maße größeres Verhältnis zwischen dem
maximalen Ausgangsstrom, welcher am Anschluß OUT als Quelle oder
Senke zur Verfügung stellbar ist, und den vom Ausgang 32 des
Verstärkers IA 3 zum Ausgang des Verstärkers IA 1 fließenden Ruhe
strom zu erreichen, beispielsweise einen Verhältnisbereich von
10 : 1 bis 100 : 1, wählt man die Widerstandswerte für R 11 und R 21
vorzugsweise so, daß an ihnen ein Ruhespannungsabfall von 60
bis 80 mV liegt. Bei der hier beschriebenen bevorzugten Aus
führungsform werden die Transistoren Q 11 und Q 21 mit größeren
Emitter-Basis-Übergangsflächen als die Transistoren Q 12 und Q 22
ausgebildet, damit die aus den Ausgangskreisen der Verstärker
IA 1 und IA 2 fließenden Ruhestromwerte kleiner als die ihren
Eingangskreisen zugeführten werden.
Fig. 2 zeigt einen bevorzugten Typ eines Konstantstromgenerators
IS 1. Dieser liefert einen Strom I₁, der proportional zu Δ V BE /R₁
ist. Δ V BE ist die Differenz zwischen den jeweiligen Basis-Emit
ter-Offsetpotentialen V BEQ3 und V BEQ4 der beiden NPN-Transisto
ren Q 3 und Q 4, welche im wesentlichen ebenso wie auch die Tran
sistoren Q 11, Q 12, Q 21 und Q 22 alle bei derselben Temperatur
betrieben werden. R₁ ist der Wert des Widerstandes R 1 und folgt
den Widerstandswerten von R 11 und R 21. Dieser Strom I₁ wird bei
Zuführung zum Knoten N 1 im Ruhezustand als gleiche Quellenströme
für die Transistoren Q 1 und Q 2 aufgeteilt, und fließt dann in
Form entsprechender Drainströme durch R 11 bzw. R 21. Die Ruhespan
nungsabfälle an R 11 und R 21 sind so proportional Δ V BE , wobei
die Proportionalitätsfaktoren nicht von den Absolutwerten von
R 11 und R 21 abhängen, die während der Herstellung der monolithi
schen integrierten Schaltung nicht genau vorausbestimmt werden
können, sondern sie hängen stattdessen von den Verhältnissen
zwischen diesen Widerständen und R 1 ab, die genau vorherbestimm
bar sind. Die an der Reihenschaltung des Widerstandes R 11 mit
dem als Diode geschalteten Transistor Q 11 auftretende Spannung
ist dann gleich der Basis-Emitter-Offsetspannung eines Transi
stors, der mit etwas höherem Stromwert als Q 11 betrieben wird.
Im Vergleich zu dem analogen üblichen Stromspiegelverstärker
kann man ableiten, daß die Proportionalität zwischen dem Ruhe
strom durch diese Serienschaltung und dem Kollektor-Emitter-
Ruhestrom des Transistors Q 12 bei einem vorbestimmbaren Wert
bleibt, unabhängig von Änderungen der Temperatur oder Prozeß
parametern bei der Herstellung der Transistoren. Die an der
Reihenschaltung des Widerstandes R 21 mit dem als Diode geschal
teten Transistor Q 21 abfallende Spannung ist gleich der Emitter-
Basis-Spannung eines Transistors, der mit etwas höherem Strom
wert als Q 21 betrieben wird, und die Proportionalität zwischen
dem Ruhestrom durch diese Reihenschaltung und dem Kollektor-
Emitter-Ruhestrom des Transistors Q 22 bleibt auf dem vorbestimm
ten Wert unabhängig von Änderungen der Temperatur oder der
Prozeßvariablen bei der Herstellung des Transistors.
Der spezielle Konstantstromgenerator IS 1 gemäß Fig. 2 ist zu
erst von B. Crowle in der US-PS 40 63 149 (Ausgabetag 13. Dezem
ber 1977, Titel "Current Regulating Circuits") beschrieben. Der
PNP-Transistor Q 5 arbeitet infolge der Kollektor-Basis-Gleich
stromrückkopplung über den Emitterfolger-PNP-Transistor Q 6 als
Eingang-Strom/Spannungs-Wandlerteil eines Stromspiegelverstär
kers mit doppeltem Ausgang, der auch PNP-Transistoren Q 7 und
Q 8 enthält, welche als Spannungs/Ausgangsstrom-Wandler arbei
ten. Der Ausgangsstrom vom Kollektor des Transistors Q 7 wird
als Strom I₁ dem Knoten N 1 zugeführt. Q 5, Q 7 und Q 8 sind so ge
schaltet, daß sie Kollektorströme im Verhältnis 1 : F : G bei glei
chen Emitter-Basis-Spannungen liefern; dies läßt sich erreichen,
wenn man sie als Lateraltransistor mit mehreren Kollektoren
ausbildet, wobei die jeweiligen Kollektorbereiche flächenmäßig
so bemessen sind, daß sich Kollektorwirksamkeiten im geeigneten
Verhältnis ergeben. Q 3 und Q 4 sind so ausgebildet, daß sie als
Stromspiegelverstärker mit hoher Verstärkung -H₀ bei kleinen
Eingangsstromwerten arbeiten, und als Stromverstärker mit ab
nehmender Stromverstärkung -H bei anwachsenden Eingangsstrom
pegeln, weil V BEQ4 gegenüber V BEQ3 durch den zugehörigen Span
nungsabfall am Widerstand R 1 verringert ist. F, G und H₀ sind
sämtlich positive Konstanten. Das Produkt G mal H wird größer
als Eins gewählt. Somit ist die Schleifenschaltung desjenigen
Teils des Doppelausgangs-Stromspiegelverstärkers, welcher die
Transistoren Q 5, Q 6 und Q 8 enthält und eine Stromverstärkung
von -G hat, und der Stromverstärker, welcher eine Stromverstär
kung von -H hat, die von einem Anfangswert -H₀ abnimmt, rückge
koppelt bei anwachsenden Stromwerten in ihr, bis der Spannungs
abfall an R₁ die Verstärkung GH der geschlossenen Schleife auf
Eins verringert.
Entsprechend der Lehre von Crowle hat im Gleichgewichtszustand
der Spannungsabfall V R1 an R 1 einen Wert von im wesentlichen
gleich (KT/q)ln(GH₀), wobei K die Boltzmann-Konstante, T die
absolute Temperatur, bei welcher Q 3 und Q 4 betrieben werden,
und q die Ladung eines Elektrons ist. Der Kollektorstrom des
Transistors Q 8, der zur Aufrechterhaltung dieses Spannungsab
falls erforderlich ist, hat einen Wert von im wesentlichen gleich
(KT/qR₁)ln(GH₀), der Kollektorstrom von Q 8 ist F/G mal so groß
und hat einen Wert (FKT/GqR₁)ln(GH₀).
Andere Stromquellen der bevorzugten Art sind von C. F. Wheatley
Jr. in der US-PS 36 29 691 (Ausgabetag 21. Dezember 1971, Titel
"Current Source") und von Te Winkel in der DE-OS 21 57 756
(Titel "Stromquellenanordnung") als Beispiel beschrieben.
Ein OTA, der nur die Eigenschaft einer Stromsenke höheren Aus
gangsstroms haben soll, läßt sich realisieren durch Abwandlung
des OTA gemäß Fig. 1, indem man den nichtlinearen Stromverstär
ker IA 2 durch einen linearen Stromverstärker ersetzt, beispiels
weise vom Stromspiegelverstärkertyp, und dies läßt sich verwirk
lichen durch einfachen Ersatz des Widerstandes R 21 durch eine
im wesentlichen impedanzfreie Verbindung. Ein OTA, der nur die
Eigenschaft einer Stromquelle höheren Ausgangsstrom haben soll,
läßt sich durch Abwandlung des OTA gemäß Fig. 1 erhalten, wenn
man den nichtlinearen Stromverstärker IA 1 durch einen linearen
Stromverstärker ersetzt, beispielsweise vom Stromspiegelverstär
kertyp, und dies läßt sich verwirklichen durch einfachen Ersatz
des Widerstandes R 11 durch eine im wesentlichen impedanzfreie
Verbindung. Stromquelleneigenschaften für höheren Ausgangsstrom
erhält man auch, wenn man den Stromverstärker IA 3 anstatt des
Stromverstärkers IA 2 oder zusätzlich zu diesem nichtlinear macht.
(In Reihe mit dem als Diode geschalteten Transistor Q 31 kann
ein Widerstand zwischen Emitter und Basis des Transistors Q 32
eingefügt werden zur Kompensation des Abfalls der Durchlaßstrom
verstärkung des Transistors Q 32 in Emittergrundschaltung mit
zunehmender Frequenz und zur Verbesserung der Linearität der
Stromverstärkung.)
Jeglicher nichtlinearer Stromverstärker in den bis hier erläuter
ten OTA-Typen kann alternativ auch von einer anderen Form als
in Fig. 1 gezeigt sein, solange seine Stromverstärkung mit zu
nehmendem Eingangsstrom ebenfalls wächst. Beispiele solcher
Alternativen sind Stromverstärker, wie sie etwa in der US-PS
39 86 048 (Ausgabetag 12. Oktober 1976, Erfinder Okada et al,
Titel "Non-Linear Amplifier") beschrieben sind.
Der nichtlineare Stromverstärker IA 4 gemäß Fig. 3 ist beispiels
weise von der in der soeben erwähnten US-Patentschrift erörter
ten Art, und er kann die durch die Verstärker IA 1 und IA 2 darge
stellten nichtlinearen Stromverstärkertypen ersetzen. Im Strom
verstärker IA 4 wird zwischen seinem Bezugsanschluß 40 und seinem
Eingangsanschluß 41 zugeführte Eingangsstrom durch die Reihen
schaltung von als Diode geschalteten NPN-Transistoren Q 41 und
Q 42 in eine Spannung umgewandelt. Diese Spannung, die Änderun
gen aufweist, welche zweimal so groß wie die Spannung an einem
einzigen, als Diode geschalteten Transistor sind, welche sich
mit dem Logarithmus des Stromes ändert, wird vermindert durch
die Basis-Emitter-Offsetspannung des NPN-Transistors Q 43, aus
welchem ein im wesentlichen konstanter Emitterstrom durch den
Konstantstromgenerator IS 41 entnommen wird. Nach dieser Verringe
rung wird die Spannung als Emitter-Basis-Spannung dem NPN-Tran
sistor Q 44 zugeführt und in einen Strombedarf umgewandelt, wel
cher sich mit dem Quadrat des Eingangsstromes ändert und am
Ausgang 42 des Verstärkers IA 4 erscheint. Eine Vergrößerung des
Strombedarfs des Verstärkers IS 41 verringert den Ruhestrom am
Ausgang 42 auf irgendeinen gewünschten Wert gegenüber dem am
Eingang 41 zugeführten Ruhestrom.
Während übliche OTA's in ihren Ausgangsstufen quasilinear im
A-Betrieb arbeiten, sei hier betont, daß die hier beschriebenen
OTA's sich dadurch auszeichnen, daß mindestens eine ihrer Ver
stärkerstufen im AB-Betrieb arbeitet. Die Ausgangsstufe eines
OTA gemäß der hier beschriebenen Erfindung mit einem im AB-Be
trieb arbeitenden ersten Stromverstärker und einem im AB-Betrieb
arbeitenden zweiten oder dritten Stromverstärker arbeitet quasi
linear im AB-Betrieb.
Spannungsteiler, die in einem Verhältnis von nur etwas über
1 : 1 teilen und vor dem Anschluß IN und zwischen die Anschlüsse
OUT und geschaltet sind, führen zu einem Potentialfolger mit
der Eigenschaft sowohl in ihren Eingangs- wie auch Ausgangs
schaltungen Amplituden von den Betriebsspannungen B- bis B+ zu
verarbeiten.
Einem Fachmann auf dem Gebiete der Operationsverstärker ist es
mit der vorstehenden Offenbarung möglich, zahlreiche Ausführungs
formen der hier beschriebenen Erfindung zu realisieren, welche
sich von der speziell Beschriebenen unterscheiden, und die bei
liegenden Ansprüche sollen diesen Abwandlungsbereich überdecken.
Claims (8)
1. Operations-Transkonduktanzverstärker mit einem ersten
und einem zweiten Betriebsspannungsanschluß (B+, B-), denen
Betriebsspannungen einer ersten bzw. zweiten, einander ent
gegengesetzten Polarität zugeführt werden,
- - mit einem Vorverstärker (Q 1, Q 2, I S 1), der unter Steuerung durch ein Eingangssignal in entgegengesetzten Richtungen verlaufende Signaländerungen erzeugt, die jeweiligen Strö men der ersten Polarität an einem ersten bzw. zweiten Aus gang überlagert sind,
- - mit einem ersten (IA 1) und einem zweiten Stromverstärker (IA 2), deren Eingänge (11 bzw. 21) mit dem ersten bzw. zwei ten Ausgang des Vorverstärkers verbunden sind und die mit einem Bezugsanschluß (10 bzw. 20) an den zweiten Betriebs spannungsanschluß (B-) angeschlossen sind und die an ihren Ausgängen Ausgangsströme der zweiten Polarität liefern,
- - mit einem dritten Stromverstärker (IA 3), dessen Eingang (31) mit dem Ausgang (22) des zweiten Stromverstärkers verbunden ist, der mit einem Bezugsanschluß an den ersten Betriebs spannungsanschluß (B+) angeschlossen ist und der an seinem Ausgang (32) einen Ausgangsstrom der ersten Polarität liefert,
- - und mit einem Signalausgangsanschluß (OUT), an welchen die Ausgänge (12, 32) des ersten und dritten Stromverstärkers angeschlossen sind,
dadurch gekennzeichnet, daß mindestens einer der drei Strom
verstärker (IA 1, IA 2, IA 3) ein nichtlineares Verhalten aufweist,
derart, daß seine Stromverstärkung mit dem ihm zugeführten
Eingangsstrom anwächst.
2. Operations-Transkonduktanzverstärker nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß der nichtlineare Stromverstärker
(IA 1, IA 2 bzw. IA 3) einen Transistor (Q 12, Q 22, Q 32) enthält,
über dessen Basis-Emitter-Strecke die Reihenschaltung eines
linearen Widerstandes (R 11, R 21, R 1) mit einer Halbleiterdiode
(Q 11, Q 21, Q 31, Q 3) liegt.
3. Operations-Transkonduktanzverstärker nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstand (R 11, R 21, R 1) der
art bemessen ist, daß der nichtlineare Stromverstärker im AB-
Betrieb arbeitet.
4. Operations-Transkonduktanzverstärker nach Anspruch 1,
2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß nur der erste (IA 1)
und der zweite (IA 2) oder dritte (IA 3) Stromverstärker ein
nichtlineares Verhalten hat.
5. Operations-Transkonduktanzverstärker nach Anspruch 2,
3, oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorverstärker
enthält ein Paar zusätzliche Transistoren (Q 1, Q 2), zwischen
deren Eingangselektroden ein Eingangssignal gelegt wird und
deren Ausgangselektroden entsprechend an den Eingangsanschluß
(11) des ersten Stromverstärkers (IA 1) bzw. an den Eingangs
anschluß (21) des zweiten Stromverstärkers (IA 2) angeschlos
sen sind und deren Bezugselektroden an einen zwischen ihnen
liegenden Zwischenpunkt (N 1) angeschlossen sind, und einen
Konstantstromgenerator (IS 1) zur Zuführung eines Vorstromes
an den Zwischenpunkt (N 1) mit einem zusätzlichen linearen
Widerstandselement (R 1), dessen Widerstandswert jedem erwähn
ten linearen Widerstandselement (R 11, R 21) folgt, mit einem
Paar Halbleiterübergänge (Q 3, Q 4), mit einer Vorspannungsschal
tung (Q 5, Q 6, Q 8) zur Durchlaßvorspannung des Paares Halbleiter
übergänge (Q 3, Q 4) derart, daß verschiedene Spannungen über
ihnen entstehen, mit einer Koppelschaltung zur Zuführung der
Differenz der Spannungen an den Halbleiterübergängen zu dem
zusätzlichen Widerstandselement (R 1) zur Bewirkung eines
Stromflusses durch sie entsprechend dem Ohm'schen Gesetz und
mit einer Einrichtung (Q 7), welche proportional auf den das
zusätzliche Widerstandselement (R 1) durchfließenden Strom an
spricht, um den Vorstrom zu liefern.
6. Operations-Transkonduktanzverstärker nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß einer der drei Stromverstärker
(IA 1, IA 2, IA 3) enthält eine Mehrzahl von als Diode geschalte
ten Transistoren (Q 41, Q 42) in Reihenschaltung zwischen seinem
Bezugsanschluß und seinem Eingangsanschluß (40 bzw. 41),
einen weiteren Transistor (Q 44), dessen Emitter- und Kollek
torelektroden an den Bezugsanschluß bzw. Ausgangsanschluß
(40 bzw. 42) angeschlossen sind und dessen Basis von einer
Spannungsübertragungseinrichtung (Q 43) eine Spannung zuge
führt wird, die von der Spannung am Eingangsanschluß (41)
durch einen Abzug abgeleitet ist (Fig. 3).
7. Operations-Transkonduktanzverstärker nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß dem Eingangsanschluß (11) des
ersten Stromverstärkers (IA 1) als Eingangsstrom der Strom
der ersten Polarität am Ausgang des Vorverstärkers (Q 1, Q 2, IS 1)
mit den überlagerten Signalveränderungen zugeführt wird, daß
der Ausgangsanschluß (12) des ersten Stromverstärkers (IA 1)
Ausgangsstrom der zweiten Polarität bei Verarbeitung seines
Eingangsstromes im AB-Betrieb liefert, wobei die zweite Pola
rität der ersten Polarität entgegengesetzt ist, daß der Ein
gangsanschluß (21) des zweiten Stromverstärkers (IA 2) als
Eingangsstrom den Strom der ersten Polarität am zweiten Aus
gangsanschluß des Vorverstärkers (Q 1, Q 2, IS 1) mit den über
lagerten Signalveränderungen erhält und daß der Ausgangsan
schluß (22) des zweiten Stromverstärkers (IA 2) Ausgangsstrom
der zweiten Polarität in Abhängigkeit von seinem Eingangs
strom liefert, daß der Eingangsanschluß (31) des dritten
Stromverstärkers (IA 3) als Eingangsstrom den Ausgangsstrom
des zweiten Stromverstärkers (IA 2) erhält und daß der Aus
gangsanschluß (32) des dritten Stromverstärkers (IA 3) einen
Ausgangsstrom der ersten Polarität aufgrund seines Eingangs
stromes liefert und daß der Operations-Transkonduktanzver
stärker einen Ausgangssignalanschluß (OUT) hat, an welchen
die Ausgangsanschlüsse (12, 32) des ersten und des dritten
Stromverstärkers (IA 1, IA 3) angeschlossen sind.
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